CN103580490A - Dc-dc转换器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种高效的DC-DC转换器。DC-DC转换器连接于直流电源（V1）和连接有直流负载（6）的直流电源（V2）之间，从直流电源对直流负载、直流电源（V2）进行电力供给。在开关电路（1）的直流端子之间连接了平滑电容器（C1），在开关电路（2）的直流端子之间串联连接了平滑电感器（L）和平滑电容器（C2），对该平滑电容器，分别并联连接了直流电源。在开关电路（1）的交流端子之间连接了绕组（N1），在开关电路（2）的交流端子之间连接了绕组（N2），变压器（T）对绕组进行了磁耦合。DC-DC转换器具备包括共振辅助电容器（Cb）和开关元件（Sb）的串联连接体的共振辅助电路，在开关元件是断开状态的情况下阻止向共振辅助电容器的充电。
Description
技术领域
本发明涉及对负载供给直流电源的电力的电源装置。
背景技术
近年来，随着地球环境保护的意识提高，开发了具备蓄电池、太阳能电池、燃料电池等直流电源的系统。在这些系统中，需要从直流电源对负载、其他直流电源进行电力供给的DC-DC转换器。
作为DC-DC转换器的例子，有用变压器连接了电压型开关电路、和具备平滑电感器的电流型开关电路的DC-DC转换器。
另外，在非专利文献1中，公开了通过用变压器连接电压型全桥电路和电流型全桥电路，能够双向地供给电力的DC-DC转换器的技术。
非专利文献1：K.Wang，C.Y.Lin，L.Zhu，D.Qu，F.C.Lee andJ.S.Lai：“Bi-directional DC to DC Converters for Fuel Cell Systems”，IEEE power electronics in transportation，pp.47-51，Dearborn，MI（1998）
发明内容
但是，用变压器连接了电压型开关电路、和具备平滑电感器的电流型开关电路的DC-DC转换器，包括非专利文献1中公开的技术，存在在从电压型开关电路侧对电流型开关电路侧进行电力供给的情况下，如果输入电压比某种程度降低，则得不到期望的输出电力这样的问题。
另外，存在为了在输入电压低的条件下得到期望的输出电力，必须增大变压器的匝数比（匝数比被定义为将电流型开关元件电路侧的匝数除以电压型开关电路侧的匝数而得到的值）这样的问题。
另外，如果增大匝数比，则即使在输入电压低时，在电流型开关电路侧的绕组中仍得到高的电压，而易于得到大的输出电力，但如果这样增大匝数比，则在输入电压变高时，在电流型开关电路侧的绕组中产生更高的电压。因此，存在要求耐压高的开关元件这样的问题。
另外，关于开关元件，如果耐压变高，则损失也变大，所以存在DC-DC转换器的效率降低这样的问题。
这样，包括非专利文献1中公开的技术，在以往的DC-DC转换器中，存在在从电压型开关电路侧对电流型开关电路侧进行电力供给的情况下在扩大输入电压范围时，在电流型开关电路中需要耐压高的开关元件，妨碍DC-DC转换器的高效化这样的问题。
因此，本发明用于解决这样的问题，其目的在于提供一种效率高的DC-DC转换器。
为了解决所述课题并达成本发明的目的，如以下那样构成。
即，本发明的DC-DC转换器，其特征在于，具备：变压器，具有初级绕组和次级绕组，所述初级绕组和所述次级绕组磁耦合；第1开关电路，具有多个开关元件，在直流端子之间连接有第1平滑电容器并且在交流端子之间连接了所述初级绕组，将直流电力变换为交流电力；第2开关电路，具有多个开关元件，在交流端子之间连接了所述次级绕组，在直流端子之间串联连接了第2平滑电容器和平滑电感器，将交流电力变换为直流电力；共振电感器，与所述初级绕组和/或所述次级绕组串联连接；以及共振辅助电路，连接于所述第2开关电路的交流端子之间、或者所述第2开关电路的直流端子之间、或者所述第2开关电路的交流端子与直流端子之间，并且具有串联连接了共振辅助电容器和共振辅助开关元件的串联连接体，从与所述第1平滑电容器并联连接的第1直流电源对与所述第2平滑电容器并联连接的直流负载进行电力供给，在所述共振辅助开关元件是断开状态的情况下，阻止向所述共振辅助电容器的充电。
另外，其他手段在实施发明的方式中进行说明。
根据本发明，能够提供高效的DC-DC转换器。
附图说明
图1是示出本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的电路结构的图，并且，是示出DC-DC转换器与直流电源V1的连接、以及DC-DC转换器、直流电源V2及直流负载的连接的结构的图。
图2A是示出本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式a中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图2B是示出本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式b中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图2C是示出本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式c中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图2D是示出本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式d中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图2E是示出本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式e中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图2F是示出本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式f中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图3是示出本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的动作1的动作波形的图。
