CN104662799A - 双二阶校准 - Google Patents

Abstract

实施例包括调整状态变量滤波器的方法。示例包括状态变量滤波器，其中心频率能够使用耦接至滤波器积分器的输出的变量增益块而被调整。一阶和二阶状态变量滤波器可以对并行信号和它们的组合后的输出进行运算以生成滤波输出。依赖于应用不同可以将滤波器调整为通过或抑制信号；示例性应用包括但不限于：捷变滤波；频谱分析；干扰检测和抑制；均衡；直接中频传输；和单边带调制解调。

Description

双二阶校准

相关申请

本申请要求于2013年3月13日递交的美国临时申请61/779,390以及于2012年9月5日提交的美国临时申请61/697,049的权益。上述申请的整体教导通过引用的方式并入于此。

背景技术

信号带宽和数据速率的增加推进了解决与宽带信号相关的挑战的新信号处理技术的发展。增加的信号带宽使得新的应用成为可能，包括在各种不同环境中的基于超宽带(UWB)技术的有源射频(RF)识别(ID)。此外，增加的信号带宽提高了测距(ranging)精度，使得宽带技术对于雷达、成像和其他应用特别有吸引力。

令人遗憾的是，关于时钟速度、切换、散热和故障恢复的难点的基本缩放限制使得数字逻辑不适于宽带信号处理。例如，如今的DSP技术不能够处理新出现的应用(例如高清晰度TV、软件无线电、认知无线电、4-G手持服务、白色空间(white spaces)、基于UWB的服务、和实时GHz/THz医学成像)所需的宽带信号。除了更高速度和带宽处理能力的需求以外，用于降低功耗的方法也在许多信号处理应用中有巨大吸引力和实用性。例如，针对移动设备中的功耗需要很高的费用；高速DSP对手机和PDA的电池寿命来说是很大的消耗。

对于宽带应用，尼奎斯特速率在多个Gsp范围内，因此仅可实现相对简单的信号处理，并且通常需要高度管线化和并行的处理架构。今后，DSP技术不可能达到这些应用所需的能力，这是因为基于CMOS的数字信号处理结构的限制不再根据摩尔(Moore)定律扩展。实际上，深亚微米CMOS栅极具有以分子测量的宽度，这表示晶体管大小(和切换速度)正接近它们的基本极限。换句话说，增加DSP技术的带宽处理能力的空间很小，这是因为与晶体管大小负相关的晶体管切换速度不能变得更快。

反过来，模拟逻辑具有其自身的限制。因为模拟电路并非由真实独立的块(block)形成，所以改变模拟逻辑的一个块可迫使电路中的每个其他块改变。此外，处理技术的发展快速进行，从而使专用设计通常在它们被制造出来之前就变得过时。最后，模拟电路既不能完全重新配置，也不能够被完全编程。

发明内容

本发明的实施例包括调整状态变量滤波器的方法。示例包括状态变量滤波器，其中心频率能够使用耦接至滤波器积分器的输出的变量增益块而被调整。一阶和二阶状态变量滤波器可以对并行信号和它们的组合后的输出进行运算(operate)以生成滤波输出。依赖于应用不同可以将滤波器调整为通过或抑制信号；示例性应用包括但不限于：捷变滤波；频谱分析；干扰检测和抑制；均衡；直接中频传输；和单边带调制解调。

在示例性实施例中，一种调整双二阶电路的滤波器(状态变量滤波器)的方法包括：以预定频率将损耗衰减器(loss pad)调整至生成目标增益值。以所述预定频率将第一积分器的相位调整至目标相位。然后以所述预定频率将第二积分器的相位调整至所述目标相位。以所述预定频率将所述第一积分器的增益调整至目标增益值。最后，以预定频率将第二积分器的增益调整至目标增益值。

在进一步的实施例中，确定所述预定频率处的目标增益。调整所述损耗衰减器可以包括调节所述损耗衰减器处的衰减值。调整所述第一积分器的相位可以包括调节所述第一积分器处的输入的相位值，所述相位值控制所述第一积分器的相位。调整所述第一积分器的增益可以包括在所述第一积分器处调节粗略增益值和调节精细增益值，所述粗略增益值和精细增益值控制所述第一积分器的增益。调整所述第二积分器的相位可以包括调节所述第二积分器处的输入的相位值，所述相位值控制所述第二积分器的相位。调整所述第二积分器的增益可以包括在所述第二积分器处调节粗略增益值和调节精细增益值，所述粗略增益值和精细增益值控制所述第二积分器的增益。

