CN103460581A - 电源控制器 - Google Patents

Abstract

示范性实施例涉及电力控制器。方法可包含将包括经放大误差电压与参考电压的总和的总和电压与估计电压进行比较以产生比较器输出信号。所述方法还可包含从所述比较器输出信号产生门驱动信号以及对耦合到功率级的信号进行滤波以产生所述估计电压。

Description

电源控制器

技术领域

本发明大体上涉及电源，且更具体来说涉及与开关模式电源的控制器相关的系统、装置和方法。

背景技术

关于开关模式电源控制器，从负载暂态快速恢复、最小化输出滤波器大小和简单的实施是至关重要的。这些问题在为移动装置、消费者电子装置和消耗从不到一瓦特到几百瓦特的电力的众多其它应用供电的低功率高容量系统中是尤其重要的。常规的滞后实施遭受大的电流应力以及由过大的能量惯性引起的稳定性相关问题。此外，尽管时间最优的控制器导致经改进的响应，但此类系统的实施所需的硬件对于目标成本敏感的系统仍过于昂贵。结果，主要使用实施线性控制定律的脉宽调制(PWM)控制器，即使所述PWM控制器展现显著较慢的动态响应且因此需要显著较大的滤波组件。

存在针对与电源的控制相关的增强的方法、系统和装置的需要。

发明内容

附图说明

图1为开关模式电源的框图。

图2A说明开关模式电源内的常规控制器。

图2B说明开关模式电源内的常规控制器。

图3说明根据本发明的示范性实施例的耦合到控制器的转换器。

图4说明根据本发明的示范性实施例的控制器。

图5-10说明根据本发明的示范性实施例的控制器的模拟结果。

图11说明根据本发明的示范性实施例的与控制器相关联的波形。

图12说明根据本发明的示范性实施例的与耦合到控制器的降压功率级相关联的波形。

图13说明根据本发明的示范性实施例的与控制器相关联的额外波形。

图14说明时间误差。

图15说明根据本发明的示范性实施例的耦合到控制器的另一转换器。

图16和17说明根据本发明的示范性实施例的控制器的模拟结果。

图18A说明基于4位移位寄存器的伪随机数据产生器。

图18B说明延迟线。

图19A说明与稳态中的常规转换器相关联的波形。

图19B为描绘常规转换器的输入电流的频谱的曲线图。

图20A说明与重复负载暂态下的常规转换器相关联的波形。

图20B为描绘常规转换器的输入电流的频谱的曲线图。

图21A说明根据本发明的示范性实施例的与控制器相关联的波形。

图21B为描绘根据本发明的示范性实施例的控制器的输入电流的频谱的曲线图。

图22A说明根据本发明的示范性实施例的与控制器相关联的额外波形。

图22B为描绘根据本发明的示范性实施例的控制器的输入电流的频谱的曲线图。

图23-27说明根据本发明的示范性实施例的与控制器相关联的波形。

图28说明比较器的电路图。

图29和30说明根据本发明的示范性实施例的与控制器相关联的额外波形。

图31和32说明根据本发明的示范性实施例的与控制器相关联的额外波形。

图33说明根据本发明的示范性实施例的控制器的芯片上实施方案的框图。

图34说明根据本发明的示范性实施例的另一方法的流程图。

具体实施方式

希望下文结合附图阐述的详细描述作为对本发明的示范性实施例的描述，且并不希望表示可实践本发明的仅有实施例。贯穿此描述所使用的术语“示范性”意味“充当实例、例子或说明”，且未必应解释为比其它示范性实施例优选或有利。所述详细描述出于提供对本发明的示范性实施例的透彻理解的目的而包含特定细节。所属领域的技术人员将明白，可在无这些特定细节的情况下实践本发明的示范性实施例。在一些例子中，以框图形式来展示众所周知的结构和装置，以避免模糊本文中呈现的示范性实施例的新颖性。

图1说明包含功率级102和控制器104的常规开关模式电源(SMPS)100。如所述领域的技术人员将理解，关于开关模式电源，从负载暂态快速恢复、最小化输出滤波器大小和简单的控制器实施是至关重要的。这些问题在为移动装置、消费者电子装置和消耗从不到一瓦特到几百瓦特的电力的众多其它应用供电的低功率高容量系统中是尤其重要的。

作为实施线性比例积分(PI)或比例积分微分(PID)控制定律的主要使用的电压模式脉宽调制(PWM)控制器的替代，已提出用于开发具有改进的暂态响应的控制器的众多解决方案。即，已报告多种滞后和时间最优的控制器架构，所述架构产生简化的实施和改进的负载暂态响应时间。已证明滞后控制器为用于以少数组件获得快速暂态响应的硬件有效解决方案。此控制器的实现通常需要滞后比较器且在一些情况下需要额外的用于频率调节的电路，频率调节可经由阈值变化或经由取样速率的变化而完成。常规滞后实施方案的主要缺点是过大的电流应力(其需要半导体开关和滤波组件的超裕度设计)以及由过大的能量惯性引起的稳定性相关问题。

此外，在实现单个开关切换动作中的稳态(即，快速恢复时间)的希望下已提出了接近性时间最优控制器。最初，使用二阶切换表面(即，几何控制原理)(其也可与滑动模式控制相关)将时间最优系统开发为模拟解决方案。基于切换表面的控制器界定用于受控物体(即，切换功率转换器)的一个或一个以上状态变量(根据状态值的可能组合)的路径，且因此强迫所述状态遵循所述路径。一阶切换表面控制器的最简单实例为滞后控制器，其中输出电压的状态由比较器的参考值指示。在二阶系统中，除了输出电压之外，电感器电流也常常受控。受控电感器电流经直接测量或通过测量输出电容器电流或电压来估计。

尽管在多年之前已提出基于二阶切换表面的控制器，但其仍未被广泛采用。这大部分归因于算法的实施所需的算法的复杂性，使得控制器不适于模拟实现，所述模拟实现已在低功率直流-直流(dc-dc)转换器中占主导地位。低功率dc-dc转换器的数字控制的最近进步已实现了基于切换表面的控制器原型的开发，几乎产生了时间最优响应。相同进步还允许开发替代控制算法以用于基于电容器电荷平衡原理而获得时间最优响应。