图4A是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式A中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图4B是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式B中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图4C是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式C中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图4D是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式D中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图4E是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式E中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图4F是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式F中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图4G是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式G中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图4H是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的模式H中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
图5是示出本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的动作2的动作波形的图。
图6是示出本发明的第2实施方式的DC-DC转换器的电路结构的图，并且，是示出DC-DC转换器与直流电源V1的连接、以及DC-DC转换器、直流电源V2及直流负载的连接的结构的图。
图7是示出本发明的第3实施方式的DC-DC转换器的电路结构的图，并且，是示出DC-DC转换器与直流电源V1的连接、以及DC-DC转换器、直流电源V2及直流负载的连接的结构的图。
（符号说明）
1：开关电路（第1开关电路）；2、21、22：开关电路（第2开关电路）；3：共振辅助电路；31：共振辅助电路（第1共振辅助电路）；32：共振辅助电路（第2共振辅助电路）；4、41：电压箝位电路；5：控制单元；6：直流负载；10：电流传感器；11、12：电压传感器；101、102、103：DC-DC转换器；C1：平滑电容器（第1平滑电容器）；C2：平滑电容器（第2平滑电容器）；Cb、Cb1、Cb2：共振辅助电容器；Cc、Cc1：箝位电容器；Cr：共振电容器；DH1～DH4、DS0～DS4、DS11、DS12、DS31、DS41、DSb、DSb1、DSb2：二极管；H1：开关元件（第1开关元件）；H2：开关元件（第2开关元件）；H3：开关元件（第3开关元件）；H4：开关元件（第4开关元件）；S0、S31、S41：开关元件（箝位开关元件）；S1：开关元件（第5开关元件）；S2、S21：开关元件（第6开关元件）；S3：开关元件（第7开关元件）；S4、S11：开关元件（第8开关元件）；Sb、Sb1、Sb2：开关元件（共振辅助开关元件）；L：平滑电感器；L1：平滑电感器（第1平滑电感器）；L2：平滑电感器（第2平滑电感器）；Lr：共振电感器；N1：绕组（初级绕组）；N2、N23：绕组（次级绕组）；N21：绕组（第1次级绕组）；N22：绕组（第2次级绕组）；Nd1～Nd4、Nd31、Nd32、Nd41、Nd42：节点；T、T1、T2：变压器；V1：直流电源（第1直流电源）；V2：直流电源（第2直流电源）。
具体实施方式
以下，参照附图，说明具体实施方式。
（第1实施方式）
说明本发明的DC-DC转换器的第1实施方式。
图1是示出本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的电路结构的图，并且，是示出DC-DC转换器101与直流电源V1（第1直流电源）的连接、以及DC-DC转换器101、直流电源V2（第2直流电源）及直流负载6的连接的结构的图。
在图1中，DC-DC转换器101连接于直流电源V1、和连接有直流负载6的直流电源V2之间，将从直流电源V1输入的直流电力的直流电压变换为不同的直流电压，对直流电源V2和直流负载6进行电力供给。
另外，根据需要，还进行从直流电源V2向直流电源V1的直流电力供给。
DC-DC转换器101具备开关电路1（第1开关电路）、开关电路2（第2开关电路）、共振辅助电路3、电压箝位电路4、以及控制这些电路具备的开关元件（H1～H4、S1～S4、Sb、S0）的接通/断开（ON/OFF）状态的控制单元5。
进而，DC-DC转换器101具备平滑电容器C1（第1平滑电容器）、平滑电感器L和平滑电容器C2（第2平滑电容器）、共振电容器Cr和共振电感器Lr、具有绕组N1（初级绕组）和绕组N2（次级绕组）的变压器T、电压传感器11、12、电流传感器10。
开关电路1是对由N型的MOSFET（Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor，金属氧化物场效应晶体管）构成的开关元件H1～H4进行全桥连接而构成的。
对用节点Nd1对开关元件H1（第1开关元件）、H2（第2开关元件）进行了串联连接的第1开关支路、和用节点Nd2对开关元件H3（第3开关元件）、开关元件H4（第4开关元件）进行了串联连接的第2开关支路进行并联连接，使第1开关支路的两端之间成为直流端子之间，使节点Nd1-节点Nd2之间成为交流端子之间。
由MOSFET构成的开关元件H1～H4的控制端子（栅极输入端子）与控制单元5连接而被控制。
开关电路1通过开关元件H1～H4接受规定的控制，将在直流端子之间输入的直流电力变换为交流电力，在交流端子（Nd1、Nd2）之间输出交流电力。
另外，对开关元件H1～H4分别反向并联地连接了二极管DH1～DH4，但在MOSFET的情况下，在MOSFET的器件内部存在寄生的二极管，所以无需一定附加二极管。即，还能够省略二极管DH1～DH4的附加。
开关电路2对由N型的MOSFET构成的开关元件S1～S4进行了全桥连接。对用节点Nd3对开关元件S1（第5开关元件）、开关元件S2（第6开关元件）进行了串联连接的第3开关支路、和用节点Nd4对开关元件S3（第7开关元件）、开关元件S4（第8开关元件）进行了串联连接的第4开关支路进行并联连接，使第3开关支路的两端之间成为直流端子之间，使节点Nd3-节点Nd4之间成为交流端子之间。
由MOSFET构成的开关元件S1～S4的控制端子与控制单元5连接而被控制。
开关电路2对在交流端子（Nd3、Nd4）之间输入的交流电力进行整流，变换为直流电力，在直流端子之间输出直流电力。
另外，对开关元件S1～S4分别反向并联地连接了二极管DS1～DS4，但在MOSFET的情况下，通过与开关电路1同样的理由，无需附加二极管。
在开关电路1的直流端子之间连接了平滑电容器C1，在开关电路2的直流端子之间串联连接了平滑电感器L和平滑电容器C2。
另外，对这些平滑电容器C1、C2，分别并联连接了直流电源V1、V2。
