CN103843061B - 音频信号处理方法及其音频信号处理设备 - Google Patents

Abstract

提供了一种音频信号处理设备和方法。所述设备包括稳定性确定器和sigma‑delta调制器。稳定性确定器将输入音频信号的频带划分成一个或更多个子频带，将输入音频信号在子频带中的每个子频带内的电平与子频带的阈值进行比较，并根据比较结果产生稳定性确定信号。sigma‑delta调制器根据稳定性确定信号对输入音频信号进行sigma‑delta调制，并输出调制信号。

Description

音频信号处理方法及其音频信号处理设备

技术领域

与本公开一致的设备和方法涉及音频信号处理，更具体地讲，涉及输入音频信号的sigma-delta（三角积分）调制的音频信号处理。

背景技术

类A、B、C和类D放大器用于接收音频信号并输出听觉感知信号。类D放大器减小在类A、B和C放大器中发生的放大效率的降低。类D放大器表现出比类A、B和C放大器更高的放大效率。因此，类D放大器被广泛使用。

类D放大器是对模拟输入的音频信号进行调制以生成数字音频信号并且放大并输出数字调制的音频信号的数字放大器。

数字放大器不具有数据转换损失，并且在理论上实现100%的放大效率，因此被广泛使用。

数字放大器对输入的音频信号进行调制以生成脉冲信号，并放大这些脉冲信号。sigma-delta调制可用于对音频信号进行调制以生成脉冲信号。使用sigma-delta调制的调制器被称为sigma-delta调制器。

高阶sigma-delta调制器可用于增强噪声整形（noise shaping）。

然而，高阶sigma-delta调制器累积信号值，这使得随着sigma-delta调制器的阶数增大而发生大量振荡。振荡的发生会阻碍sigma-delta调制器执行调制操作的能力，因此可能不能确保sigma-delta调制器的操作稳定性。

发明内容

技术问题

本公开的一方面提供一种确保sigma-delta调制期间的操作稳定性的音频信号处理方法及其音频信号处理设备。

本公开的另一方面在于提供一种精确地检测输入音频信号的稳定性以便确保sigma-delta调制期间的操作稳定性的音频信号处理方法及其音频信号处理设备。

本公开的另一方面在于提供一种在提供高稳定性的同时提供增大的信噪比（SNR）的音频信号处理方法及其音频信号处理设备。

解决方案

根据示例性实施例的一方面，提供一种音频信号处理设备，所述音频信号处理设备包括：稳定性确定单元，将输入音频信号在至少一个子频带中的每个子频带内的电平与子频带的阈值进行比较，并根据比较结果来产生稳定性确定信号；sigma-delta调制单元，根据稳定性确定信号对输入音频信号进行sigma-delta调制，并输出第一调制信号。

所述至少一个子频带中的每个子频带可具有针对每个子频带被设置为与子频带的频率值成比例的值的不同阈值。

所述设备还可包括延迟单元，所述延迟单元接收输入音频信号，向输入音频信号补偿在稳定性确定单元中确定稳定性所花费的时间，并将补偿后的输入音频信号输出到sigma-delta调制单元。

如果输入音频信号在子频带中的电平等于或大于所述子频带的阈值，则稳定性确定单元可确定输入音频信号在所述子频带中不稳定，并且可将稳定性确定信号的电平设置为指示输入音频信号不稳定。

稳定性确定单元可包括：检测单元，将输入音频信号的频带划分成所述至少一个子频带，并将输入音频信号在所述至少一个子频带中的每个子频带内的电平与子频带的阈值进行比较；调整单元，根据比较结果确定输入音频信号的稳定性并产生稳定性确定信号。

sigma-delta调制单元可包括：环路滤波器，对输入音频信号进行积分，并输出积分后的输入音频信号；量化单元，对环路滤波器的输出信号进行量化，并产生第一调制信号。

sigma-delta调制单元还可包括：反馈回路，对第一调制信号进行反馈，并输出第一反馈信号；求和单元，从输入音频信号减去反馈信号，并输出减去后的输入音频信号。

检测单元可包括：信号电平检测单元，将输入音频信号的频带划分成多个子频带，并在一时间段内将所述多个子频带中的每个子频带内的输入音频信号与子频带的阈值进行比较；计数器单元，累积在所述时间段期间的所述比较的结果。

检测单元可包括：频率转换单元，将输入音频信号转换为频带信号；电平检测单元，通过使用频带信号将输入音频信号在所述至少一个子频带中的每个子频带内的电平与子频带的阈值进行比较。

所述设备还可包括：驱动信号产生单元，根据第一调制信号产生用于控制开关放大操作的至少一个驱动信号；功率开关放大器，包括响应于所述至少一个驱动信号中的相应的一个驱动信号而导通或截止的至少一个开关装置，执行开关放大操作，并通过使用所述至少一个开关装置来输出与输入音频信号相应的放大音频信号，其中，所述至少一个开关装置包括氮化镓（GaN）晶体管、砷化镓（GaAs）晶体管和碳化硅（SiC）晶体管中的至少一个。

所述设备还可包括反馈回路，该反馈回路将通过衰减并延迟放大音频信号而获得的反馈信号输出到sigma-delta调制单元，以便补偿放大音频信号的延迟和增益中的至少一个。