此外，尽管所呈现的时间最优控制器产生了改进的响应(即，急剧减小了输出滤波器大小)，但其尚未在低功率dc-dc系统中经广泛采用。此类系统的实施所需的硬件对于目标成本敏感的系统来说过于昂贵。结果，仍主要使用脉宽调制(PWM)控制器，类似于图2中所示的PWM控制器106和108。即使PWM控制器展现显著较低的动态响应且因此需要显著较大的滤波组件(即，功率电感器L和输出电容器C)，PWM控制器由于其实施的简单性而仍为优选解决方案。

如本文描述的本发明的各种示范性实施例涉及用于开关模式电源内的控制的系统、装置和方法。应注意，本发明的实施例适用于许多电力转换拓扑以及信号的非线性或开关模式放大。如本文所描述，示范性实施例可提供改进暂态响应时间(即，改进系统动态)的硬件有效的控制解决方案。根据示范性实施例，控制器可用与电压模式PWM实现或D类放大所需的硬件相当或甚至更简单的硬件来实施。此外，示范性实施例可减小SMPS电磁干扰(EMI)，其可为众多噪声敏感应用中的极其重要的特征。

图3说明根据本发明的示范性实施例的包含控制器302和功率级301的装置300。控制器302(其可在本文中称作一位控制器)包含加法器304、放大器306、加法器308、比较器310、可编程延迟线312、反相器314和低通滤波器316。通过实例，低通滤波器316可包括一阶低通滤波器。功率级301包括输入电压Vbatt、电感器L、电容器C、负载318、第一晶体管MS(即，主开关)、第二晶体管SR(同步整流器)、门驱动器320及322、以及输出电压Vout。

如图3中说明，加法器304经配置以接收参考电压Vref和输出电压Vout中的每一者，且响应于其而输出误差信号E(t)。放大器306经配置以放大误差信号E(t)，其接着由加法器308接收。应注意，放大器306可减小装置301内的误差。应注意，如果误差为应用可容忍的，那么可省略放大器306(即，增益等于1)。加法器308还接收参考电压Vref，且响应于其而输出电压Vcmp，电压Vcmp提供到比较器310的反相输入。比较器310的非反相输入经配置以接收估计电压Vest，估计电压Vest是从低通滤波器316输出。将从比较器310输出的信号b(t)提供到可编程延迟线312，且将可编程延迟线312的输出提供到反相器314。反相器314经配置以传送信号δ(t)，其由低通滤波器316接收。

应注意，可编程延迟线312、反相器314、比较器310和滤波器316形成功率级的仿真器313，其中在稳态下，滤波器316的输出处的信号(即，V_est)实质上与输出电压V_out相同。仿真器313与功率级301(其在此情况下为二阶系统)之间的一个差异在于：仿真器313具有较低阶动态，从而允许在所要参考电压V_ref下对估计电压V_est且因此输出电压V_out的简化调节。可实现电路的此部分的不同实施，只要表示多项的组合的最终等式保持一致(即，可将一项添加到比较的具有经反相正负号的另一输入，等等)即可。在此实施方案中，估计电压V_est实质上类似于所要输出电压，通过由比较器310和延迟线312组成的环路而保持在所述电平；可通过适当地按比例缩放所述变量来获得参考电压、估计器输出电压与转换器输出电压的不同比率。延迟线312可经配置以确定比较器触发等待时间且因此确定环路的振荡频率(即，转换器切换频率)。

应进一步注意，从反相器314输出的信号δ(t)具有与比较器310的输出b(t)实质上相同的占空比，以及等于为仿真器313提供前馈的输入电压V_batt的振幅。根据一个示范性实施例，信号δ(t)的波形实质上类似于功率级301的切换电压V_sw。信号δ(t)的波形可受仿真器313以及输出电压Vout的扰动两者的影响。在稳态(即，当Vout与Vref之间的差异实质上为零时)下，信号δ(t)的占空比完全由仿真器313确定。在负载暂态与改变输出电压V_out的值的其它扰动期间，占空比信号δ(t)还可受误差信号E(t)影响，误差信号E(t)表示所要的参考电压V_ref与输出电压V_out的实际值之间的差异。一发生非零误差，就放大误差信号E(t)且将其添加到比较器310的反相输入。结果，归因于积分作用而可存在于常规控制器中的补偿器等待时间可被消除，信号δ(t)的占空比受影响，且对扰动的实质瞬间反应(即，输出电压的快速恢复)实现。应注意，尽管并非需要的，但延迟线312细调控制器302的自激振荡频率。应进一步注意，控制器302可包括单极系统，其为本征稳定的。如所属领域的技术人员将了解，控制器302可比包含补偿器的系统快。

图4说明控制器352，其为图3中所示的控制器302的一个预期实施方案。如图4中说明，控制器352包括滤波器(即，低通滤波器316)(其包括电阻器Rf和电容器Cf)、第一放大器354和第二放大器356。控制器352进一步包含可编程延迟线312，其具有耦合到反相器314的输出。此外，输出电压V_out和参考电压V_ref可耦合到第一放大器354，且可将反相器314的输出提供到功率级(例如，功率级301)的门驱动器。控制器352可进一步包含放大装置354(其可用如图所示的运算放大器来实施)或其它装置，且在放大并非必要的情况下可仅为比较器356的求和输入。作为非限制性实例，电阻器Rf可包括1K欧姆电阻器，电阻器R2可包括1M欧姆电阻器，电阻器R3可包括100K欧姆电阻器，且电容器Cf可包括2nF电容器。

如上文描述，控制器302在稳态中的操作可通过前馈调节振荡器来调节，其中可数字编程的延迟线312连同RC滤波器316一起形成功率级的仿真器313。

图6-10中展示装置300的模型(未图示)的模拟结果，其中功率级301的电感器L包括0.3μH，且功率级301的电容器C包括4.7μF。参看图3、4和5，波形362表示滤波器316的电容器Cf处的电压，波形364表示信号δ(t)，且波形366表示输入电压V_batt。应注意，低通滤波器的输出(即，V_est)(其用信号362描绘)具有近似于输出电压Vout以及切换节点处的平均电压(即，电压V_swt)的值。

图6到9示范针对若干多种输出电容器和输入电压值的控制器302的负载暂态响应，包含其中输入电压V_batt稍微高于输出电压V_out从而使得电感器转换速率非常小的情况。具体来说，图7说明针对1A与3A之间的负载改变且功率级输出电容器(即，电容器C)的值为4.7μF的6V到2V的降压转换器的模拟结果。参看图3、4和7，波形368表示输出电压V_out，波形370表示电感器L中的电流，且波形372表示信号δ(t)。