另外，在开关电路1的交流端子（Nd1、Nd2）之间，串联连接了共振电容器Cr、共振电感器Lr、以及变压器T的绕组N1。另外，变压器T的漏电感分量还有时发挥与共振电感器Lr同样的作用。
在开关电路2的交流端子（Nd3、Nd4）之间，连接了变压器T的绕组N2。
变压器T对绕组N1、N2进行了磁耦合。
在共振电容器Cr中，具有去除绕组N1中流过的电流的直流分量而减轻变压器T的偏磁的效果。
共振辅助电路3是将由N型的MOSFET构成的开关元件（共振辅助开关元件）Sb和共振辅助电容器Cb串联连接而构成（串联连接体）的。
对开关元件Sb反向并联地连接了二极管DSb。但是，在MOSFET的情况下，通过与上述同样的理由，并不需要外设地附加二极管。
该共振辅助电路3连接于开关电路2的直流端子之间。关于共振辅助电路3的动作的细节在后面进行叙述。
电压箝位电路4是将由N型的MOSFET构成的开关元件（箝位开关元件）S0、和箝位电容器Cc串联连接而构成的。
对开关元件S0反向并联地连接了二极管DS0。但是，在MOSFET的情况下，通过与上述同样的理由，并不需要外设地附加二极管。
该电压箝位电路4连接于开关电路2的直流端子之间，抑制向该端子之间的浪涌电压的施加。
这样，图1所示的第1实施方式的DC-DC转换器101成为通过变压器T连接了由平滑电容器C1和开关元件H1～H4（开关电路1）构成的电压型全桥电路、以及由平滑电感器L和开关元件S1～S4（开关电路2）构成的电流型全桥电路的结构。
另外，成为对电流型全桥电路的直流端子连接了由开关元件Sb和共振辅助电容器Cb构成的共振辅助电路3、以及由开关元件S0和箝位电容器Cc构成的电压箝位电路4的结构。
即，通过以上的结构，将直流电源V1的直流电力通过作为电压型全桥电路的平滑电容器C1和开关电路1变换为交流电力，通过变压器T变换交流电压，通过作为电流型全桥电路的平滑电感器L和开关电路2再次变换为直流电力。然后，通过共振辅助电路3和电压箝位电路4，使作为DC-DC转换器的特性最优化。
另外，对平滑电容器C1连接了电压传感器11，检测电压型全桥电路的直流输入输出电压。
另外，对平滑电容器C2连接了电压传感器12，检测电流型全桥电路的直流输入输出电压。
另外，对平滑电容器C2连接了电流传感器10，检测平滑电感器L的电流即电流型全桥电路的直流输入输出电流。
这些电压传感器11、12、电流传感器10与控制单元5连接。
控制单元5参照从电压传感器11、12、电流传感器10得到的电路信息，反映到开关元件H1～H4、S1～S4的控制、进而反映到开关元件Sb、S0的控制。
<关于电路动作>
接下来，说明图1所示的第1实施方式的DC-DC转换器101的电路动作。
DC-DC转换器101有使共振辅助电路3的开关元件（共振辅助开关元件）Sb成为接通（ON）而使用的情况、和成为断开（OFF）而使用的情况。
在使开关元件Sb成为接通而使共振辅助电路3发挥功能时，发生更高的电压。另外，能够将大量的电力从直流电源V1传输到直流电源V2。
但是，在直流负载6的负载轻而要求小的电压的情况、功耗少的情况下，无需发生高的电压、传输大量的电力。此时，使开关元件Sb成为断开而使共振辅助电路3停止。
因此，优选使开关元件Sb成为接通/断开而根据状况分开使用共振辅助电路3。
接下来，说明使该开关元件Sb成为断开的情况下的电路的动作（动作1）。
另外，之后，说明使开关元件Sb成为接通的情况下的电路的动作（动作2）。
<动作1·（开关元件Sb：断开）>
参照图2A～2F、以及图3，说明在开关元件Sb成为断开状态的情况下，从直流电源V1向直流电源V2进行电力供给的动作1。
图2A～2F是分别表示示出DC-DC转换器101变化的动作状态的模式a～f中的电路动作的图。另外，首先，先说明图3的动作波形，在图3的说明之后，依次说明图2A～2F的电路动作。
《动作1的动作波形》
图3是示出动作1的动作波形的图。
在图3中，横轴是时间的推移，在纵向上示出栅极信号、电路中流过的电流、电路要素的电压等各项目，记载了与时间的推移相伴的状态变化。
另外，在图3中，期间a～f对应于模式a～f的期间。
另外，VgH1～VgH4、VgS0分别表示对开关元件H1～H4、S0的控制端子输入的栅极信号。
另外，开关元件Sb始终是断开，所以在图3中，省略开关元件Sb的栅极信号的标记。
另外，电流ILr表示共振电感器Lr中流过的电流，将从节点Nd1流入节点Nd2的朝向设为正。
电流IL表示平滑电感器L中流过的电流，将流入直流电源V2的朝向设为正。
电流IN2表示绕组N2中流过的电流，将从节点Nd4流入节点Nd3的朝向设为正。
电流ICb、ICc分别表示流入共振辅助电容器Cb、箝位电容器Cc的电流，都将充电的朝向设为正。
另外，电压VLr表示共振电感器Lr的两端的电压。
电压VN2表示绕组N2的两端的电压。
另外，在本说明书中，在电压的绝对值中，将接通状态的开关元件的两端的电压、与二极管的正向下降电压等同的程度或者其以下的电压称为零电压。
另外，在开关元件的两端的电压是零电压时，将使该开关元件成为导通称为零电压开关。在零电压开关中，有抑制开关损失的效果。
<模式a～f中的电路动作>
接下来，参照图2A～2F，针对每个模式，说明模式a～f中的电路动作。另外，模式a～f分别依次对应于图2A～2F。
《模式a》
图2A是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式a中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在模式a（图3的a期间）中，开关元件H2、H4是接通状态（VgH2、VgH4是高（High）），开关元件H1、H3是断开状态（VgH1、VgH3是低（Low））。
此时，共振电感器Lr（以及共振电容器Cr）中积蓄的电能作为电流流入共振电容器Cr、开关元件H2、二极管DH4（开关元件H4）、绕组N1（IN2是负的电流）。
此时，从共振电感器Lr流出的电流ILr以负的大致恒定值流过。
关于此时流出的电流，如上所述以大致恒定值流过，所以共振电感器Lr的两端的电压VLr接近0（VLr=Lr·dILr/dt）。
另外，开关元件H2成为接通，直流电源V1作为逆电压而被施加于二极管DH1，所以在二极管DH1中不流过电流。另外，二极管DH4导通，直流电源V1作为逆电压而被施加于二极管DH3，所以在二极管DH3中不流过电流。
另外，开关元件S0是断开状态，平滑电感器L的电流通过绕组N2和二极管DS1～DS4被供给到直流电源V2。
另外，作为此时电流流过的路径，作为第1路径，有二极管DS2→绕组N2→二极管DS3，并且，作为第2路径，有二极管DS2→二极管DS1，并且作为第3路径，有二极管DS4→二极管DS3。
如以上那样，即使仅在二极管DS1～DS4的结构中，也采用全波整流电路的结构，所以确保了电流流过的路径。
但是，此时，在作为开关元件S1～S4而使用了MOSFET的情况下，如果使开关元件S1～S4成为接通状态，则有时通过使流入二极管DS1～DS4的电流分流到开关元件S1～S4，能够降低损失。
因此，有效利用开关元件S1～S4是有用的。