稳定性确定单元可产生稳定性确定信号，以使得sigma-delta调制单元的信噪比（SNR）值和稳定性值中的至少一个根据比较结果被调整。

稳定性确定单元可产生稳定性确定信号，以使得sigma-delta调制单元的噪声传递函数（NTF）的系数和sigma-delta调制单元的阶数中的至少一个根据比较结果被调整。

如果输入音频信号在所述至少一个子频带中的一个子频带中的电平等于或大于子频带的阈值，则稳定性确定单元可产生第一电平的稳定性确定信号，并且如果输入音频信号在子频带中的电平小于子频带的阈值，则稳定性确定单元产生第二电平的稳定性确定信号。

sigma-delta调制单元可接收第一电平的稳定性确定信号，并对sigma-delta调制单元的噪声传递函数（NTF）的系数和sigma-delta调制单元的阶数中的至少一个进行调整，以使得在sigma-delta调制期间发生的振荡减小。

sigma-delta调制单元可接收第二电平的稳定性确定信号，并对sigma-delta调制单元的噪声传递函数（NTF）的系数和sigma-delta调制单元的阶数中的至少一个进行调整，以使得在sigma-delta调制单元的信噪比（SNR）值增大。

根据示例性实施例的另一方面，提供一种音频信号处理方法，所述音频信号处理方法包括：将输入音频信号的频带划分成至少一个子频带；将输入音频信号在所述至少一个子频带中的每个子频带内的电平与子频带的阈值进行比较；根据比较结果产生稳定性确定信号；根据稳定性确定信号对输入音频信号执行sigma-delta调制；并将经过sigma-delta调制的信号输出为第一调制信号。

有益效果

根据示例性实施例的音频信号处理设备可精确地检测输入音频信号的稳定性，以便确保sigma-delta调制期间的操作稳定性。

并且，根据示例性实施例的音频信号处理设备可以以高稳定性增大信噪比（SNR）。

附图说明

通过参照附图详细描述本发明的示例性实施例，以上和其他方面将变得更清楚，其中：

图1是根据示例性实施例的音频信号处理设备的框图；

图2是根据另一示例性实施例的音频信号处理设备的框图；

图3A和3B是用于解释在sigma-delta调制期间发生的振荡的曲线图；

图4是用于解释根据示例性实施例的音频信号处理设备中所使用的每个频带的阈值的曲线图；

图5是图1的稳定性确定单元的框图；

图6是图1的稳定性确定单元的详细框图；

图7是根据另一示例性实施例的音频信号处理设备的框图；

图8A和8B是图7的功率开关放大器的详细示图；

图9是根据另一示例性实施例的音频信号处理设备的框图；

图10是图2的sigma-delta调制单元的详细示图；

图11是用于解释根据示例性实施例的音频信号处理设备的操作的曲线图；和

图12是根据示例性实施例的音频信号处理方法的流程图。

具体实施方式

sigma-delta调制器通过根据噪声传递函数（NTF）的特性将噪声分量推向频带的外部部分来对输入音频信号中所包括的噪声分量执行整形。

NTF的噪声整形受sigma-delta调制器的阶数的影响。更具体地讲，sigma-delta调制器的阶数越高，在噪声整形期间噪声就被推向越靠近频带的外部部分。相应地，sigma-delta调制器的阶数越高，信噪比（SNR）就越高。

此外，如果输入信号的电平大于根据sigma-delta调制器的反馈特性的特定阈值，则在sigma-delta调制期间发生振荡。如果振荡发生，则sigma-delta调制器异常操作，从而系统的稳定性降低。

SNR的提高与系统的稳定性成反比。也就是说，如果高阶sigma-delta调制器被设计用于提高SNR，则系统的稳定性降低，这增大了振荡的概率。此外，如果低阶sigma-delta调制器被设计用于提高系统的稳定性，则SNR降低。

现在将参照附图更充分地描述根据示例性实施例的在提高SNR的同时确保sigma-delta调制期间的操作稳定性的音频信号处理方法及其音频信号处理设备，在附图中，示出了示例性实施例。

如在此所使用的，诸如“…中的至少一个”的表达在一列元件前面时修饰整列元件，而不是修饰所述列中的单个元件。

图1是根据示例性实施例的音频信号处理设备100的框图。

参照图1，本示例性实施例的音频信号处理设备100包括稳定性确定单元110和sigma-delta调制单元130。

稳定性确定单元110可将输入音频信号Sin的频带划分成至少一个子频带。稳定性确定单元110将输入音频信号Sin在子频带内的电平与该子频带的阈值进行比较。稳定性确定单元110根据比较结果产生稳定性确定信号Sm。

在这点上，阈值可以是输入音频信号电平的下限值，在该下限值，在sigma-delta调制期间发生振荡。因此，如果输入音频信号Sin的电平小于子频带的阈值，则输入音频信号Sin可被确定为稳定信号。另一方面，如果输入音频信号Sin的电平等于或大于子频带的阈值，则输入音频信号Sin可被确定为不稳定信号。