附图说明

根据如附图所示的本发明示例性实施例的以下更具体描述，上文将变得清楚，在附图中类似标号指的是不同视图中的相同部件。附图不必按比例，相反强调的是示出本发明的实施例。

图1是一阶状态变量滤波器的框图。

图2A是二阶状态变量滤波器的控制标准型的框图。

图2B是其中可以实施本发明实施例的双二阶电路的配置的框图。

图3是二阶状态变量滤波器的观测器标准型的框图。

图4是示出根据本发明的原理的信号滤波的流程图。

图5A是状态变量滤波器处的信号接口的框图。

图5B是状态变量滤波器的串行外围接口(SPI)数据分配的框图。

图5C是示出用于测量状态变量滤波器的操作的测试点连接的框图。

图6是调整状态变量滤波器的处理的状态图。

图7是调整损耗衰减器的处理的流程图。

图8是调整积分器相位的处理的流程图。

图9是调整另外的积分器的相位的处理的流程图。

图10是调整积分器增益的处理的流程图。

图11是调整另外的积分器的增益的处理的流程图。

图12A到图12B是示出积分器的控制结果的曲线图。

图13是用于调整积分器增益的电路的电路图。

图14A到图14B是示出积分器的示例性粗调的图。

图15A到图15B是示出用于作为陷波滤波器操作的状态变量滤波器的示例性调整的电路图和流程图。

图16A到图16B是示出用于作为全通(延迟)滤波器操作的状态变量滤波器的示例性调整的电路图和流程图。

具体实施方式

如下是对于本发明示例性实施例的描述。

对于许多无线应用，跨极大频带(例如，3.7-10.0GHz)精巧地(finely)传播信号能量的宽带和超宽带(UWB)通信系统看起来很有前景。许多宽带通信属性(精确测距、材料渗透、覆盖(overlay)、和对于在极端环境中运行的低功率系统中的多径衰落的鲁棒性(robustness))直接解决面向挑战性的军事和商业应用(例如射频识别(RFID))的重要挑战。此外，在基带运行的宽带系统不需要在接收器处进行下变频，因而简化了所需的接收器。

对于通信系统设计者来说，设计在极大频带上精巧地传播能量以满足覆盖需求(overlay requirement)的宽带系统的挑战很快将变得明显。具体地，用户通常从全数字接收器、用于部分或全部耙式接收器的模拟相关器以及传输参考接收器中选择可升级到极端带宽(现在的7GHz，未来可能更大)的接收器设计。

模数(A/D)转换限制了全数字接收器的带宽和动态范围(解析度)。目前，能够充分采样基带UWB信号的高保真A/D转换器太复杂，并且消耗太多功率，特别是对于RFID应用。可选择的全数字系统依赖于低解析度的A/D转换器，但是性能并不好。对于模拟相关器，随着带宽的增加，用于有效能量捕获的耙指数目增加，因此电路复杂性和信道估计的难度增加。尽管传输参考接收器对于中低数据速率操作有吸引力，但是它们在用于UWB应用的接收器处需要大的带宽延迟线。

这里，我们公开了宽带信号处理(WiSP)，其提高了数字信号处理并大大改善了这种系统的带宽处理能力。所公开的WiSP系统和技术通过在模拟域中实现和扩展数字功能性(functionality)，为宽带信号提供通用信号处理。所公开的发明的实施例采用基于状态变量的架构，来将任意期望的脉冲响应或转移函数实现至指明的精确度。可以通过以低数据速率运行的算法、宽带数字信号处理器(DSP)或在控制路径中运行的其他合适的控制元件来控制和优化包括中心频率的所有滤波器参数。宽带信号处理器可以在亚微米互补金属氧化物半导体(CMOS)结构上实现，以允许对宽带信号(包括带宽超过10GHz的信号)进行处理。

所公开的WiSP系统和设备的实施例包括动态且可重新配置的滤波器，其可用作或用在以下内容中：宽带滤波器；捷变滤波器；自适应滤波器；均衡器；直接中频(IF)发射机；以及单边带调制解调器。根据本发明原理制成的滤波器、处理器、均衡器和抽头延迟线可用在各种应用中，包括但不限于：有源RFID；雷达；成像；软件无线电；认知无线电；基带处理器；仪器(instrumentation)；和无线高清晰度多媒体接口。这些部件和应用的列表并非穷尽；相反，它们代表适于根据本发明原理制造或使用的部件和应用。