这样，在与MOSFET反向并联连接的二极管、或者MOSFET的体二极管中二极管的正向电流流过时，将使该MOSFET成为接通状态而降低损失以后称为同步整流。
《模式b》
图2B是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式b中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在模式b（图3的b期间）中，如果使开关元件H2成为截止（图3的VgH2→低），则关于开关元件H2中流过的电流，此前的电流路径被切断。于是，共振电感器Lr受到电流的变化，所以发生高的逆电动势（VLr=Lr·dILr/dt）。为了实现该高的电压，与开关元件H2中流过的电流相当的电流转流到二极管DH1而流入直流电源V1。
在电流流入二极管DH1，而与二极管DH1并联的开关元件H1的两端的电压变小时，使开关元件H1成为导通（图3的b期间的VgH1→高、零电压开关）。另外，通过进行零电压开关，抑制噪声，降低电力损失。
共振电感器Lr的电流通过二极管DH4（开关元件H4）、绕组N1、共振电感器Lr、共振电容器Cr、二极管DH1（开关元件H1），流入直流电源V1。
通过在所述路径中流过电流，对共振电感器Lr施加直流电源V1的电压，共振电感器Lr的电流ILr的绝对值减少（图3的b期间）。
另外，在该b期间中，关于为了开关电路2的同步整流而成为接通状态的开关元件S2、S3，直至接下来的模式c结束，使其成为截止。
另外，绕组N2和开关电路2中流过的电流的路径在该b期间和a期间中大致相同。但是，绕组N2中流过的电流值、开关元件S2、S3和二极管DS2、DS3中流过的电流的比例发生变化。
《模式c》
图2C是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式c中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在所述模式b中，如果共振电感器Lr的电流ILr减少而达到零，则成为模式c的状态。
在模式c（图3的c期间）中，开关元件H1、H4接着b期间为接通状态（VgH1、VgH4是高），共振电感器Lr的电流ILr向逆朝向增加。
与其相伴地，绕组N1、N2中流过的电流的朝向也反转（在图2C中与图2B相逆的方向）而增加，二极管DS2、DS3的电流减少。
《模式d》
图2D是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式d中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在模式c的最后的状态中，如上所述，二极管DS2、DS3的电流减少而到达零。
但是，在很少的时间内，在二极管DS2、DS3中流过反向恢复电流。另外，在二极管中，有时在正向上流过了电流之后的短的时间内在逆方向上也流过电流，将此时的在逆方向上流过的电流称为反向恢复电流。
然后，如果二极管DS2、DS3反向恢复（在逆方向上不流过电流的现象），则在二极管DS2、DS3中已经不流过电流，所述反向恢复电流转流到二极管DS0。该状态是模式d的状态。
估计向该二极管DS0流过了电流的定时，使开关元件S0成为导通（VgS0→高）（零电压开关）。
另外，直流电源V1的电压被施加到绕组N1。另外，绕组N2中产生的电压VN2经由二极管DS1、DS4、平滑电感器L被施加到直流电源V2，对直流电源V2供给能量。另外，绕组N2中产生的电压VN2经由二极管DS0被施加到箝位电容器Cc，箝位电容器Cc被充电。另外，通过箝位电容器Cc的作用，向开关元件S2、S3的浪涌电压的施加被抑制。
《模式e》
图2E是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式e中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在模式d的最后的状态中，如上所述，箝位电容器Cc被充电。然后，如果从模式d持续减少的箝位电容器Cc的电流ICc达到零，则成为模式e的最初的状态。
开关元件S0是接通状态，所以箝位电容器Cc的电流ICc转移到放电而放电电流（绝对值）增加。另外，由于是放电电流，所以是-ICc，图3的期间e的电流ICc表示负的值。
《模式f》
图2F是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式f中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在模式f（图3的f期间）中，如果使开关元件H4成为截止（VgH4→低），则开关元件H4中流过的电流转流到二极管DH3，成为模式f的最初的状态。
此时，使开关元件H3成为导通（VgH3→高）（零电压开关）。另外，使该开关元件H3成为导通对应于在图3的f期间中VgH3从模式f的开始少许延迟而成为高。
在图2F中，如上所述使开关元件H4成为截止，所以共振电感器Lr的电流ILr流过绕组N1、二极管DH3、开关元件H1、共振电容器Cr的路径。
另外，使开关元件S0成为截止（VgS0→低）。于是，开关元件S0中流过的电流转流到二极管DS2、DS3。此时，如果使开关元件S2、S3成为导通，则成为同步整流。
另外，节点Nd3与节点Nd4之间的电压成为大致零，对绕组N2，不施加电压（图3的f期间的VN2）。与此同时对绕组N1不施加电压。
另外，在模式f中，与模式a同样地，基于平滑电感器L中积蓄的电能的电流IL通过绕组N2和二极管DS1～DS4，被供给到直流电源V2。
该模式f是模式a的对称动作。以后，在模式b～e的对称动作之后返回模式a。
这样，在使开关元件Sb成为断开状态的动作1的情况下，不进行共振辅助电容器Cb的充放电。另外，一般在开关元件的两端之间，寄生地存在电容分量，所以实际上有时稍微地流过电流。
<动作2·（开关元件Sb：接通）>
接下来，关于图1所示的DC-DC转换器101，参照图4A～4H、以及图5，说明在开关元件Sb是接通状态的情况下，从直流电源V1向直流电源V2进行电力供给的动作2。
另外，本发明的第1实施方式的大的特征在于，具备共振辅助电路3。因此，在使开关元件（共振辅助开关元件）Sb成为接通时的动作2及其作用、效果中具有大的特征。
图4A～4H是分别示出表示DC-DC转换器101变化的动作状态的模式A～H中的电路的动作的图。
另外，图5是示出动作2的动作波形的图。在图5中，期间A～H对应于进行模式A～H的动作的期间。但是，图5中的电压、电流的朝向的定义与图3相同。
另外，在图3中，相对于模式a～f（期间a～f，6个期间），在图5中如上所述成为模式A～H（期间A～H，8期间）。即，增加了2个模式（2个期间）。该增加的模式（期间）是图5中的模式D（期间D）和模式G（期间G）。
因此，图3的模式d～e（期间d～e）在图5中对应于模式E～F（期间E～F），图3的模式f（期间f）在图5中对应于模式H（期间H）。
另外，开关元件Sb始终是接通，所以在图5中，省略开关元件Sb的栅极信号的标记。
接下来，依次说明图4A～4H。
《模式A》