例如，稳定性确定单元110将输入音频信号Sin的频带划分成若干（N）个子频带。这N个子频带中的每个子频带均具有相关联的阈值。因此，对于N个子频带，存在N个阈值。稳定性确定单元110将第一子频带的输入音频信号Sin与第一子频带的阈值进行比较。然后，稳定性确定单元110将第二子频带的输入音频信号Sin与第二子频带的阈值进行比较，依此类推。

在这点上，阈值可根据sigma-delta调制单元130的噪声传递函数（NTF）的系数而不同。更具体地讲，NTF的特性（包括NTF的极点值和零点值）可根据sigma-delta调制单元130的设计规范而不同。在这点上，用于确定NTF的特性（包括NTF的极点值和零点值）的值可以是NTF的系数。此外，如果NTF的极点值和零点值被调整，则sigma-delta调制单元130的振荡程度可被调整。因此，可按照sigma-delta调制单元130的设计规范用实验方法来优化和设计阈值。

如果输入音频信号Sin在频带内的电平等于或大于阈值，则稳定性确定单元110可将该频带中的输入音频信号Sin确定为不稳定。

更具体地讲，如果输入音频信号Sin的电平等于或大于阈值，则稳定性确定单元110可将稳定性确定信号Sm的信号电平产生为第一电平，如果输入音频信号Sm的电平小于阈值，则稳定性确定单元110可将稳定性确定信号Sm的信号电平产生为第二电平。

sigma-delta调制单元130根据从稳定性确定单元110发送的稳定性确定信号Sm对输入音频信号Sin执行sigma-delta调制（SDM），并输出第一调制信号Sout1。因此，第一调制信号Sout1是在被与输入音频信号Sin相应地脉冲调制之后产生的。

在这点上，sigma-delta调制单元130可具有根据sigma-delta调制单元130中所包括的积分器的数量而不同的阶数。sigma-delta调制单元130可具有根据从稳定性确定单元110发送的第一调制信号Sout1而变化的阶数。

本示例性实施例的音频信号处理设备100将输入音频信号Sin的频带划分成至少一个子频带，并分别确定输入音频信号Sin在所述至少一个子频带内的稳定性，从而精确地确定输入音频信号Sin的稳定性。因此，可以在保持sigma-delta调制单元130的稳定性的同时尽可能地提高每个频带的SNR。

图2是根据另一示例性实施例的音频信号处理设备的框图。

参照图2，与图1的音频信号处理设备100相比，音频信号处理设备200还可包括延迟单元220和反馈回路240中的至少一个。图2的音频信号处理设备200中所包括的稳定性确定单元210和sigma-delta调制单元230可对应于图1的音频信号处理设备100中所包括的稳定性确定单元110和sigma-delta调制单元130。因此，这里将不重复多余的描述。

延迟单元220可发送输入音频信号Sin，并补偿在稳定性确定单元210中确定输入音频信号Sin的稳定性所花费的时间。因此，延迟单元220将被补偿了时间的输入音频信号Sin输出到sigma-delta调制单元230。

更具体地讲，如果在稳定性确定单元210中接收输入音频信号Sin并产生稳定性确定信号Sm花费时间t1，则延迟单元220可将输入音频信号Sin延迟时间t1，并将延迟了时间t1的输入音频信号Sin发送到sigma-delta调制单元230。

稳定性确定单元210可包括检测单元211和调整单元212。

检测单元211将输入音频信号Sin的频带划分成至少一个子频带，并将输入音频信号Sin在每个子频带内的电平与相应阈值进行比较。也就是说，如果输入音频信号Sin的频带被划分成N个子频带，则检测单元211可执行N次比较操作。

调整单元212根据检测单元211的比较结果确定输入音频信号Sin的稳定性，并产生与稳定性的确定相应的稳定性确定信号Sm。

sigma-delta调制单元230可包括环路滤波器231和量化单元232。

环路滤波器231包括至少一个积分器（未显示），并且对输入音频信号Sin进行积分，并输出该输入音频信号Sin。环路滤波器231对输入音频信号Sin中所包括的噪声执行噪声整形以根据NTF将噪声推向频带的带外。

量化单元232接收从环路滤波器231输出的信号，对所接收的信号进行量化，并产生脉冲信号形式的第一调制信号Sout1。

sigma-delta调制单元230还可包括反馈回路240和求和单元250。

反馈回路240反馈第一调制信号Sout1，并输出反馈信号Sout2。

求和单元250从输入音频信号Sin减去第一反馈信号Sout2，并将调整后的输入音频信号Sin2输出到环路滤波器231。如果音频信号处理设备200包括延迟单元220，则求和单元250可从延迟的输入音频信号Sin1减去第一反馈信号Sout2，并将减去后的信号输出到环路滤波器231。

如果sigma-delta调制单元230包括反馈回路240和求和单元250，sigma-delta调制单元230可考虑到sigma-delta调制单元230的输出信号的增益和相位对sigma-delta调制单元230的输入音频信号Sin或Sin1的增益和相位中的至少一个进行调整。因此，sigma-delta调制单元230可根据音频信号处理设备200的目标增益或规律的最大输出来执行精确的增益控制。