用于模拟信号处理的滤波器

典型的信号处理系统在两个面(plane)运行。在信号面(S面)，使用滤波器和其他处理操作来操纵信号。在控制面(C面)，提供和操纵信号处理操作。例如，在自适应均衡系统中，信号穿过横向滤波器，但是滤波器的系数由C面控制。如今，这些功能都由DSP实现。数字信号处理的根本的数学基础基于S面理论、以尼奎斯特取样率或更高取样率的同步取样－由取样定理控制。毋庸置疑，实现这种功能的系统依赖于DSP、A/D和数模(D/A)技术的使用。

在这里公开的实施例中，当维持10+GHz的带宽时，S面经历复杂的模拟信号处理(信号路径全都是模拟的)。然而，C面以传统A/D、D/A和DSP架构实现。这里公开的实施例相对于如今的标准具有极低的功耗，这是因为这些混合系统能得到低门数和块架构。

滤波器是用于模拟信号处理器的积木块组件，其相对于频率改变信号的振幅和/或相位特征，使得能够在S面处理信号。滤波器用于使特定频率范围内的信号通过，以及抑制其他范围内的信号。带通滤波器仅发送落入给定频带内的那些频率。另一方面，陷波或带阻滤波器在允许所有其他频率不受干扰地通过时去除特定频率。低通和高通滤波器分别抑制在截至频率以上和以下的频率。全通滤波器在不衰减信号的情况下对输入信号施加相移。

滤波器的频率响应可通过转移函数数学地表示，这是其输出和输入信号的拉普拉斯变换之比。理想的滤波器具有矩形转移函数；即，在通带和阻带之间具有无限陡峭边缘的转移函数，以及在通带中具有恒定增益。此外，理想滤波器具有线性相位响应，以避免将相位失真引入信号中。实际滤波器仅可近似理想响应。

滤波器的阶等于滤波器的转移函数的多项式扩展的阶。在传统RF系统中，高阶滤波器通过级联(即串联)低阶滤波器构成。例如，三阶滤波器可通过将一阶滤波器的输出连接至二阶滤波器的输入来构成。高阶滤波器典型地具有改善的通带性能，并且比低阶滤波器具有更快的滚降(阻带中的衰减)。

滤波器设计、实现和操作

通常，当设计滤波器时，目标是实现特定转移函数或脉冲响应。与有理函数对应的转移函数采用如下形式：

$T_{\mathrm{nm}}\left(s\right)=\frac{b_m{s}^m+b_{m-1}{s}^{m-1}+.....+b_0}{s^n+a_{n-1}{s}^{n-1}+.....+a_0}---\left(1\right)$

其中s＝jω，并且以rad·Hz给出。分子的解是滤波器的零点；分母的解是滤波器的极点。在这个表达式上可进行部分分式展开，随后是逆拉普拉斯变换，使得任意时间函数表示为复正弦的总和：

$T_{\mathrm{mn}}\left(s\right)=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{R_i}{s-p_i}\⇔y_{\mathrm{mn}}\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{R}_i{e}^{p_{i}t}---\left(2\right)$

通过在总和中增加附加项，可以使这个近似值精确到任意精确程度。

为了以复正弦总和的形式扩展脉冲响应的表达式，如在等式(2)中，可采用Pade逼近、Prony方法或任意其他适合方法，以确定ymn(t)的R_i和p_i的值。一旦y_mn(t)已知，则可使用状态变量技术。由等式(3)描述的系统具有解y(t)，其具有与等式(2)的y_mn(t)相同的形式。

应用Prony方法或Pade逼近生成R_i和p_i值的列表，其中某些是实数，某些是复数。复极点/余数对作为复共轭对出现，并且可组合为：

$\begin{array}{c}{T}_p\left(s\right)=\frac{R_i}{s-p_i}+\frac{R_i^{*}}{s-p_i^{*}}\\ =\frac{2\mathrm{Re}\left[R_i\right]s-2\mathrm{Re}\left[p_i{R}_i^{*}\right]}{s^2-2\mathrm{Re}\left[p_i\right]s+{\left|p_i\right|}^2}=\frac{b_{1}s+b_0}{s^2+a_{1}s+a_0}\end{array}---\left(4\right)$