图4A是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式A中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在图4A中，除了开关元件Sb成为接通的点以外，与图2A相同，动作2中的模式A的动作与动作1中的模式a的动作相同。
因此，省略重复的说明。
《模式B》
图4B是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式B中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在图4B中，除了开关元件Sb成为接通的点以外，与图2B相同，动作2中的模式B的动作与动作1中的模式b的动作相同。
因此，省略重复的说明。
《模式C》
图4C是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式C中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在图4C中，除了开关元件Sb成为接通的点以外，与图2C相同，动作2中的模式C的动作与动作1中的模式c的动作相同。
因此，省略重复的说明。
《模式D》
图4D是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式D中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在模式C的最后的状态中，二极管DS2、DS3的电流减少而达到零。
但是，在少量的时间内，在二极管DS2、DS3中流过反向恢复电流。
然后，如果二极管DS2、DS3反向恢复，则在二极管DS2、DS3中不流过电流，所述反向恢复电流流过共振辅助电容器Cb（电流ICb），共振辅助电容器Cb开始充电。该状态是模式D的状态。
另外，在共振辅助电容器Cb和箝位电容器Cc的静电电容值的比较中，存在Cb<<Cc的关系。但是，在模式D（期间D）中，与共振辅助电容器Cb的电压相比，箝位电容器Cc的电压更高，所以电流不会流入箝位电容器Cc。
另外，共振辅助电容器Cb经由共振电感器Lr和变压器T而形成共振电路。
另外，在共振电容器Cr和共振辅助电容器Cb的静电电容值的比较中，考虑绕组N1和绕组N2的匝数比而存在Cb<<Cr的关系。共振电容器Cr和共振辅助电容器Cb在与共振电感器Lr的关系中，处于串联连接的关系，所以共振电容器Cr和共振辅助电容器Cb的合成静电电容值根据Cb<<Cr的关系，实质上成为大致Cb。另外，共振电容器Cr与共振相比，更发挥直流分量的切断（变压器T的偏磁防止）的作用。
因此，共振频率实质上由共振辅助电容器Cb和共振电感器Lr决定。但是，将变压器T设为理想的变压器。
该共振电感器Lr和共振辅助电容器Cb的共振电流流入共振辅助电容器Cb。
另外，在图5的期间D中，共振辅助电容器Cb中流过的电流ICb相比于其他期间，作为正的电流（充电电流）大幅流过。
另外，绕组N1、N2的电压与共振辅助电容器Cb的电压一起逐渐上升（参照VN2、图5的期间D）。共振电感器Lr的电流ILr以及绕组N2的电流IN2接着增加（参照IN2、图5的期间D）。
《模式E》
图4E是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式E中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在模式D的最后的状态中，如果共振辅助电容器Cb的电压达到箝位电容器Cc的电压，则对共振辅助电容器Cb进行充电的电流流转到二极管DS0而对箝位电容器Cc进行充电。该状态是模式E的状态。
另外，在前一期间D中，通过共振辅助电容器Cb，共振电感器Lr积蓄了大的电能，所以在箝位电容器Cc中，流过大的电流（相比于图3的期间d）而（参照ICc的正的电流、图5的期间E）被充电。
另外，在二极管DS0中流过了电流，所以此时，使开关元件S0成为导通（VgS0→高）（零电压开关）。通过使该开关元件S0成为接通，在箝位电容器Cc中高效地对电能进行充电。
另外，绕组N2中产生的电压经由二极管DS1、DS4、平滑电感器L被施加到直流电源V2，对直流电源V2供给电能。
另外，绕组N2中产生的电压如上所述，经由二极管DS0被施加到箝位电容器Cc，所以箝位电容器Cc被充电，但对该箝位电容器Cc进行充电的电流ICc逐渐减少，与其相伴地共振电感器Lr的电流ILr也逐渐减少。
因此，共振电感器Lr发生节点Nd2侧成为正的朝向的电压。对该共振电感器Lr发生的电压VLr、和直流电源V1的电压进行加法运算，并施加到绕组N1。
由此，在绕组N2中产生比图3的期间d高的电压。
《模式F》
图4F是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式F中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在模式E的最后的状态中，箝位电容器Cc的电流ICc减少而达到零。该状态是模式F的最初的状态。
此时，开关元件S0是接通状态，所以箝位电容器Cc的电流ICc转移到放电（-ICc），增加了其电流的绝对值。
与其相伴地，共振电感器Lr的电流继续逐渐减少。因此，与模式E同样地，对共振电感器Lr发生的电压VLr、和直流电源V1的电压进行加法运算，并施加到绕组N1。
《模式G》
图4G是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式G中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在模式G中，如果使开关元件H4成为截止，则开关元件H4中流过的电流转流到二极管DH3。其是模式G的最初的状态。然后，在二极管DH3中流过电流，所以使开关元件H3成为导通（零电压开关）。
开关元件H2、H4是断开，开关元件H1、H3是接通，所以共振电感器Lr的电流流过绕组N1、二极管DH3、开关元件H1、共振电容器Cr的路径。
另外，如果使开关元件S0成为截止，则开关元件S0中流过的电流从共振辅助电容器Cb流过，共振辅助电容器Cb开始放电（负的电流）（参照电流ICb、图5的期间G）。
另外，共振辅助电容器Cb在期间D中，对电能进行充电，在期间G中，对所积蓄的电能进行放电，但此时的电流ICb的值（负的值）与图3的期间e与期间f的边界的电流ICb的值相比，绝对值更大。
其原因为，在图3的情况下，即使在共振辅助电容器Cb中积蓄了能量，由于开关元件Sb成为断开，所以也不会被放电。
另外，对绕组N2，施加共振辅助电容器Cb的电压。
另外，绕组N1中产生的电压被施加到共振电感器Lr，共振电感器Lr的电流ILr减少。绕组N2的电压VN2与共振辅助电容器Cb的放电一起降低（分别参照图5的期间G的ICb、ILr、VN2）。
《模式H》
图4H是示出作为本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101的模式H中的各开关元件的接通/断开状态、和各电路中流过电流的方向的图。