图3A和3B是用于解释在sigma-delta调制期间发生的振荡的曲线图。

图3A是用于解释在低频带中发生的振荡的曲线图。图3B是用于解释在高频带中发生的振荡的曲线图。

参照图3A，X轴指示时间，y轴指示振荡的振幅。如果对低频带中的具有预定电平的输入音频信号执行sigma-delta调制，则振荡的强度随时间迅速地增大。

参照图3B，X轴指示时间，y轴指示振荡的振幅。如果对高频带中的具有预定电平的输入音频信号执行sigma-delta调制，则振荡以规律的振幅继续进行，而不迅速增大。

参照图3A和3B，对于具有相同信号电平的输入音频信号，振荡的强度根据频带而不同。更具体地讲，在图3A中，振荡的振幅在低频区域中在时间t1之后迅速地增大并且超过-1*100000和1*100000的范围，而振荡的振幅在高频区域中大致在-1*100000和1*100000的范围之间。

因此，具有相同信号电平的输入音频信号示出，每个频带的振荡的强度不同，并且振荡的振幅在低频区域中进一步增大。

图4是用于解释根据示例性实施例的音频信号处理设备中所使用的每个频带的阈值的曲线图。

根据上述示例性实施例的音频信号处理设备100和200在确定输入音频信号Sin的稳定性时可根据子频带不同地设置阈值。

更具体地讲，可与子频带的频率值成比例地设置阈值。例如，与第一子频带至第N子频带相应的第一阈值至第N阈值分别具有不同值。子频带的频率值越高，相应阈值就越高，因此第一阈值可具有最小值，第N阈值可具有最大值。图4中示出了示例。

参照图4，x轴指示输入音频信号420的频带，y轴指示阈值410的值。在图4中，输入音频信号420的频带被划分成第一子频带至第三子频带。第一子频带至第三子频带在X轴上可具有相同长度或不同长度。

例如，第一阈值Th1是针对具有0至f1频率值的第一子频带设置的，第二阈值Th2是针对具有f1至f2频率值的第二子频带设置的，第三阈值Th3是针对具有f2至f3频率值的第三子频带设置的。

因此，如果输入音频信号420在第一频带中的信号电平等于或大于第一阈值Th1，则第一频带中的输入音频信号420可被确定为不稳定信号。另一方面，如果输入音频信号420在第三频带中的信号电平等于或大于第三阈值Th3，则第三频带中的输入音频信号420可被确定为不稳定信号。

图5是图1的稳定性确定单元510的框图。图5的稳定性确定单元510可与图1的稳定性确定单元110或图2的稳定性确定单元210相应。检测单元511和调整单元512可与图2的检测单元211和调整单元212相应。因此，这里将不重复其多余的描述。

参照图5，检测单元511可包括信号电平检测单元530和计数器单元540。

信号电平检测单元530将输入音频信号Sin的频带划分成多个子频带，并在一时间段内将每个子频带内的输入音频信号Sin与相应于该频带的阈值进行比较。在图5中，输入音频信号Sin的频带被划分成第一至第N子频带。

更具体地讲，信号电平检测单元530可包括对各个子频带执行确定操作的第一至第N电平检测单元531、532、533和534。例如，第一电平检测单元531接收输入音频信号Sin，并确定输入音频信号Sin在第一子频带中的电平是否等于或大于第一阈值。这样的确定可在时间段T1内执行。

计数器单元540对由信号电平检测单元530在时间段T1期间执行的确定的结果进行计数。

更具体地讲，计数器单元540可包括对各个子频带执行计数操作的第一至第N段计数器541、542、543和544。例如，第一段计数器541可接收第一电平检测单元531在时间段T1期间的确定结果，并对输入音频信号在第一子频带中的电平等于或大于第一阈值的次数进行计数。例如，如果计数器单元540的计数时间段为20*T1，并且输入音频信号Sin在第一子频带中的电平等于或大于第一阈值的次数为10次，则第一段计数器541可将计数值（即，10）发送到调整单元512。

调整单元512根据计数器单元540输出的计数值来确定输入音频信号Sin的稳定性。例如，如果输入音频信号Sin在子频带中的电平等于或大于该子频带的相应阈值的次数超过整个计数时间段的阈值比率（例如，20次的20%），则调整单元512可将相应子频带中的输入音频信号Sin确定为处于不稳定状态。在这点上，用于确定输入音频信号Sin的稳定性的参考计数值可根据音频信号处理设备的产品规范（诸如操作可靠性）不同地设置。

如果输入音频信号Sin被确定为不稳定，则调整单元512可产生具有第一信号电平的稳定性确定信号Sm，如果输入音频信号Sin被确定为稳定，则调整单元512产生具有第二信号电平的稳定性确定信号Sm。

更具体地讲，调整单元512可确定输入音频信号Sin在每个子频带内的稳定性，如果调整单元512确定输入音频信号Sin在子频带中的任何一个子频带不稳定，则将稳定性确定信号Sm输出为第一信号电平。

调整单元512可确定输入音频信号Sin在每个子频带内的稳定性，并且仅当调整单元512确定输入音频信号Sin在所有整个子频带中都不稳定时才将稳定性确定信号Sm输出为第一信号电平。

可替换地，调整单元512可确定输入音频信号Sin在每个子频带内的稳定性，并且如果调整单元512确定输入音频信号Sin在与低频率相应的一个或更多个子频带中不稳定，则将稳定性确定信号Sm输出为第一信号电平。

