CN103718480B - 信号传输装置、接收电路以及电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种信号传输装置，所述信号传输装置包括用于各个信道的接收处理单元，以便通过划分频带实现多信道传输。信道的总数量等于或大于3。当在任意两个信道的组合中应用全双工双向通信时，接收处理单元之一包括用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。

Description

信号传输装置、接收电路以及电子设备

技术领域

本发明涉及一种信号传输装置、接收电路以及电子设备，更具体地，本发明涉及一种解决多信道传输时的互扰的技术。

背景技术

现今，在电子设备内部或电子设备之间进行的信号传输中，能够高速(例如，实时)处理或传输大量数据的技术是非常必要的。在相关技术中，信号一般通过电线传输。例如，已知低压差分信号(LVDS)便是用于实施高速信号传输的一种方法。然而，由于最新的大量高速传输数据，产生了一些问题，比如功耗增加，由反射等原因导致的信号失真效果增加，不必要的辐射增加。例如，当图像信号(包括成像信号)或计算机图像等信号在设备中高速(实时)传输时，LVDS具有局限性。

为了响应高速传输数据的问题，现有一种增加电线的数量从而利用信号并行化降低单条信号线的传输速率的方法。然而，这种方法会增加输入和输出终端的数量。结果，例如，必然会使印刷电路板或缆线变得复杂或增加半导体芯片的尺寸。此外，由于是通过电线传输大量高速数据，因此会产生电磁干扰的问题。

由于是通过电线进行信号传输，所以LVDS和增加电线数量的方法均存在一些问题。因此，作为一种解决通过电线进行信号传输导致的问题的方法，在例如“A12.5+12.5Gb/sFull-DuplexPlasticWaveguideInterconnect(A12.5+12.5Gb/sFull-DuplexPlasticWaveguideInterconnect”(ISSCC2011会议演示：请参考会议记录和演示幻灯片)中公开了一种采用塑料波导并利用毫米波带进行信号传输的技术。

参考文献列表

非专利文献

非专利文献1：SatoshiFukuda等人，“A12.5+12.5Gb/sFull-DuplexPlasticWaveguideInterconnect”，2011IEEEInternationalSolid-StateCircuitsConferenceISSCC2011/SESSION8/ARCHITECTURES&CIRCUITSFORNEXTGENERATIONWIRELINETRANSCEIVERS/8.5，2011年2月23日，第150-152页。

非专利文献2：SatoshiFukuda等人，“A12.5+12.5Gb/sFull-DuplexPlasticWaveguideInterconnect”，2011IEEEInternationalSolid-StateCircuitsConferenceISSCC2011/SESSION8，2011年2月，演示幻灯片第1-29页。

发明内容

技术问题

顺便提及，当应用频带被分割并通过一个波导进行通信的频分复用(FDM)时，另一信道(有时也称为信道，下文中也标示为“CH”)用作干扰波并对通信造成不良影响。一般而言，这称为“互扰”或“信道之间的干扰问题”。通常，当两个信道彼此相邻时，其称为“相邻信道之间的干扰问题”。

为了解决该问题，例如，采用了一种分离信道之间的频率使其具有某个差值以上的方法。然而，由于分离了频率(即信道之间的频差更高)，所需要的频带整体增加。这种情况下，宽带特性不仅对于通信装置或通信半导体装置(芯片)很有必要，而且对于波导也是很有必要的。

因此，针对上述问题而提出了本发明。本发明提供了一种技术，该技术在不采用增加信道间频差的方法的情况下能够减少与另一信道的干扰问题。

技术方案

根据本发明的第一方面，提供了一种信号传输装置，其包括用于各个信道的接收处理单元，所述接收处理单元通过划分频带实现多信道传输，信道的总数量等于或大于3。此外，当在任意两个信道的组合中应用全双工双向通信时，任意接收处理单元中设置有用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。根据本发明第一方面的信号传输装置的相关描述中所公开的各个信号传输装置限定了根据本发明第一方面的信号传输装置的其它优点和具体示例。例如，所述接收处理单元可包括放大器，所述放大器配置为对所述自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，所述信号抑制单元可包括设置在所述放大器中的增益抑制单元。此外，当在任意两个信道的组合中应用全双工双向通信时，所述增益抑制单元用于抑制除所述自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。而且，在彼此相邻的两个信道的组合中，所述增益抑制单元用于抑制在增益频率特性方面具有不足衰减度的下侧相邻信道或上侧相邻信道的增益。

根据本发明的第二方面，提供了一种信号传输装置，其包括用于各个信道的接收处理单元，所述接收处理单元通过划分频带实现多信道传输，信道的总数量等于或大于2。此外，当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，任意接收处理单元中均设置有用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。

根据本发明的第三方面，接收电路包括信号抑制单元，所述信号抑制单元用于当信道的总数量等于或大于3并在任意两个信道的组合中应用全双工双向通信时抑制除自身信道之外的信道的信号分量。

根据本发明的第四方面，接收电路包括信号抑制单元，所述信号抑制单元用于当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时抑制除自身信道之外的信道的信号分量。

根据本发明的第五方面，提供了一种电子设备，其包括用于各个信道的接收处理单元，所述接收处理单元通过划分频带实现多信道传输，信道的总数量等于或大于3。此外，当在任意两个信道的组合中应用全双工双向通信时，任意接收处理单元中均设置有用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。

根据本发明的第六方面，提供了一种电子设备，其包括用于各个信道的接收处理单元，所述接收处理单元通过划分频带实现多信道传输，信道的总数量等于或大于2。此外，当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，任意接收处理单元中设置有用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。

各种适用于根据本发明第一方面的信号传输装置的相关描述中所述的各个信号传输装置的技术和方法(然而，不包括根据第四方面的接收电路和根据第六方面的电子设备中的全双工双向通信的具体例子)也同样适用于根据本发明第二方面的信号传输装置、根据本发明第三和第四方面的接收电路、以及根据本发明第五和第六方面的电子设备。采用了各种技术和方法的配置限定了根据本发明第二方面的信号传输装置、根据本发明第三和第四方面的接收电路、以及根据本发明第五和第六方面的电子设备的其它优点和具体示例。例如，所述接收处理单元可包括放大器，所述放大器配置为对所述自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，所述信号抑制单元可包括设置在所述放大器中的增益抑制单元。此外，当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，所述增益抑制单元用于抑制除所述自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。而且，在彼此相邻的两个信道的组合中，所述增益抑制单元用于抑制在增益频率特性方面具有不足衰减度的下侧相邻信道或上侧相邻信道的增益。

在本说明书所公开的技术中，无论进行多信道传输时信道的数量有多少，也无论采用的是全双工双向通信或单工双向通信，在任意接收处理单元中，在所述放大器中或所述放大电路的前级或后级中均设置有用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。优选地，所述信号抑制单元包括设置在所述放大器中的增益抑制单元。在任意两个信道的组合中，在所述放大器或放大电路中设置用于抑制除所述自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益的增益抑制单元。例如，在彼此相邻的两个信道的组合中，在所述放大器或放大电路中设置用于抑制在增益频率特性方面具有不足衰减度的下侧相邻信道或上侧相邻信道的增益的增益抑制单元。此外，当采用全双工双向通信时，仅在根据上述条件采用全双工双向通信(此外，信道优选地彼此相邻)时，才可根据上述条件将所述增益抑制单元用于所述放大器或放大电路。

顺便提及，在根据本发明第一方面的信号传输装置、根据本发明第三方面的接收电路以及根据本发明第五方面的电子设备中，信道的总数量等于或大于3。当采用单工双向通信时，仅在采用单工双向通信(此外，信道优选地彼此相邻)时，才可根据上述条件设置所述信号抑制单元或所述增益抑制单元。顺便提及，在根据本发明第二方面的信号传输装置、根据本发明第四方面的接收电路以及根据本发明第六方面的电子设备中，信道的总数量等于或大于2。当同时采用全双工双向通信和单工双向通信时，仅在同时采用全双工双向通信和单工双向通信(此外，信道优选地彼此相邻)时，才可根据上述条件设置所述信号抑制单元或所述增益抑制单元。

换言之，在本发明所公开的技术中，任意接收处理单元(例如，所述放大器或放大电路内部，或者它们的前级或者后级)中均设置有用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。由于所述增益抑制单元是设置在“任意”接收处理单元中而非所有多个接收处理单元中，所以抑制了互扰。相应地，和在所有多个接收处理单元中设置用于抑制另一信道的信号分量的信号抑制单元相比，可以实现一种更简单的配置。当使用所述信号抑制单元时，可以抑制干扰波的影响。因此，在完全没必要设置与另一信道之间的频率间隔的情况下，可以减少与另一信道的干扰问题并有效利用频率。

在本说明书所公开的技术的示例性方面，在接收处理单元中设置用于抑制“在增益频率特性方面具有不足衰减度的下侧相邻信道或上侧相邻信道”的增益的增益抑制单元。例如，所述增益抑制单元设置在所述放大器或放大电路内部，或者它们的前级或者后级中。更优选地，所述增益抑制单元设置在所述放大器或放大电路内部。在本说明书所公开的技术的示例性方面，当未设置所述增益抑制单元(后文称为“开环”)时，假定所述放大器或放大电路的增益频率特性相对于期望信道(自身信道)而言在下侧(低频侧)和上侧(高频侧)对称。当增益频率特性为“非对称”时，下侧(低频侧)或者上侧(高频侧)其中之一的增益衰减度充足，而另一侧的增益衰减度则不足。通常，在彼此相邻的两个信道的组合中，上侧相邻信道或者下侧相邻信道之一的增益衰减度充足，而另一侧的增益衰减度则不足。在这种情况下，存在来自具有不足衰减度的信道的干扰的问题(具体地，这也称为当信道彼此相邻时的“相邻干扰”)。

本文中，在本说明书所公开的技术的示例性方面中，利用了所述放大器或放大电路的非对称开环增益频率特性，因此所述增益抑制单元仅设置在下侧(低频侧)信道或者上侧(高频侧)信道其中之一(具体地，在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道)中。作为相邻信道的一种典型示例，所述增益抑制单元设置在上侧相邻信道或下侧相邻信道其中之一(在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道)中。总之，在本说明书所公开的技术的示例性方面中，当所述放大器或放大电路的开环增益频率特性在期望信道的下侧或上侧非对称时，所述增益抑制单元仅设置在对于另一信道的干扰具有不足衰减度的一侧，从而抑制了互扰。相应地，和在下侧(低频侧)信道和上侧(高频侧)信道中都(通常在上侧相邻信道和下侧相邻信道中)设置所述增益抑制单元相比，可以实现更简单的配置。当设置有所述增益抑制单元时，由于在没必要设置与另一信道(通常，相邻信道)的频率间隔的情况下可以抑制干扰波的影响，因此可以减少与另一信道的干扰问题并有效利用频率。

本发明的有益效果

在本发明的第一和第二信号传输装置、根据本发明第三和第四方面的接收电路以及根据本发明第五和第六方面的电子设备中，在不采用增加信道间频差的方法的情况下，可通过简单的配置减少与另一信道的干扰问题。

附图说明

[图1]图1(A)和1(B)是图示了信号传输装置和电子设备的概况的示意图。

[图2]图2是图示了信号传输装置和电子设备的具体示例的示意图。

[图3A]图3A是图示了信号传输装置的功能块图。

[图3B]图3B是图示了信号传输装置的功能块图。

[图4]图4(A)～4(C)是图示了产生互扰的原因的示意图。

[图5]图5(A)和5(B)是图示了根据实施例(第一示例)的针对互扰的对策的原理的示意图。

[图6]图6(A)～6(D)是图示了根据实施例(第二示例)的针对互扰的对策的原理的示意图。

[图7]图7(A)和7(B)是图示了具有陷波电路的低噪声放大器的第一示例的示意图。

[图8]图8是图示了具有陷波电路的低噪声放大器的第二示例的示意图。

[图9]图9是图示了具有陷波电路的低噪声放大器的第三示例的示意图。

[图10]图10(A)和10(B)是图示了不具有陷波电路的低噪声放大器的示意图。

[图11]图11是图示了根据采用了全双工双向通信的实施例1的发送和接收系统的示意图。

[图12]图12(A)～12(C)是图示了根据实施例1的一种解决互扰的具体技术的示意图。

[图13]图13是图示了根据采用了单工双向通信的实施例2的发送和接收系统的示意图。

[图14]图14是图示了根据实施例2的一种解决互扰的具体技术的示意图。

[图15]图15是图示了实施例2的变型例的示意图。

[图16]图16(A)～16(C)是图示了结合了全双工双向通信和单工双向通信的实施例3所用的低噪声放大器的增益特性的示例的示意图。

[图17]图17(A)～17(C)是图示了根据实施例3的发送和接收系统的示意图。

[图18]图18(A)和18(B)是图示了实施例3的变型例的示意图。

[图19]图19(A)～19(C)是图示了根据结合了全双工双向通信和单工双向通信的实施例4的发送和接收系统的示意图。

[图20]图20(A)和20(B)是图示了实施例4的变型例的示意图。

[图21]图21(A)～21(C)是图示了根据实施例5(第一至第三示例)的发送和接收系统的示意图。

[图22]图22(A)～22(C)是图示了根据实施例5(第四至第六示例)的发送和接收系统的示意图。

[图23]图23(A)～23(C)是图示了根据实施例6(第一至第三示例)的发送和接收系统的示意图。

[图24]图24(A)～24(C)是图示了根据实施例6(第四至第六示例)的发送和接收系统的示意图。

[图25]图25(A)～25(B)是图示了实施例7所用的低噪声放大器的增益特性的示例的示意图。

[图26]图26是图示了根据实施例7的发送和接收系统的示意图。

具体实施方式

在下文中，将参考附图对本说明书所公开的技术的实施例进行详细描述。为了区分各个功能组件的类型，字母“_n”(n为数字)或其组合作为后缀加在附图标记上。当不需要特别区分进行描述时，这些后缀省略。这也类似地适用于附图。

描述顺序如下：

1、概述

2、传输处理系统(基本)：设备配置和功能块配置示例的详细情况

3、互扰及其应对原理：产生原因和应对方法

4、放大器配置的示例：第一至第四示例

5、具体应用

实施例1：应对方法的第一示例、2CH和全双工双向通信

实施例2：应对方法的第一示例、2CH和单工双向通信

实施例3：应对方法的第一示例、3CH以上、以及全双工双向通信和单工双向通信的组合

(不考虑单工双向通信系统的泄漏路径)

实施例4：应对方法的第一示例、3CH以上、以及全双工双向通信和单工双向通信的组合

(考虑单工双向通信系统的泄漏路径)

实施例5：应对方法的第二示例和放大电路以外的应对方法

(利用放大电路的非对称开环增益频率特性)

实施例6：应对方法的第三示例

(不利用放大电路的非对称开环增益频率特性)

实施例7：除相邻信道之外的信道的干扰对策

<概述>

首先将对基本配置进行描述。在本说明书所公开的信号传输装置或电子设备中，接收电路包括多个用于接收传输信号的接收处理单元。多个发送处理单元设置为对应于多个接收处理单元。例如，为了通过频带划分实现多信道传输，为各个信道设置了接收处理单元。对应于为各个信道设置的接收处理单元，为各个信道设置发送处理单元。任意接收处理单元包括用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。与当所有接收处理单元都具有信号抑制单元的情况相比，可以简单的配置减少与另一信道的干扰问题。

作为一种示例性示例，接收处理单元包括放大器(放大电路)，该放大器(放大电路)配置为对自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大。放大器的开环增益频率特性相对于期望信道(自身信道)而言在下侧(低频侧)和上侧(高频侧)之间非对称。在这种情况下，在本说明书所公开的信号传输装置或电子设备的示例性实施例中，采用了这种非对称特性，在多个接收处理单元中的任意一个中，在放大器(放大电路)中设置有用于抑制干扰波的增益的增益抑制单元。换言之，信号抑制单元包括设置在放大器中的增益抑制单元。当存在来自除自身信道之外的信道(不限于与任一侧相邻的信道，而是可包括其它更远的信道：统称为“干扰信道”)的影响时，干扰信道的影响由增益抑制单元进行抑制。通常，抑制了来自相邻信道的影响。例如，在彼此相邻的两个信道的组合中，在放大器中设置用于抑制在增益频率特性方面具有不足衰减度的下侧相邻信道或上侧相邻信道的增益的增益抑制单元。换言之，当未设置增益抑制单元时，主动利用放大器的非对称开环增益频率特性，因此为具有不足衰减度的相邻信道设置了增益抑制单元(比如，陷波电路)。

本文中，放大器的开环增益频率特性有两种非对称状态。在第一状态下，相对于自身信道而言低频侧比高频侧具有更加不足的增益衰减。在第二状态下，相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减。在第一状态下，对下侧相邻信道的波长选择性下降。在第二状态下，对上侧相邻信道的波长选择性下降。在待组合的两个信道中，一个信道放大器的开环增益频率特性和另一信道放大器的开环增益频率特性可具有同样的非对称状态和混合的非对称状态。换言之，总共有四种组合情况。在第一种情况下，一个信道放大器的开环增益频率特性处于第一状态，另一信道放大器的开环增益频率特性也处于第一状态。在第二种情况下，一个信道放大器的开环增益频率特性处于第二状态，另一信道放大器的开环增益频率特性也处于第二状态。在第三种情况下，一个信道放大器的开环增益频率特性处于第二状态，另一信道放大器的开环增益频率特性处于第一状态。在第四种情况下，一个信道放大器的开环增益频率特性处于第一状态，另一信道放大器的开环增益频率特性处于第二状态。相应地，在根据本实施例的信号传输装置、接收电路或电子设备中，当在放大器中设置增益抑制单元时，在所需的信道放大器中设置增益抑制单元，从而针对上述四种组合的每一种情况都“抑制了在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益”。

例如，当信道的总数量为2且这两个信道彼此相邻时，其中一个信道的载波频率比另一个信道的载波频率要低。为便于描述，具有低载波频率的一个信道(低频侧)称为低频信道，而具有高载波频率的另一个信道(高频侧)称为高频信道。在第一种情况下，由于两个信道放大器的开环增益频率特性均处于相对于自身信道而言低频侧比高频侧具有更加不足的增益衰减的第一种状态，所以可仅在高频信道放大器中设置增益抑制单元。增益抑制单元可抑制用作下侧相邻信道的低频信道的增益。不必在低频信道放大器中设置增益抑制单元。在第二种情况下，由于两个信道放大器的开环增益频率特性均处于相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减的第二种状态，所以可仅在低频信道放大器中设置增益抑制单元。增益抑制单元可抑制用作上侧相邻信道的高频信道的增益。不必在高频信道放大器中设置增益抑制单元。这样，在两个信道放大器的开环增益频率特性具有同样的非对称状态的第一种或第二种情况下，可仅在任一个信道放大器中设置用于抑制信道的增益的增益抑制单元。

在第三种情况下，低频信道放大器的开环增益频率特性处于相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减的第二状态下，而高频信道放大器的开环增益频率特性处于相对于自身信道而言低频侧比高频侧具有更加不足的增益衰减的第一状态下。因此，在低频信道放大器中设置用于抑制上侧相邻信道的增益的增益抑制单元，而在高频信道放大器中设置用于抑制下侧相邻信道的增益的增益抑制单元。这样，在第三种情况下，在两个信道中，由于对另一个信道的增益衰减度均不足(衰减度不足)，所以有必要在两个信道中设置用于抑制另一个信道的增益的增益抑制单元。