在模式H中，如果共振辅助电容器Cb的电压成为零电压，共振辅助电容器Cb的放电完成（电流ICb是0、图5的模式H），则与该放电电流相当的电流转流到二极管DS2、DS3。其原因为，平滑电感器L中流过的电流IL无法急剧变化。
另外，此时，如果使开关元件S2、S3成为导通，则成为同步整流。
另外，对绕组N2不施加电压，所以在绕组N1中也不会产生电压，共振电感器Lr的电流被维持。
另外，与模式A同样地，平滑电感器L的电流通过绕组N2和二极管DS1～DS4，被供给到直流电源V2。
该模式H是模式A的对称动作。以后，在模式B～G的对称动作之后返回模式A。
<动作2和动作1的比较>
这样，在使开关元件Sb成为接通状态的动作2的情况下，与使开关元件Sb成为断开状态的动作1的情况相比，箝位电容器Cc的充放电电流更大。
与其相伴地，在模式E～F中共振电感器Lr的电流的倾斜在负的方向上变大，共振电感器Lr发生电压。该电压被加到直流电源V1的电压而被施加到绕组N1，所以与动作1的情况相比更高的电压被施加到绕组N1，在绕组N2中也能够产生比动作1更高的电压。
《关于开关元件的能率》
在所述动作1以及动作2中，通过使开关元件H1（H2）和开关元件H4（H3）都成为接通状态的期间的时间的比例（以下，能率）发生变化，调整对直流电源V2供给的电力、即输出电力。
使能率越增加，输出电力越大。如果使开关元件H1（H2）和开关元件H4（H3）同时成为接通/断开，则能率成为最大。
另外，在直流电源V1的电压即输入电压降低了的情况下，通过使能率增加，能够抑制输出电力的降低。但是，如果输入电压进一步降低，则即使使能率成为最大，也无法得到期望的输出电力。
因此，为了对应这样输入电压降低而即使使能率成为最大仍得不到期望的输出电力的状况，使所述动作2的共振辅助开关元件Sb成为接通而通过共振辅助电路3确保期望的输出电力。
《关于变压器的匝数比》
为了即使在输入电压低的条件下仍得到期望的输出电力，增大变压器的匝数比（绕组N2的匝数/绕组N1的匝数）即可。如果增大匝数比，则即使在输入电压低时，在绕组N2中仍产生高的电压，所以能够易于得到大的输出电力。
但是，如果这样增大匝数比，则在输入电压变高时，在绕组N2中产生更高的电压。因此，对开关元件S1～S4施加的电压也变高，作为开关元件S1～S4，需要耐压高的开关元件。一般，关于开关元件，如果耐压变高，则损失也变大，所以DC-DC转换器的效率容易降低。
为了对应该课题，具备共振辅助电路3。通过共振辅助电路3得到大的输出电压，所以无需特别增大变压器的匝数比。即，通过开关元件Sb的接通/断开和开关元件H1～H4的能率的选择，不论在输入电压低的情况、还是在高的情况下，都抑制对开关元件S1～S4施加的电压，并且得到适当的输出电力。
即，在使动作1和动作2以相同的能率动作的情况下，如上所述在动作2时在绕组N2中产生的电压更高，所以在动作2中输出电力变大。
因此，在第1实施方式的DC-DC转换器101中，在输入电压比较低时，使开关元件Sb成为接通状态而抑制在绕组N2中产生的电压的降低，得到期望的输出电力。
另一方面，在输入电压比较高时，使开关元件Sb成为断开状态，抑制在绕组N2中产生的电压的上升，抑制对开关元件S1～S4施加的电压的上升。
由此，在本发明的第1实施方式的DC-DC转换器101中，即便在宽的输入电压范围中得到期望的输出电力的情况下，也能够作为开关元件S1～S4使用耐压比较低的开关元件。
耐压低的开关元件的损失小，所以DC-DC转换器101能够实现比较高的效率。
《动作1和动作2的分开使用》
在上述说明中，在输入电压低时使开关元件Sb成为接通状态，在输入电压高时使开关元件Sb成为断开状态，但也可以在输出电力大时使开关元件Sb成为接通状态，在输出电力小时使开关元件Sb成为断开状态。
或者，也可以如果能率比某种程度大，则使开关元件Sb成为接通状态，如果能率比某种程度小，则使开关元件Sb成为断开状态。
另外，优选为了在切换开关元件Sb的接通/断开状态时，抑制输出的不稳定化，在使开关元件Sb变化为接通状态的阈值、与使开关元件Sb变化为断开状态的阈值之间，设置调节灵敏度（磁滞，hysteresis）。
另外，如果使开关元件Sb变化为接通状态并且使能率减少，使开关元件Sb变化为断开状态并且使能率增加，则能够抑制与开关元件Sb的切换相伴的输出电力的变动。
另外，通过使开关元件Sb成为接通状态，在模式D中，二极管DS2、DS3反向恢复时，对二极管DS2、DS3的两端之间施加的电压的上升变慢，所以能够降低与二极管DS2、DS3的反向恢复相伴的损失。
另外，在模式G中，共振电感器Lr的电流减少，所以还具有开关元件H1（H2）截止时的切断电流减少，降低损失的效果。
《DC-DC转换器101的其他使用方法》
在第1实施方式的DC-DC转换器101中，还能够通过用控制单元5适当地对开关电路2中的开关元件S1～S4进行开关，从而将直流电力变换为交流电力。另外，还能够通过用控制单元5适当地对开关电路1中的开关元件H1～H4进行开关，从而将交流电力变换为直流电力。另外，变压器T能够将绕组N2的交流电力变换为绕组N1的交流电力。
因此，如果适当地控制DC-DC转换器101，则还能够从直流电源V2向直流电源V1进行电力供给。
此时，在来自直流电源V2的输入电流大时，通过使开关元件Sb成为接通状态，在开关元件S1～S4成为截止时，对开关元件S1～S4的两端之间施加的电压的上升变慢，所以具有降低损失的效果。
（第2实施方式）
接下来，说明本发明的DC-DC转换器的第2实施方式。
图6是示出本发明的第2实施方式的DC-DC转换器102的电路结构的图，并且，是示出DC-DC转换器102与直流电源V1的连接、以及DC-DC转换器102、直流电源V2及直流负载6的连接的结构的图。
在图6中，DC-DC转换器102连接于直流电源V1、和连接有直流负载6的直流电源V2之间，将从直流电源V1输入的直流电力的直流电压变换为不同的直流电压，对直流电源V2和直流负载6进行电力供给。
另外，根据需要，还进行从直流电源V2向直流电源V1的直流电力的供给。
DC-DC转换器102具备开关电路1（第1开关电路）、开关电路21（第2开关电路）、共振辅助电路3、以及电压箝位电路41。
进而，DC-DC转换器102具备平滑电容器C1、平滑电感器L和平滑电容器C2、共振电容器Cr和共振电感器Lr、以及具有绕组N1（初级绕组）、绕组N21（第1次级绕组）、及N22（第2次级绕组）的变压器T1。另外，绕组N21（第1次级绕组）的一端和N22（第2次级绕组）的一端被连接，构成了连接体。
另外，在图6中，具备在图1中表记的、与控制开关元件（在图6中，H1～H4、S11、S21、S31、S41、Sb）的接通/断开状态的控制单元5、电压传感器11、12、电流传感器10相当的电路要素，但图示省略。
图6的开关电路1的电路结构与图1的开关电路1相同，所以省略重复的说明。
开关电路21具备开关元件S11（第8开关元件）和开关元件S21（第6开关元件）。