图6是图1的稳定性确定单元的详细框图。图6的稳定性确定单元610可与图1的稳定性确定单元110或图2的稳定性确定单元210相应。检测单元611和调整单元612可与图2的检测单元211和调整单元212相应。因此，这里将不重复多余的描述。

参照图6，检测单元611可包括频率转换单元630和电平检测单元640。

频率转换单元630将输入音频信号Sin转换为频带信号。更具体地讲，频率转换单元630可对输入音频信号Sin执行快速傅立叶变换（FFT）。更具体地讲，频率转换单元630将若干个指定样值（sample）转换为帧，并对在每个帧内的输入音频信号Sin执行FFT。频率转换单元630可将通过执行FFT而产生的频谱信息发送到电平检测单元640。频谱信息是关于输入音频信号Sin在每个频率内的电平的信息，因此如果输入音频信号Sin被转换为频带信号，则可识别输入音频信号Sin在每个频率内的电平。

电平检测单元640通过使用由频率转换单元630从输入音频信号Sin转换的频带信号来将输入音频信号Sin在每个子频带内的电平与该子频带的相应阈值进行比较。

调整单元612从电平检测单元640接收对于每个子频带的比较结果，确定输入音频信号Sin的稳定性，并产生具有第一或第二电平的稳定性确定信号Sm。在这点上，调整单元612的操作与图5的调整单元512的操作相同，因此这里将省略其详细描述。尽管描述了第一电平和第二电平，但是本领域的普通技术人员将意识到可使用多于两个的电平。

图7是根据另一示例性实施例的音频信号处理设备的框图。

参照图7，除了图2的音频信号处理设备的元件之外，音频信号处理设备700还可包括反馈回路740、驱动信号产生单元760、功率开关放大器770、低通滤波器780和扬声器单元790中的至少一个。音频信号处理设备700的稳定性确定单元710和sigma-delta调制单元730可分别与图1和图2的音频信号处理器设备100和200的稳定性确定单元110和210以及sigma-delta调制单元130和230相应。音频信号处理设备700的延迟单元720可与图2的延迟单元220相应。因此，这里将不重复其多余的描述。

驱动信号产生单元760接收第一调制信号Sout1，并根据输入音频信号Sin和第一调制信号Sout1产生用于控制开关放大操作的至少一个驱动信号CON。在这点上，通过使用功率开关放大器770中所包括的至少一个开关装置（未显示）来执行开关放大操作。驱动信号CON是用于控制开关装置（未显示）导通或截止的开关控制信号。驱动信号CON被发送到功率开关放大器770。

功率开关放大器770执行开关放大操作，并且包括响应于驱动信号CON而导通或截止的至少一个开关装置（未显示）。功率开关放大器770通过使用开关装置（未显示）输出与输入音频信号Sin相应的放大音频信号Sout。

在这点上，放大音频信号Sout可以是通过放大第一调制信号Sout1的振幅而获得的信号。例如，功率开关放大器770可以以输入到音频信号处理设备700的音频信号Sin可根据规律的最大输出而被输出的这样的方式来放大第一调制信号Sout1。

功率开关放大器770中所包括的开关装置（未显示）可包括氮化镓（GaN）晶体管、砷化镓（GaAs）晶体管和碳化硅（SiC）晶体管中的至少一个。

氮化镓（GaN）晶体管和砷化镓（GaAs）晶体管具有短暂的传播延迟，并且在高电压下以高速进行操作。在这点上，传播延迟指示将使相应晶体管导通的驱动信号CON输入到晶体管的栅极并且将饱和电压信号输出到作为晶体管的输出端的源极端或漏极端所花费的时间。

如果功率开关放大器770将氮化镓（GaN）晶体管或砷化镓（GaAs）晶体管用为执行开关放大操作的开关装置，则功率开关放大器770可以以高速执行开关操作。因此，可使开关噪声最小，从而降低音频信号处理设备700的SNR。此外，可在高电压下快速地放大信号，从而增大音频信号处理设备700的最大输出。

用作开关装置的氮化镓（GaN）晶体管可以是异质结场效应晶体管（HFET）。

稍后将参照图8描述功率开关放大器770的详细构造。

低通滤波器780将从功率开关放大器770输出的放大音频信号Sout解调为模拟音频信号，并输出该模拟音频信号。也就是说，从功率开关放大器770输出的信号是脉冲形式的数字信号，然后被转换为模拟信号并且被输出。

扬声器单元790将来自低通滤波器780的输出信号转换为由用户听觉识别的物理振动信号，并输出该信号。

反馈回路740反馈放大音频信号Sout，并将放大音频信号Sout和信号Sout3发送到sigma-delta调制单元730的输入端，以便根据音频信号处理设备700的规律输出或目标增益和目标相位对放大音频信号Sout的增益和相位进行优化。

如果音频信号处理设备700包括反馈回路740，则求和单元750从输入音频信号Sin减去第二反馈信号Sout3，并将调整后的输入音频信号Sin2输出到环路滤波器731。如果音频信号处理设备700包括延迟单元720，则求和单元750从延迟的输入音频信号Sin1减去第二反馈信号Sout3，并将被求和单元750减去后的信号输出到环路滤波器731。