在第四种情况下，低频信道放大器的开环增益频率特性处于相对于自身信道而言低频侧比高频侧具有更加不足的增益衰减的第一状态下，而高频信道放大器的开环增益频率特性处于相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减的第二状态下。即使当未在低频信道放大器中设置增益抑制单元时，对用作上侧相邻信道的高频信道的增益衰减度也是充足的。即使当未在高频信道放大器中设置增益抑制单元时，对用作下侧相邻信道的低频信道的增益衰减度也是充足的。这样，在第四种情况下，在两个信道中，由于对另一个信道的增益衰减度均充足(衰减度充足)，所以没必要在两个信道中都设置用于抑制另一个信道的增益的增益抑制单元。

当信道的总数量等于或大于3时，还包括信道的其它组合。当在包括两个信道的各个组合中下信道彼此相邻时，该组合被确定为前述四种情况种的一种。基于确定结果可以确定增益抑制单元是否有必要，当设置有增益抑制单元时，可以确定其中任一个信道的增益得到抑制。

在本说明书所公开的信号传输装置、接收电路或电子设备中，当采用全双工双向通信进行多信道传输时，仅在采用全双工双向通信且信道彼此相邻时，才根据上述方法在放大器中设置增益抑制单元。

或者，在本说明书所公开的信号传输装置、接收电路或电子设备中，当采用单工双向通信进行多信道传输时，仅在采用单工双向通信且信道彼此相邻时，才根据上述方法在放大器中设置增益抑制单元。

或者，在本说明书所公开的信号传输装置、接收电路或电子设备中，当同时采用全双工双向通信和单工双向通信时，优选地，将用于全双工双向通信和单工双向通信的方法组合。此外，当同时采用全双工双向通信和单工双向通信时，没必要组合用于单工双向通信的方法。原因如下。

首先，当采用全双工双向通信时，在一个通信装置(第一通信装置)侧和另一通信装置(第二通信装置)侧其中之一或两者中，可形成泄漏路径，使得高频信号几乎直接从自发送处理单元泄漏至接收处理单元。其能量大于能量通过波导泄漏进入另一侧通信装置的接收处理单元中的泄漏路径中的能量。这是基于是否存在来自介于发送处理单元和接收处理单元之间的波导的传输损耗的影响的差异。因此，当采用全双工双向通信时，在一个通信装置(第一通信装置)侧和另一通信装置(第二通信装置)侧其中之一或两者中，当在两个信道的组合(通常，相邻信道的组合)中形成高频信号几乎直接从自发送处理单元泄漏至接收处理单元的泄漏路径时，优选地采用上述用于全双工双向通信的方法。

另一方面，当采用单工双向通信时，高频信号通过波导从一个通信装置的发送处理单元传输至另一通信装置的接收处理单元。在这种情况下，可形成高频信号不仅泄漏进入用于自身信道的接收处理单元而且还泄漏进入用于另一信道的接收处理单元的泄漏路径。然而，由于是通过波导传输至另一通信装置，因此接收到的能量少于从自发送处理单元至接收处理单元的泄漏路径中的能量，该泄漏路径在采用全双工双向通信时形成。这是因为，接收侧的能量由于将一个通信装置和另一通信装置耦合的波导的传输损耗而减少了。因此，在某些情况下，没必要采用用于单工双向通信的方法。

在本说明书所公开的信号传输装置、接收电路或电子设备中，原则上，无论采用的是全双工双向通信还是单工双向通信，在放大器中设置增益抑制单元可适用于两个信道的情况。信道的总数量的最小值为“2”。

例如，信道的总数量等于或大于3，不采用单工双向通信，而采用全双工双向通信。在这种情况下，在任意两个信道的组合中，当采用全双工双向通信时，采用用于全双工双向通信的方法。通常，在任意两个信道的组合中，当信道彼此相邻且采用全双工双向通信时，采用用于全双工双向通信的方法。

当同时采用全双工双向通信和单工双向通信时，将用于全双工双向通信和单工双向通信的方法组合。当将全双工双向通信和单工双向通信组合时信道的总数量的最小值为“3”。在这种情况下，在任意两个信道的组合中，当采用全双工双向通信时，采用用于全双工双向通信的方法。在任意两个信道的组合中，当采用单工双向通信时，采用用于单工双向通信的方法。通常，在任意两个信道的组合中，当信道彼此相邻且采用全双工双向通信时，采用用于全双工双向通信的方法。在任意两个信道的组合中，当信道彼此相邻且采用单工双向通信时，采用用于单工双向通信的方法。

在某些情况下，当未设置增益抑制单元时，放大器的开环增益频率特性为非对称，从而使得相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减。将要组合的两个信道属于第二种情况。因此，在本说明书所公开的信号传输装置、接收电路或电子设备的示例性实施例中，利用了该非对称特征，因而放大器可包括仅用于上侧相邻信道的增益抑制单元。

例如，当非对称特性表现为使得相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减且信道的总数量为3时，第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高。当第三信道的载波频率设置为比第二信道的载波频率高时，以下三个方面可适用于全双工双向通信。当在通过波导耦合的第一和第二通信装置之间进行多信道传输时，通过在第一或第二通信装置中设置第一、第二和第三信道发送处理单元和第一、第二和第三信道接收处理单元中的每一个来确定这三个方面。

例如，在第一方面中，第一通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道接收处理单元和第三信道发送处理单元，而第二通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道发送处理单元和第三信道接收处理单元。在这种情况下，可考虑在第二和第一信道的组合以及第二和第三信道的组合中进行全双工双向通信。在这种情况下，第二通信装置侧中从第二信道发送处理单元至第一信道接收处理单元的泄漏路径和第一通信装置侧中从第三信道发送处理单元至第二信道接收处理单元的泄漏路径可能会使相邻信道之间产生干扰问题。作为该干扰问题的一种对策，在第二通信装置中，在第一信道接收处理单元的放大器中设置用于抑制第二信道的增益的增益抑制单元，而在第一通信装置中，在第二信道接收处理单元的放大器中设置用于抑制第三信道的增益的增益抑制单元。

在第二方面中，第一通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道发送处理单元和第三信道接收处理单元，而第二通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道接收处理单元和第三信道发送处理单元。在这种情况下，可考虑在第三和第一信道的组合以及第三和第二信道的组合中进行全双工双向通信。在这种情况下，在第二通信装置侧中，从第三信道发送处理单元至第二信道接收处理单元的泄漏路径会使相邻信道之间产生干扰问题。作为该干扰问题的一种对策，在第二通信装置中，在第二信道接收处理单元的放大器中设置用于抑制第三信道的增益的增益抑制单元。

在第三方面中，第一通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道发送处理单元和第三信道接收处理单元，而第二通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道接收处理单元和第三信道发送处理单元。在这种情况下，可考虑在第一和第二信道的组合以及第一和第三信道的组合中进行全双工双向通信。在这种情况下，在第一通信装置侧中，从第二信道发送处理单元至第一信道接收处理单元的泄漏路径会使相邻信道之间产生干扰问题。作为该干扰问题的一种对策，在第一通信装置中，在第一信道接收处理单元的放大器中设置用于抑制第二信道的增益的增益抑制单元。

此外，单工双向通信可进一步应用于这三个方面。在这种情况下，可考虑在第一和第三信道的组合中进行单工双向通信。根据单工双向通信，当通过波导进行发送和接收时，在第一和第二通信装置之间形成泄漏路径。本文中，当将单工双向通信与第一方面组合时，形成了从第一通信装置侧的第三信道发送处理单元至第二通信装置侧的第一信道接收处理单元的泄漏路径，还形成了从第一通信装置侧的第一信道发送处理单元至第二通信装置侧的第三信道接收处理单元的泄漏路径。由于形成该泄漏路径的信道彼此并不相邻，所以在相邻信道之间可能不会产生干扰问题。相应地，当组合单工双向通信时，没必要另外在任一个放大器中设置用于抑制相邻信道的增益的增益抑制单元。换言之，即使当组合单工双向通信时，可不加改变地应用采用了全双工双向通信的第一方面。

另一方面，在第二方面中，当组合单工双向通信时，可在第一和第二信道的组合中采用单工双向通信。相应地，形成了从第一通信装置侧的第二信道发送处理单元至第二通信装置侧的第一信道接收处理单元的泄漏路径，还形成了从第一通信装置侧的第一信道发送处理单元至第二通信装置侧的第二信道接收处理单元的泄漏路径。由于形成该泄漏路径的信道彼此相邻，所以在相邻信道之间可能会产生干扰问题。作为该干扰问题的一种对策，在第二通信装置中，在第一信道接收处理单元的放大器中设置(添加)用于抑制第二信道的增益的增益抑制单元。此外，如上所述，在第二方面中，为了抑制在采用全双工双向通信时在相邻信道之间产生的干扰问题，在第二通信装置中，在第二信道接收处理单元的放大器中设置用于抑制第三信道的增益的增益抑制单元。

此外，当单工双向通信与第三方面组合时，可在第二和第三信道的组合中采用单工双向通信。相应地，形成了从第一通信装置侧的第三信道发送处理单元至第二通信装置侧的第二信道接收处理单元的泄漏路径，还形成了从第一通信装置侧的第二信道发送处理单元至第二通信装置侧的第三信道接收处理单元的泄漏路径。由于形成该泄漏路径的信道彼此相邻，所以在相邻信道之间可能会产生干扰问题。作为该干扰问题的一种对策，当组合单工双向通信时，在第二通信装置中，在第二信道接收处理单元的放大器中设置(添加)用于抑制第三信道的增益的增益抑制单元。顺便提及，如上所述，在第三方面中，为了抑制在采用全双工双向通信时在相邻信道之间产生的干扰问题，在第一通信装置中，在第一信道接收处理单元的放大器中设置用于抑制第二信道的增益的增益抑制单元。

在本说明书所公开的信号传输装置、接收电路或电子设备中，信号抑制单元可抑制除自身信道之外的信道的信号分量，增益抑制单元可抑制除自身信道之外的信道的增益。在这两种单元中，可采用各种类型的电路配置，比如采用陷波电路。无论采用的是全双工双向通信还是单工双向通信，这都是可行的。作为陷波电路，可采用由电感器和电容器组成的串联或并联谐振电路，或是根据电感器和电容器的任意组合形成的串并联谐振电路。虽然陷波电路的类型取决于添加有增益抑制单元的放大器的配置，但是串联或并联谐振电路的配置最简单。

作为一种示例性实施例，当放大器的增益频率特性具有非对称特性从而使得相对于自身信道而言高频侧或低频侧的增益比另一侧的增益要高时，增益抑制单元可采用各种类型的电路配置以便对由非对称增益频率特性导致的衰减不足进行补偿。换言之，增益抑制单元的示例性实施例可简单配置为使得对于期望波分量不显示衰减，仅为用作干扰波(不期望的波)分量的相邻信道显示衰减。例如，可采用陷波电路。

无论是形成了一层还是多层，构成陷波电路的电感器和电容器通过形成线圈形状的图案可形成为集总参数电路，但本发明不限于此。例如，可形成比如微带线等图案，可采用分布常数电路形状。在任何情况下，为了减少图案面积，优选的是将进行电感器的图案形成时的分布电容用作电容分量。

[其它实施例]

在本说明书所公开的信号传输装置、接收电路或电子设备中，放大器可优选地包括两个级联晶体管和将电感器作为负载的放大级，在该电感器中设置有常数以对自身信道具有频率选择性。无论采用的是全双工双向通信还是单工双向通信，都可采用该配置。在这种情况下，增益抑制单元可连接在两个晶体管的级联点和参考电位点之间，当将陷波电路用作增益抑制单元时可采用串联谐振电路。换言之，优选地，将放大器组成为级联放大器，由串联谐振电路组成的陷波电路设置在级联点和参考电位点之间。为了在比如CMOS等半导体集成电路中实现这种级联放大器配置，优选采用双栅极MOSFET结构。

优选地，在放大级的电感器中，可设计一种图案来实现增益上升。例如，在多个布线层中形成图案，各层中的电感器通过电路并联连接，因此可减少电感器的串联电阻分量。或者，可在互补金属氧化物半导体中形成放大器。

本文中，放大器优选包括多个放大级。换言之，当放大器由级联放大器组成时，优选有复数个级联放大级。在这种情况下，可在重视线性度的第一放大级中设置增益抑制单元，或者，可在重视噪声性能的除第一级之外的至少一个放大级中设置增益抑制单元。

此外，通过组合这两种情况，可在第一放大级中设置增益抑制单元，也可在除该第一级之外的至少一个放大级中设置增益抑制单元。在这种情况下，在第一放大级中设置的增益抑制单元或在除该第一级之外的至少一个放大级中设置的增益抑制单元中，设置有开关以便选择性地使用增益抑制单元。这样，利用开关可以有区别地使用第一级的增益抑制单元或除该第一级之外的放大级的增益抑制单元。尤其，当在这两个增益抑制单元中均设有开关时，可以随意地有区别地使用第一级的增益抑制单元或除该第一级之外的放大级的增益抑制单元。

在本说明书所公开的信号传输装置、接收电路或电子设备中，发送处理单元和接收处理单元之间的间隙可由波导进行耦合，该波导由介电材料制成。换言之，用于各个信道的发送或接收处理单元设置在第一或第二通信装置之任一个中以进行多信道传输，第一和第二通信装置之间的间隙由波导进行耦合。然后，波导可由磁性材料或比如塑料的介电材料制成。尤其，由介电材料制成的波导在柔韧性、成本、可用性、可制造性等等方面是优选的。无论采用的是全双工双向通信还是单工双向通信，这都是可行的。

在能与本说明所公开的信号传输装置结合使用的信号传输装置、接收电路或电子设备中，例如，由介电材料或磁性材料制成的波导设置在壳体内部，通信装置之间的间隙由波导进行耦合，从而通过波导进行高频信号通信。这样，通过减少多路径、传输劣化和不必要的辐射等，在设备内的通信或在设备间的通信中进行高速数据传输。无论采用的是全双工双向通信还是单工双向通信，这都是可行的。

在电线连接中，波导和传输路径耦合单元(具有高频信号传输功能的传输结构，也称为耦合器)的布置容许相当程度的误差(数毫米到数厘米)，而不是将引脚布置或触点位置指定为电线连接器。在无线连接中，由于可减少电磁波的损耗，因此可降低传输器的功率，从而可简化接收侧的配置。还可以抑制来自设备外面的电波干扰或向设备外面的辐射。

由于传输对象信号被转换为高频信号(比如，毫米波带)然后被发送，所以可以进行高速传输。当采用波导时，由于耦合较好且损耗较小，所以功耗较低。波导可采用介电材料，比如可采用容易获得的塑料，从而可以较低的成本配置信号传输装置和电子设备。由于高频信号被局限在了波导中，因此降低了多路径的影响，减少了EMC的问题。

当采用比如毫米波带等电波频带的高频信号进行信号传输时，当采用电线或光时不会发生问题。换言之，当在没有电线或光的情况下采用电波频带的高频信号进行信号传输时，可采用无线通信技术。因此，可以解决电线的问题，并建立比采用光的情况更简单成本更低的信号接口配置。在大小和成本方面，其比采用光的情况更有利。优选地，在本实施例中，在信号传输中优选地主要利用毫米波带(波长为1～10毫米)的载波频率。然而，本发明不限于毫米波带，也可适用于近毫米波带的载波频率，比如具有更短波长的亚毫米波带(波长为0.1～1毫米)或具有更长波长的厘米波带(波长为1～10厘米)。例如，可采用亚毫米波带-毫米波带、毫米波带-厘米波带、或者亚毫米波带-毫米波带-厘米波带。在信号传输中，当采用毫米波带或其近波带时，不会发生与另一电线的干扰，当采用电线(例如，挠性印刷线路)用于信号传输时所必须的针对EMC的需求也降低了。当采用毫米波带或其近波带时，由于数据速率高于电线(例如，挠性印刷线路)的数据速率，因此也可以简单地应对高速度和高数据速率传输，比如应对由于高分辨率或高帧速率导致的高速图像信号。

<传输处理系统(基本)>

图1～3B是图示了根据本实施例的信号传输装置和电子设备的信号接口的功能配置的示意图。换言之，图示了功能块图的基本原理，侧重于在根据本实施例的信号传输装置和电子设备中的通信处理。本文中，图1图示了信号传输装置和电子设备的概况。图2图示了信号传输装置和电子设备的具体示例。图3A和图3B图示了信号传输装置的功能块图。

[设备配置]

如图1(A)所示，信号传输装置1包括两个电子设备8(第一电子设备8_1和第二电子设备8_2)和高频信号波导308_31。通过高频信号波导308可在设备内部或设备之间进行通信。高频信号波导308优选地采用例如介电波导。

例如，第一电子设备8_1包括：上面安装有两个半导体芯片103(半导体芯片103_1和半导体芯片103_2)的基板102_1和上面安装有两个半导体芯片103(半导体芯片103_3和半导体芯片103_4)的基板102_2。在第一电子设备8_1中，通过高频信号波导308_11可在半导体芯片103_1和半导体芯片103_2之间进行单向通信，而结合通过高频信号波导308_12的单向通信可进行双向通信。此外，在第一电子设备8_1中，通过高频信号波导308_13可在半导体芯片103_1和半导体芯片103_3之间进行单向通信，而通过高频信号波导308_14可在半导体芯片103_2和半导体芯片103_4之间进行单向通信。

第二电子设备8_2包括：上面安装有两个半导体芯片203(半导体芯片203_1和半导体芯片203_2)的基板202_1和上面安装有两个半导体芯片203(半导体芯片203_3和半导体芯片203_4)的基板202_2。在第二电子设备8_2中，通过高频信号波导308_21可在半导体芯片203_1和半导体芯片203_2之间进行单向通信，而结合通过高频信号波导308_22的单向通信可进行双向通信。此外，在第二电子设备8_2中，通过高频信号波导308_23可在半导体芯片203_1和半导体芯片203_3之间进行单向通信，而通过高频信号波导308_24可在半导体芯片203_2和半导体芯片203_4之间进行单向通信。

在第一电子设备8_1和第二电子设备8_2之间的设备间通信中，通过高频信号波导308_31可在半导体芯片103_2和半导体芯片203_2之间进行双向通信。第一电子设备8_1和第二电子设备8_2一起容纳在一个外壳中以构成单个电子设备8_3，从而通过这种方式也可实现设备内通信。

图1(B)图示了当通过高频信号波导308在第一通信装置100和第二通信装置200之间进行通信时的功能块。在这种情况下，例如，图1B侧重于一种通过高频信号波导308_31在半导体芯片103_2和半导体芯片203_2之间进行全双工双向通信(全双工)的系统。在第一通信装置100(半导体芯片103_2)和第二通信装置200(半导体芯片203_2)中，例如，设置有数据发送和接收单元、信号转换单元以及高频信号输入和输出单元。在包括高频信号波导308和多个与高频信号波导308电磁耦合的通信装置的信号传输装置1中，在通信装置之间的高频信号波导308中形成有多个传输路径(通信信道)，在通信装置之间进行多路双向传输。虽然图中未示出，但是在一个高频信号波导308中设置有一个传输路径(通信信道)。即，各个通信信道可采用单独的高频信号波导308。此外，如下述的图2(B)所示，可在通信装置之间进行单工双向通信(单工)。例如，如图2(A)所示，通过高频信号波导308_11或高频信号波导308_12在半导体芯片103_1和半导体芯片103_2之间进行的通信、通过高频信号波导308_13在半导体芯片103_1和半导体芯片103_3之间进行的通信、以及通过高频信号波导308_14在半导体芯片103_2和半导体芯片103_4之间进行的通信可采用单工双向通信。