用节点Nd41连接了开关元件S11的一端和绕组N21的另一端，用节点Nd31连接了开关元件S21的一端和绕组N22的另一端。
另外，连接了开关元件S11的另一端和开关元件S21的另一端。另外，使绕组N21、N22的连接点、与开关元件S11、S21的连接点之间成为直流端子之间，使节点Nd31-节点Nd41间成为交流端子之间。
在开关电路1的直流端子之间连接了平滑电容器C1，在开关电路21的直流端子之间串联连接了平滑电感器L和平滑电容器C2。
对该平滑电容器C1、C2，分别并联连接了直流电源V1、V2。
另外，在开关电路1的交流端子（Nd1、Nd2）之间，串联连接了共振电容器Cr、共振电感器Lr以及绕组N1。
在开关电路21的交流端子（Nd31、Nd41）之间，连接了绕组N21、N22。
变压器T对绕组N1、N21、N22进行了磁耦合。
绕组N21的一端和绕组N22的一端相互连接，成为直流端子。
绕组N21的另一端与节点Nd41连接，绕组N22的另一端与节点Nd31连接。
在与变压器T的绕组N1的一端连接的共振电容器Cr中，具有去除绕组N1中流过的电流的直流分量，减轻变压器T的偏磁的效果。
共振辅助电路3构成为具备开关元件（共振辅助开关元件）Sb、和共振辅助电容器Cb。其结构与第1实施方式相同，省略重复的说明。
电压箝位电路41具备开关元件（箝位开关元件）S31、开关元件（箝位开关元件）S41、以及箝位电容器Cc1。
开关元件S31的一端、开关元件S41的一端、以及箝位电容器Cc1的一端被相互连接。
另外，开关元件S31的另一端与节点Nd41连接。
另外，开关元件S41的另一端与节点Nd31连接。
另外，箝位电容器Cc1的另一端与平滑电容器C2的一端连接。
该电压箝位电路41连接于开关电路21的直流端子与节点Nd41以及节点Nd31之间，抑制向这些端子之间的浪涌电压的施加。
如以上那样，在第2实施方式的DC-DC转换器中，能够用2个开关元件S11、S21构成开关电路21，所以相比于第1实施方式的开关电路2，能够降低开关元件的数量。
另外，电路的动作、发明的效果与第1实施方式大致相同。
另外，第2实施方式的DC-DC转换器102也与第1实施方式同样地，只要适当地控制DC-DC转换器102，就也能够从直流电源V2向直流电源V1进行电力供给。
（第3实施方式）
接下来，说明本发明的DC-DC转换器的第3实施方式。
图7是示出本发明的第3实施方式的DC-DC转换器103的电路结构的图，并且，是示出DC-DC转换器103与直流电源V1的连接、以及DC-DC转换器103、直流电源V2及直流负载6的连接的结构的图。
在图7中，DC-DC转换器103连接于直流电源V1、和连接有直流负载6的直流电源V2之间，将从直流电源V1输入的直流电力的直流电压变换为不同的直流电压，对直流电源V2和直流负载6进行电力供给。
另外，根据需要，还进行从直流电源V2向直流电源V1的直流电力的供给。
DC-DC转换器103具备开关电路1（第1开关电路）、开关电路22（第2开关电路）、共振辅助电路31（第1共振辅助电路）、共振辅助电路32（第2共振辅助电路）、以及电压箝位电路41。
进而，DC-DC转换器103具备平滑电容器C1、平滑电感器L1（第1平滑电感器）、平滑电感器L2（第2平滑电感器）及平滑电容器C2、共振电容器Cr和共振电感器Lr、以及具有绕组N1（初级绕组）和绕组N23（次级绕组）的变压器T2。
另外，在图7中，具备在图1中表记的、与控制开关元件（在图7中，对应于H1～H4、S11、S21、S31、S41、Sb1、Sb2）的接通/断开状态的控制单元5、电压传感器11、12、电流传感器10相当的电路要素，但省略图示。
图7的开关电路1的电路结构与图1的开关电路1相同，所以省略重复的说明。
开关电路22具备开关元件S11（第8开关元件）、和开关元件S21（第6开关元件）。
用节点Nd42连接了开关元件S11的一端和绕组N23的另一端，用节点Nd32连接了开关元件S21的一端和绕组N23的一端。
另外，节点Nd42与平滑电感器L1的一端连接，节点Nd32与平滑电感器L2的一端连接。
另外，平滑电感器L1的另一端、和平滑电感器L2的另一端被连接，构成了连接体。
另外，连接了开关元件S11的另一端、和开关元件S21的另一端。该开关元件S11的两端是直流端子之间。另外，开关元件S21的两端是直流端子之间。
另外，使节点Nd32-Nd42间成为交流端子之间。
在开关电路1的直流端子之间，连接了平滑电容器C1。
另外，在所述开关元件S11、S21的连接点、与所述平滑电感器L1和平滑电感器L2的连接点之间，连接了平滑电容器C2。
对这些平滑电容器C1、C2，分别并联连接了直流电源V1、V2。
另外，在开关电路1的交流端子（Nd1、Nd2）之间，串联连接了共振电容器Cr、共振电感器Lr以及绕组N1。
在开关电路22的交流端子之间（Nd32、Nd42），连接了绕组N23。
共振辅助电路31是将开关元件（共振辅助开关元件）Sb1、和共振辅助电容器Cb1串联连接而构成的。
另外，共振辅助电路32是将开关元件（共振辅助开关元件）Sb2、和共振辅助电容器Cb2串联连接而构成的。
在开关元件S11的两端之间连接了共振辅助电路31，在开关元件S21的两端之间连接了共振辅助电路32。
电压箝位电路41构成为具备开关元件（箝位开关元件）S31、开关元件（箝位开关元件）S41、以及箝位电容器Cc1。
开关元件S31的一端、开关元件S41的一端、以及箝位电容器Cc1的一端被连接。
使开关元件S31的另一端与节点Nd42连接，使开关元件S41的另一端与节点Nd32连接，使箝位电容器Cc1的另一端与平滑电容器C2的一端连接。
电压箝位电路41抑制向节点Nd42和节点Nd32的端子的浪涌电压的施加。
这样，第3实施方式的DC-DC转换器103相比于第2实施方式，能够降低绕组的数量。
另外，电路的动作、发明的效果与第1实施方式大致相同，所以省略重复的说明。
另外，第3实施方式的DC-DC转换器103也与第1实施方式同样地，只要适当地控制DC-DC转换器103，就也能够从直流电源V2向直流电源V1进行电力供给。
（其他实施方式）
以上，参照附图详述了本发明的实施方式，但本发明不限于这些实施方式及其变形，也可以有不脱离本发明的要旨的范围的设计变更等，以下举出其例子。
在第1实施方式中，使共振辅助电路3连接于开关电路2的直流端子之间，但不限于该连接方法。也可以具备与共振辅助电路3相当的第1、第2共振辅助电路，在开关元件S1的两端之间连接第1共振辅助电路，在开关元件S2的两端之间连接第2共振辅助电路。
另外，即使将作为开关元件Sb使用了双向开关的共振辅助电路连接于节点Nd3-Nd4之间，也得到上述的本发明的效果。
另外，在第2实施方式中，使共振辅助电路3连接于开关电路21的直流端子之间，但也可以具备第1、第2共振辅助电路，在开关元件S11的两端之间连接第1共振辅助电路，在开关元件S21的两端之间连接第2共振辅助电路。
另外，即使将作为开关元件Sb使用了双向开关的共振辅助电路连接于节点Nd31-Nd41之间，也得到上述的本发明的效果。