更具体地讲，反馈回路740可使放大音频信号Sout衰减预定比率，使放大音频信号Sout延迟一时间段，并输出第二反馈信号Sout3。

图8A和8B是图7的功率开关放大器770的详细示图。图8A示出图7的功率开关放大器770的示例。图8B示出图7的功率开关放大器770的另一示例。图8A和8B的驱动信号产生单元860和890与图7的驱动信号产生单元760相应，因此这里将省略其详细描述。

参照图8A，功率开关放大器870可包括类似于上述开关装置的开关装置871。开关装置871可包括氮化镓（GaN）晶体管、砷化镓（GaAs）晶体管和碳化硅（SiC）晶体管中的至少一个。

高电源电压+VDD和低电源电压VDD被提供给开关装置871的一端和另一端，驱动信号CON被输入到其栅极端。开关装置871响应于驱动信号CON输出放大音频信号Sout，放大音频信号Sout是具有高电源电压+VDD电平和低电源电压VDD电平的电压信号。

参照图8B，驱动信号产生单元890可产生第一驱动信号CON1和第二驱动信号CON2。在这点上，第二驱动信号CON2可以是反相的第一驱动信号CON1。

功率开关放大器895可包括彼此串联连接的第一开关装置896和第二开关装置897。如果第一开关装置896导通，则高电源电压+VDD被驱动。如果第二开关装置897导通，则低电源电压VDD被驱动。

图9是根据另一示例性实施例的音频信号处理设备900的框图。

参照图9，音频信号处理设备900可与图2的音频信号处理设备200相应。更具体地讲，音频信号处理设备900的稳定性确定单元910和sigma-delta调制单元930可与图2的音频信号处理设备200的稳定性确定单元210和sigma-delta调制单元230相应。因此，这里将不重复多余的描述。此外，音频信号处理设备900不包括与图2的延迟单元220相应的元件，因此，sigma-delta调制单元930的求和单元950直接接收输入音频信号Sin。

如上所述，稳定性确定单元910可根据输入音频信号Sin在每个子频带内的电平与每个子频带的阈值的比较结果来产生用于调整sigma-delta调制单元930的SNR值和稳定性值中的至少一个的稳定性确定信号Sm。

例如，稳定性确定单元910可根据比较结果将输入音频信号Sin确定为不稳定，输出第一电平的稳定性确定信号Sm，并以sigma-delta调制单元930的SNR保持或降低并且sigma-delta调制的稳定性值增大的这样的方式来控制sigma-delta调制单元930。也就是说，稳定性确定单元910可以以减小在sigma-delta调制期间发生的振荡的这样的方式来控制sigma-delta调制单元930。

作为另一示例，稳定性确定单元910可根据比较结果将输入音频信号Sin确定为稳定，输出第二电平的稳定性确定信号Sm，并以sigma-delta调制单元930的SNR增大并且sigma-delta调制的稳定性值保持或减小的这样的方式来控制sigma-delta调制单元930。

可替换地，如上所述，稳定性确定单元910可以根据输入音频信号Sin在每个子频带内的电平与每个子频带的阈值的比较结果来产生稳定性确定信号Sm，以调整sigma-delta调制单元930的NTF的系数和阶数中的至少一个。

环路滤波器931可根据稳定性确定信号Sm的控制在高SNR操作模式932和高稳定性操作模式933期间进行操作。也就是说，稳定性确定信号Sm可用于控制信号Sin2是被送入到环路滤波器930的高SNR操作模式环路滤波器932还是高稳定性操作模式环路滤波器933中。

更具体地讲，如果从稳定性确定单元910发送第二电平的稳定性确定信号Sm，则将调整的输入音频信号Sin2切换为被发送到N1节点。因此，环路滤波器931可操作为具有高SNR的环路滤波器932。如果从稳定性确定单元910发送第一电平的稳定性确定信号Sm，则将调整的输入音频信号Sin2切换为被发送到N2节点。因此，环路滤波器931可操作为具有高稳定性的环路滤波器932。

sigma-delta调制单元930可接收第一电平的稳定性确定信号Sm，并且以sigma-delta调制单元930的SNR值降低的这样的方式来调整sigma-delta调制单元930的NTF的系数和阶数中的至少一个。可替换地，sigma-delta调制单元930可以以sigma-delta调制单元930的振荡减小的这样的方式来调整sigma-delta调制单元930的NTF的系数和阶数中的至少一个。

此外，sigma-delta调制单元930可接收第二电平的稳定性确定信号Sm，并且以sigma-delta调制单元930的SNR值增大的这样的方式来调整sigma-delta调制单元930的NTF的系数和阶数中的至少一个。

例如，稳定性确定单元910根据比较结果将输入音频信号Sin确定为不稳定，并输出第一电平的稳定性确定信号Sm。sigma-delta调制单元930可响应于第一电平的稳定性确定性信号Sm，以sigma-delta调制单元930的阶数减小或者在sigma-delta调制期间发生的振荡减小的这样的方式来调整sigma-delta调制单元930的NTF的系数。