图2图示了当将摄影机用作第一电子设备8_1而将由液晶制成的显示设备或有机EL显示装置等用作第二电子设备8_2时信号传输装置1的概况。此外，为了便于理解，将第一通信装置100从摄影机上拆了下来，将第二通信装置200从显示设备上拆了下来。由摄影机(电子设备8_1)捕捉到的对象的图像信息由第一通信装置100转换为毫米波带高频信号，然后通过高频信号波导308_31传输到显示设备(电子设备8_2)侧的第二通信装置200。第二通信装置200对接收到的毫米波带高频信号进行解调，对该对象的图像信息进行再现，并将结果提供给显示设备。如此，将由摄影机捕捉到的对象图像显示在显示设备上。

[功能块配置示例的详细情况]

图3A和图3B详细图示了信号传输装置1的功能块示意图。图3A图示了采用全双工双向通信时的配置示例。图3B图示了采用单工双向通信时的配置示例。在图3A中，第一通信装置100中详细图示了一种发送系统，而第二通信装置200中详细图示了一种接收系统。在信号传输装置1中，作为第一无线设备的示例的第一通信装置100和作为第二无线设备的示例的第二通信装置200通过信号传输路径9(例如，高频信号波导308)耦合，采用高频信号(例如，毫米波带)进行信号传输。

在第一通信装置100中，半导体芯片103设置为与采用毫米波带进行的发送和接收相对应。在第二通信装置200中，半导体芯片203设置为与采用毫米波带进行的发送和接收相对应。在本实施例中，采用毫米波带进行通信的信号仅包括要求高速度或大容量的信号。低速度或小容量的信号或者视为DC(比如电源)的信号不会被转换为毫米波信号。这些不会被转换为毫米波信号的信号(包括电源)通过上述相同方法进行连接。在转换为毫米波之前，待传输的原始电信号统称为基带信号。下述的各个信号发生单元是毫米波信号发生单元或电信号转换单元的一种示例。

在第一通信装置100中，与采用毫米波带进行的发送和接收相对应的传输路径耦合单元108和半导体芯片103安装在基板102上。半导体芯片103为大规模集成电路(LSI)，作为前级信号处理单元的一种示例，其中集成了LSI功能单元104、用于发送处理的信号发生单元107_1(用于通过将传输对象信号转换为高频信号来进行发送处理的发送处理单元TX的一种示例)以及用于接收处理的信号发生单元207_1(用于通过将接收到的高频信号转换为传输对象信号来进行接收处理的接收处理单元RX的一种示例)。LSI功能单元104用于对第一通信装置100进行主应用控制，且例如包括用于对待传输至另一侧的各类信号进行处理的电路或用于对从另一侧接收到的各类信号进行处理的电路。虽然图中未示出，但是LSI功能单元104、信号发生单元107_1以及信号发生单元107_2可单独配置，或者也可集成这些单元中的任意两个单元。

半导体芯片103与传输路径耦合单元108连接。顺便提及，传输路径耦合单元108可内置在半导体芯片103中。传输路径耦合单元108与信号传输路径9耦合的部位(即，传输无线信号的部位)为发送部位或接收部位。通常，天线与这些部位相对应。

在第二通信装置200中，与采用毫米波带进行的发送和接收相对应的传输路径耦合单元208和半导体芯片203安装在基板202上。半导体芯片203与传输路径耦合单元208连接。顺便提及，传输路径耦合单元208可内置在半导体芯片203中。传输路径耦合单元208可采用与传输路径耦合单元108相同的结构。半导体芯片203为LSI，作为后级信号处理单元的一种示例，其中集成了LSI功能单元204、用于接收处理的信号发生单元207_2以及用于发送处理的信号发生单元107_2。虽然图中未示出，但是LSI功能单元204、信号发生单元107_2以及信号发生单元207_2可单独配置，或者也可集成这些单元中的任意两个单元。

传输路径耦合单元108和208用于将高频信号(毫米波带电信号)电磁耦合至信号传输路径9。例如，采用具有天线耦合单元的天线结构、天线终端、天线等。或者可直接采用比如微带线、带线、共面线或槽线等传输线。

信号发生单元107_1包括用于将来自LSI功能单元104的信号转换为毫米波信号并通过信号传输路径9进行信号发送控制的发送侧信号发生单元110。信号发生单元207_1包括用于通过信号传输路径9进行信号接收控制的接收侧信号发生单元220。信号发生单元107_2包括用于将来自LSI功能单元204的信号转换为毫米波信号并通过信号传输路径9进行信号发送控制的发送侧信号发生单元110。信号发生单元207_2包括用于通过信号传输路径9进行信号接收控制的接收侧信号发生单元220。发送侧信号发生单元110和传输路径耦合单元108构成了发送系统(发送单元：发送侧通信单元)。接收侧信号发生单元220和传输路径耦合单元208构成了接收系统(接收单元：接收侧通信单元)。

为了通过对输入信号进行信号处理产生毫米波信号，发送侧信号发生单元110包括多路处理单元113、并串转换单元114(PS转换单元)、调制功能单元(调制单元115和频率转换单元116)以及放大器117。放大器117是用于调节输入信号的振幅并输出结果的振幅调节单元的一种示例。此外，调制单元115和频率转换单元116可组合在一起形成所谓的直接转换系统。当采用直接转换系统时，可以进行宽带传输(宽的带宽)，可实现简单紧凑的电路配置(小型简单电路)。

当来自LSI功能单元104的信号中有多种类型的信号(表示为N1)需要采用毫米波带进行通信时，多路处理单元113执行多路复用处理，比如时分复用、频分复用或码分复用，并将该多个类型的信号组合为一个系统的信号。例如，将多个类型的要求高速度或大容量的信号组合为一个系统的信号，以作为待采用毫米波传输的信号。

并串转换单元114将并行信号转换为串行数据信号，并将转换后的信号提供给调制单元115。调制单元115对传输对象信号进行调制并将调制后的信号提供给频率转换单元116。当不采用这种配置示例时，向用于多个信号并行传输的并行接口规范提供并串转换单元114，但没必要为串行接口规范提供并串转换单元114。

基本上，调制单元115可对传输对象信号的振幅、频率以及相位中的至少一种进行调制，也可采用这些的组合方法。模拟调制方案例如包括振幅调制(AM)和矢量调制。矢量调制包括频率调制(FM)和相位调制(PM)。数字调制方案例如包括幅移键控(ASK)、频移键控(FSK)、相移键控(PSK)以及用于对振幅和相位进行调制的振幅相移键控(APSK)。正交振幅调制(QAM)是具有代表性的振幅相位调制。具体地，本实施例采用了一种在接收侧采用同步检波方法的方案。

频率转换单元116对由调制单元115调制的传输对象信号进行频率转换，生成毫米波电信号(高频信号)，并将生成的信号提供给放大器17。毫米波电信号指的是频率大约为30GHz～300GHz的电信号。如术语“大约”所表示，如果频率能够达到毫米波通信的效果，其下限不限于30GHz，其上限不限于300GHz。

频率转换单元116可采用各种电路配置。例如，可使用具有混频电路(混频电路)和本地振荡电路的配置。本地振荡电路生成用于调制的载波(载波信号，基准载波)。混频电路将来自并串转换单元114的信号与本地振荡电路生成的毫米波带载波相乘(调制)，生成毫米波带传输信号，并将生成的信号提供给放大器117。

放大器117将频率转换之后的毫米波电信号进行放大，并将放大后的信号提供给传输路径耦合单元108。放大器117通过例如天线终端(未图示)与传输路径耦合单元108相连。传输路径耦合单元108将由发送侧信号发生单元110生成的毫米波高频信号传输到信号传输路径9。传输路径耦合单元108可包括例如天线耦合单元。该天线耦合单元构成一个传输路径耦合单元108(信号耦合单元)或其一部分。天线耦合单元狭义上是指将半导体芯片中的电子电路与芯片内部或外部的天线相耦合的单元，而广义上是指将半导体芯片和信号传输路径9之间的信号相耦合的单元。该天线耦合单元可包括例如至少一个天线结构。该天线结构可包括与信号传输路径9电磁耦合(根据电磁场)的部分，可将毫米波带电信号耦合至信号传输路径9，并不仅仅意味着天线本身。

为了对传输路径耦合单元208接收的毫米波电信号进行信号处理并生成输出信号，接收侧信号发生单元220包括放大器224、解调功能单元(频率转换单元225和解调单元226)、串并转换单元227(SP转换单元)以及单一化处理单元228。放大器224是用于调节输入信号的振幅并输出结果的振幅调节单元的一种示例。与调制功能单元类似，频率转换单元225和解调单元226可组合在一起形成所谓的直接转换系统。此外，可采用注入锁定方法来生成解调载波信号。接收侧信号发生单元220与传输路径耦合单元208相连。接收侧放大器224与传输路径耦合单元208相连，对天线接收到的毫米波电信号进行放大，并将放大后的信号提供给频率转换单元225。频率转换单元225对放大后的毫米波电信号进行频率转换，并将频率转换后的信号提供给解调单元226。解调单元226对频率转换后的信号进行解调，获得基带信号，并将获得的信号提供给串并转换单元227。

串并转换单元227将串行接收信号转换为并行输出数据，并将转换后的数据提供给单一化处理单元228。与并串转换单元114相似，当不采用这种配置示例时，向用于多个信号并行传输的并行接口规范提供串并转换单元227。当在第一通信装置100和第二通信装置200之间串行地进行原始信号传输时，可以不设置并串转换单元114和串并转换单元227。

当在第一通信装置100和第二通信装置200之间并行地进行原始信号传输时，对输入信号进行并串转换，然后传输至半导体芯片203侧，对来自半导体芯片203侧的接收信号进行串并转换。因此，减少了毫米波转换对象信号的数量。

单一化处理单元228与多路处理单元113相对应，并将合并到一个系统中的信号分为多种类型的信号_n(n介于1～N之间)。例如，将合并到一个系统中的多个数据信号按照类型分离，然后提供给LSI功能单元204。

LSI功能单元204用于对第二通信装置200进行主应用控制，且例如包括用于对从另一侧接收到的各类信号进行处理的电路。

参见图1，例如，从LSI功能单元104到信号发生单元107的并串转换单元114之间的部件以及从LSI功能单元204到串并转换单元207之间的部件与数据发送和接收单元相对应。从调制单元115到放大器117之间的部件或者从放大器224到解调单元226之间的部件与高频信号转换单元相对应。传输路径耦合单元108或者传输路径耦合单元208与高频信号输入和输出单元相对应。

[参数设置]

根据本实施例的信号传输装置1还可包括参数设置功能。例如，如图3B所示，第一通信装置100包括第一设定值处理单元7100，而第二通信装置200包括第二设定值处理单元7200。假定发送和接收之间的传输特性是已知的。在发送和接收之间的传输条件基本不变(即，固定条件)的环境下，例如，当一个外壳中(设备内通信)发送和接收单元的设置位置不变时，或者当发送和接收单元设置在单独的外壳中但发送和接收单元在使用时的设置位置已预定(相对短距离的设备间信号传输)时，可以预先识别发送和接收单元之间的传输特性。各信号处理单元(在本示例中为信号发生单元107或207)基于设定值进行预定的信号处理。设定值处理单元向信号处理单元输入用于进行预定信号处理的设定值。

设定值不限于与传输特性或者设备内或设备间信号传输相对应的设定值，其还包括例如用于电路元件的偏差校正的参数设置。例如，包括用于电路元件的偏差校正的参数设置，优选地，设定值处理单元可对应于发送和接收单元之间的传输特性向信号处理单元输入用于预定的信号处理的设定值。在根据本实施例的配置中，与户外通信主要区别在于，在发送和接收之间的传输条件基本不变(即，固定条件)的环境下，即使用于限定信号处理单元的操作的设定值为固定值，换言之，即使参数设置是固定的，信号处理单元的操作也没有问题。当用于信号处理的设定值设置为预定值(即，固定值)时，参数设置不会动态改变，因此可以减少参数计算电路并降低功耗。在设备内通信或相对短距离的设备间信号传输中，由于通信环境是固定的，因此可以提前确定取决于通信环境的各种电路参数。在具有固定传输条件的环境下，即使限定信号处理单元的操作的设定值为固定值时，换言之，即使参数设置是固定的，信号处理单元的操作也没问题。例如，在发货时计算出最佳参数，并将该参数保持在装置内部，因此可以减少参数计算电路并降低功耗。

存在多种信号处理参数设置。例如，有信号放大器(振幅调节单元)的增益设置(信号振幅设置)。信号放大器例如用于传输功率设置、输入至解调功能单元的接收电平设置、或者自动增益控制(AGC)。在这种情况下，信号处理单元包括通过调节输入信号的振幅并输出调节后的信号来进行信号处理的振幅调节单元，设定值处理单元向振幅调节单元输入用于调节输入信号的振幅的设定值。信号处理参数设置的另一示例是相位调节量设置。例如，在载波信号和时钟单独传输的系统中，对相位进行调节，以便与传输信号延迟量匹配。在这种情况下，信号处理单元包括通过调节输入信号的相位并输出调节后的信号来进行信号处理的相位调节单元，设定值处理单元向相位调节单元输入用于调节输入信号的相位的设定值。也可以将相位调节量设置和上述增益设置进行结合。信号处理参数设置的另一示例包括：当发送侧强调了低频分量或高频分量的振幅时进行的频率特性设置、当进行双向通信时进行的回波消除量设置、以及当发送和接收单元各自包括多根天线并在发送和接收之间进行空间多路复用通信时进行的串扰消除量设置。此外，信号处理参数设置的另一示例包括：当通过与用于调制的载波信号(调制载波信号)同步而生成用于解调的载波信号(解调载波信号)时进行的注入信号的振幅值(注入量)或相移量的设置，或者待输入解调功能单元的解调载波信号和接收信号之间的相位差的校正量的设置，该用于调制的载波信号(调制载波信号)是由发送侧载波信号发生单元基于接收到的信号采用注入锁定方法生成的。

[信号传输路径]

用作毫米波传播路径的信号传输路径9为自由空间传输路径，可用于例如在外壳内部传播或者通过在电子设备之间的空间进行传播。在本实施例中，优选地采用包括波导、传输线、介电线、介电材料等的波导结构。高频信号波导308用于将毫米波电磁波局限在传输路径中并高效传输该波。例如，可采用包括具有特定介电常数范围和特定介电正切范围的介电材料的介电波导。例如，介电波导可以是电路基板本身，可设置在基板上，也可嵌入基板中。例如，由于可采用预定长度的具有预定厚度和宽度的聚苯乙烯或另一种塑料作为介电材料，所以介电波导可以低成本制成。此外，信号传输路径9(高频信号波导308)可采用磁体材料替代介电材料。

作为信号传输路径9的除发送和接收部分之外的周边部分(例如，顶面、底面以及侧面：但不是与发送或接收部件相对应的部分)，如必要可采用屏蔽件、反射件或吸收件。例如，为了不从外部接收不必要的电磁波影响或者为了防止从内部泄漏毫米波，可采用屏蔽材料(例如，采用包括金属镀层的金属件)。当将金属件用作屏蔽材料时，由于金属件还可用作反射材料，因此利用了反射分量，反射分量引起的反射波也可用于发送和接收。因此，有望提高灵敏性。然而，出现了在信号传输路径9中产生由于信号传输路径9中的多重反射导致的不必要的驻波的问题。为了避免该问题，信号传输路径9中除发送和接收部件之外的周边部分可保持敞开，或者，可在该周边部分上设置用于吸收毫米波的吸收件(电波吸收器)。当采用电波吸收器时，很难在发送和接收中利用反射波，但是可以吸收掉从侧面泄漏出来的电波。这样，可以防止电波泄漏到外部，并降低信号传输路径9中的多重反射水平。

[与单向通信相对应]

在图3A所示“双向通信”的配置中，用作毫米波传输信道的信号传输路径9用于一个系统(单核)的单核双向传输。在该实施方式中，可以使用应用了时分双工(TDD)的半双工系统或者应用了频分双工(FDD)等的全双工系统。在本实施例中，采用了频分双工。此外，在图3A中，作为一种通过捆绑多个电路来共享一个电路的多路技术，采用了频分复用(FDM)。图3A中的示例图示了采用频分双工(FDD)的全双工双向通信的配置，在所述频分双工中，将用于通信的频带分成两半，并且采用单独的频率进行发送和接收以实现通信。另一方面，根据一对信号发生单元107_1和107_2或一对信号发生单元107_2和207_2，该配置与图3B所示的单工双向通信(单工)相对应。

[连接和操作]

广播或无线通信通常采用对输入信号的频率进行转换的信号传输方法。在这些应用中，使用较复杂的发射器或接收器来解决如下问题：比如，可以进行通信的距离(相对于热噪声的S/N问题)、反射或多路径的处理、或者防止来自另一信道的扰动或干扰。

另一方面，本实施例中用到的信号发生单元107和207所用的毫米波带要高于复杂发射器或接收器所用的通常用于广播或无线通信的频率范围。相应地，由于波长λ较短，所以采用了能易于重复利用并适合在多个相邻设置的装置之间进行的通信的频率范围。

在本实施例中，与相关技术中采用电线的信号接口不同，如上所述，信号传输是采用毫米波带进行的，以便灵活应对高速度或大容量。例如，仅采用毫米波带传输要求高速度或大容量的信号。根据装置的配置，第一通信装置100和第二通信装置200包括针对低速度或小容量的信号或电源采用上述电线的接口(通过终端和连接器连接)。

信号发生单元107是用于基于设定值(参数)进行预定信号处理的信号处理单元的一种示例。在该示例中，对从LSI功能单元104接收的输入信号进行信号处理，并生成毫米波信号。信号发生单元107和207采用比如微带线、带线、共面线或槽线等传输线与传输路径耦合单元108相连接，生成的毫米波信号通过传输路径耦合单元108提供给信号传输路径9。

传输路径耦合单元108包括例如天线结构，该天线结构的功能是将传输的毫米波信号转换为电磁波并发送该电磁波。传输路径耦合单元108与信号传输路径9电磁耦合，由传输路径耦合单元108转换得到的电磁波被提供给信号传输路径9的一端。在第二通信装置200一侧的传输路径耦合单元208与信号传输路径9的另一端耦合。信号传输路径9设置在第一通信装置100一侧的传输路径耦合单元108和第二通信装置200一侧的传输路径耦合单元208之间，因此毫米波电磁波通过信号传输路径9传播。传输路径耦合单元208接收被传输至信号传输路径9的另一端的电磁波，将接收到的电磁波转换为毫米波带信号，并将转换后的信号提供给信号发生单元207(基带信号发生单元)。信号发生单元207是用于基于设定值(参数)进行预定信号处理的信号处理单元的一种示例。在该示例中，对转换后的毫米波信号进行信号处理，生成输出信号(基带信号)，并将生成的信号提供给LSI功能单元204。上述操作在从第一通信装置100到第二通信装置200的信号传输中已经进行了描述。相似地，在从第二通信装置200的LSI功能单元204到第一通信装置100的信号传输中，可以对毫米波信号进行双向传输。

<互扰及其应对原理>

[产生互扰的原因]

图4是图示了产生互扰的原因的示意图。图4(A)图示了放大器(放大电路)的理想增益特性。图4(B)和4(C)图示了放大器的实际增益特性。横轴表示单位为千兆赫(GHz)的频率，纵轴表示单位为分贝(dB)的增益(下面的增益特性示意图中也如此)。