其中所有滤波器系数(a和b)是实数。这些共轭对可使用二阶控制以及以下更详细描述的观测器标准型来实现。

图1示出用于实现等式(2)和(3)的实数解的一阶状态变量滤波器100。一阶状态变量滤波器100对宽带输入u(t)进行运算，以生成滤波输出x₁(t)。余数块140确定输入的余数R_i，余数R_i被发送给求和器110，该求和器110将余数与滤波输出的极点p_i组合。求和器110将余数与极点的总和发送至积分器120。不同于传统的一阶状态变量滤波器，一阶状态变量滤波器100包括可变增益块130，其对积分器120的输出进行运算。可变增益块130根据其增益设置G来放大或衰减积分信号，以生成滤波输出。耦接至可变增益块130的极点块150生成滤波输出的极点p_i，其反馈至求和器110。改变极点块150和余数块140的参数(即，改变滤波器抽头权重)改变了滤波器转移特性，包括滤波器中心频率和通带宽。

再次检查图1中所示的一阶状态变量滤波器100示出了可变增益块130的效果非常有趣。并非放大信号，在积分器120之后，可变增益块130用作频率尺度(frequency scale)(在拉普拉斯域中等同于1/s)。可变增益块130将滤波器转移函数T(s)变换成T(s/G)，其中G是可变增益块130的增益。假设按1/G缩放s有效地以相同因子G缩放T(s)的频率。改变G使得滤波器通带的中心频率跨UWB带调节。

图2A和图3分别示出实现等式(2)和(3)的二阶解的呈控制和观测器标准型的二阶状态变量滤波器200和300。这两个型数学上等同，但是观测器型300需要附加求和器，并且具有不同配置的输入和输出。如图1所示的一阶状态变量滤波器100，二阶滤波器200和300包括改变滤波器通带的中心频率的可变增益块。它们还包括抽头权重或分数增益块，其代表等式(4)中的转移函数的系数(即a₀、a₁、a₂、b₀、b₁和b₂)。如可变增益块，分数增益块根据相应的系数衰减或放大信号。典型地，可变和分数增益块将信号缩放成标准化范围-1至1(包括端点)内的值。

图2中所示的控制二阶状态变量滤波器200对宽带输入u(t)进行运算，以生成滤波输出x₂(t)。求和器210将宽带输入与来自分数增益块240和241的输出组合。求和器210将宽带输入和分数增益块输出的差传送至第三分数增益块242，其按1/a₂的量缩放求和器输出。分数增益块242将缩放后的求和器输出发送至积分器220和分数增益块252，其按b₂缩放经过缩放的求和器输出。

积分器220对缩放的信号进行积分，然后将得到的积分信号发送至可变增益块230，该可变增益块230根据其增益设置G₁来调节传递的信号频率。将可变增益块230的输出发送至第二积分器221以及分数增益块241和251，它们分别按a₁和b₁缩放输出。第二积分器221对信号再次积分，然后将得到的第二积分信号发送至可变增益块231。将可变增益块231的输出发送至分数增益块240和250，它们分别按a₀和b₀缩放输出。求和器211将分数增益块250-252的输出组合，以提供滤波输出。

图2B示出诸如上述在图2A中描述的滤波器200之类的一系列状态变量滤波器电路(也称作“双二阶电路”)。该双二阶配置是二阶状态变量结构。2N阶转移函数T(s)’是通过级联N个双二阶而获得的。

图2B中所示的转移函数描述了单输入单输出(SISO)现场可编程模拟阵列(FPAA)。通过改变衰减器和积分器增益的值，可以获得自适应滤波器和延迟线特性的混合。在模拟域中工作的能力为工程师提供了强大的工具来处理宽带信号。

图3中所示的观测器二阶状态变量滤波器300对宽带输入u(t)进行运算，以生成滤波输出x₂(t)，其方式与图2中所示的滤波器200相同。然而，这里，分数增益块350、351和352分别按量b₀、b₁和b₂缩放宽带输入，并将所得到的缩放输出发送至求和器310、311和312。求和器310将来自分数增益块340的缩放输出与分数增益块350的输出组合(从分数增益块350的输出减去来自分数增益块340的缩放输出)，以提供组合信号。

积分器320对得到的信号进行积分，然后将得到的积分信号发送至可变增益块330，该可变增益块330根据其增益设置来调整传递的信号频率。第二求和器311将可变增益块330的输出与来自分数增益块341和351的输出组合，以提供第二组合输出。