作为另一示例，稳定性确定单元910根据比较结果将输入音频信号Sin确定为稳定，并输出第二电平的稳定性确定信号Sm。sigma-delta调制单元930可响应于第二电平的稳定性确定性信号Sm，以sigma-delta调制单元930的阶数增大或者sigma-delta调制单元930的SNR值增大的这样的方式来调整sigma-delta调制单元930的NTF的系数。

量化单元935、反馈回路940和求和单元950分别与图2的量化单元232、反馈回路240和求和单元250相应，因此这里将不提供其详细描述。

图10是图2的sigma-delta调制单元的详细示图。

图10的sigma-delta调制单元1000、环路滤波器1031、量化单元1032、反馈回路1040和求和单元1050与图2的sigma-delta调制单元200、环路滤波器231、量化单元232、反馈回路240和求和单元250相应，因此这里将省略多余的描述。

环路滤波器1031可以以与图9的环路滤波器931相同的方式在高SNR操作模式932和高稳定性操作模式933期间进行操作。因此，这里将省略其多余的描述。

参照图10，环路滤波器1031还可包括第一积分器1055和第二积分器1060、以及用于对信号进行求和的多个求和单元1050，1056和1057，第一积分器1055和第二积分器1060用于对输入音频信号Sin、多个系数b1、b2、b3、g1、c1、c2、-a1、-a2和b’1、b’2、b’3、g’1、c’1、c’2、-a’1、-a’2进行积分。在这点上，这些系数可以是用于sigma-delta调制的NTF的系数。图10示出包括两个积分器的2级sigma-delta调制器1000。然而，本领域的普通技术人员将理解，可以仅提供一个积分器，或者可以提供多余2个的若干个积分器。

参照图10，系数b1、b2、b3、g1、c1、c2、-a1和-a2是用于实现sigma-delta调制单元1000的高稳定性的NTF的系数。也就是说，系数b1、b2、b3、g1、c1、c2、-a1和-a2可被设计用于实现sigma-delta调制单元1000的低振荡率。

系数b’1、b’2、b’3、g’1、c’1、c’2、-a’1和-a’2是用于实现sigma-delta调制单元1000的高SNR的NTF的系数。

环路滤波器1031可包括多个开关1091、1092、1093、1094、1095、1096、1097和1098，这些开关用于响应于稳定性确定信号Sm选择用于实现sigma-delta调制单元1000的高稳定性和sigma-delta调制单元1000的高SNR中的任何一个。

例如，如果从稳定性确定单元1010发送第一电平的稳定性确定信号Sm，则以在环路滤波器1031中应用用于实现sigma-delta调制单元1000的高稳定性的系数b1、b2、b3、g1、c1、c2、-a1和-a2的这样的方式来切换开关1091、1092、1093、1094、1095、1096、1097和1098。

此外，如果从稳定性确定单元1010发送第二电平的稳定性确定信号Sm，则以在环路滤波器1031中应用用于实现sigma-delta调制单元1000的高SNR的系数b’1、b’2、b’3、g’1、c’1、c’2、-a’1、-a’2的这样的方式来切换开关1091、1092、1093、1094、1095、1096、1097和1098。

在图10中，反馈回路1040包括数模转换器1070。从量化单元1032输出的第一调制信号Sout1是数字信号形式的脉冲信号。输入音频信号Sin可以是模拟信号形式。因此，第一调制信号Sout1被转换为模拟信号形式的信号，并且被输出到求和单元1050，以使得求和单元1050可容易地对信号进行求和或相减。

sigma-delta调制单元1000根据稳定性确定单元1010的控制对用于sigma-delta调制的系数的值进行调整，因此，sigma-delta调制单元1000可在高SNR操作模式或高稳定性操作模式下进行操作。

图11是用于解释根据示例性实施例的音频信号处理设备的操作的曲线图。

参照图11，x轴指示以分贝（dB）为单位的输入音频信号Sin的的信号电平，y轴指示以分贝（dB）为单位的输入音频信号Sin的SNR。

曲线1110是被设计为具有高SNR的特性曲线。曲线1120是被设计为具有高稳定性的特性曲线。

参照曲线1110，高SNR被保持，直到输入音频信号Sin的电平具有电平P1为止，并且如果输入音频信号Sin的电平超过电平P1，则高SNR由于在sigma-delta调制期间发生的振荡而迅速地减小。因此，如果输入音频信号Sin的电平增大，则可能不能确保系统的稳定性。

参照曲线1120，即使输入音频信号Sin的电平增大，尽管SNR连续地保持在电平P1，但是所保持的SNR也具有低的值。

在输入音频信号Sin的电平不超过电平P1以前，根据示例性实施例的音频信号处理设备将sigma-delta调制单元驱动为具有高SNR，并且如果输入音频信号Sin的电平超过电平P1，则音频信号处理设备防止振荡发生，因此可稳定地执行sigma-delta调制。

因此，根据示例性实施例的音频信号处理设备可在确保sigma-delta调制期间的操作稳定性的同时确保最大SNR。

图12是根据示例性实施例的音频信号处理方法1200的流程图。音频信号处理方法1200可由根据上述示例性实施例中的任何一个示例性实施例的音频信号处理设备来执行。

参照图12，音频信号处理方法1200将输入音频信号Sin的频带划分成至少一个子频带（操作1210），将输入音频信号在每个子频带内的电平与该子频带的阈值进行比较（操作1220），并根据比较结果产生稳定性确定信号Sm（操作1230）。操作1210-1230可由稳定性确定单元（例如，稳定性确定单元110）执行。