图7说明针对0.68A与2.68A之间的负载改变且功率级输出电容器(即，电容器C)的值为22μF的6V到0.9V的降压转换器的模拟结果。参看图3、4和7，波形374表示输出电压V_out，波形376表示电感器L中的电流，波形378表示信号δ(t)，且波形380表示输入电压V_batt。图8说明针对2V与1.5V之间的阶跃输入电压改变的降压转换器的模拟结果。参看图3、4和8，波形382表示输出电压V_out，波形384表示电感器L中的电流，波形386表示信号δ(t)，且波形388表示输入电压V_batt。图9说明针对3V与6V之间的线性输入电压改变的降压转换器的模拟结果。参看图3、4和9，波形390表示输出电压V_out，波形392表示电感器L中的电流，波形394表示信号δ(t)，且波形396表示输入电压V_batt。图10说明针对0.5V与6V之间的输入电压V_batt改变(包含欠压条件)的0.9V降压转换器的模拟结果。参看图10，波形398表示输出电压V_out，波形400表示电感器L中的电流，波形402表示信号δ(t)，且波形404表示输入电压V_batt。

在暂态期间，放大器306可实质上瞬间改变比较器310的非反相输入，从而致使控制器302实质上立即动作且抑制暂态。如所属领域的技术人员将了解，控制器302可通过单个开关切换动作而恢复到稳态。应注意，所示范的暂态响应与其它接近时间最优解决方案的暂态响应相当且不具有显著的电流过冲，所述电流过冲可存在于滞后实施方案中。图8-10中所说明的模拟结果证明：控制器302可能够快速补偿输入电压V_batt的扰动。模拟进一步说明，当在短暂时期内输入电压V_batt降到输出电压Vout以下时，控制器302能够从欠压条件中恢复。

现将描述功率级301内的组件的选择。应注意，将涉及功率级组件的选择的以下描述是作为实例提供，且示范性实施例可包括任何合适的组件。应注意，对于装置300，电流和电压过冲可取决于功率级301的物理约束。因此，功率级组件的选择可对于适当系统设计、最小化滤波组件的整体大小以及限制半导体和滤波器组件上的应力为关键性的。所述选择是基于能量平衡准则，其中将最大输出电压偏差和最大电流应力(即，最大电感器电流差)视为设计约束。作为此分析中的初始点，在电容器C的最大容许电压偏差期间的能量损失E_c的量由下式给出：

$E_c=\frac{1}{2}C(v_h^2-v_l^2)---\left(1\right)$

其中，v_h和v_l分别是最大和最小容许输出电压(即，输出电压V_out)值。

在负载暂态期间，电容器C处的电压通过从电感器L提供相同量的能量来恢复，因此能量平衡等式变为：

$\frac{1}{2}L(i_h^2-i_l^2)=\frac{1}{2}C(v_h^2-v_l^2)---\left(2\right)$

其中i_h和i_l分别经定义为经过电感器L的最大和最小电流。

举例来说，对于6V到2V的降压转换器，在重到轻负载暂态期间的2A最大负载改变和150mV过冲的情况下，如果电感器L具有等于0.3μH的值且电容器C具有等于3.9μF的值，那么可增强针对给定约束的性能。

现将描述滤波器316的组件的选择和控制器302的延迟线312的传播时间。应注意，将涉及滤波器组件的选择和延迟线312的传播时间的以下描述提供作为实例，且示范性实施例可包括任何合适的组件。应注意，由于调节转换器302的稳态操作的反馈环路围绕仿真器313而闭合，所以反馈环路的参数可指示转换器302的切换频率。为简化仿真器313的操作的分析，应用如由所属领域的技术人员将理解的小纹波近似和系统线性化。假设转换器300的切换频率f_sw=1/T_sw显著高于滤波器316的转角频率(即，f_RC=1/(2πRC_f))(例如，f_sw>10f_RC)，使得跨越图4的电容器Cf的纹波可忽略：

Δv_{est_ripple}<<V_est≈V_ref   (3)

在此类假设下，仿真器313在稳态下的波形可与图11中所展示的波形近似。每一切换间隔可分为多部分，其中T₊为在信号δ(t)的低到高转变后的滤波器316处的电压到达比较器310的阈值所需的时间，T_d为延迟线312的传播时间，且T_-为在信号δ(t)的高到低转变后的滤波器316处的电压到达阈值所需的时间间隔。

通过查看波形且使切换间隔的两部分的电容器纹波的表达式相等，可如下计算T₊和T_-时间间隔，且因此计算振荡周期：

$\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{est}\_\mathrm{ripple}}=\frac{V_{\mathrm{batt}}-V_{\mathrm{ref}}}{R{C}_f}{T}_d=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R{C}_f}{T}_{-}---\left(4\right)$

$\frac{V_{\mathrm{batt}}-V_{\mathrm{ref}}}{R{C}_f}{T}_{+}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R{C}_f}{T}_d---\left(5\right)$

组合等式(4)与(5)给出T₊间隔的表达式

$T_{+}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{batt}}-V_{\mathrm{ref}}}{T}_d---\left(6\right)$

此外，接通时间t_on=DT_sw，其中D为信号δ的占空比，

$D{T}_{\mathrm{sw}}=T_{+}+T_d=\frac{V_{\mathrm{batt}}}{V_{\mathrm{batt}}-V_{\mathrm{ref}}}{T}_d---\left(7\right)$

其中装置300的切换周期T_sw定义为：

$T_{\mathrm{sw}}=D{T}_{\mathrm{sw}}\frac{V_{\mathrm{batt}}}{V_{\mathrm{ref}}}=\frac{{V_{\mathrm{batt}}}^2}{V_{\mathrm{ref}}(V_{\mathrm{batt}}-V_{\mathrm{ref}})}{T}_d---\left(8\right)$

这些等式说明关键计时间隔取决于电路参数的方式，且证实装置300的切换频率可通过改变延迟线312的传播时间而得以改变。

作为实例，现将描述最优增益计算。为计算装置300的最优增益，将时域分析与能量平衡原理结合。此可包括多步骤程序，其允许设计者设置恢复时间和暂态期间的峰值/最小电感器电流或(等效地)最大输出电压偏差。增益计算程序可如下描述：在第一步骤中，基于负载暂态的大小、峰值电流限制和暂态类型，将主开关的接通或断开时间的变化计算为：