第二积分器321对第二组合输出进行积分，然后将得到的第二积分信号发送至第二可变增益块331。第三求和器312将第二可变增益块的输出与分数增益块352的输出组合，以提供第三组合信号。分数增益块342按1/a₂缩放第三组合信号，以提供滤波输出。将滤波输出发送至分数增益块340和341，它们分别按a₀和a₁缩放滤波输出。

图1-图3中所示的一阶和二阶状态变量滤波器可通过适当地结合或去除另外的积分器和可变增益块归而推广成任意阶。n阶状态变量滤波器可通过将可变增益块耦接至n个积分器中的每个积分器的各自输出来构成。更高阶状态变量滤波器还可包括被配置为缩放和组合整个滤波器的不同点处的信号的另外的函数增益块和求和器。将函数增益块的缩放系数设置为0或1(依据滤波器构造)有效地抑制在滤波器运算方面的函数增益块的效应。此外，如上文参照图2B所述，一系列多个双二阶电路可以串联连接，以通过级联N个双二阶电路来获得2N阶转移函数T(s)’。

图4是示出根据本发明原理的基础信号滤波400的流程图。首先，宽带输入402与极点418组合(404)以生成组合信号406，其中由通过信号滤波400导出的滤波信号416确定极点418。在更高阶滤波中，极点418可通过用分数增益系数缩放滤波信号416来导出。对组合信号406进行积分(408)，以生成积分信号410，其通过可变增益414放大(412)，以生成滤波信号416。改变可变增益414使得滤波信号416的中心频率偏移。

本发明的示例性实施例提供了用于调整诸如以上参照图1到图4描述的滤波器之类的状态变量滤波器(本文也被称作“双二阶滤波器”)的调整方法。在“宽带信号处理方法、系统和装置”(美国专利申请12/921,987；PCT申请号PCT/US2009/001512)以及“宽带信号处理”(美国专利申请13/666,269；PCT申请号PCT/US2012/062965)中更详细地描述了可以通过本发明使用的宽带滤波器的实施例，这些专利申请的教导以其整体并入本文。如下文所述的，调整过程可以顺序执行以通过多种方式来提高滤波器的性能，例如，通过补偿作为积分电路它自身的实现中固有的潜在不精确。由于调整过程，与没有调整过程的情况下可以获得的精确度相比获得了更高的精确度。

图5A是在状态变量滤波器处的信号接口的框图，示出了数据信号和控制面这二者。该接口可以通过如以上参照图1到图4所述的滤波器之类的状态变量滤波器来实现。控制面与信号面交互以调整滤波器，从而调整双二阶级联结构。控制面可以以比双二阶的操作范围(例如，100MHz)更低的频率运行并提供测量机制，该测量机制通过精确设置它的子组件(例如损耗衰减器和积分器)的增益和相位而改善双二阶的性能。测量是从控制面到ADC的输出并且用来改变双二阶内的电路值以改善精度。串行外围接口(SPI)接口用来读取双二阶内的值并向双二阶内写入值。双二阶的SPI可以被当作微处理器/数字信号处理器(μP/DSP)主机的伺服件。

SPI地址分布在双二阶中以改变电路值。以八阶带通滤波器为例，有：

a)每个双二阶有5个SPI接口，在滤波器中有4个双二阶，一个额外的测试双二阶用于校准目的

b)3个SPI接口组合以用于供应和测量(控制面内的总线用于供应信号和进行测量)

c)1个SPI接口用于模式识别

d)a)到c)中总共是29个SPI接口用于八阶带通滤波器。

图5B到图5C是示出示例性双二阶电路处的数据和测试点连接的框图。该连接用在下文参照图6到图16B描述的示例调整过程中。图5B示出了用于双二阶的示例性SPI数据分配，图5C示出了用于测量双二阶的操作的测试点连接。在如下表1到表5中提供了用于图5B到图5C的数据和测试点连接的示例性寄存和地址配置。

表1：SPI地址分配

表2：针对双二阶的SPI数据分配(从LSB0到MSB24的地址位)

表3：用于供应/测量的SPI数据分配(LSB0到MSB24)

表4：V_b控制

表5：开关和连接

被连接以调整双二阶电路的示例SPI可以以40MHz的频率操作。使用串行快速I/O接口，控制面可以以高达20Gbps的速度操作。可以使用32比特字(7比特地址和25比特数据寄存器)来提供寄存器和损耗衰减器。示例性八阶带通滤波器可以由四个双二阶串行连接而形成，每个双二阶包括两个积分器和一个损耗衰减器。整体的提供时间依赖于提供和调整过程的细节。