如果输入音频信号Sin在至少一个子频带中的电平等于或大于阈值，则可将输入音频信号Sin确定为不稳定。如果输入音频信号Sin被确定为不稳定，则可将稳定性确定信号Sm产生为第一电平的信号。

根据在操作1210中产生的稳定性确定信号Sm，对输入音频信号Sin执行sigma-delta调制（操作1240），并输出第一调制信号Sout1（操作1250）。

音频信号处理方法1200还可包括根据操作1220的比较结果来调整（未示出）在sigma-delta调制期间应用的NTF的系数和sigma-delta调制的电平中的至少一个。

图12的音频信号处理方法1200与以上所述的由参照图1和图11描述的音频信号处理设备执行的操作相应。因此，省略其多余的描述。

尽管已经参照本发明构思的示例性实施例具体示出并描述了本发明构思，但是本领域的普通技术人员将理解，可以在不脱离由权利要求限定的本发明构思的精神和范围的情况下在这些示例性实施例中进行形式和细节上的各种改变。

Claims (12)

1.一种音频信号处理设备，包括：

稳定性确定单元，将输入音频信号的频带划分成至少一个子频带，将子频带内的电平值与子频带的阈值进行比较，根据比较结果确定输入音频信号的稳定性并产生与确定的稳定性相应的稳定性确定信号；

sigma-delta调制单元，根据稳定性确定信号对输入音频信号进行sigma-delta调制，并输出第一调制信号，

其中，如果子频带内的电平值等于或大于子频带的阈值，则稳定性确定单元将输入音频信号的稳定性确定为不稳定，其中，针对子频带将阈值设置为与子频带的频率值成比例的值。

2.根据权利要求1所述的设备，还包括：

延迟单元，接收输入音频信号，向输入音频信号补偿在稳定性确定单元中确定稳定性所花费的时间，并将补偿后的输入音频信号输出到sigma-delta调制单元。

3.根据权利要求1所述的设备，其中，稳定性确定单元包括：

调整单元，根据比较结果确定输入音频信号的稳定性并产生稳定性确定信号。

4.根据权利要求1所述的设备，其中，sigma-delta调制单元包括：

环路滤波器，对输入音频信号进行积分，并输出积分后的输入音频信号；和

量化单元，对环路滤波器的输出信号进行量化，并产生第一调制信号。

5.根据权利要求4所述的设备，其中，sigma-delta调制单元还包括：

反馈回路，对第一调制信号进行反馈，并输出第一反馈信号；和

求和单元，从输入音频信号减去第一反馈信号，并输出减去后的输入音频信号。

6.根据权利要求3所述的设备，其中，检测单元包括：

信号电平检测单元，将输入音频信号的频带划分成多个子频带，并在一时间段内将子频带内的电平值与子频带的阈值进行比较；和

计数器单元，累积在所述时间段期间的所述比较的结果。

7.根据权利要求3所述的设备，其中，检测单元包括：

频率转换单元，将输入音频信号转换为频带信号；和

电平检测单元，通过使用频带信号将子频带内的电平值与子频带的阈值进行比较。

8.根据权利要求1所述的设备，还包括：

驱动信号产生单元，根据第一调制信号产生用于控制开关放大操作的至少一个驱动信号；和

功率开关放大器，包括响应于所述至少一个驱动信号中的相应的一个驱动信号而导通或截止的至少一个开关装置，执行开关放大操作，并通过使用所述至少一个开关装置来输出与输入音频信号相应的放大音频信号，

其中，所述至少一个开关装置包括氮化镓(GaN)晶体管、砷化镓(GaAs)晶体管和碳化硅(SiC)晶体管中的至少一个。

9.根据权利要求8所述的设备，还包括：

反馈回路，将通过衰减并延迟放大音频信号而获得的反馈信号输出到sigma-delta调制单元，以便补偿放大音频信号的延迟和增益中的至少一个。

10.根据权利要求1所述的设备，其中，稳定性确定单元产生稳定性确定信号，以使得sigma-delta调制单元的信噪比(SNR)值和稳定性值中的至少一个根据比较结果被调整。

11.一种音频信号处理方法，包括：

将输入音频信号的频带划分成至少一个子频带；

将子频带内的电平值与子频带的阈值进行比较；

根据比较结果确定输入音频信号的稳定性并产生与确定的稳定性相应的稳定性确定信号；

根据稳定性确定信号对输入音频信号执行sigma-delta调制；和

将经过sigma-delta调制的信号输出为第一调制信号，

其中，确定输入音频信号的稳定性并产生与确定的稳定性相应的稳定性确定信号的步骤包括：如果子频带内的电平值等于或大于子频带的阈值，则将输入音频信号的稳定性确定为不稳定，其中，针对子频带将阈值设置为与子频带的频率值成比例的值。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，输出第一调制信号的步骤包括：

根据比较结果对在sigma-delta调制期间应用的噪声传递函数(NTF)的系数和sigma-delta调制的阶数中的至少一个进行调整。