$\mathrm{\&Delta;}{T}_{\mathrm{on}/\mathrm{off}}=L\frac{\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{load}}}{v_L}---\left(9\right)$

其中Δi_L为暂态期间经过电感器L的电流的初始值与峰值/谷值之间的差，且v_L为该周期期间的电感器L上的电压。可选择峰值电感器值而使得避免电感器芯的饱和。

在第二步骤中，计算用以产生先前定义的时间变化所需的估计器的比较器电压V_cmp(参见图3和4)的改变量。此计算是通过采用上文描述的线性近似来执行。参看图3和11，波形406表示输出电压V_out，波形408表示滤波器306中的电流，且波形410表示信号δ(t)。应注意，参看图12，比较器电压的所需改变(即，估计器的电容器Cf上的改变)为：

$\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{cmp}}=\frac{v_R}{R_f{C}_f}\mathrm{\&Delta;}{T}_{\mathrm{on}/\mathrm{off}}\&ap;\frac{v_L}{R_f{C}_f}\mathrm{\&Delta;}{T}_{\mathrm{on}/\mathrm{off}}---\left(10\right)$

其中V_R为电阻器R1上的电压。通过组合等式(9)和(10)，可获得以下等式：

$\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{cmp}}=L\frac{\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{load}}}{R_f{C}_f}---\left(11\right)$

等式11说明用以在单个开/关切换动作中实现电感器电流改变Δi_L所需的滤波器316的电容器Cf的电压的所需改变。在另一步骤中，将误差放大器306的增益计算为电容器Cf的电压偏差与输出电压Vout的比率。因此：

$A=\frac{\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{cmp}}}{\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{out}}}---\left(12\right)$

其中，Δv_out为输出电压偏差。可观测到图13的理想化暂态功率级301、控制器302和RC滤波器316的波形。参看图3和12，波形412表示输出电压V_out，波形414表示经过电感器L的电流，波形416表示经过负载318的电流，波形418表示比较器310的反相输入处的电压，波形420表示比较器310的非反相输入处的电压，且波形422表示信号δ(t)。

可见，归因于负载改变Δi_load的输出电压偏差由三个分量构成，即：归因于通过输出电容器C的等效串联电阻的电流的初始降落(即，R_esri_c)、归因于放大器306和比较器310的延迟动作的降落(即，Δv_out1)、以及由功率级310的延迟反应引起的偏差(即，Δv_out2)。然而，如本文所解释，随着电容器电流恢复到零，电阻R_esr所引起的电压降及时消失，且仅后两个分量影响基于电荷平衡的增益选择。可将Δv_out1计算为：

$\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{out}1}=\frac{Q_1}{C}\&ap;\frac{\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{load}}{T}_{\mathrm{dcmp}}}{C}---\left(13\right)$

其中，T_dcmp为放大器306与比较器310的组合延迟。

可将第二分量计算为：

$\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{out}2}\&ap;\frac{Q_2}{C}=\frac{\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{load}}{T}_{\mathrm{cn}}}{2C}---\left(14\right)$

其中T_cn为电感器电流需要从初始改变为新负载值的时间间隔。对于降压转换器中的轻到重负载改变，此时间间隔为：

$T_{\mathrm{cn}}\&ap;\frac{L}{V_{\mathrm{batt}}-V_{\mathrm{out}}}\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{load}}---\left(15\right)$

在此间隔的末尾，输出电压误差E(t)(图3和4)为最大值，以及比较器310的非反相输入。应注意，此时，电容器C中的电流实质上为零，且因此R_esri_c对电压降无影响。通过组合等式(13)和(14)，可获得针对最大电压降的等式：

$\mathrm{\&Delta;}{v}_{\mathrm{out}}\&ap;\frac{\mathrm{\&Delta;}{i}_{\mathrm{load}}}{C}(T_{\mathrm{dcmp}}+T_{\mathrm{cn}}/2).---\left(16\right)$

为了防止过早触发主开关，此误差的放大值需要大于或等于在上文步骤2中所计算的偏差。因此：

$A\&ap;\frac{\mathrm{LC}}{R{C}_f(T_{\mathrm{dcmp}}+T_{\mathrm{cn}}/2)}---\left(17\right)$

图12的波形还展示：由于延迟线312所引起的切换动作中额外延迟T_d的存在，所以电感器L的峰值电流大于经过负载318的最大电流。此等式还指示，通过增加增益A，可降低估计器313的时间常数，从而可能允许完整的芯片上实施方案。

如上所述，选择控制器302的动作而使得，在输出电压谷值/峰值点，触发时刻比较器310。或者，替代在谷值点，可选择增益RCf乘积而使得在触发点达到最大容许电流偏差Δi_L。一般来说，基于最大电流的选择未减少电压偏差，但在一些情况下可导致较短的恢复时间。

图13说明LC与RC_f常数之间的潜在失配的效应，其中参数的初始选择是基于谷值点触发。为简化解释，假设在对负载暂态的初始响应期间，延迟线312的传播时间减小到零且增益A=1。

参看图3和13，波形424表示输出电压Vout，波形426表示误差电压E(t)，波形428表示经过负载318的电流，且波形430表示经过电感器L的电流。在图13中，R_esr为输出电容器C的等效电阻，ΔI_load为负载步阶值，m_RC为RC_f仿真器电压误差的斜率，t_vp为到达电感器与负载电流相同的触发点所需的理想时间，t_vp ^*为到达谷值点所需的实际估计器时间，且Δt_vp为两个时间之间的差(即，触发的延迟/超前的值)。

此时间失配的结果在于，在触发点，电感器电流与负载电流不相同，从而产生Δi_vp差。此效应经由以下数学分析而得以量化。暂态期间的输出电压V_out的AC值由下式给出：

$v_{\mathrm{out}}=R_{\mathrm{esr}}\&CenterDot;i_c+\frac{1}{C}\&Integral;i_c\mathrm{dt}---\left(18\right)$