放大器对于期望信道(期望波的频带)的信号具有谐振特性，并对该信号进行放大。调谐到期望波(载波频率F_C)的放大器的增益特性(增益的频率特性)，换言之，图示了频率选择特性的特性示意图理想地表现为：如图4(A)所示，低频侧和高频侧相对于峰值点对称。换言之，增益衰减垂直对称。然而，实际上，如图4(B)所示，低频侧比高频侧具有更高的增益趋势，换言之，低频侧比高频侧具有更加不足的增益衰减。另一方面，如图4(C)所示，高频侧比低频侧具有更高的增益趋势，换言之，非对称特性表现为使得高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减。当放大器的增益特性为非对称时，相对于期望信道而言，位于下侧(低频侧中)的相邻信道分量(载波频率F_D)或位于上侧(高频侧中)的相邻信道分量(载波频率F_U)可能没有得到充足的衰减。当相邻信道分量超过了接收限制水平时，对相邻信道分量进行解调，因此产生了所谓的互扰。例如，当各个信道的发送水平和接收水平相同时，在图4(B)和4(C)所示的增益特性中，相邻信道分量被解调。

为了避免互扰，例如，放大器可具有近似对称的增益频率特性(增益特性)，使得该增益频率特性表示为针对下侧相邻信道和上侧相邻信道都具有充足的衰减度。然而，由于电路特性的原因，这并不容易。在某些情况下，如图4(C)所示，高频侧比低频侧具有更高的增益趋势，换言之，高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减。比较少见的是，如图4(B)所示，低频侧比高频侧具有更高的增益趋势，换言之，低频侧比高频侧具有更加不足的增益衰减。存在很多高频侧比低频侧具有更高的增益趋势的情况。这是因为当放大器具有调谐特性(对自身信道的频率选择性)时，Q值(质量因子：谐振性能)包括频率特性。在某些情况下，这是因为在高频侧增强了Q值的降低程度。例如，当Q值较低时，峰值增益下降，带宽变宽，因此整体的增益衰减度也变得缓和。当在高频侧增强了Q值的降低程度时，高频侧的增益衰减度比低频侧的增益衰减度要更加缓和(参见下述的低噪声放大器400_1)。

[互扰的应对方法：第一示例]

图5和图6是图示了根据本实施例的互扰的应对方法的第一示例的原理的示意图。本文中，图5(A)是图示了一种当非对称特性表现为高频侧比低频侧具有更高的增益趋势时的应对方法的示意图。图5(B)是图示了一种当非对称特性表现为低频侧比高频侧具有更高的增益趋势时的应对方法的示意图。图6是图示了一种在信道的总数量为2时确定增益抑制单元是否有必要、并确定该增益抑制单元用于抑制任一个信道的增益的方法的示意图。

在根据本实施例的互扰应对方法的第一示例中，假定放大器具有非对称开环增益特性。有效利用该非对称特性，以便仅为放大器中的下侧或上侧相邻信道之一设置增益抑制单元(增益抑制电路和干扰波消除电路)。因此，可以防止来自相邻信道的干扰。当放大器的非对称特性使得相对于自身信道而言高频侧或低频侧中的任一侧比另一侧具有更高的增益时，增益抑制单元用于抑制在相邻信道中位于非对称增益频率特性的高增益侧的信道的增益。换言之，当放大器具有频率选择性且未设置增益抑制单元的开环增益频率特性的非对称特性使得相对于自身信道而言高频侧或低频侧中的任一侧比另一侧具有更加不足的增益衰减时，增益抑制单元用于抑制相邻信道中在非对称增益衰减中位于不足增益衰减侧的信道的增益。与在下侧相邻信道和上侧相邻信道中均设置增益抑制单元的情况相比，由于可以利用放大器的非对称开环增益特性，所以可以简化地配置装置或电路。

换言之，在应对方法的第一示例中，“(有效地)利用非对称增益特性”是指：为了对由非对称开环增益频率特性导致的衰减不足进行补偿，在放大器中设置增益抑制单元，该增益抑制单元相对于期望波而言仅与低频侧和高频侧之间的任一个干扰信道有关。可采用一种在放大器的输入侧或输出侧设置用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元的方法。然而，按照“在放大器中对由非对称增益频率特性导致的衰减不足进行补偿”，应对方法的第一示例采用了一种信号抑制单元包括放大器中设置的增益抑制单元的配置，没有采用将信号抑制单元设置在放大器外部的方法。在应对方法的第二示例中会对将信号抑制单元设置在放大器外部的方法进行描述。

例如，如图5(A)所示，当非对称特性表现为低频侧比高频侧具有更高的增益趋势时，相对于期望信道信号(载波频率F_C)而言，通过将衰减频率(也称为“陷波位置”)与下侧相邻信道信号(载波频率F_D)进行匹配，可以使下侧相邻信道信号衰减。下侧相邻信道分量可以降到低于接收限制水平，不对下侧相邻信道分量进行解调，因此可以防止互扰。另一方面，如图5(B)所示，当非对称特性表现为高频侧比低频侧具有更高的增益趋势时，相对于期望信道信号(载波频率F_C)而言，通过将陷波位置与上侧相邻信道信号(载波频率F_U)进行匹配，可以使上侧相邻信道信号衰减。上侧相邻信道分量可以降到低于接收限制水平，不对上侧相邻信道分量进行解调，因此可以防止互扰。当对放大器的开环增益特性中的增益衰减度的不足进行补偿时，可以允许陷波位置的轻微偏离。

理想的情况是，“增益抑制单元”对于期望波分量不显示衰减，而对干扰波(不期望的波)显示大衰减。例如，当利用放大电路的负载时，理想的情况是，对于期望波分量，阻抗为0并且不显示衰减；理想的情况是，对于干扰波分量，阻抗无穷大并且显示大衰减。此外，在除负载之外的形式中，通常，优选利用陷波电路。在这种情况下，理想的情况是，对于期望波分量，阻抗无穷大并且不显示衰减；理想的情况是，对于干扰波分量，阻抗为0并且显示大衰减。作为“陷波电路”，可采用由电感器(电感元件)和电容器(电容元件)组成的串联谐振电路或并联谐振电路，或者由电感器和电容器的任意组合形成的电路(串并谐振电路)。陷波电路的选择取决于添加有增益抑制单元的放大器的配置。陷波电路将陷波位置与干扰波分量(比如，相对于期望信道信号的相邻信道信号)进行匹配，从而设置电路常数以衰减该干扰波分量。

从原理上来讲，虽然串联或并联谐振电路的配置比较简单，但是由于陷波电路的Q值是通过电感器和电容器的平衡来设置的，所以很难减小陷波带的宽度。因此，由于常数变动等原因，很难仅衰减期望波信道信号附近的相邻信道信号。在互扰应对方法的第一示例中，当陷波特性足够补偿放大器的增益特性的衰减不足时，对于简单的串联或并联谐振电路而言，衰减量也是充足的。

图6图示了一种当信道的总数量为2时确定增益抑制单元(例如，陷波电路)是否有必要，并且确定在图5(A)之间的组合中、图5(B)之间的组合中以及图5(A)和5(B)之间的组合中该增益抑制单元用于抑制其中一个信道的增益的示意图。在两个相邻信道之间，具有低载波频率的一个信道称为低频信道(载波频率F_C1)，而具有高载波频率的另一个信道称为高频信道(载波频率F_C2)。

图6(A)中的第一示例图示了概述中描述的第一种情况。在这种情况下，在低频信道和高频信道中，放大器的开环增益频率特性表现为相对于自身信道而言低频侧比高频侧具有更加不足的增益衰减度。因此，有必要在高频信道放大器中设置用于抑制低频信道的增益的增益抑制单元。然而，由于信道的总数量为2，所以没有必要在低频信道放大器中设置用于抑制下侧相邻信道(载波频率F_D)的增益的增益抑制单元。此外，高频信道放大器对于上侧相邻信道(载波频率F_U)具有充足的增益衰减度，因此没有必要为上侧相邻信道设置增益抑制单元。

图6(B)中的第二示例图示了概述中描述的第二种情况。在这种情况下，在低频信道和高频信道中，放大器的开环增益频率特性表现为相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减度。因此，有必要在低频信道放大器中设置用于抑制高频信道的增益的增益抑制单元。然而，由于信道的总数量为2，所以没有必要在高频信道放大器中设置用于抑制上侧相邻信道(载波频率F_U)的增益的增益抑制单元。此外，低频信道放大器对于下侧相邻信道(载波频率F_D)具有充足的增益衰减度，因此没有必要为下侧相邻信道设置增益抑制单元。

图6(C)中的第三示例图示了概述中描述的第三种情况。在这种情况下，低频信道放大器的开环增益频率特性表现为相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减，而高频信道放大器的开环增益频率特性表现为相对于自身信道而言低频侧比高频侧具有更加不足的增益衰减。因此，有必要在高频信道放大器中设置用于抑制低频信道的增益的增益抑制单元，也有必要在低频信道放大器中设置用于抑制高频信道的增益的增益抑制单元。高频信道放大器对于上侧相邻信道(载波频率F_U)的增益衰减度是充足的，因此没有必要为上侧相邻信道设置增益抑制单元。低频信道放大器对于下侧相邻信道(载波频率F_D)的增益衰减度是充足的，因此没有必要为下侧相邻信道设置增益抑制单元。

图6(D)中的第四示例图示了概述中描述的第四种情况。在这种情况下，低频信道放大器的开环增益频率特性表现为相对于自身信道而言低频侧比高频侧具有更加不足的增益衰减，而高频信道放大器的开环增益频率特性表现为相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减。如图所示，在没有增益抑制单元的情况下，低频信道放大器对于高频信道的增益衰减度是充足的。此外，在没有增益抑制单元的情况下，高频信道放大器对于用作下侧相邻信道的低频信道的增益衰减度是充足的。此外，由于信道的总数量为2，所以没有必要在低频信道放大器中设置用于抑制下侧相邻信道(载波频率F_D)的增益的增益抑制单元。没有必要在高频信道放大器中设置用于抑制上侧相邻信道(载波频率F_U)的增益的增益抑制单元。这样，在信道的总数量为2的第四种情况下，对于这两个信道，均没有必要设置用于抑制下侧相邻信道或上侧相邻信道的增益的增益抑制单元。

如上所述，在互扰应对方法的第一示例中，有效利用了放大器的非对称开环增益特性，因此可仅为下侧相邻信道或上侧相邻信道中的任一个设置增益抑制单元(比如，陷波电路)。因此，可以抑制(防止)在采用频分复用的多路传输中产生的干扰问题。由于能够抑制干扰波的影响，所以完全没有必要设置与相邻信道之间的频率间隔，从而可以有效利用频率。

相似地，上述方法可用于具有三个以上信道的多个信道，也可用于双向通信和单向通信。顺便提及，当信道的总数量等于或大于3且对相邻信道进行组合时，基于上述四种情况中的一种，确定增益抑制单元是否有必要，当设置有增益抑制单元时，确定其中一个信道的增益会得到抑制。

<放大器的配置示例>

[具有陷波电路的低噪声放大器：第一示例]

图7图示了包括陷波电路的低噪声放大器(称为低噪声放大器400(LNA)，与放大器224对应)的第一示例，该陷波电路是增益抑制单元的一种示例。本文中，图7(A)图示了低噪声放大器400_1的第一电路配置示例。图7(B)图示了图7(A)所示低噪声放大器400_1的增益特性示例。

低噪声放大器400_1的第一示例包括两个级联(casecode、concatenation)的N沟道晶体管(具体地，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET))和三个包括负载电感器的放大级，在该负载电感器中，设有常数以对自身信道具有频率选择性。术语“级联”是指输入侧晶体管中主电极端的一端(漏极端)与输出(负载)侧晶体管中主电极端的一端(源极端)直接相连这一事实。换言之，输入侧晶体管的源极接地电路与输出侧晶体管的栅极接地电路垂直相连构成级联电路。各个级采用了一种通过电容器实现的AC耦合配置以易于设置DC偏压。该配置不限于AC耦合，但是通过设计偏压电路包括DC耦合配置。低噪声放大器400(不限于低噪声放大器400_1，还包括下文所述的其它配置示例)由例如硅集成电路(例如互补金属氧化物半导体(CMOS))实现。

例如，输入侧晶体管Q11和负载侧晶体管Q12与第一级放大器410级联连接。晶体管Q11的主电极端的另一端(源极端)与参考电位点(例如，接地)相连。晶体管Q12的主电极端的另一端(漏极端)通过电感器L11与电源Vdd相连。晶体管Q11的控制输入端(栅极端、控制栅)通过电感器L12提供有预定偏压BIAS，并通过耦合电容器C12与低噪声放大器400_1的输入端IN相连。晶体管Q12的控制输入端(栅极端、屏栅)与电源Vdd相连(AC接地)。

第二级放大器和第三级放大器与第一级放大器的配置大致相同。例如，输入侧晶体管Q21和负载侧晶体管Q22与第一级放大器420级联连接。晶体管Q21的主电极端的另一端(源极端)与参考电位点(例如，接地)相连。晶体管Q22的主电极端的另一端(漏极端)通过电感器L21与电源Vdd相连。晶体管Q21的控制输入端(栅极端)通过电阻元件R22提供有预定偏压BIAS，通过耦合电容器C22与第一级放大器410的晶体管Q12的主电极端的另一端(漏极端)相连，并提供有第一级放大器410的输出信号。晶体管Q22的控制输入端(栅极端)与电源Vdd相连。

输入侧晶体管Q31和负载侧晶体管Q32与第三级放大器430级联连接。晶体管Q31的主电极端的另一端(源极端)与参考电位点(例如，接地)相连。晶体管Q32的主电极端的另一端(漏极端)通过电感器L31与电源Vdd相连。晶体管Q32的主电极端的另一端(漏极端)和电感器L31之间的连接点与低噪声放大器400_1的输出端OUT相连。晶体管Q31的控制输入端(栅极端)通过电阻元件R32提供有预定偏压BIAS，通过耦合电容器C32与第二级放大器420的晶体管Q22的主电极端的另一端(漏极端)相连，并提供有第二级放大器420的输出信号。晶体管Q32的控制输入端(栅极端)与电源Vdd相连。

如第二级或第三级，用于第一级偏压的电感器L12可由电阻元件R12替代。然而，当采用电感器L12时，可以实现峰化功能(并联峰化，shuntpeaking)以强调输入侧的高频。

如此，在各级的放大器4中，由输入侧晶体管的源极端、栅极端和漏极端组成的源极接地电路以及由输出侧晶体管的源极端、栅极端和漏极端组成的栅极接地电路垂直相连构成级联电路。在输入侧晶体管和输出侧晶体管的每一个中，放大因子设为μ₁和μ₂，互导设为g_m1和g_m2，漏电阻设为r_d1和r_d2。在整个级联电路中，总放大因子设为μ₁·μ₂，将输出电阻放大输出侧漏电阻r_d2的μ₁倍，互导设为g_m2，反馈电容设为1/μ₂。

MOSFET在漏极和栅极之间具有电容C_dg。一般来讲，由于该值较大并且从电容C_dg通过的信号已从漏极输出侧反馈到了栅极输入侧，因此高频时容易发生寄生振荡，由于镜像效应导致输入电容也等价地增加了。因此，MOSFET不是期望的。或者，当采用级联电路时，可以抑制上述问题。顺便提及，这种级联电路可作为双栅MOSFET包括在半导体集成电路中。当在级联电路的栅极(输入侧晶体管的栅极端)和漏极(输出侧晶体管的漏极端)之间插入输出侧晶体管时，可以在栅极和漏极之间建立起静电屏蔽，并可将反馈电容减少到1/μ₂倍。

<电感器的配置示例>

在低噪声放大器400_1中，对用作各级负载的线圈(电感器L11、L21或L31)的常数进行设置以便对期望波频率具有频率选择性(谐振特性)。线圈的电感分量以及电线或晶体管等的寄生电容分量构成了并联谐振电路。这样，各级放大器均具有频率选择性并实现放大功能。

而且，包括用作各级负载的电感器L11、L21和L31在内，优选地对电感器L12进行图案设计，电感器L12将DC偏压提供给第一级输入侧晶体管Q11，以实现增益上升。例如，可以想到的是将各个电感器L的图案形成在一个布线层(例如，第一层)中。然而，当图案形成在多个布线层(例如，第一层和第二层、以及第一至第三层)并且各层的电感器L彼此相连(通过电路并联连接)时，可以整体上减少电感器L的串联电阻分量。这样，电感器L的Q值变得比仅采用一个布线层(金属层)的情况要高，低噪声放大器400的期望频率的增益增加了。换言之，实现了增益增强(参见下述低噪声放大器400_4)。顺便提及，随着Q值升高，虽然带宽可能会变窄，但是可以维持一个必要而充足的带宽。

减少电感器L的串联电阻分量以实现增益增强的方法可优选地用于高频侧的低噪声放大器400。从上述“Q值的频率特性”可以推断，当放大器具有调谐特性(频率选择性)时，在很多情况下，Q值的下降度在高频侧较大，高频侧的增益降比低频侧的增益降要大。例如，当信号传输装置1利用57和80GHz频带对应于全双工双向通信时，该方法可能不适用于57GHz频带的低噪声放大器400，但可仅仅用于80GHz频带的低噪声放大器400。

[陷波电路]

低噪声放大器400_1的第一示例包括位于第一级放大器410的级联点的陷波电路601。具体地，低噪声放大器400_1包括陷波电路601，该陷波电路601配置为包括电感器L13和电容器C13的串联谐振电路。陷波电路601设置在晶体管Q11和Q12的级联点(称为节点ND1)和参考电位点(接地)之间。设置电感器L13和电容器C13的每一个常数，并对电感器L13和电容器C13进行图案设计，从而使包括电感器L13和电容器C13的串联谐振电路的谐振频率与相邻信道的用作干扰波的载波频率匹配。

例如，可以想到的是将电感器L13的图案形成在一个布线层(例如，第一层)中。然而，当图案形成在多个布线层中并且各层的电感器L彼此相连(并联连接)时，减少了电感器L的串联电阻分量，因此Q值变得比仅采用一个布线层(金属层)的情况要高。

而且，无论是形成了一层还是多层，陷波电路601通过形成线圈形状的图案可形成为集总参数电路，但是本发明不限于此，本发明可包括例如形成有微带线等图案的分布常数电路形状。在任何情况下，当对电感器L进行图案形成时，电容C分量优选地采用分布电容。

图7(B)图示了图7(A)所示低噪声放大器400_1的增益特性示例。在该示例中，对与57GHz频带(期望波频带)对应的低噪声放大器400_1的增益特性示例(通过模拟获得)进行了说明。虚线表示未设置陷波电路601的情况。实线表示设置有陷波电路601的情况。如图所示，当未设置陷波电路601时，非对称增益特性表现为相对于峰值点(57GHz附近)而言高频侧比低频侧具有更高的增益趋势。因此，与低频侧相比，高频侧的相邻信道频率没有得到充分陷波，高频侧的相邻信道分量(例如，80GHz频带)的频率选择性降低。在这种状态下，相邻信道分量(80GHz频带)被解调，因此产生了所谓的互扰。

另一方面，当设置有谐振频率设为80GHz频带的陷波电路时，在图7(B)的示例中，可使增益衰减(降低)大约15分贝(dB)，并可减少由从80GHz频带发送系统泄漏至57GHz频带接收系统的信号导致的干扰。

顺便提及，第一级在线性度或噪声指数方面受到很大影响。本文中，与下述的第二示例相比，当第一级放大器410中设置有增益抑制单元(陷波电路601)时，这对线性度而言是有利的。这是因为具有低信号振幅的放大器级执行了干扰波消除的功能(陷波功能)。然而，由于增益抑制单元(陷波电路601)可用作噪声源，并且在陷波电路601的期望频率中阻抗并非无穷大，所以峰值增益略微下降，这对NF而言是不利的。