调整过程

以下描述用于调整双二阶电路的过程。

a)使用经典技术设计所需的转移函数。以带通滤波器为例，确定滤波器类型、阶、中心频率、带宽和通带纹波。

b)以双二阶部分将该转移函数因式分解。以八阶带通滤波器为例，因式分解具有如下形式；

$\underset{n=1}{\overset{4}{\mathrm{\Π}}}\frac{k_n\frac{W_{r_n}}{Q_n}s}{s^2+\frac{W_{r_n}}{Q_n}s+{w_{r_n}}^2}$

c)对于“n”个双二阶中的每一个，确定系数参数。使用上述示例，这些参数是k，ω_r，Q。

d)将这些参数映射到通过双二阶滤波器电路实现的转移函数。使用八阶带通滤波器的例子，该映射可以具有如下形式：

$\underset{n=1}{\overset{4}{\mathrm{\Π}}}\frac{L_n{G}_{1_n}s}{s^2+a_{1_n}{G}_{1_n}s+G_{1_n}{G}_{2_n}}$

e)对双二阶中的每一个执行调整。以下参考图6描述示例性调整过程，图6中每个步骤的进一步的细节在图7到图11中提供。

图6是针对作为示例的八阶带通滤波器的配置用于调整双二阶电路的处理的状态图。该过程可以针对包括该滤波器的串联连接的四个双二阶中的每一个连续执行。其中诸如损耗衰减器和积分器之类的双二阶子组件针对相位和/或增益精度进行调整的类似的过程可以针对其他滤波器进行。该过程可以如下：

1)设定L_n＝k_n/Q_n

2)设定 $G_1=G_2=w_{r_n}$

3)设定 $a_1=\frac{1}{Q_n}$

4)从 $G_{100\mathrm{MHz}}=2{0\log }_{10}\frac{w_{r_n}}{2\mathrm{\π}\left(100\mathrm{MHz}\right)}$ 确定在100MHz处的目标增益

5)设定100MHz处的目标相位为-89°

6)设置：校准乘法器和多个其他组件；

7)调整控制a₁的损耗衰减器

8)调整积分器2相位

9)调整积分器1相位

10)调整积分器2增益

11)调整积分器1增益

下文参照图7到图11更详细地描述用于完成步骤7-11(即，调整损耗衰减器和积分器1和2的相位/增益)的详细过程。

图7是像在图6的滤波器调整过程中那样调整损耗衰减器的处理的流程图。对控制a₁的损耗衰减器的调整如下：

1)LP调整初始化：使用BQ_{n_2}[15-22]，所有V_b关闭(设定为低)。使用BQ_{n_3}[3-6]，所有V_ctp连接至100MHz(设定为高)。通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1&BM2设定为零衰减(所有0)，重设衰减器。

2)使用BQn_4[12-23]，通过Vc_a1将LP设定至目标值。

3)使用BQn_3[6]，将Vctp4设定为低，以使能TP4测量。

4)使用BQn_2[20]将Vb7设定为高以用于VM1的测量。

5)使用BQn_2[19]将Vb8设定为高以用于VM2的测量。

6)所有其他Vb关闭：BQn_2[15-18,21-22]。

7)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为LPOUT_T。

8)如果需要，根据输出进行调节。如果低：减小SRC衰减器设定以提高信号等级[MTR7<0:11>]。如果高，分别使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1和BM2仪表衰减调节至LP Max*。

9)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减记录为LP_OUT、BM1_{LP_OUT}和BM2_{LP_OUT}。

10))使用BQ_{n_2}[15-22]，所有V_b关闭(设定为低)。使用BQ_{n_3}[3-6]，所有V_ctp连接至100MHz(设定为高)。通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1&BM2设定为零衰减(所有0)重设衰减器。

11)使用BQ_{n_3}[4]将V_ctp2设定为低以使能TP2测量。

12)使用BQ_{n_2}[16]将V_b3设定为高以用于VM1的测量。

13)使用BQ_{n_2}[15]将V_b4设定为高以用于VM2的测量。

14)所有其他V_b关闭：BQ_{n_2}[17-22]。

15)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为LP_{IN_T}。

16)如果需要，根据输入测量进行调节。如果高，则分别使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1和BM2仪表衰减调节至LP Max。如果低，则减小SRC衰减器设定以提高信号等级[MTR7<0:11>]并返回至初始化状态。

17)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减分别记录为LP_IN、BM1_{LP_IN}和BM2_{LP_IN}。