其中计算等式(18)以获得输出电压V_out的以下表达式：

$v_{\mathrm{out}}=V_{\mathrm{ref}}+R_{\mathrm{esr}}\&CenterDot;(-\mathrm{\&Delta;}{I}_{\mathrm{load}}+\frac{v_{\mathrm{in}}-v_{\mathrm{out}}}{L}\&CenterDot;t)+\frac{1}{C}\&CenterDot;(-\mathrm{\&Delta;}{I}_{\mathrm{load}}\&CenterDot;t+\frac{v_{\mathrm{in}}-v_{\mathrm{out}}}{2L}\&CenterDot;t^2)---\left(19\right)$

其中V_ref为参考dc电压，v_in为装置300的输入电压，且i_c为电容器电流(-i_load(t)-i_L(t))。

RC仿真器电路电压由下式给出：

$v_{\mathrm{RC}}=V_{\mathrm{ref}}-\frac{v_{\mathrm{in}}-v_{\mathrm{out}}}{R_f\&CenterDot;C_f}\&CenterDot;f---\left(20\right)$

其中Rf为仿真器电阻，且Cf为仿真器电容。

通过使等式(19)和(20)相等，可导出到达触发点(即，输出电压与仿真器电压交叉处)所需的时间，如以下等式中所示：

$0=\frac{v_{\mathrm{in}-v_{\mathrm{out}}}}{2\mathrm{LC}}\&CenterDot;{t_{\mathrm{vp}}^{*}}^2+(-\frac{\mathrm{\&Delta;}{I}_{\mathrm{load}}}{C}+\frac{v_{\mathrm{in}}-v_{\mathrm{out}}}{L}\&CenterDot;R_{\mathrm{esr}}+\frac{v_{\mathrm{in}}-v_{\mathrm{out}}}{R{C}_f})\&CenterDot;t_{\mathrm{vp}}^{*}-R_{\mathrm{esr}}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;}{I}_{\mathrm{load}}---\left(21\right)$

另一方面，通过查看图13而计算的到达谷值点所需的理想时间为：

$t_{\mathrm{vp}}=\frac{\mathrm{\&Delta;}{I}_{\mathrm{load}}}{v_{\mathrm{in}}-v_{\mathrm{out}}}\&CenterDot;L---\left(22\right)$

在理想匹配的情况下(即，t_vp*等于t_vp)，RC_f乘积也可由下式给出：

$R{C}_f=\frac{2C\&CenterDot;(v_{\mathrm{in}}-v_{\mathrm{out}})}{\mathrm{\&Delta;}{I}_{\mathrm{load}}}---\left(23\right)$

展示针对给定负载步阶的理想RC_f常数。

针对考虑增益的情况，此等式变为：

$\mathrm{AR}{C}_f=\frac{2C\&CenterDot;(v_{\mathrm{in}}-v_{\mathrm{ut}})}{\mathrm{\&Delta;}{I}_{\mathrm{load}}}---\left(24\right)$

上述分析展示，输入电压Vin/Vbatt、负载步阶值或输出电容的改变可引入次最优RC仿真器响应。此依赖性在图14中得以量化，图14展示针对5V到1V降压转换器的触发时间延迟误差，具有20uF的输出电容器(即，电容器C)和预期的2A负载步阶值。应注意，经由触发延迟来表达误差允许计算电流过冲以与针对任何给定操作条件和电感值计算的在i_L=i_load点触发的情况相比较。

应注意，控制器302的自然动作较大程度地补偿触发点中的任何极端误差。这可通过查看图12的波形来解释。归因于放大误差信号曲线的凸起性质，对于大范围的增益和估计器电压斜率，将发生接近时间最优的响应。

理想地，当控制无损切换转换器时，仿真器波形实际上与切换转换器的波形相同。然而，在现实中，由于针对信号δ(t)的占空比的相同值的传导和切换损失，仿真器313和功率级301产生稍微不同的电压。所述损失通常致使转换器的DC输出电压小于低通滤波器的输出电压，且因此在图3的差分放大器306的输入处具有非零误差。两个电压之间的差为：

v_diff=V_est-V_out=AV_err   (25)

其中A为差分放大器的增益，且V_err为误差信号的稳态值。

为量化此误差且解释其对操作条件的依赖性，可比较包含切换组件损失的非理性切换降压转换器的DC模型与滤波器316的DC模型(即，理想DC转换器)。可见对于递送到功率级301和滤波器316两者的相同占空比，滤波器316通过下式产生较大的输出电压：

v_diff≈I_loadR_loss=A(V_ref-V_out)   (26)

举例来说，在使用具有近似100mΩ的R_on电阻的切换器且放大器增益A为10的情况下，在2.5A的输出电流(针对0.9V输出的78%有效转换器)下，归因于此误差的电压调节中的偏移为约25mV。

可利用先前描述的调节误差以经由电压降技术而进一步最小化输出电容器C的大小以及用于输出负载电流的粗略估计。在电压降技术中，输出电压未针对所有操作条件保持在恒定值。相反，在较重负载下将电压设定为稍微低于参考，从而允许在重到轻负载暂态期间的较大过冲。类似地，对于较轻负载来说，输出电压得以增加，如图12中所示。还可看出，利用电压降技术降低了峰值电感器电流，进一步使输出滤波器大小最小化。

应注意，通过调节差分放大器(即，放大器306和加法器304)的增益，可实现固有电压降特征。此外，可测量差分放大器的输出处的电压差以获得对输出负载值的粗略估计。

对于当电压降不适用时的情况，可如图15所示修改图3的装置300，以使半导体损失的影响且因此稳态误差最小化。

参看图15，说明根据本发明的示范性实施例的包含控制器502和(例如，降压转换器的)功率级301的装置500。控制器502包含加法器304、放大器306、加法器308、比较器310、可编程延迟线312、反相器314和低通滤波器316。

与控制器302对比，控制器502的滤波器316直接从切换节点505供电。此在功率级LC滤波器与仿真器的滤波器316的输入处提供相同电压。结果，半导体损失对电压调节的影响得以消除。现在，v_out(t)与v_est(t)的dc值之间的唯一差异可由于功率级滤波器(即，电感器L和电容器C)的损失而发生，功率级滤波器的损失一般显著小于半导体损失，且可省略，如同在无滤波器的音频放大器的情况下。换句话说，控制器502比较切换电压的平均值(即，V_sw)与V_est。

使用模型(未图示)来模拟控制器502且与控制器302的模型进行比较。对于控制器502，使用具有60mΩ的等效半导体损失和40mΩ的滤波器损失的转换器。在图16和17中展示模拟的结果。参看图3和16，波形560表示输出电压Vout，波形562表示经过电感器L的电流，且波形564表示信号δ(t)。参看图15和17，波形566表示输出电压Vout，波形568表示经过电感器L的电流，且波形570表示信号δ(t)。应注意，所提出修改(即，控制器502)与控制器302相比减小了电压误差，且因此调节得以显著改进。