[具有陷波电路的低噪声放大器：第二示例]

图8是图示了包括陷波电路的低噪声放大器400的第二电路配置示例的示意图，该陷波电路是增益抑制单元的一种示例。第二示例中的低噪声放大器400_2包括除第一级放大器之外的放大器4中的增益抑制单元(陷波电路)。如图8所示第二示例中的低噪声放大器400_2包括位于第二级放大器420的级联点的陷波电路602。具体地，低噪声放大器400_2包括陷波电路602，该陷波电路602配置为包括电感器L23和电容器C23的串联谐振电路。陷波电路602设置在晶体管Q21和Q22的级联点(称为节点ND2)和参考电位点(接地)之间。除了未设置陷波电路601之外，其余的配置与第一示例相同。与第一示例相比，在第二示例的配置中，由于在除第一级放大器之外的放大器4中设置了增益抑制单元(陷波电路601)，这对线性度而言是不利的。这是因为具有高信号振幅的放大器级执行了干扰波消除的功能(陷波功能)。然而，由于除第一级放大器之外的具有低NF影响度的放大器级执行了干扰波消除的功能(陷波功能)，在陷波电路602的期望频率中阻抗并非无穷大，所以，即使峰值增益略微下降，对于NF而言，也比第一示例更为有利。因此，在第二示例中，可以比上述的第一示例更能改善噪声性能。

[具有陷波电路的低噪声放大器：第三示例]

图9是图示了包括陷波电路的低噪声放大器400的第三电路配置示例的示意图，该陷波电路是增益抑制单元的一种示例。第三示例中的低噪声放大器400_3结合了第一示例中的低噪声放大器400_1和第二示例中的低噪声放大器400_2，并且包括启用和禁用增益抑制单元(陷波电路)的操作的能力。换言之，第三示例中的低噪声放大器400_3利用了一种允许选择性地使用增益抑制单元的开关，因此可以选择性地使用第一示例中的低噪声放大器400_1和第二示例中的低噪声放大器400_2。

为了启用和禁用陷波电路的操作，低噪声放大器400_3包括晶体管Q13以用作在陷波电路601的与节点ND1相反的一侧的选择开关，并且包括晶体管Q23以用作在陷波电路602的与节点ND2相反的一侧的选择开关。晶体管Q13和Q23均为N沟道晶体管(具体地，MOSFET)。在晶体管Q13中，主电极端的一端(漏极端)与电容器C13连接，而主电极端的另一端(源极端)与参考电位点(接地)连接。控制输入端(栅极端)提供有用于执行开关的开/关控制的控制信号CNT1。在晶体管Q23中，主电极端的一端(漏极端)与电容器C23连接，而主电极端的另一端(源极端)与参考电位点(接地)连接。控制输入端(栅极端)提供有用于执行开关的开/关控制的控制信号CNT2。

当控制信号CNT1为高电平时，用作开关的晶体管Q13导通，因此陷波电路601有效地操作。另一方面，当控制信号CNT1为低电平时，用作开关的晶体管Q13截止，因此这与未设置陷波电路601的情况相同。当控制信号CNT2为高电平时，用作开关的晶体管Q23导通，因此陷波电路602有效地操作。另一方面，当控制信号CNT2为低电平时，用作开关的晶体管Q23截止，因此这与未设置陷波电路602的情况相同。

根据第三示例中的低噪声放大器400_3，取决于使用目的或要求的技术指标(侧重于线性度或噪声性能)，可以选择性地使用第一示例中的低噪声放大器400_1和第二示例中的低噪声放大器400_2。此外，当晶体管Q13和Q23均导通，且陷波电路601和602两者由此均有效地工作时，与仅有一个晶体管工作的情况相比，可以实现较大的衰减量。因此，可以对仅有一个晶体管工作时出现的陷波量不足做出响应。

[变型例]

上述第三示例并非是第一示例和第二示例的简单组合，在该第三示例中，可以选择性地设置陷波电路。然而，在第一示例和第二示例的组合中，选择性的设置并非必要的。例如，虽然图中未示出，但是基于第三示例中的低噪声放大器400_3可以将陷波电路601和602均配置为常用。或者，基于第三示例中的低噪声放大器400_3，可以将陷波电路601和602其中之一配置为常用，而在另一个陷波电路中设置开关(晶体管Q13或Q23)以便选择性地使用。例如，基于陷波电路601为常用的第一示例，当陷波电路602为选择性地使用时，可以对一般状态下侧重于线性度的相邻信道干扰做出响应，通过使陷波电路602工作可以对陷波量不足的状态做出响应。另一方面，基于陷波电路602为常用的第二示例，当陷波电路601为选择性地使用时，可以对一般状态下侧重于噪声性能的相邻信道干扰做出响应，通过使陷波电路601工作可以对陷波量不足的状态做出响应。

[具有陷波电路的低噪声放大器]

图10是图示了作为增益抑制单元的一种示例的不具有陷波电路的一般低噪声放大器400_4的示意图。本文中，图10(A)图示了低噪声放大器400_4的电路配置示例。图10(B)图示了图10(A)所示低噪声放大器400_4的增益特性示例。

与具有上述陷波电路等的低噪声放大器400_1相似，低噪声放大器400_4包括两个晶体管级联的三级放大器4。与第一示例有所不同，例如，未设置陷波电路601，采用放大器460(构成组件的附图标记由10改为60)替代第一级放大器410，采用放大器470(构成组件的附图标记由20改为70)替代第级放大器420，并采用放大器480(构成组件的附图标记由30改为80)替代第三级放大器430。虽然附图改变了，但是基本配置还是跟第一示例相同，因此不再重复对其进行详细描述。

图10(B)图示了图10(A)所示低噪声放大器400_4的增益特性示例。在该示例中，对与80GHz频带对应的低噪声放大器400_4的增益特性示例(通过模拟获得)进行了说明。虚线表示各个电感器L形成在一个布线层(例如，第一层)中的情况。实线表示各个电感器L形成在多个层(在本示例中为第一层和第二层)中并减少了串联电阻分量的情况。如图所示，与各个电感器L形成在一个布线层时的增益特性相比，当各个电感器L形成在多层中并减少了串联电阻分量时，可以理解的是，峰值点(80GHz附近)的增益更高且实现了增益增强。此外，由于电感器L的串联电阻分量的减少使得Q值升高，虽然带宽会稍微变窄，但是可以维持一个必要而充足的带宽。

在下文中，通过采用增益抑制单元(陷波电路601或602)将对用于解决互扰的第一应对方法示例的具体应用示例进行描述，该增益抑制单元与相对期望波而言低频侧和高频侧之间的其中仅一个干扰信道有关。此外，在下文中，代表性地，当不具有增益抑制单元的放大器的增益频率特性表现为相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减时，增益抑制单元(具体地，陷波电路)仅用在相对于期望波而言高频侧的干扰信道。然而，这仅仅是一种代表性示例，其可进行如下变型。当不具有增益抑制单元的放大器的增益频率特性表现为相对于自身信道而言低频侧比高频侧具有更加不足的增益衰减时，增益抑制单元(具体地，陷波电路)仅用在相对于期望波而言低频侧的干扰信道。此外，相同的方法还可以用于上述状态混合的情况。

[实施例1]

[毫米波带信号传输功能的详细情况]

实施例1是对应于全双工双向通信的配置中的互扰应对的应用示例。图11是图示了根据实施例1的发送和接收系统的示意图，是实施例1的功能块图，侧重于通过高频信号波导308(信号传输路径9)实现从调制功能单元到解调功能单元的信号传输功能。图11图示了对应于低频侧(例如，57GHz频带和12.5吉位每秒(Gb/s))和高频侧(例如，80GHz频带和12.5Gb/s)的全双工双向通信的配置。

在根据实施例1的信号传输装置1(A)中，第一通信装置100在发送处理单元(TX)中采用了高频侧(80GHz频带)的载波频率，而在接收处理单元(RX)中采用了低频侧(57GHz频带)的载波频率。换言之，第一通信装置100包括80GHz发送处理单元和57GHz接收处理单元。另一方面，第二通信装置200在发送处理单元(TX)中采用了低频侧(57GHz频带)的载波频率，而在接收处理单元(RX)中采用了高频侧(80GHz频带)的载波频率。换言之，第二通信装置200包括57GHz发送处理单元和80GHz接收处理单元。此外，第一通信装置100和第二通信装置200在低频侧(57GHz频带)和高频侧(80GHz频带)的两个信道的配置大致相似。而且，优选地将发送和接收处理单元(由放大器4和低噪声放大器400的组合及其外围电路组成的电路)配置为单个芯片。

例如，在发送侧，使用并串转换单元(未图示)将传输对象信号(输入基带信号BB_IN：例如，12位图像信号)高速转换为串行数据系列，并将转换后的信号作为差分信号提供给调制功能单元8300。调制功能单元8300将来自并串转换单元的信号用作调制信号，并根据预定的调制方案将该信号调制为毫米波信号。作为调制功能单元8300，根据调制方案可采用多种电路配置。作为振幅调制方案，优选地采用例如直接转换系统，该直接转换系统包括用于各个差分信号系统的2输入混频单元8302(混频电路、乘法器)和发送侧本地振荡器8304。发送侧本地振荡器8304(第一载波信号发生单元)生成用于调制的载波信号a(调制载波信号)。混频单元8302(第一频率转换单元)通过将来自并串转换单元的信号与发送侧本地振荡器8304生成的毫米波带载波相乘(调制)而生成毫米波带传输信号(已调制信号)，并将结果提供给放大器8117(AMP：与放大器117相对应)。传输信号由放大器8117放大并从天线8136发射。

接收系统采用了与发送系统的调制方案相对应的配置。例如，根据振幅调制方案，可以利用平方检波电路(squaredetectioncircuit)以获得与接收到的高频信号(其包络)振幅的平方成比例的检波输出，或者利用不具有平方特性的简易包络检波电路。此外，可以利用通过生成解调载波信号并使用该载波信号来对接收到的高频信号进行同步检波的电路(同步检波电路)。该同步检波电路也可用于相位或者频率调制方案。

本文中，在根据本实施例的接收系统中，采用了利用同步检波电路的直接转换系统，并且通过使用注入锁定方案生成解调载波信号。将通过天线8236接收到的毫米波接收信号输入可变增益型低噪声放大器8224(LNA，与放大器224对应)中，对该信号进行振幅调节，然后将结果提供给解调功能单元8400。解调功能单元8400包括2输入混频单元8402(混频电路)、接收侧本地振荡器8404和基带放大器8412。通过注入路径将注入信号提供给接收侧本地振荡器8404，从而获得与发送侧用于调制的载波信号相对应的输出信号。一般来讲，接收侧本地振荡器8404获得与发送侧所用载波信号同步的振荡输出信号。然后，混频单元8402基于接收侧本地振荡器8404的输出信号将接收到的信号和用于解调的载波信号(解调载波信号：称为再现载波信号)相乘，从而获得同步检波信号。通过采用同步检波进行频率转换(下转换和解调)，混频单元8402可获得例如极好的误码率特性，通过采用正交检波可以获得相位或频率调制的适用性。通过使用滤波处理单元(未图示)消除了同步检波信号的高频分量，并获得了从发送侧发送来的输入信号波形(输出输入基带信号BB_OUT：例如，12位图像信号)。可在接收侧本地振荡器8404和基带放大器8412之间或者在基带放大器5412的后级设置滤波处理单元。

为了将基于接收侧本地振荡器8404的输出信号的再现载波信号提供给接收侧本地振荡器8404并对该信号进行解调，有必要考虑到相移。因此，需要在同步检波系统中设置相位调节电路。根据本实施例，在解调功能单元8400中设置相位振幅调节单元8406，该相位振幅调节单元8406包括相位调节电路的功能和调节注入振幅的功能。接收侧本地振荡器8404和相位振幅调节单元8406构成了解调侧(第二)载波信号发生单元，该解调侧(第二)载波信号发生单元生成与调制载波信号同步的解调载波信号并将生成的信号提供给混频单元8402。可为到达接收侧本地振荡器8404的注入信号以及接收侧本地振荡器8404的输出信号其中之一或两者设置相位振幅调节单元8406。在图中，相位振幅调节单元8406设置在放大器8224和接收侧本地振荡器8404之间。

此外，当采用注入锁定方法时，在锁定范围控制(调节)方面，相位(注入相位)的控制(调节)或注入信号的振幅(注入电压)以及接收侧本地振荡器8404的自由运行振荡频率F_O的控制很重要。换言之，为了实现注入锁定，重要的是调节注入相位、注入电压或自由运行振荡频率F_O。为此，虽然图中未示出，但是在混频单元8402的后级设置有注入锁定控制单元，并基于混频单元8402获得的同步检波信号(基带信号)来确定注入锁定状态。基于确定结果，对各个需要调节的部件进行控制以实现注入锁定。

当采用频分复用方法实现多个信道时，在使用平方检波电路的方法中产生了如下问题。有必要在平方检波电路的前级中设置用于选择接收侧频率的带通滤波器。然而，很难实现小型化的锐带通滤波器。此外，当使用锐带通滤波器时，对于发送侧载波频率的稳定性要求很苛刻。或者，当应用注入锁定时，结合同步检波，虽然未在接收侧使用用于选择波长的带通滤波器，但是即使是在同时(比如，多个信道或全双工双向)独立传输多个发送和接收配对时也不易发生干扰问题。

在信号传输装置1的这种配置中，输入至第一通信装置100的差分基带信号BB_IN由调制功能单元8300上转换为80GHz频带信号，由放大器8117放大，通过天线8136与高频信号波导308耦合。通过高频信号波导308经由第二通信装置200侧的天线8236接收80GHz频带信号。接收信号由放大器8224(低噪声放大器400)放大，提供给混频单元8402，还通过注入路径的相位振幅调节单元8406提供给接收侧本地振荡器8404。用于解调的80GHz载波信号在接收侧本地振荡器8404中生成，所述用于解调的80GHz载波信号与接收侧本地振荡器8404中用于调制的80GHz载波信号同步。在解调功能单元8400中，将解调载波信号提供给混频单元8402，从而将接收到的80GHz频带信号下转换为基带信号BB_IN。

相似地，输入至第一通信装置100的差分基带信号BB_IN由调制功能单元8300上转换为57GHz频带信号，由放大器8117放大，通过天线8136与高频信号波导308耦合。通过高频信号波导308经由第一通信装置100侧的天线8236接收57GHz频带信号。接收信号由放大器8224(低噪声放大器400)放大，通过注入路径的相位振幅调节单元8406提供给接收侧本地振荡器8404。用于解调的57GHz载波信号在接收侧本地振荡器8404中生成，所述用于解调的57GHz载波信号与接收侧本地振荡器8404中用于调制的57GHz载波信号同步。在解调功能单元8400中，将解调载波信号提供给混频单元8402，从而将接收到的57GHz频带信号下转换为基带信号BB_IN。

顺便提及，在对应于图11所示全双工双向通信相对应的配置中，将包括低频信道(57GHz频带)和高频信道(80GHz频带)的两个信道的高频信号通过高频信号波导308(传输损失为例如15～20分贝，且整体上是平坦的)从发送侧天线8136传输到接收侧天线8236到达另一侧。这种情况下，在第一通信装置100侧，形成泄漏路径(由图中虚线a表示)以便接收从天线8136到天线8236的高频信道(80GHz频带)信号，这两根天线彼此相邻。在第二通信装置200侧，形成泄漏路径(由图中虚线b表示)以便接收从天线8136到天线8236的低频信道(57GHz频带)信号，这两根天线彼此相邻。与通过高频信号波导308从天线8136到天线8236的正常路径相比，泄漏路径的信号能量非常高，这是因为天线8136和8236彼此相邻并且由高频信号波导308导致的损失很小。因此，例如，即使是采用注入锁定方法时，在接收侧(例如，放大器8224)波长选择特性不足时也会担心相邻信道分量被解调，从而产生“相邻信道之间的干扰问题”。作为一种应对方法，采用了一种“(有效)利用非对称增益特性”并且相对于期望波而言为低频侧和高频侧之间的仅其中一个干扰信道设置增益抑制单元的方法。

[互扰的应对方法]

图12是图示了根据实施例1的一种用于解决互扰的具体技术的示意图(与图11所示全双工双向通信相对应的配置)。本文中，图12(A)是侧重于通过高频信号波导308从发送放大器到接收放大器(低噪声放大器400)的信号传输功能的简化功能块示意图。图12(B)图示了用于低频侧的低噪声放大器400的增益特性示例(与图7(B)所示具有相同的特性)。图12(C)图示了高频侧的低噪声放大器400的增益特性示例(与图10(B)所示具有相同的特性)。

在这些附图中，“高”表示高频信道(80GHz频带)，“低”表示低频信道(57GHz频带)。当期望信道设置为“低”信道时，上侧相邻信道称为高频信道。当期望信道设置为“高”时，下侧相邻信道称为低频信道。“TX”表示发送处理单元，“RX”表示接收处理单元。“TXANT”表示发送侧天线8136(发送天线)，“RXANT”表示接收侧天线8236(接收天线)。“AMP”表示发送放大器(放大器117或8117)，“LNA”表示低噪声放大器400(放大器224或8224)。“TP”表示用于为期望信道分量抑制干扰波(相邻信道分量)的增益抑制单元(陷波电路)。其后缀(“_H”或“_L”)表示衰减频率(陷波位置)是否与高频侧和低频侧之间的各个相邻信道匹配。

在本示例中，在用于低频信道的低噪声放大器400中设置有“陷波电路TP_H”，衰减频率与用作上侧相邻信道的80GHz频带匹配(参见图12(B)所示的增益特性)。未在用于高频信道的低噪声放大器400中设置用于抑制下侧相邻信道的增益的增益抑制单元(陷波电路)(参见图12(C)所示的增益特性)。

从第一通信装置100的放大器(AMP)发射出的80GHz频带(高)的高频信号通过发送天线TXANT与高频信号波导308耦合，并通过高频信号波导308传输到第二通信装置200。在第二通信装置200中，80GHz频带(高)的高频信号通过接收天线RXANT接收，并提供给用于80GHz频带的低噪声放大器400。在这种情况下，在第一通信装置100侧，从发送天线TXANT发射出的80GHz频带(高)的高频信号通过泄漏路径(由图中虚线a表示)跳至自接收天线RXANT，并提供给用于低频信道的低噪声放大器400。由于用于低频信道的低噪声放大器400包括衰减频率设为80GHz频带的陷波电路TP_H，所以通过陷波电路TP_H的功能使80GHz频带的高频信号得到充足衰减，如图12(B)所示。为此，在第一通信装置100中，不在后级解调功能单元8400(未图示)中对80GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从80GHz频带发送处理单元TX泄漏到57GHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。

从第二通信装置200的放大器(AMP)发射出的57GHz频带(低)的高频信号通过发送天线TXANT与高频信号波导308耦合，并通过高频信号波导308传输到第一通信装置100。在第一通信装置100中，57GHz频带的高频信号通过接收天线RXANT接收，并提供给用于低频信道的低噪声放大器400。在这种情况下，在第二通信装置200侧，从发送天线TXANT发射出的57GHz频带的高频信号通过泄漏路径(由图中虚线b表示)跳至自接收天线RXANT，并提供给用于高频信道的低噪声放大器400。虽然用于高频信道的低噪声放大器400不包括增益抑制单元，如图12(C)所示，但是也使57GHz附近的增益得到了充足衰减。为此，在第二通信装置200中，不在后级解调功能单元8400(未图示)中对57GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从57GHz频带发送处理单元TX泄漏到80GHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。