另外，在第3实施方式中，将共振辅助电路31连接于开关元件S11的两端之间，将共振辅助电路32连接于开关元件S21的两端之间，但也可以将第1实施方式中的作为共振辅助电路3的开关元件Sb使用了双向开关的共振辅助电路连接于节点Nd32-Nd42之间。此时也得到上述的本发明的效果。
另外，关于第1～第3实施方式中的开关电路1，通过基于开关元件H1～开关元件H4的全桥的电路结构进行了说明，但开关电路1的功能在于将直流电力变换为交流电力，所以不限于全桥的电路结构。
另外，在图1中，关于开关元件（H1～H4、S1～S4、Sb、S0），示出了N型的MOSFET的例子，但只要考虑极性来控制，则也可以是P型的MOSFET。另外，具有开关功能即可，所以不限于MOSFET。
即，能够使用IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管）、双极性晶体管（Bipolar junction transistor）、BiCMOS（Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor，双极互补金属氧化物半导体）等元件、器件。
另外，控制在第1～第3实施方式中说明的电压箝位电路、具备共振辅助电容器和开关元件的共振辅助电路3的开关元件的电路以及方法、将它们组合而使用的电路以及方法能够广泛应用于用变压器连接了电压型开关电路、和具备平滑电感器的电流型开关电路的DC-DC转换器。
Claims (15)
1.一种DC-DC转换器，其特征在于，具备：
变压器，具有初级绕组和次级绕组，所述初级绕组和所述次级绕组磁耦合；
第1开关电路，具有多个开关元件，在直流端子之间连接有第1平滑电容器并且在交流端子之间连接有所述初级绕组，将直流电力变换为交流电力；
第2开关电路，具有多个开关元件，在交流端子之间连接有所述次级绕组，在直流端子之间串联连接有第2平滑电容器和平滑电感器，将交流电力变换为直流电力；
共振电感器，与所述初级绕组和/或所述次级绕组串联连接；以及
共振辅助电路，连接于所述第2开关电路的交流端子之间、或者所述第2开关电路的直流端子之间、或者所述第2开关电路的交流端子与直流端子之间，并且具有串联连接了共振辅助电容器和共振辅助开关元件的串联连接体，
从与所述第1平滑电容器并联连接的第1直流电源对与所述第2平滑电容器并联连接的直流负载进行电力供给，
在所述共振辅助开关元件是断开状态的情况下，阻止向所述共振辅助电容器的充电。
2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，
所述共振电感器具有所述变压器的漏电感。
3.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，
在所述第1直流电源的电压降低了的情况、和/或对所述直流负载供给的电压上升了的情况、和/或对所述直流负载供给的电流增加了的情况下，
使所述共振辅助开关元件从断开状态变化为接通状态。
4.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，
还具备连接于所述第2开关电路的直流端子之间、或者所述第2开关电路的交流端子与所述第2平滑电容器的一端之间的电压箝位电路。
5.根据权利要求4所述的DC-DC转换器，其特征在于，
所述电压箝位电路具有箝位开关元件与箝位电容器的串联连接体。
6.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，
具有多个开关元件而构成的所述第1开关电路具备：
第1开关支路，串联连接有第1、第2开关元件；以及
第2开关支路，串联连接有第3、第4开关元件，并且与所述第1开关支路并联连接，
使所述第1开关支路的两端之间成为直流端子之间，
使所述第1、第2开关元件的连接点与所述第3、第4开关元件的连接点之间成为交流端子之间。
7.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，
具有多个开关元件而构成的所述第2开关电路具备：
第3开关支路，串联连接有第5、第6开关元件；以及
第4开关支路，串联连接有第7、第8开关元件，并且与所述第3开关支路并联连接，
使所述第3开关支路的两端之间成为直流端子之间，
使所述第5、第6开关元件的连接点与所述第7、第8开关元件的连接点之间成为交流端子之间。
8.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，
所述次级绕组具备连接有第1次级绕组的一端和第2次级绕组的一端的连接体，
所述第2开关电路具备第6、第8开关元件，
对所述第1次级绕组的另一端连接了所述第8开关元件的一端，
对所述第2次级绕组的另一端连接了所述第6开关元件的一端，
连接所述第8开关元件的另一端和所述第6开关元件的另一端，
使所述第8、第6开关元件的连接点与所述第1、第2次级绕组的连接点之间成为直流端子之间，
使所述第8开关元件的一端与所述第6开关元件的一端之间成为交流端子之间。
9.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，
所述平滑电感器具备连接有第1平滑电感器的一端和第2平滑电感器的一端的连接体，
所述第2开关电路具备第6、第8开关元件，
对所述第8开关元件的一端连接了所述第1平滑电感器的另一端，
对所述第6开关元件的一端连接了所述第2平滑电感器的另一端，
连接所述第8开关元件的另一端和所述第6开关元件的另一端，
在所述第1、第2平滑电感器的连接点与所述第8、第6开关元件的连接点之间连接了所述第2平滑电容器，
使所述第8开关元件的两端之间以及所述第6开关元件的两端之间成为直流端子之间，
使所述第8开关元件的一端与所述第6开关元件的一端之间成为交流端子之间。
10.根据权利要求9所述的DC-DC转换器，其特征在于，还具备：
第1共振辅助电路，与所述第8开关元件并联连接；以及
第2共振辅助电路，与所述第6开关元件并联连接。
11.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，
从与所述第2平滑电容器并联连接的第2直流电源对所述第1直流电源进行电力供给。
12.根据权利要求11所述的DC-DC转换器，其特征在于，
在从所述第2直流电源对所述第1直流电源进行电力供给时，在对所述第1直流电源供给的电流增加了时，使所述共振辅助开关元件从断开状态变化为接通状态。
13.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征在于，
与所述初级绕组和/或所述次级绕组串联地还具备共振电容器。
14.根据权利要求1至13中的任意一项所述的DC-DC转换器，其特征在于，
具备与构成所述第1开关电路和所述第2开关电路的多个所述开关元件的各个或者某一个反向并联连接的二极管。
15.根据权利要求5所述的DC-DC转换器，其特征在于，
具备与所述箝位开关元件反向并联连接的二极管。
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