所呈现控制器架构允许简单实施用于减少由于转换器在固定频率下的操作引起的电磁干扰(EMI)的特征。在先前分析中，展示降压转换器的切换频率为：

$f_{\mathrm{sw}}=\frac{V_{\mathrm{ref}}\&CenterDot;(V_{\mathrm{bat}}-V_{\mathrm{ref}})}{T_d\&CenterDot;V_{\mathrm{bat}}^2}---\left(27\right)$

其中，对于图3的装置300，V_batt为供电电压，V_ref为输出电压参考，且τ_d为延迟线的传播时间。此等式指示，转换器的切换频率可通过根据预定义模式改变延迟线的传播时间来调节。更重要地，在此系统中，降压转换器的占空比并不取决于延迟线的传播时间，且因此以比切换速率慢或等于切换速率的速率进行的传播时间的任何改变不需要原本将用于维持电压调节的任何校正动作，从而显著简化了噪声减少技术的实施。参看图11，由于所有电流波形为线性的，所以T_d的任何增加导致T₊和T_-间隔的成比例增加，且因此导致晶体管接通时间以及转换器的整体切换周期的成比例增加。

现将描述根据示范性实施例的EMI减少技术的实施。为产生在切换频率附近的扩展频谱，利用伪随机数据产生器(例如，图18A中说明的伪随机数据产生器572)，且因此如图18B的延迟线574中所示而修改原始延迟线。如所属领域的技术人员将了解，数据产生器572产生伪随机数字序列，其用以动态改变每一切换循环的长度(即，延迟线574的传播时间)。使用数据产生器572的模型(未图示)来验证EMI减少系统的操作。图19A-22B中展示用以验证EMI减少系统的操作的数据产生器的模型的模拟结果。应注意，可使用除了伪随机数产生之外的其它技术以用于改变时间延迟(即，频率)以及获得EMI减少。举例来说，可使用ΣΔ调制和其它众所周知的技术。

图19A和19B说明稳态中的常规控制器的操作。参看图19A，波形578表示输出电压Vout，波形580表示经过电感器L的电流，且波形582表示切换频率。参看图19B，波形584表示输入电流的频谱。图20A和20B说明在重复负载暂态下的常规控制器的操作，其中负载暂态频率等于125kHz。参看图20A，波形586表示输出电压Vout，波形588表示经过电感器L的电流，且波形590表示切换频率。参看图20B，波形592表示输入电流的频谱。图21A和21B说明根据本发明的示范性实施例的控制器的操作，具有在稳态中的扩展频谱产生器。参看图21A，波形594表示输出电压Vout，波形596表示经过电感器L的电流，且波形598表示切换频率。参看图21B，波形600表示输入电流的频谱。图22A和22B说明根据本发明的示范性实施例的控制器的操作，带有具有125kHz的重复负载的扩展频谱产生器。参看图22A，波形602表示输出电压Vout，波形604表示经过电感器L的电流，且波形606表示切换频率。参看图22B，波形608表示输入电流的频谱。

应注意，图19A-22B中描绘的波形示范：伪随机数据产生器572可显著减小大的频谱分量。还可看出，在可变负载下，信号的频谱归因于快速控制器动作而也受到影响。

为验证控制器302和502的操作且分析实际实施问题，基于图3的控制器302和图15的控制器502而建立使用离散组件的实验原型。另外，还在0.13μm工艺中设计控制器和功率级(没有电感器和电容器)。如在以下分段中描述，离散实施方案已证实系统的可行性。同时，已展示离散实施方案显著限制了切换频率和/或影响了系统的暂态性能。

图23和24中展示确认装置300和500的稳态操作的实验结果。图23中展示三个不同输入电压的操作。参看图23，信号610、612和614分别表示针对2V输入电压的输出电压Vout、切换节点电压V_sw和负载步阶信号。此外，信号616、618和620分别表示针对3V输入电压的输出电压Vout、切换节点电压V_sw和负载步阶信号。此外，信号622、624和626分别表示针对4V输入电压的输出电压Vout、切换节点电压V_sw和负载步阶信号。呈现最小延迟情况的结果，且结果确认描述切换频率、延迟元件的传播时间与稳态操作条件之间的关系的有效性。

图24展示随着延迟单元的传播时间“在线”改变的系统的操作。参看图24，信号628、630和632分别表示输出电压Vout、切换节点电压V_sw和频率改变信号。可看出系统能够瞬间改变切换频率，从而允许实施基于频率变化的EMI减轻方法，所述方法如上文所描述。

图25和26中展示在最大切换频率(即，最小传播时间)下操作的基于装置300和500的实验原型的动态响应测试。参看图25，信号634、636和638分别表示针对0.0A到0.5A的负载电流变化的输出电压Vout、切换节点电压V_sw和负载步阶信号。此外，信号640、642和644分别表示针对0.0A到1.0A的负载电流变化的输出电压Vout、切换节点电压V_sw和负载步阶信号。此外，信号646、648和650分别表示针对0.0A到2.0A的负载电流变化的输出电压Vout、切换节点电压V_sw和负载步阶信号。参看图26，信号652、654和656分别表示针对0.5A到0.0A的负载电流变化的输出电压Vout、切换节点电压V_sw和负载步阶信号。此外，信号658、660和662分别表示针对1.0A到0.0A的负载电流变化的输出电压Vout、切换节点电压V_sw和负载步阶信号。此外，信号664、666和668分别表示针对2.0A到0.0A的负载电流变化的输出电压Vout、切换节点电压V_sw和负载步阶信号。在宽范围的输入电压值内以及针对不同的负载暂态来测试响应。可注意到，对于0到0.5A和0.5A到1A，系统在小于两个切换循环内恢复，但是，控制器的反应在图式中几乎看不出来。这些波形实际上确认并未引入电流或过应力的非常准确的控制器操作。这可通过计算控制器使电流增加给定负载步阶值所需的理想t_on时间来解释：

$t_{\mathrm{on}}=\frac{\mathrm{L\&Delta;i}}{(V_{\mathrm{bat}}-V_{\mathrm{ref}})}---\left(28\right)$