[实施例2]

[毫米波带信号传输功能的详细情况]

图13是图示了根据实施例2的发送和接收系统的示意图，是根据实施例2的功能块示意图，侧重于通过高频信号波导308(信号传输路径9)实现从调制功能单元到解调功能单元的信号传输功能。图13图示了对应于低频侧(例如，57GHz频带和12.5Gb/s)和高频侧(例如，80GHz频带和12.5Gb/s)的单工双向通信的配置。此外，优选地将发送处理单元(由两个放大器4组成的电路及其外围电路)或接收处理单元(由两个低噪声放大器400组成的电路及其外围电路)配置为单个芯片。

实施例2是与单工双向通信相对应的配置中的互扰对应方法的一种应用示例。根据实施例2的信号传输装置1B_1与图11所示根据实施例1的信号传输装置1(A)的不同之处在于在第一通信装置100或第二通信装置200其中任一者中(本示例中，在第一通信装置100中)设置用于低频侧(57GHz频带)和高频侧(80GHz频带)的发送处理单元TX，而在另一侧(本示例中，在第二通信装置200中)设置用于低频侧(57GHz频带)和高频侧(80GHz频带)的接收处理单元TX。当应用这种单工双向通信时，可以大致确保传输率为25.0Gb/s。

本文中，在与图13所示单工双向通信相对应的配置中，包括低频侧(57GHz频带)和高频侧(80GHz频带)的两个信道的信号分别通过高频信号波导308从发送侧天线8136被传输到接收侧天线8236而到达另一侧。在这种情况下，在第二通信装置200侧，也形成泄漏路径(由虚线a表示)以在低频侧天线8236中接收高频信道(80GHz频带)信号，还形成泄漏路径(由虚线b表示)以在高频侧天线8236中接收低频信道(57GHz频带)信号。

当高频信号波导308的传输损失在不考虑频带的情况下相同时，可将传输功率设为相同值，从而可使泄漏路径的信号能量与正常路径的信号能量相同。然而，事实上，很难在多信道传输的整个传输频带上获得高频信号波导308的平坦传输特性(频率特性)。因此，在某些情况下，传输特性偏向低或高频侧。此外，在不考虑频带的情况下，很难获得接收侧低噪声放大器400的相同峰值增益。基于上述情况，用于低频侧或高频侧其中之一的传输功率变高。然而，例如，即使是采用注入锁定方法时，相邻信道分量也会被解调，从而在接收侧(例如，放大器8224)波长选择特性不足时产生“相邻信道之间的干扰问题”。此外，在本示例中，信道间隔设为“80-57＝23GHz”。当信道间隔变窄时，由于从低噪声放大器400的增益特性示例可以推断出相邻信道分量会被解调，因此很容易产生“相邻信道之间的干扰问题”。这样，即使是在单工双向通信中，也是优选采用一种“(有效)利用非对称增益特性”并且相对于期望波而言为低频侧和高频侧之间的仅其中一个干扰信道设置增益抑制单元的方法。

[互扰的应对方法]

图14是图示了根据实施例2的一种用于解决互扰的具体技术的示意图(与图13所示单工双向通信相对应的配置)。本文中，图14是简化功能块示意图，侧重于通过高频信号波导308从发送放大器到接收放大器(低噪声放大器400)的信号传输功能。

用于低频信道(57GHz频带)的低噪声放大器400的增益特性与图14(B)所示的增益特性相同。用于高频信道(80GHz频带)的低噪声放大器400的增益特性与图12(C)所示的增益特性相同。用于高频信道的低噪声放大器400的峰值增益比用于低频信道的低噪声放大器400的峰值增益要低。因此，当在不考虑频带的情况下高频信号波导308的传输损失相同时，用于高频侧的传输功率比用于低频侧的传输功率要高。在信号传输装置1B_1中，用于低频信道的低噪声放大器400包括在第二通信装置200侧衰减频率设为80GHz频带的陷波电路TP_H。

为此，在第二通信装置200侧，功率比57GHz频带(低)要高的80GHz频带(高)的高频信号通过泄漏路径(由图中虚线a表示)跳至接收天线RXANT，并提供给用于低频信道的低噪声放大器400。由于在用于低频信道的低噪声放大器400中设置有衰减频率设为80GHz频带的陷波电路TP_H，如图12(B)所示，所以通过陷波电路TP_H的功能使80GHz频带的高频信号得到充足衰减。为此，在第二通信装置200中，不在用于57GHz(未图示)的后级解调功能单元8400中对80GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从80GHz频带发送处理单元TX泄漏到57GHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。

另一方面，在用于高频信道的接收天线RXANT中，功率比80GHz频带要低的57GHz频带(低)的高频信号也通过泄漏路径(由图中虚线b表示)跳转，并提供给用于高频信道的低噪声放大器400。虽然用于高频信道的低噪声放大器400不包括增益抑制单元，但是由于57GHz频带高频信号的功率比用作期望波的80GHz频带要低，所以在57GHz附近的增益也得到了充足衰减。因此，在第二通信装置200中，即使在不使用增益抑制单元时，也不在用于80GHz频带(未图示)的后级解调功能单元8400中对57GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从57GHz频带发送处理单元TX泄漏到80GHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。

[变型例]

图15是图示了实施例2所示变型例的示意图，是图示了一种在与单工多路通信相对应的配置中解决互扰的具体技术的示意图。本文中，图15是简化功能块示意图，侧重于通过高频信号波导308从发送放大器到接收放大器(低噪声放大器400)的信号传输功能。上述实施例2描述了一种在两个信道的单向通信中“(有效)利用非对称增益特性”并且相对于期望波而言为低频侧和高频侧之间的仅其中一个干扰信道设置增益抑制单元的方法。另一方面，该变型例一般扩展为3个以上信道。在本变型例中，当在彼此相邻的两个信道的组合中采用单工多路通信时，采用实施例2。

如图所示，在信号传输装置1B_2中，用于F_X(X为1～n-1，F_X＜F_X+1)GHz频带的低噪声放大器400包括在第二通信装置200侧衰减频率设为F_X+1GHz频带的陷波电路TP_X+1。在第二通信装置200侧，F_X+1GHz频带的高频信号通过泄漏路径(由图中虚线α表示)跳至用于F_XGHz频带的接收天线RXANT，并提供给低噪声放大器400。由于用于F_XGHz频带的低噪声放大器400包括衰减频率设为F_X+1GHz频带的陷波电路TP_X+1，所以通过陷波电路TP_X+1的功能使用于F_X+1GHz频带的高频信号得到充足衰减。为此，在第二通信装置200中，不在用于F_XGHz频带(未图示)的后级解调功能单元8400中对F_X+1GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从F_X+1GHz频带发送处理单元TX泄漏到F_XGHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。虽然省略了对其的详细描述，但是在另一泄漏路径(由图中除虚线α之外的虚线表示)中，即使在不使用增益抑制单元时，也不在解调功能单元8400中对干扰波进行解调。结果，可以防止由泄漏分量导致的干扰。

[实施例3]

实施例3是在当结合全双工双向通信和单工双向通信时的配置中互扰应对方法的一种应用示例。本文中，将对包括三个信道的最基本示例进行描述。与下述实施例4不同，在单工双向通信中，假定没有必要在发送侧之间以及在接收侧之间采取互扰应对方法(换言之，根据实施例2的方法)。换言之，当在彼此相邻的两个信道的组合中采用全双工双向通信时，采用实施例1。不考虑单工双向通信系统的泄漏路径。

下文中，在三个信道的相互关系中，“低”表示低频信道(57GHz频带)。“中”表示中频信道(80GHz频带)。“高”表示高频信道(103GHz频带)。当期望信道设置为低频信道时，中频信道称为上侧相邻信道。当期望信道设置为中频信道时，低频信道称为下侧相邻信道，而高频信道称为上侧相邻信道。当期望信道设置为高频信道时，中频信道称为下侧相邻信道。

图16至图17是图示了根据结合了全双工双向通信和单工双向通信的实施例3的一种解决互扰的示意图。本文中，图16是图示了实施例3所用低噪声放大器400的增益特性示例的示意图。具体地，图16(A)图示了用于低频信道(57GHz频带)的低噪声放大器400的增益特性示例(与图7(B)所示相同)。图16(B)图示了用于中频信道(80GHz频带)的低噪声放大器400的增益特性示例。图16(C)图示了用于高频信道(103GHz频带)的低噪声放大器400的增益特性示例。

图17是图示了根据实施例3的发送和接收系统的示意图，是简化功能块示意图，侧重于通过高频信号波导308从发送放大器到接收放大器(低噪声放大器400)的信号传输功能，并图示了通过发送和接收处理单元的频带组合而获得的三种配置。优选地将发送和接收处理单元(由放大器4和低噪声放大器400的组合组成的电路及其外围电路)配置为单个芯片。

在根据实施例3的信号传输装置1C中，当将彼此相邻的两个信道进行组合时采用实施例1。具体地，在第一通信装置100或第二通信装置200中，侧重于用于某个频带的接收处理单元RX，在上侧相邻信道为发送处理单元TX的组合中于低噪声放大器400中设置增益抑制单元(陷波电路)，但不为其它组合设置增益抑制单元(陷波电路)。下文将对这三种配置进行详细描述。

[第一示例]

在图17(A)所示第一示例的信号传输装置1C_1中，第一通信装置100包括用于高频信道(103GHz频带)的发送处理单元TX、用于中频信道(80GHz频带)的接收处理单元RX和用于低频信道(57GHz频带)的发送处理单元TX。第二通信装置200包括用于高频信道的接收处理单元RX、用于中频信道的发送处理单元TX和用于低频信道的接收处理单元RX。在如此配置中，通过使用高频信道和中频信道或通过使用低频信道和中频信道可以采用全双工双向通信，通过使用高频信道和低频信道可以采用单工双向通信。

在第一通信装置100中，侧重于用于中频信道的接收处理单元RX，由于获得了用作上侧相邻信道的高频信道为发送处理单元TX的组合，所以将用作上侧相邻信道的高频信道组合为发送处理单元TX。因此，在用于中频信道的低噪声放大器400中设置用于抑制高频信道的增益的增益抑制单元(陷波电路)。此外，在第二通信装置200中，侧重于用于低频信道的接收处理单元RX，由于获得了用作上侧相邻信道的中频信道为发送处理单元TX的组合，因此在用于低频信道的低噪声放大器400中设置用于抑制中频信道的增益的增益抑制单元(陷波电路)。但在除上述组合之外的组合中不设置增益抑制单元(陷波电路)。

换言之，在第一通信装置100中，在用于中频信道的低噪声放大器400中设置“陷波电路TP_H”，衰减频率与103GHz频带高频信道相匹配(参见图16(B)所示实线增益特性)。在用于低频信道的低噪声放大器400中不设置增益抑制单元(陷波电路)(参见图16(A)所示虚线增益特性)，在用于高频信道的低噪声放大器400中不设置增益抑制单元(陷波电路)(参见图16(C)所示增益特性)。在第二通信装置200中，在用于低频信道的低噪声放大器400中设置“陷波电路TP_M”，衰减频率与80GHz频带中频信道相匹配(参见图16(A)所示实线增益特性)。在用于中频信道的低噪声放大器400中不设置增益抑制单元(陷波电路)(参见图16(B)所示虚线增益特性)，在用于高频信道的低噪声放大器400中不设置增益抑制单元(陷波电路)(参见图16(C)所示增益特性)。

在第一通信装置100中，103GHz频带(高)的高频信号通过发送天线TXANT与高频信号波导308耦合，并传输到第二通信装置200侧。然而，在这种情况下，高频信号通过泄漏路径(由图中虚线a表示)跳至自身接收天线RXANT，并提供给用于中频信道的低噪声放大器400。由于用于低频信道的低噪声放大器400包括衰减频率设为103GHz频带的陷波电路TP_H，如图16(B)所示，所以通过陷波电路TP_H的功能使103GHz频带的高频信号得到充足衰减。为此，在第一通信装置100中，不在用于80GHz(未图示)的后级解调功能单元8400中对103GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从103GHz频带发送处理单元TX泄漏到80GHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。此外，57GHz频带(低)的高频信号通过发送天线TXANT与高频信号波导308耦合，并传输到第二通信装置200侧。然而，在这种情况下，高频信号通过泄漏路径(由图中虚线b表示)跳至自身接收天线RXANT，并提供给用于中频信道的低噪声放大器400。虽然用于中频信道的低噪声放大器400不包括用于抑制57GHz频带的增益的增益抑制单元，如图16(B)所示，但是也使57GHz附近的增益得到了充足衰减。为此，在第二通信装置200中，即使在不使用增益抑制单元时，也不在用于80GHz频带(未图示)的后级解调功能单元8400(未图示)中对57GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从57GHz频带发送处理单元TX泄漏到80GHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。

同时，在第二通信装置200中，80GHz频带(中)的高频信号通过发送天线TXANT与高频信号波导308耦合，并传输到第一通信装置100侧。然而，在这种情况下，高频信号通过泄漏路径(由图中虚线c表示)跳至自身接收天线RXANT，并提供给用于低频信道的低噪声放大器400。由于用于低频信道的低噪声放大器400包括衰减频率设为80GHz频带的陷波电路TP_M，如图16(A)所示，所以通过陷波电路TP_M的功能使80GHz频带的高频信号得到充足衰减。为此，在第二通信装置200中，不在用于57GHz(未图示)的后级解调功能单元8400中对80GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从80GHz频带发送处理单元TX泄漏到57GHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。此外，103GHz频带(低)的高频信号通过发送天线TXANT与高频信号波导308耦合，并传输到第一通信装置100侧。然而，在这种情况下，高频信号通过泄漏路径(由图中虚线d表示)跳至自身接收天线RXANT，并提供给用于高频信道的低噪声放大器400。虽然用于高频信道的低噪声放大器400不包括用于抑制80GHz频带的增益的增益抑制单元，如图16(C)所示，但是也使80GHz附近的增益得到了充足衰减。为此，在第二通信装置100中，即使在不使用增益抑制单元时，也不在用于103GHz频带(未图示)的后级解调功能单元8400中对80GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从103GHz频带发送处理单元TX泄漏到80GHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。

[第二示例]

在图17(B)所示第二示例的信号传输装置1C_2中，第一通信装置100包括用于高频信道(103GHz频带)的接收处理单元RX、用于中频信道(80GHz频带)的发送处理单元TX和用于低频信道(57GHz频带)的发送处理单元TX。第二通信装置200包括用于高频信道的发送处理单元TX、用于中频信道的接收输处理单元RX和用于低频信道的接收处理单元RX。在如此配置中，通过使用中频信道和高频信道或通过使用高频信道和低频信道可以采用全双工双向通信，通过使用中频信道和低频信道可以采用单工双向通信。

在第二通信装置200中，侧重于用于中频信道的接收处理单元RX，由于获得了用作上侧相邻信道的高频信道为发送处理单元TX的组合，因此在用于中频信道的低噪声放大器400中设置用于抑制高频信道的增益的增益抑制单元(陷波电路)。但在除上述组合之外的组合中不设置增益抑制单元(陷波电路)。与第一示例相比，在第二示例中，没必要在第一通信装置100中设置增益抑制单元。

在第二通信装置200中，103GHz频带(高)的高频信号通过发送天线TXANT与高频信号波导308耦合，并传输到第一通信装置100侧。然而，在这种情况下，高频信号通过泄漏路径(由图中虚线a表示)跳至自身接收天线RXANT，并提供给用于中频信道的低噪声放大器400。由于用于中频信道的低噪声放大器400包括衰减频率设为103GHz频带的陷波电路TP_H，如图16(B)所示，所以通过陷波电路TP_H的功能使103GHz频带的高频信号得到充足衰减。为此，在第二通信装置200中，不在用于80GHz(未图示)的后级解调功能单元8400中对103GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从103GHz频带发送处理单元TX泄漏到80GHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。虽然省略了详细描述，但是在其他泄漏路径(由图中虚线b、c和d表示)中，即使在不使用增益抑制单元时，也不在解调功能单元8400中对干扰波进行解调。结果，可以防止由泄漏分量导致的干扰。

[第三示例]

在图17(C)所示第三示例的信号传输装置1C_3中，第一通信装置100包括用于高频信道(103GHz频带)的发送处理单元TX、用于中频信道(80GHz频带)的发送处理单元TX和用于低频信道(57GHz频带)的接收处理单元RX。第二通信装置200包括用于高频信道的接收处理单元RX、用于中频信道的接收处理单元RX和用于低频信道的发送处理单元TX。在如此配置中，通过使用高频信道和低频信道或通过使用中频信道和低频信道可以采用全双工双向通信，通过使用高频信道和中频信道可以采用单工双向通信。

在第一通信装置100中，侧重于用于低频信道的接收处理单元RX，由于获得了用作上侧相邻信道的中频信道为发送处理单元TX的组合，因此在用于低频信道的低噪声放大器400中设置用于抑制中频信道的增益的增益抑制单元(陷波电路)。但在除上述组合之外的组合中不设置增益抑制单元(陷波电路)。与第一示例相比，在第三示例中，没必要在第二通信装置200中设置增益抑制单元。

在第一通信装置100中，80GHz频带(中)的高频信号通过发送天线TXANT与高频信号波导308耦合，并传输到第二通信装置200侧。然而，在这种情况下，高频信号通过泄漏路径(由图中虚线a表示)跳自身接收天线RXANT，并提供给用于低频信道的低噪声放大器400。由于用于低频信道的低噪声放大器400包括衰减频率设为80GHz频带的陷波电路TP_M，如图16(A)所示，所以通过陷波电路TP_M的功能使80GHz频带的高频信号得到充足衰减。因此，在第一通信装置100中，不在用于57GHz(未图示)的后级解调功能单元8400中对80GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从80GHz频带发送处理单元TX泄漏到57GHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。虽然省略了详细描述，但是在其他泄漏路径(由图中虚线b、c和d表示)中，即使在不使用增益抑制单元时，也不在解调功能单元8400中对干扰波进行解调。结果，可以防止由泄漏分量导致的干扰。

[变型例]

图18是图示了实施例3的变型例的示意图。在该变型例中，将根据实施例3进行描述的具有三个信道的方法应用在了四个以上信道中。在实施例3中，虽然已对全双工双向通信和单工双向通信组合时的包括三个信道的最基本示例进行了描述，但是当具有四个以上信道时也可同样采用该示例。当将彼此相邻的任意两个信道组合时，采用实施例3。作为示例，将对总共具有7个信道的多种情况进行描述(载波频率为F_Y(Y为1～7，F_Y＜F_Y+1))，这些情况包括：第一信道(F₁GHz频带)、第二信道(F₂GHz频带)、第三信道(F₃GHz频带)、第四信道(F₄GHz频带)、第五信道(F₅GHz频带)、第六信道(F₆GHz频带)和第七信道(F₇GHz频带)。

图18简要图示了各个信道的载波频率布置和第一通信装置100和第二通信装置200中为各个信道设置的发送处理单元TX和接收处理单元RX。在附图中，频率轴上的信道的粗向上箭头表示该信道的发送处理单元TX，而粗向下箭头表示该信道的接收处理单元RX。第一通信装置100和第二通信装置200之间的实线表示正常路径。第一通信装置100或第二通信装置200内的虚线表示泄漏路径。