18)LP_IN≈LP_OUT？如果不是，检查MTR衰减耗尽条件。如果没有满足，则通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>调节BM1和BM2来衰减LP_IN。然后将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减分别记录为LP_IN、BM1_{LP_IN}和BM2_{LP_IN}。进一步比较和调节直到LP_IN≈LP_OUT。

19)采用比率：BM1_{LP_IN}/BM1_{LP_OUT}(应当等于BM2_{LP_IN}/BM2_{LP_OUT})。

20)BM1_{LP_IN}/BM1_{LP_OUT}＝1/Q_n？如果不是：使用LP斜度β_LP的知识调节目标值。ΔY＝βΔX。因此，ΔY＝(BM1_{LP_IN}/BM1_{LP_OUT}-1/Q_n)/β_LP＝ΔX。因此，Target_NEW＝Target_OLD±ΔX。重复从步骤(1)开始的过程直到BM1_{LP_IN}/BM1_{LP_OUT}＝1/Q_n。

21)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为LP_{OUT_Final}。

图8是如同在图6的滤波器调整过程中那样调整积分器2的相位的处理的流程图。调整积分器2相位如下：

1)积分器2相位调整初始化：确保所有积分器开关设置相同(例如，Vi1_sw和Vi2_sw都是1)。使用BQn_2[15-22]，所有Vb都关闭(设定为低)。使用BQn_3[3-6]，所有Vctp连接至100MHz(设定为高)。通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1&BM2设定为零衰减(所有0)来重设衰减器。

2)使用BQn_3[5]将Vctp3设定为低以使能TP3测量。

3)使用BQn_2[22]将Vb5设定为高以用于VM1的测量。.

4)使用BQn_2[21]将Vb6设定为高以用于VM2的测量。

5)所有其他Vb关闭：BQn_2[15-20]。

6)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为Int2_Phase_IndicatorOUT_T。

7)输出在Int2_Phase_Indicator范围？如果高：分别使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1和BM2仪表衰减调节至Int2_Phase_IndicatorMax*。如果低，则减小SRC衰减器设置以提高信号等级[MTR7<0:11>]。

8)分别将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减记录为Int2_Phase_IndicatorOUT、BM1Int2_Phase_Indicator_OUT和BM2Int2_Phase_Indicator_OUT。

9)使用BQn_2[15-22]，所有Vb关闭(设定为低)。使用BQn_3[3-6]，所有Vctp连接至100MHz(设定为高)。通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1&BM2设定为零衰减(所有0)来重设衰减器。

10)使用BQn_3[4]将Vctp2设定为低以使能TP2测量。

11)使用BQn_2[16]将Vb3设定为高以用于VM1的测量。

12)使用BQn_2[15]将Vb4设定为高以用于VM2的测量。

13)所有其他Vb关闭：BQn_2[17-22]。

14)将通过ADC的检测器输出(来自乘法器)记录为Int2_Phase_IndicatorIN_T。

15)输入在Int2_Phase_Indicator范围？如果低：减小SRC衰减器设置以提高信号等级[MTR7<0:11>]并返回至初始化状态。如果高：分别使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1和BM2仪表衰减调节至Int2_Phase_Indicator Max*。

16)分别将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减记录为Int2_Phase_IndicatorIN,BM1Int2_Phase_Indicator_IN和BM2Int2_Phase_Indicator_IN。

17)Int2_Phase_IndicatorIN≈Int2_Phase_IndicatorOUT？如果不是：检查MTR衰减耗尽条件。如果没有满足，通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>调节BM1和BM2来衰减Int2_Phase_IndicatorIN。然后，将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减分别记录为Int2_Phase_IndicatorIN、BM1Int2_Phase_Indicator_IN和BM2Int2_Phase_Indicator_IN。减小SRC衰减器设置以提高信号等级[MTR7<0:11>]。重复从步骤(1)开始的过程。

18)使用BQn_2[15-22]，所有Vb关闭(设定为低)。使用BQn_3[3-6]，所有Vctp连接至100MHz(设定为高)。通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1&BM2设定为零衰减(所有0)来重设衰减器。

19)使用BQn_3[4]，将Vctp2设定为低来使能TP2测量。

20)使用BQn_3[5]将Vctp3设定为低来使能TP3测量。

21)使用BQn_2[16]将Vb3设定为高以用于VM1的TP2测量。

22)将Vb6设定为高以用于VM2BQn_2[21]的TP3测量。

23)所有其他Vb关闭：BQn_2[15,17-20,22]。

24)分别使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1仪表衰减调节至BM1Int2_Phase_Indicator_IN并将BM2仪表衰减调节至BM2Int2_Phase_Indicator_OUT。