对于给定操作条件，在实验电路中，所需时间t_on在60ns(针对5V输入和0.5A的电流步阶)到170ns(针对3V输入和1A的电流步阶)之间变化，其在所有情况下对应于占空比值的小幅增加。

对于大的重到轻负载暂态，存在模拟的与实际响应之间的显著差异，从而造成大于预期的电压偏差。此差异可通过查看图27而得以解释，图27展示在暂态期间的输出电压波形的放大版本。参看图27，信号670、672和674分别表示针对5V输入电压和1V输出电压的输出电压Vout、切换节点电压V_sw和负载步阶信号。可见控制器对输出电压偏差的反应被延迟约250ns。此时间对应于分量延迟的总贡献(门驱动器(～90ns)、FPGA(～80ns)、运算放大器(～20ns)、比较器(～10ns)、加上PCB的寄生延迟)。

可见，归因于所述延迟，在控制器能够起反应之前，输出电压降落超过35mV。延迟的检测之后为控制器反应(例如，针对给定操作条件的对应于2A电流增加的比率值的约300ns增加)，其在无延迟情况下将对应于接近时间最优响应。导致相等电感器和负载电流的控制器的初始反应之后为250ns的t_off时间，如图11中描绘，其再次由延迟线引起。先前描述的延迟可能是由于实验设置的离散实施。

为测试潜在芯片上控制器实施方案的性能，且展示所述延迟可减少，执行基于节奏设置的模拟。使用IBM0.13μm工艺来设计除了运算放大器之外的所有系统组件。所述系统组件包含功率级和门驱动器、可编程电流饥饿型延迟单元，以及图28的轨到轨缓冲器/反相器和比较器310。在模拟中，运算放大器为抽象的Verilog A块。所设计系统的切换频率为2.5MHz。对于仿真器的LP滤波器，使用组件的以下值，C=200pF且R_f=4KΩ。

图29和30示范图3中描绘的装置300的动态特性(即，其中低通滤波器的信号由轨到轨反相器提供的控制器)。图29说明轻到重负载暂态响应，且图34说明重到轻暂态响应。参看图29，信号676、678、680和682分别表示负载步阶电流、经过电感器L的电流、信号δ(t)和输出电压Vout。参看图30，信号684、686、688和690分别表示负载步阶电流、经过电感器L的电流、信号δ(t)和输出电压Vout。在此情况下，为了加速系统性能，在检测到初始暂态后即刻临时绕过延迟线。

图31和32示范图17中描绘的装置500的动态特性。图35说明轻到重负载暂态响应，且图32说明重到轻暂态响应。参看图35，信号692、694、696和698分别表示负载步阶电流、经过电感器L的电流、信号δ(t)和输出电压Vout。参看图32，信号700、702、704和706分别表示负载步阶电流、经过电感器L的电流、信号δ(t)和输出电压Vout。此外，为了最小化控制器反应时间，在检测到初始暂态后即刻临时绕过延迟线。

图33说明控制器302和502的可能芯片上实施方案的简化框图。除了先前论述的元件之外，控制器302/502可包含额外的块和/或输入，其允许额外数字特征的修改和可能利用。更具体来说，反相器710为轨到轨反相器(参见图3和15)，其用以在暂态条件期间为仿真器滤波器提供输入且是基于电压降的控制或/和电流估计的可能实施方案。延迟线714为可编程电流饥饿型单元或允许实施EMI减少技术且与外部时钟信号同步的一些其它可编程延迟结构。EMI712为用于产生用于最小化EMI的扩展频谱信号的任选块。“同步”包括用于外部同步块的输入。“Ssc”包括用于调整EMI712的输入。“绕过”包括用于绕过延迟线的输入，其最小化系统反应的延迟，从而改进暂态响应。如上文描述，绕过延迟线改进了暂态期间的暂态响应。比较器716为图3和15的比较器。放大器718为图3和15的运算放大器。输出“load_est”为可用于监视误差信号的状态且因此稳态中的负载估计的输出。“Vref”和“vout”为放大器718的两个输入。仿真器滤波器720为仿真器滤波器的完整RCf电路的部分。“Cf”包括用于连接额外滤波电容器的引脚。滤波器输入选择722经配置以基于电路中的条件来选择用于滤波器的输入。在稳态中，为了最小化误差，滤波器可从转换器的切换节点馈入(图15)。在暂态期间，其可由反相器(图3)驱动以最小化延迟。“Sel”包括用于选择滤波器输入的控制信号。“Vsw”包括用于来自切换节点的信号的输入。

应注意，本发明的示范性实施例可用音频功率放大器来实施。作为实例，参考电压Vref(参见图3和15)可包括功率放大器的音频信号。

图34为说明根据一个或一个以上示范性实施例的方法990的流程图。方法990可包含放大包括从功率级输出的电压与参考电压之间的差的误差电压(由数字992指示)。方法990可进一步包含比较包括经放大误差电压与参考电压的总和的总和电压与估计电压以产生比较器输出信号(由数字994指示)。另外，方法990可包含从比较器输出信号产生门驱动信号(由数字996指示)。此外，方法990可包含对耦合到功率级的信号进行滤波以产生估计电压(由数字998指示)。

所属领域的技术人员将了解，可使用多种不同技术和技艺中的任一者来表示信息和信号。举例来说，可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子或其任何组合来表示在以上描述中始终参考的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号和码片。

所属领域的技术人员将进一步了解，结合本文所揭示的示范性实施例所描述的多种说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤可实施为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为了清楚地说明硬件与软件的此互换性，上文已大致关于其功能性而描述了各种说明性组件、块、模块、电路和步骤。此类功能性是实施为硬件或是软件取决于特定应用及强加于整个系统的设计约束。所属领域的技术人员对于每一特定应用可以不同的方式实施所描述的功能性，但此类实施决策不应被解释为引起与本发明的示范性实施例的范围的偏离。

结合本文所揭示的示范性实施例所描述的各种说明性逻辑块、模块和电路可用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件，或其经设计以执行本文所描述的功能的任何组合来实施或执行。通用处理器可为微处理器，但在替代例中，处理器可为任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可实施为计算装置的组合，例如，DSP与微处理器的组合、多个微处理器的组合、一个或一个以上微处理器与DSP核心的联合，或任何其它此类配置。