在如图18(A)所示的第一示例中，第一通信装置100包括F₁GHz频带发送处理单元TX、F₂GHz频带接收处理单元RX、F₃GHz频带发送处理单元TX、F₄GHz频带接收处理单元RX、F₅GHz频带发送处理单元TX、F₆GHz频带发送处理单元TX和F₇GHz频带接收处理单元RX。第二通信装置200包括F₁GHz频带接收处理单元RX、F₂GHz频带发送处理单元TX、F₃GHz频带接收处理单元RX、F₄GHz频带发送处理单元TX、F₅GHz频带接收处理单元RX、F₆GHz频带接收处理单元RX和F₇GHz频带发送处理单元TX。

可考虑在相邻第一和第二信道的组合、相邻第二和第三信道的组合、相邻第三和第四信道的组合、相邻第四和第五信道的组合以及相邻第六和第七信道的组合中的每一个组合中应用全双工双向通信。

在这种情况下，通过应用根据实施例3的方法，在上侧相邻信道是发送处理单元TX的组合中，在用于Y信道的低噪声放大器400中设置用于抑制Y+1信道的增益的陷波电路TP_Y+1(衰减频率设为Y+1信道频带)。例如，在第一通信装置100中，在用于第二信道的低噪声放大器400中设置用于抑制第三信道的增益的陷波电路TP_3，在用于第四信道的低噪声放大器400中设置用于抑制第五信道的增益的陷波电路TP_5。在第二通信装置200中，在用于第一信道的低噪声放大器400中设置用于抑制第二信道的增益的陷波电路TP_2，在用于第三信道的低噪声放大器400中设置用于抑制第四信道的增益的陷波电路TP_4，在用于第六信道的低噪声放大器400中设置用于抑制第七信道的增益的陷波电路TP_7。

在如图18(B)所示的第二示例中，第一通信装置100包括F₁GHz频带发送处理单元TX、F₂GHz频带接收处理单元RX、F₃GHz频带接收处理单元RX、F₄GHz频带发送处理单元TX、F₅GHz频带发送处理单元TX、F₆GHz频带接收处理单元RX和F₇GHz频带发送处理单元TX。第二通信装置200包括F₁GHz频带接收处理单元RX、F₂GHz频带发送处理单元TX、F₃GHz频带发送处理单元TX、F₄GHz频带接收处理单元RX、F₅GHz频带接收处理单元RX、F₆GHz频带发送处理单元TX和F₇GHz频带接收处理单元RX。

可考虑在相邻第一和第二信道的组合、相邻第三和第四信道的组合、相邻第五和第六信道的组合以及相邻第六和第七信道的组合中的每一个组合中应用全双工双向通信。在第一通信装置100中，在用于第三信道的低噪声放大器400中设置用于抑制第四信道的增益的陷波电路TP_4，在用于第六信道的低噪声放大器400中设置用于抑制第七信道的增益的陷波电路TP_7。在第二通信装置200中，在用于第一信道的低噪声放大器400中设置用于抑制第二信道的增益的陷波电路TP_2，在用于第五信道的低噪声放大器400中设置用于抑制第六信道的增益的陷波电路TP_6。

如此，即使在有四个以上信道时，在第一通信装置100和第二通信装置200之间进行全双工双向通信的相邻信道的组合中，在用于Y信道的低噪声放大器400中设置衰减频率设为Y+1信道频带的陷波电路TP_Y+1。结果，可以防止由于通过泄漏路径从Y+1频带发送处理单元TX泄漏到Y频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。

[实施例4]

实施例4是当结合全双工双向通信和单工双向通信时互扰应对方法的一种应用示例。与上述实施例3不同，在单工双向通信中，假定没有必要在发送侧之间采取互扰应对方法(换言之，根据实施例2的方法)，然而有必要在接收侧之间采取互扰应对方法(换言之，根据实施例2的方法)。换言之，除了实施例3之外，当在彼此相邻的两个信道的组合中采用单工多路通信时，采用实施例2。与实施例3不同，还要考虑单工双向通信系统的泄漏路径。

图19是图示了根据结合了全双工双向通信和单工双向通信的实施例4的发送和接收系统的示意图，是简化功能块示意图，侧重于通过高频信号波导308从发送放大器到接收放大器(低噪声放大器400)的信号传输功能。本文中，图示了通过发送和接收处理单元的频带组合而获得的三种配置。此外，优选地将发送和接收处理单元(由放大器4和低噪声放大器400的组合组成的电路及其外围电路)配置为单个芯片。

在根据实施例4的信号传输装置1D中，在第一通信装置100和第二通信装置200之间的单工双向通信中，侧重于用于某个频带的接收处理单元RX，在用于上侧相邻信道为发送处理单元TX的组合的低噪声放大器400中设置增益抑制单元(陷波电路)。在除上述组合之外的组合中不设置增益抑制单元(陷波电路)。下文将侧重于与实施例3的不同点对这三种配置进行详细描述。

[第一示例]

如图19(A)所示第一示例的信号传输装置1D_1是根据实施例3的第一示例的一种变型例。可在该装置中采用利用了高频信道和低频信道的单工双向通信，并在该装置中形成泄漏路径(由图中虚线e和f表示)。由于信道不是彼此相邻，没理由(必要)采用实施例2。

[第二示例]

如图19(B)所示第二示例的信号传输装置1D_2是根据实施例3的第二示例的一种变型例。可在该装置中采用利用了中频信道和低频信道的单工双向通信，并在该装置中形成泄漏路径(由图中虚线e和f表示)。由于信道彼此相邻，需要采用实施例2。具体地，在第二通信装置200侧，在用于低频信道的低噪声放大器400中设置衰减频率设为80GHz频带的陷波电路TP_M。换言之，进一步在根据实施例3的第二示例中添加陷波电路TP_M。

在第二通信装置200侧，功率比57GHz频带(低)要高的80GHz频带(中)的高频信号通过泄漏路径(由图中虚线e表示)跳至接收天线RXANT，并提供给用于低频信道的低噪声放大器400。由于在用于低频信道的低噪声放大器400中设置有衰减频率设为80GHz频带的陷波电路TP_M，如图16(A)所示，所以通过陷波电路TP_M的功能使80GHz频带的高频信号得到充足衰减。为此，在第二通信装置200中，不在用于57GHz频带(未图示)的后级解调功能单元8400中对80GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从80GHz频带发送处理单元TX经由泄漏路径e泄漏到57GHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。

[第三示例]

如图19(C)所示第三示例的信号传输装置1D3是根据实施例3的第三示例的一种变型例。可在该装置中采用利用了高频信道和中频信道的单工双向通信，并在该装置中形成泄漏路径(由图中虚线e和f表示)。由于信道彼此相邻，需要采用实施例2。具体地，在第二通信装置200侧，在用于中频信道的低噪声放大器400中设置衰减频率设为103GHz频带的陷波电路TP_H。换言之，进一步在根据实施例3的第三示例中添加陷波电路TP_H。

在第二通信装置200侧，功率比80GHz频带(低)要高的103GHz频带(高)的高频信号通过泄漏路径(由图中虚线e表示)跳至接收天线RXANT，并提供给用于中频信道的低噪声放大器400。由于在用于高频信道的低噪声放大器400中设置有衰减频率设为103GHz频带的陷波电路TP_H，如图16(B)所示，所以通过陷波电路TP_H的功能使103GHz频带的高频信号得到充足衰减。为此，在第二通信装置200中，不在用于80GHz频带(未图示)的后级解调功能单元8400中对103GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从103GHz频带发送处理单元TX经由泄漏路径e泄漏到80GHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。

[变型例]

图20是图示了实施例4的变型例的示意图。在该变型例中，将根据实施例4进行描述的具有三个信道的方法应用在了四个以上信道中。在实施例4中，虽然已对包括三个信道的最基本示例进行了描述，但是当具有四个以上信道时也可同样采用该示例。作为示例，将基于图18所示实施例3的变型例进行描述。

通过应用根据实施例4的方法，在采用了单工双向通信且上侧相邻信道为发送处理单元TX的组合中，在用于Y信道的低噪声放大器400中设置用于抑制Y+1信道的增益的陷波电路TP_Y+1(衰减频率设为Y+1信道频带)。

例如，在图20(A)所示的第一示例中，包括实施例3的变型例(第一示例)所述的相邻信道组合中的全双工双向通信在内，可考虑在相邻第五和第六信道的组合中采用单工双向通信。这种情况下，在第一通信装置100中，在用于第五信道的低噪声放大器400中设置用于抑制第六信道的增益的陷波电路TP_6。

在图20(B)所示的第二示例中，包括实施例3的变型例(第二示例)所述的相邻信道组合中的全双工双向通信在内，可考虑在相邻第二和第三信道的组合以及相邻第四和第五信道的组合中采用单工双向通信。在这种情况下，在第一通信装置100中，在用于第二信道的低噪声放大器400中设置用于抑制第三信道的增益的陷波电路TP3，并且在第二通信装置200中，在用于第四信道的低噪声放大器400中设置用于抑制第五信道的增益的陷波电路TP_5。

如此，即使在有四个以上信道时，在第一通信装置100和第二通信装置200之间进行单工双向通信的相邻信道的组合中，在用于Y信道的低噪声放大器400中设置衰减频率设为Y+1信道频带的陷波电路TP_Y+1。结果，可以防止由于通过泄漏路径从Y+1频带发送处理单元TX泄漏到Y频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。

[实施例5]

[互扰的应对方法：第二示例]

接下来将对互扰应对方法的第二示例及其具体的应用示例进行说明。与互扰应对方法的第一示例相似，互扰应对方法的第二示例利用了放大电路的非对称开环增益频率特性并对“由放大器的非对称增益特性导致的增益不足进行补偿”。然而，为了实施该示例，区别在于：在放大器之外(在解调处理之前)设置用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。例如，采用陷波电路作为信号抑制单元。

图21和图22是图示了根据实施例5的发送和接收系统的示意图。本文中，图21图示了第1～3示例，而图22图示了第4～6示例。所有示例均图示了实施例4的变型例，并可相似地适用于实施例1～3。

图21(A)～图21(C)所示第1～3示例中的每一个示例皆是根据实施例4的第1～3示例的变型例。不在低噪声放大器400中设置信号抑制单元(陷波电路601或602)，而在低噪声放大器400的前级设置信号抑制单元(陷波电路601或602)。另一方面，图22(A)～图22(C)所示第1～3示例中的每一个示例皆是根据实施例4的的第1～3示例的变型例。不在低噪声放大器400中设置信号抑制单元(陷波电路601或602)，而在低噪声放大器400的后级(解调功能单元8400的前级)设置信号抑制单元(陷波电路601或602)。

即使当采用互扰应对方法的第二示例时，由于通过信号抑制单元(陷波电路601或602)的功能使干扰信道的信号电平得到了衰减，因此不在设置于低噪声放大器400的后级的解调功能单元8400(未图示)中对干扰信道分量进行解调。结果，可以防止互扰。由于利用了放大电路的非对称开环增益频率特性，所以足以使信号抑制单元具有能够对非对称增益频率特性导致的衰减不足进行补偿的衰减特性。该衰减特性可以实现目标信道位置处的小衰减。例如，当使用陷波电路时，陷波量可能较小，该陷波量可在简单配置中实现。

[实施例6]

[相互干扰的应对方法：第三示例]

接下来将对互扰应对方法的第三示例及其具体的应用示例进行说明。与互扰应对方法的第一或第二示例不同，互扰应对方法的第三示例不利用放大电路的非对称开环增益频率特性。换言之，无论放大电路的开环增益频率特性是对称还是非对称，均可采用第三示例。例如，即使当放大电路为不具有频率(波长)选择性的宽带放大电路时，也可采用第三示例。即使是在这种情况下，也不在用于所有信道的接收处理单元中设置增益抑制单元，而在任意接收处理单元中设置用于抑制除自身信道之外的信道的增益的增益抑制单元。如此，可以防止来自设有增益抑制单元的信道的干扰。

图23和图24是图示了根据实施例6的发送和接收系统的示意图。本文中，图23图示了第1～3示例，而图24图示了第4～6示例。虽然图23图示了实施例4的变型例而图24图示了实施例5的变型例，但是其均可相似地用于其它示例。

图23(A)～图23(C)所示第1～3示例中的每一个示例皆是根据实施例4的第1～3示例的变型例。在实施例4中，在低噪声放大器400中设置有信号抑制单元(陷波电路601或602)。图24(A)～图24(C)所示第4～6示例中的每一个示例皆是根据实施例5的第1～3示例的变型例。在实施例5中，在低噪声放大器400的前级设置有信号抑制单元(陷波电路601或602)。

在所有示例中，低噪声放大器400均不具有明显的非对称开环增益频率特性。例如，采用不具有频率选择性且所有信道频带的增益基本上平坦的平坦放大器(允许小波动)。由于未利用低噪声放大器400的非对称开环增益频率特性，所以增益抑制单元(陷波电路601或602)必须具有极大的衰减特性。

即使当采用互扰应对方法的第三示例时，在至少设置有增益抑制单元的系统中，通过信号抑制单元(陷波电路601或602)的功能使干扰信道的信号电平得到了衰减。因此，不在设置于低噪声放大器400的后级的解调功能单元8400(未图示)中对干扰信道分量进行解调，因此可以防止干扰。由于未利用放大电路的非对称开环增益频率特性，所以增益抑制单元必须在目标信道位置处具有实现极大衰减的衰减特性。例如，当使用陷波电路时，可使用具有大陷波量的陷波电路。

[实施例7]

图25至图26是图示了实施例7的示意图。本文中，图25是图示了实施例7所用低噪声放大器400的频率特性示例的示意图。图26是图示了根据实施例7的发送和接收系统的示意图。

作为一种典型示例，虽然通过使用例如陷波电路的增益抑制单元对来自两侧相邻信道的干扰(互扰)进行抑制的各个上述实施例中已经对本技术进行了具体描述，但是本说明书所公开的技术不限于此。本说明所公开的技术不限于相邻信道。当存在来自除自身信道之外的另一更远信道(用作干扰波)的影响时，可以通过使用陷波电路等的增益抑制单元对除自身信道之外的信道(干扰新街道)的影响进行抑制。例如，可以防止来自与相邻信道相邻的另一信道的影响。

例如，图25图示了实施例7所用低噪声放大器400的频率特性示例。作为示例，虽然图4(C)和图5(B)的变型例图示了在高频侧采用了增益抑制单元，但这些变型例也可相似地用于在低频侧采用了增益抑制单元的图4(B)和图5(A)。如图25(A)所示，低噪声放大器400的开环频率特性具有对期望信道信号(载波频率Fc)(即，自身信道)的频率选择性，并在下侧相邻信道信号(载波频率F_D)和上侧相邻信道信号(载波频率F_U1)两方面得到充足衰减。然而，在比上侧相邻信道(载波频率F_U1)要高的频率侧观察到频率反弹，而在另一上侧信道信号(载波频率F_U2)的增益衰减不足。换言之，在相对于自身信道而言是第二上侧信道(相邻信道的另一高频侧信道)的信道(载波频率F_U2)中，增益衰减不足。

在这种情况下，如图25(B)所示，采用增益抑制单元来匹配该信道信号(载波频率F_U2)中的衰减频率(陷波位置)，因此可以使信道信号分量(载波频率F_U2)衰减。由于信道信号分量(载波频率F_U2)可以设置为等于或低于接收限制水平，因此不对信道信号分量(载波频率F_U2)进行解调。结果，可以防止互扰。

图26是图示了根据采用了该方法的实施例7的发送和接收系统的示意图，该图图示了根据图17(C)所示实施例3的第三示例的变型例。在第一通信装置100中，侧重于用于低频信道的接收处理单元RX，由于获得了用作第二上侧相邻信道(相邻信道的另一高频侧信道)的高频信道是发送处理单元TX的组合，因此在用于低频信道的低噪声放大器400中设置用于抑制高频信道的增益的增益抑制单元(陷波电路)。但在除上述组合之外的组合中不设置增益抑制单元(陷波电路)。顺便提及，没理由(必要)采用根据图17(A)所示实施例3的第一示例或根据图17(B)所示实施例3的第二示例。

在第一通信装置100中，103GHz频带(高)的高频信号通过发送天线TXANT与高频信号波导308耦合，并传输到第二通信装置200侧。然而，在这种情况下，高频信号通过泄漏路径(由图中虚线b表示)跳至自身接收天线RXANT，并提供给用于低频信道的低噪声放大器400。由于用于低频信道的低噪声放大器400包括衰减频率设为103GHz频带的陷波电路TP_H，如图25(B)所示，所以通过陷波电路TP_H的功能使103GHz频带的高频信号得到充足衰减。因此，在第一通信装置100中，不在用于57GHz(未图示)的后级解调功能单元8400中对103GHz频带进行解调。结果，可以防止由于从103GHz频带发送处理单元TX泄漏到57GHz频带接收处理单元RX的高频信号引起的干扰。虽然省略了详细描述，但是在其他泄漏路径(由图中虚线a、c和d表示)中，即使在不使用增益抑制单元时，也不在解调功能单元8400中对干扰波进行解调。结果，可以防止由泄漏分量导致的干扰。

虽然上面已对本说明书所公开的技术的示例性实施例进行了描述，但是权利要求书中描述的技术范围不限于这些示例性实施例。可以在本说明书所公开的技术的精神和范围内对这些实施例进行各种修改或改进。进行了修改或改进的实施例也包含在本说明书所公开的技术范围内。根据权利要求书的本技术不限于上述实施例。这些实施例中描述的特征的所有组合并不一定针对本说明书所公开的技术需要解决的问题。这些实施例包括多种技术阶段和从多个已公开配置条件的适当组合中衍生出的多种技术。即使当从这些实施例所公开的所有配置条件中去除一些配置条件时，只要通过解决本说明书所公开的技术需要解决的问题得到了期望的效果，那么去除了一些配置条件的配置也可衍生为本说明书所公开的技术。

根据这些实施例的描述，根据所附权利要求书中描述的权利要求的技术是一种示例，例如，衍生出了以下技术。下面将对该技术进行列举。

[补充说明A1]

一种信号传输装置，其包括：

用于各个信道的接收处理单元，以便通过划分频带实现多信道传输，

其中，信道的总数量等于或大于3，并且，

当在任意两个信道的组合中应用全双工双向通信时，接收处理单元之一包括用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。

[补充说明A2]

根据补充说明A1的信号传输装置，

其中，接收处理单元包括放大器，该放大器配置为对自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，

信号抑制单元包括设置在放大器中的增益抑制单元，

其中，当在任意两个信道的组合中应用全双工双向通信时，增益抑制单元用于抑制除自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

[补充说明A3]

根据补充说明A2的信号传输装置，

其中，两个信道的组合具有相邻信道的关系，

其中，增益抑制单元用于抑制作为下侧相邻信道和上侧相邻信道之一的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

[补充说明A4]

根据补充说明A3的信号传输装置，

其中，不具备增益抑制单元的放大器的增益频率特性表现为相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减，并且，

设置在下侧相邻信道放大器中的增益抑制单元用于抑制上侧相邻信道的增益。

[补充说明A5]

根据补充说明A4的信号传输装置，其进一步包括：

通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

其中，第一通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道发送处理单元，

第二通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道接收处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比第二信道的载波频率高，

全双工双向通信适用于第二信道和第一信道的组合以及第二信道和第三信道的组合，

第一信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第二信道的增益的增益抑制单元，

第二信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第三信道的增益的增益抑制单元。

[补充说明A6]

根据补充说明A4的信号传输装置，其进一步包括：

通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

其中，第一通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道接收处理单元，

第二通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道发送处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比第二信道的载波频率高，