结合本文所揭示的示范性实施例而描述的方法或算法的步骤可直接以硬件、以由处理器执行的软件模块或以上述两者的组合来体现。软件模块可驻留于随机存取存储器(RAM)、快闪存储器、只读存储器(ROM)、电可编程ROM(EPROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)、寄存器、硬盘、可装卸磁盘、CD-ROM或此项技术中已知的任何其它形式的存储媒体中。将示范性存储媒体耦合到处理器，使得所述处理器可从存储媒体读取信息及将信息写入到存储媒体。在替代方案中，存储媒体可与处理器成一体式。处理器和存储媒体可驻留于ASIC中。ASIC可驻留于用户终端中。在替代方案中，处理器和存储媒体可作为离散组件驻留于用户终端中。

在一个或一个以上示范性实施例中，所描述功能可以硬件、软件、固件或其任何组合来实施。如果以软件来实施，那么可将功能作为计算机可读媒体上的一个或一个以上指令或代码而加以存储或传输。计算机可读媒体包含计算机存储媒体与包含促进将计算机程序从一处转移到另一处的任何媒体的通信媒体两者。存储媒体可为可由计算机存取的任何可用媒体。以实例说明且非限制性的，此类计算机可读媒体可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用于载送或存储呈指令或数据结构的形式的所要程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。而且，将任何连接恰当地称为计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电和微波的无线技术而从网站、服务器或其它远程源传输软件，那么同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或例如红外线、无线电和微波的无线技术包含在媒体的定义中。如本文中所使用，磁盘和光盘包含压缩光盘(CD)、激光光盘、光学光盘、数字多功能光盘(DVD)、软性磁盘和蓝光光盘，其中磁盘通常磁性地复制数据，而光盘通常通过激光来光学地复制数据。以上各物的组合也应包含在计算机可读媒体的范围内。

提供所揭示示范性实施例的先前描述以使得任何所属领域的技术人员能够制作或使用本发明。所属领域的技术人员将显而易见对这些示范性实施例的各种修改，且在不脱离本发明的精神或范围的情况下，本文所定义的一般原理可适用于其它实施例。因此，本发明并不既定限于本文中所展示的示范性实施例，而应被赋予与本文中所揭示的原理及新颖特征一致的最广范围。

Claims (28)

1.一种方法，其包括：

将包括误差电压与参考电压的总和的总和电压与估计电压进行比较以产生比较器输出信号；

从所述比较器输出信号产生门驱动信号；以及

对耦合到功率级的信号进行滤波以产生所述估计电压。

2.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括放大所述误差电压，所述误差电压包括从所述功率级输出的电压与所述参考电压之间的差。

3.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括使所述比较器输出信号反相以产生所述门驱动信号。

4.根据权利要求1所述的方法，所述对所述信号进行滤波包括对所述门驱动信号进行滤波以产生所述估计电压。

5.根据权利要求1所述的方法，所述对所述信号进行滤波包括对耦合到所述功率级的切换节点的信号进行滤波以产生所述估计电压。

6.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括对所述误差电压与所述参考电压求和以产生所述总和电压。

7.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括对从所述功率级输出的电压与所述参考电压求和以产生所述误差电压。

8.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括使所述比较器输出信号延迟以产生所述门驱动信号。

9.根据权利要求1所述的方法，所述对所述信号进行滤波包括用低通滤波器对所述信号进行滤波。

10.根据权利要求2所述的方法，所述放大误差电压包括放大包括从功率级输出的电压与时变信号之间的差的误差电压。

11.根据权利要求1所述的方法，所述比较总和电压包括将包括所述误差电压与时变电压的总和的所述总和电压与所述估计电压进行比较，以产生所述比较器输出信号。

12.一种功率转换器，其包括：

控制器，其经配置以接收功率级的输出电压，所述控制器包括：

比较器，其用于接收估计电压和包括参考电压与误差电压的总和的总和电压，并输出比较器电压信号；以及

滤波器，其耦合到所述功率级且经配置以产生所述估计电压。

13.根据权利要求12所述的功率转换器，其进一步包括放大器，所述放大器具有耦合到所述比较器的输出且经配置以放大所述误差电压，所述误差电压包括所述输出电压与所述参考电压之间的差。

14.根据权利要求12所述的功率转换器，其进一步包括可编程延迟线，所述可编程延迟线具有耦合到所述比较器的输出的输入以及耦合到反相器的输入的输出。

15.根据权利要求12所述的功率转换器，其进一步包括耦合到所述比较器的输出以用于产生门驱动信号的反相器。

16.根据权利要求12所述的功率转换器，所述滤波器包括低通RC滤波器。

17.根据权利要求12所述的功率转换器，所述控制器进一步包括用于对所述输出电压与所述参考电压求和以产生所述误差电压的加法器。

18.根据权利要求12所述的功率转换器，所述控制器进一步包括用于对所述误差电压与所述参考电压求和以产生所述总和电压的加法器。

19.根据权利要求12所述的功率转换器，所述滤波器具有耦合到由所述比较器产生的门驱动信号的输入。

20.根据权利要求12所述的功率转换器，所述滤波器具有耦合到所述功率级的切换节点的输入。

21.根据权利要求12所述的功率转换器，所述参考电压包括时变信号。

22.根据权利要求12所述的功率转换器，所述控制器包括所述功率级的一阶仿真器，且所述功率级包括二阶功率级。

23.根据权利要求12所述的功率转换器，所述一阶仿真器包括低通RC滤波器。

24.一种装置，其包括：

用于将包括误差电压与参考电压的总和的电压与估计电压进行比较以产生比较器输出信号的装置；

用于从所述比较器输出信号产生门驱动信号的装置；以及

用于对耦合到功率级的信号进行滤波以产生所述估计电压的装置。

25.根据权利要求24所述的装置，其进一步包括用于放大所述误差电压的装置，所述误差电压包括从所述功率级输出的电压与所述参考电压之间的差。

26.根据权利要求24所述的装置，其进一步包括用于对所述门驱动信号进行滤波以产生所述估计电压的装置。

27.根据权利要求24所述的装置，其进一步包括用于对耦合到所述功率级的切换节点的信号进行滤波以产生所述估计电压的装置。

28.根据权利要求24所述的装置，所述用于将包括经放大误差电压与所述参考电压的总和的所述电压与估计电压进行比较的装置包括用于将包括经放大误差电压与时变电压的总和的电压与估计电压进行比较以产生所述比较器输出的装置。

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