其中，全双工双向通信适用于第三信道和第一信道的组合以及第三信道和第二信道的组合，

第二信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第三信道的增益的增益抑制单元。

[补充说明A7]

根据补充说明A4的信号传输装置，其进一步包括：

通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

其中，第一通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道发送处理单元，

第二通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道接收处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比第二信道的载波频率高，

全双工双向通信适用于第一信道和第二信道的组合以及第一信道和第三信道的组合，

第一信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第二信道的增益的增益抑制单元。

[补充说明A8]

根据补充说明A2至A7中任一项的信号传输装置，

其中，当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，增益抑制单元用于抑制除自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

[补充说明A9]

根据补充说明A8的信号传输装置，

其中，两个信道的组合具有相邻信道的关系，

增益抑制单元用于抑制作为下侧相邻信道和上侧相邻信道之一的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

[补充说明A10]

根据补充说明A6的信号传输装置，其进一步包括：

通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

其中，第一通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道接收处理单元，

第二通信装置包括第一信接收处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道发送处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比第二信道的载波频率高，

全双工双向通信适用于第三信道和第一信道的组合以及第三信道和第二信道的组合，

单工双向通信适用于第一信道和第二信道的组合，

第一信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第二信道的增益的增益抑制单元，

第二信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第三信道的增益的增益抑制单元。

[补充说明A11]

根据补充说明A7的信号传输装置，其进一步包括：

通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

第一通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道发送处理单元，

第二通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道接收处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比第二信道的载波频率高，

全双工双向通信适用于第一信道和第二信道的组合以及第一信道和第三信道的组合，

单工双向通信适用于第二信道和第三信道的组合，

第一信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第二信道的增益的增益抑制单元，

第二信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第三信道的增益的增益抑制单元。

[补充说明A12]

一种信号传输装置，其包括：

用于各个信道的接收处理单元，以便通过划分频带实现多信道传输，

其中，信道的总数量等于或大于2，

当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，所述接收处理单元之一包括用于抑制除自身信道之外的信道的增益的增益抑制单元。

[补充说明A13]

根据补充说明A12的信号传输装置，

其中，接收处理单元包括放大器，该放大器配置为对自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，

信号抑制单元包括设置在放大器中的增益抑制单元，

当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，增益抑制单元用于抑制除自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

[补充说明A14]

根据补充说明A13的信号传输装置，

其中，两个信道的组合具有相邻信道的关系，

增益抑制单元用于抑制作为下侧相邻信道和上侧相邻信道之一的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

[补充说明A15]

根据补充说明A1至A15中任一项的信号传输装置，

其中，增益抑制单元包括陷波电路。

[补充说明A16]

根据补充说明A15的信号传输装置，

其中，陷波电路包括具有电感器和电容器的串联谐振电路。

[补充说明A17]

一种接收电路，其中：

当信道的总数量等于或大于3时，在任意两个信道的组合中应用全双工双向通信，

该接收处理单元包括用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。

[补充说明A18]

一种接收电路，其包括：

信号抑制单元，该信号抑制单元用于在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时抑制除自身信道之外的信道的信号分量。

[补充说明A19]

一种电子设备，其包括：

用于各个信道的接收处理单元，以便通过划分频带实现多信道传输，

其中，信道的总数量等于或大于3，

当在任意两个信道的组合中应用全双工双向通信时，接收处理单元之一包括用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。

[补充说明A20]

一种电子设备，其包括：

用于各个信道的接收处理单元，以便通过划分频带实现多信道传输，

其中，信道的总数量等于或大于2，

当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，接收处理单元之一包括用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。

[补充说明B1]

一种信号传输装置，其包括：

用于接收传输信号的多个接收处理单元，

其中，多个接收处理单元中的任意一个包括用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元。

[补充说明B2]

根据补充说明B1的信号传输装置，

其中，接收处理单元包括放大器，该放大器配置为对自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，

信号抑制单元包括设置在放大器中的增益抑制单元，

该增益抑制单元用于抑制除自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

[补充说明B3]

根据补充说明B2的信号传输装置，其中，在彼此相邻的两个信道的组合中，增益抑制单元用于抑制在增益频率特性方面具有不足衰减度的下侧相邻信道或上侧相邻信道的增益。

[补充说明B4]

根据补充说明B3的信号传输装置，其中，不具备增益抑制单元的放大器的增益频率特性表现为相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减，并且增益抑制电路用于抑制上侧相邻信道的增益。

[补充说明B5]

根据补充说明B2的信号传输装置，其中，当在彼此相邻的任意两个信道的组合中采用全双工双向通信时，放大器包括增益抑制单元。

[补充说明B6]

根据补充说明B5的信号传输装置，其中，包括通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

第一通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道发送处理单元，

第二通信装置包括第一信接收处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道接收处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比第二信道的载波频率高，

全双工双向通信适用于第二信道和第一信道的组合以及第二信道和第三信道的组合，

不具备增益抑制单元的放大器的增益频率特性表现为相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减，

第一信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第二信道的增益的增益抑制单元，

第二信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第三信道的增益的增益抑制单元。

[补充说明B7]

根据补充说明B5的信号传输装置，其中，包括通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

第一通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道接收处理单元，

第二通信装置包括第一信接收处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道发送处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比第二信道的载波频率高，

全双工双向通信适用于第三信道和第一信道的组合以及第三信道和第二信道的组合。

不具备增益抑制单元的放大器的增益频率特性表现为相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减，

第二信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第三信道的增益的增益抑制单元。

[补充说明B8]

根据补充说明B5的信号传输装置，其中，包括通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

第一通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道发送处理单元，

第二通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道接收处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比第二信道的载波频率高，

全双工双向通信适用于第一信道和第二信道的组合以及第一信道和第三信道的组合，

不具备增益抑制单元的放大器的增益频率特性表现为相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减，

第一信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第二信道的增益的增益抑制单元。

[补充说明B9]

根据补充说明B5的信号传输装置，其中，当在信道的总数量等于或大于3且在彼此相邻的任意两个信道的组合中采用单工双向通信时，放大器包括增益抑制单元。

[补充说明B10]

根据补充说明B9的信号传输装置，其中，不具备增益抑制单元的放大器的增益频率特性表现为相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减，并且增益抑制电路用于抑制上侧相邻信道的增益。

[补充说明B11]

根据补充说明B10的信号传输装置，其进一步包括：

通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

其中，第一通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道接收处理单元，

第二通信装置包括第一信接收处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道发送处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比第二信道的载波频率高，

全双工双向通信适用于第三信道和第一信道的组合以及第三信道和第二信道的组合，

单工双向通信适用于第一信道和第二信道的组合，

第一信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第二信道的增益的增益抑制单元，

第二信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第三信道的增益的增益抑制单元。

[补充说明B12]

根据补充说明B10的信号传输装置，其进一步包括：

通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

其中，第一通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道发送处理单元，

第二通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道接收处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比第二信道的载波频率高，

全双工双向通信适用于第一信道和第二信道的组合以及第一信道和第三信道的组合，

单工双向通信适用于第二信道和第三信道的组合，

第一信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第二信道的增益的增益抑制单元，

第二信道接收处理单元的放大器包括用于抑制第三信道的增益的增益抑制单元。

[补充说明B13]

根据补充说明B3的信号传输装置，其中，当在彼此相邻的任意两个信道的组合中采用单工双向通信时，放大器包括增益抑制单元。

[补充说明B14]

根据补充说明B2的信号传输装置，其中，增益抑制单元包括陷波电路。

[补充说明B15]

根据补充说明B14的信号传输装置，

其中，陷波电路包括具有电感器和电容器的串联谐振电路。

[补充说明B16]

根据补充说明B14的信号传输装置，其中，放大器包括两个级联晶体管和将电感器作为负载的放大级，在该电感器中设置有常数以对自身信道具有频率选择性，陷波电路连接在两个晶体管的级联点和参考电位点之间。

[补充说明B17]

根据补充说明B16的信号传输装置，其中，放大器包括多个放大级，陷波电路设置在第一放大级中。

[补充说明B18]

根据补充说明B16的信号传输装置，其中，放大器包括多个放大级，陷波电路设置在除第一级之外的至少一个放大级中。

[补充说明B19]

一种接收电路，其包括：

放大电路，该放大电路配置为对自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，

其中，放大电路包括用于抑制除自身信道之外的信道的增益的增益抑制单元。

[补充说明B20]

一种电子设备，其中：

为各个信道设置用于接收传输信号的接收处理单元；

该接收处理单元包括放大器，该放大器配置为对自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大；

放大电路包括用于抑制除自身信道之外的信道的增益的增益抑制单元。

[补充说明C1]

一种信号传输装置，其中：

信道的总数量为2；

为各个信道设置接收处理单元，该接收处理单元通过频带划分实现全双工双向通信；以及

接收处理单元包括用于抑制相邻信道的信号分量的信号抑制单元。

[补充说明C2]

根据补充说明C1的信号处理装置，其中，接收处理单元包括放大器，该放大器配置为对自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，

信号抑制单元包括设置在放大器中的增益抑制单元，并且

增益抑制单元用于抑制在增益频率特性方面具有不足衰减度的下侧相邻信道或上侧相邻信道之一的增益。

[补充说明C3]

根据补充说明C2的信号传输装置，

其中，不具备增益抑制单元的放大器的增益频率特性表现为相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减，并且，

设置在下侧相邻信道放大器中的增益抑制单元用于抑制上侧相邻信道的增益。

[补充说明C4]

根据补充说明C1的信号传输装置，其中，增益抑制单元包括陷波电路。

[补充说明C5]

根据补充说明C4的信号传输装置，

其中，陷波电路包括具有电感器和电容器的串联谐振电路。

[补充说明C6]

根据补充说明C5的信号传输装置，其中，电感器的图案形成在多个布线层中，各层的电感器通过电路彼此并联连接。

[补充说明C7]

根据补充说明C5的信号传输装置，其中，当对电感器进行图案形成时，电容器采用分布电容。

[补充说明C8]

根据补充说明C4的信号传输装置，其中，放大器包括两个级联晶体管和将电感器作为负载的放大级，该电感器中设置有常数以对自身信道具有频率选择性，陷波电路连接在两个晶体管的级联点和参考电位点之间。

[补充说明C9]

根据补充说明C8的信号传输装置，其中，放大器包括多个放大级，陷波电路设置在第一放大级中。

[补充说明C10]

根据补充说明C8的信号传输装置，其中，放大器包括多个放大级，陷波电路设置在除第一级之外的至少一个放大级中。

[补充说明C11]

根据补充说明C8的信号传输装置，其中，放大器包括多个放大级，陷波电路设置在第一放大级和除第一级之外的至少一个放大级中。

[补充说明C12]

根据补充说明C11的信号传输装置，其中，在第一放大级中设置的增益抑制单元或在除第一级之外的至少一个放大级中设置的陷波电路至少之一中设置用于选择性地使用陷波电路的开关。

[补充说明C13]

根据补充说明C8的信号传输装置，其中，电感器的图案形成在多个布线层中，各层的电感器通过电路彼此并联连接。

[补充说明C14]

根据补充说明C2的信号传输装置，其中，可在互补金属氧化物半导体中形成放大器。

[补充说明C15]

根据补充说明C2的信号传输装置，其中，发送和接收处理单元通过波导耦合。

[补充说明C16]

根据补充说明C15的信号传输装置，其中，波导由介电材料制成。

[补充说明C17]

一种接收电路，其中：

信号抑制单元用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量，

信道的总数量为2；

通过频带划分进行全双工双向通信。

[补充说明C18]

一种电子设备，其中：

信道的总数量为2；

为各个信道设置接收处理单元，该接收处理单元通过频带划分实现全双工双向通信；以及

接收处理单元包括用于抑制相邻信道的信号分量的信号抑制单元。

[补充说明C19]

根据补充说明C18的信号处理装置，其中，接收处理单元包括放大器，该放大器配置为对自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，

信号抑制单元包括设置在放大器中的增益抑制单元，并且，

增益抑制单元用于抑制在增益频率特性方面具有不足衰减度的下侧相邻信道或上侧相邻信道之一的增益。

[补充说明C20]

根据补充说明C19的信号传输装置，其中，不具备增益抑制单元的放大器的增益频率特性表现为相对于自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减，设置在下侧相邻信道放大器中的增益抑制电路用于抑制上侧相邻信道的增益。

附图标记列表

1信号传输装置

100第一通信装置

103半导体芯片

200第二通信装置

203半导体芯片

400低噪声放大器

601陷波电路

602陷波电路

603陷波电路

604陷波电路

8电子设备

308高频信号波导

TX发送处理单元(发送电路)

RX接收处理单元(接收电路)

Claims (18)

1.一种信号传输装置，其包括：

用于各个信道的接收处理单元，以便通过划分频带实现多信道传输，

其中，信道的总数量等于或大于3，并且，

当在任意两个信道的组合中应用全双工双向通信时，所述接收处理单元之一包括用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元，

其中，所述接收处理单元包括放大器，所述放大器配置为对所述自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，

其中，所述信号抑制单元包括设置在所述放大器中的增益抑制单元，并且，

当在任意两个信道的组合中应用所述全双工双向通信时，所述增益抑制单元用于抑制除所述自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

2.根据权利要求1所述的信号传输装置，

其中，所述两个信道的组合具有相邻信道的关系，并且，

所述增益抑制单元用于抑制作为下侧相邻信道和上侧相邻信道之一的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

3.根据权利要求2所述的信号传输装置，

其中，不具备增益抑制单元的放大器的增益频率特性表现为使得相对于所述自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减，并且，

设置在下侧相邻信道放大器中的所述增益抑制单元用于抑制所述上侧相邻信道的增益。

4.根据权利要求3所述的信号传输装置，其进一步包括：

通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

其中，所述第一通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道发送处理单元，

所述第二通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道接收处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比所述第二信道的载波频率高，

所述全双工双向通信适用于所述第二信道和所述第一信道的组合以及所述第二信道和所述第三信道的组合，

所述第一信道接收处理单元的放大器包括用于抑制所述第二信道的增益的增益抑制单元，

所述第二信道接收处理单元的放大器包括用于抑制所述第三信道的增益的增益抑制单元。

5.根据权利要求3所述的信号传输装置，其进一步包括：

通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

其中，所述第一通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道接收处理单元，

所述第二通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道发送处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比所述第二信道的载波频率高，

所述全双工双向通信适用于所述第三信道和所述第一信道的组合以及所述第三信道和所述第二信道的组合，

所述第二信道接收处理单元的放大器包括用于抑制所述第三信道的增益的增益抑制单元。

6.根据权利要求3所述的信号传输装置，其进一步包括：

通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

所述第一通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道发送处理单元，

所述第二通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道接收处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比所述第二信道的载波频率高，

所述全双工双向通信适用于所述第一信道和所述第二信道的组合以及所述第一信道和所述第三信道的组合，

所述第一信道接收处理单元的放大器包括用于抑制所述第二信道的增益的增益抑制单元。

7.根据权利要求1所述的信号传输装置，

其中，当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，所述增益抑制单元用于抑制除所述自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

8.根据权利要求7所述的信号传输装置，

其中，所述两个信道的组合具有相邻信道的关系，并且，

所述增益抑制单元用于抑制作为下侧相邻信道和上侧相邻信道之一的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

9.根据权利要求8所述的信号传输装置，

其中，不具备增益抑制单元的放大器的增益频率特性表现为使得相对于所述自身信道而言高频侧比低频侧具有更加不足的增益衰减，并且，

设置在下侧相邻信道放大器中的增益抑制单元用于抑制所述上侧相邻信道的增益。

10.根据权利要求9所述的信号传输装置，其进一步包括：

通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

其中，所述第一通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道接收处理单元，

所述第二通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道发送处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比所述第二信道的载波频率高，

所述全双工双向通信适用于所述第三信道和所述第一信道的组合以及所述第三信道和所述第二信道的组合，

所述单工双向通信适用于所述第一信道和所述第二信道的组合，

所述第一信道接收处理单元的放大器包括用于抑制所述第二信道的增益的增益抑制单元，

所述第二信道接收处理单元的放大器包括用于抑制所述第三信道的增益的增益抑制单元。

11.根据权利要求9所述的信号传输装置，其进一步包括：

通过波导耦合的第一通信装置和第二通信装置，

所述第一通信装置包括第一信道接收处理单元、第二信道发送处理单元以及第三信道发送处理单元，

所述第二通信装置包括第一信道发送处理单元、第二信道接收处理单元以及第三信道接收处理单元，

第二信道的载波频率设置为比第一信道的载波频率高，第三信道的载波频率设置为比所述第二信道的载波频率高，

所述全双工双向通信适用于所述第一信道和所述第二信道的组合以及所述第一信道和所述第三信道的组合，

所述单工双向通信适用于所述第二信道和所述第三信道的组合，

所述第一信道接收处理单元的放大器包括用于抑制所述第二信道的增益的增益抑制单元，

所述第二信道接收处理单元的放大器包括用于抑制所述第三信道的增益的增益抑制单元。

12.根据权利要求1所述的信号传输装置，其中，所述增益抑制单元包括陷波电路。

13.一种信号传输装置，其包括：

用于各个信道的接收处理单元，以便通过划分频带实现多信道传输，

其中，信道的总数量等于或大于2，并且，

当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，所述接收处理单元之一包括用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元，

其中，所述接收处理单元包括放大器，所述放大器配置为对所述自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，

所述信号抑制单元包括设置在所述放大器中的增益抑制单元，

当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，所述增益抑制单元用于抑制除所述自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

14.根据权利要求13所述的信号传输装置，

其中，所述两个信道的组合具有相邻信道的关系，并且，

所述增益抑制单元用于抑制作为下侧相邻信道和上侧相邻信道之一的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

15.一种接收电路，其包括：

信号抑制单元，当信道的总数量等于或大于3并在任意两个信道的组合中应用全双工双向通信时，所述信号抑制单元用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量，

其中，所述接收电路包括放大器，所述放大器配置为对所述自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，

其中，所述信号抑制单元包括设置在所述放大器中的增益抑制单元，并且，

当在任意两个信道的组合中应用所述全双工双向通信时，所述增益抑制单元用于抑制除所述自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

16.一种接收电路，其包括：

信号抑制单元，在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，所述信号抑制单元用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量，

其中，所述接收电路包括放大器，所述放大器配置为对所述自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，

所述信号抑制单元包括设置在所述放大器中的增益抑制单元，

当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，所述增益抑制单元用于抑制除所述自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

17.一种电子设备，其包括：

用于各个信道的接收处理单元，以便通过划分频带实现多信道传输，

其中，信道的总数量等于或大于3，并且，

当在任意两个信道的组合中应用全双工双向通信时，所述接收处理单元之一包括用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元，

其中，所述接收处理单元包括放大器，所述放大器配置为对所述自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，

其中，所述信号抑制单元包括设置在所述放大器中的增益抑制单元，并且，

当在任意两个信道的组合中应用所述全双工双向通信时，所述增益抑制单元用于抑制除所述自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。

18.一种电子设备，其包括：

用于各个信道的接收处理单元，以便通过划分频带实现多信道传输，

其中，信道的总数量等于或大于2，

其中，当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，所述接收处理单元之一包括用于抑制除自身信道之外的信道的信号分量的信号抑制单元，

其中，所述接收处理单元包括放大器，所述放大器配置为对所述自身信道具有频率选择性并对接收到的信号进行放大，

所述信号抑制单元包括设置在所述放大器中的增益抑制单元，

当在任意两个信道的组合中应用单工双向通信时，所述增益抑制单元用于抑制除所述自身信道之外的在增益频率特性方面具有不足衰减度的信道的增益。