25)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为Int2_Phase_Indicator_T。

26)Int2_Phase_Indicator_T≈0*？如果不是：调节VCR2。这改变了增益，因此必须返回初始化状态并且重复到目前为止的过程。VCR2调节遵循梯度搜索算法，该算法与距离预期值(期望值范围是TBD)的梯度偏差成比例地调节步长尺寸。例子：对于大的偏差是3到5个LSB，对于小的偏差是1个LSB。重复从步骤(1)开始的处理。

27)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为Int2_Phase_Indicator_Final。

图9是如同在图6的滤波器调整过程中那样调整积分器1的相位的处理的流程图。

调整积分器1相位如下：

1)积分器1相位调整初始化：使用BQn_2[15-22]，所有Vb关闭(设定为低)。使用BQn_3[3-6]，所有Vctp连接至100MHz(设定为高)。通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1&BM2设定为零衰减来重设衰减器。

2)使用BQn_3[4]将Vctp2设定为低以使能TP2测量。

3)使用BQn_2[16]将Vb3设定为高以用于VM1的测量。使用BQn_2[15]，将Vb4设定为高以用于VM2的测量。所有其他Vb关闭：BQn_2[17-22]。

4)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为Int1_Phase_IndicatorOUT_T。

5)输出在Int1_Phase_Indicator范围？如果高：分别使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1和BM2仪表衰减调节至Int1_Phase_IndicatorMax*。如果低，减小SRC衰减器设置以提高信号等级[MTR7<0:11>]并返回(1)。

6)分别将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减记录为Int1_Phase_IndicatorOUT、BM1Int1_Phase_Indicator_OUT和BM2Int1_Phase_Indicator_OUT。

7)使用BQn_2[15-22]，所有Vb关闭(设定为低)。使用BQn_3[3-6]，所有Vctp连接至100MHz(设定为高)。通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1&BM2设定为零衰减(所有0)来重设衰减器。

8)使用BQn_3[3]将Vctp1设定为低来使能TP1测量。

9)使用BQn_2[18]将Vb1设定为高以用于VM1的测量。使用BQn_2[17]来将Vb2设定为高以用于VM2的测量。所有其他Vb关闭：BQn_2[15,16,19-22]。

10)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为Int1_Phase_IndicatorIN_T。

11)输入在Int1_Phase_Indicator范围？如果高：分别使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1和BM2仪表衰减调节至Int1_Phase_IndicatorMax*；重试。如果低，减小SRC衰减器设置以提高信号等级[MTR7<0:11>]并返回初始化状态。

12)分别将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减记录为Int1_Phase_IndicatorIN、BM1Int1_Phase_Indicator_IN和BM2Int1_Phase_Indicator_IN。

13)Int1_Phase_IndicatorIN≈Int1_Phase_IndicatorOUT？如果不是：检查MTR衰减耗尽条件。如果不满足，通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>调节BM1和BM2来衰减Int1_Phase_IndicatorIN。然后，分别将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减记录为Int1_Phase_IndicatorIN、BM1Int1_Phase_Indicator_IN和BM2Int1_Phase_Indicator_IN。减小SRC衰减器设置以提高信号等级[MTR7<0:11>]。返回至(1)。

14)使用BQn_2[15-22]，所有Vb关闭(设定为低)。使用BQn_3[3-6]，所有Vctp连接至100MHz(设定为高)。通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1&BM2设定为零衰减(所有0)来重设衰减器。

15)使用BQn_3[3]将Vctp1设定为低来使能TP1测量。使用BQn_3[4]将Vctp2设定为低以使能TP2测量。

16)使用BQn_2[18]将Vb1设定为高以用于VM1的TP2测量。使用BQn_2[15]将Vb4设定为高以用于VM2的TP2测量。所有其他Vb关闭：BQn_2[16,17,19-22]。

17)分别使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1仪表衰减调节至BM1Int1_Phase_Indicator_IN并将BM2仪表衰减调节至BM2Int1_Phase_Indicator_OUT。

18)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为Int1_Phase_Indicator_T。

19)Int1_Phase_Indicator_T≈0*？如果不是：调节VCR1。这改变了增益，因而必须返回初始化状态并重复到目前为止的过程。VCR1调节遵循梯度搜索算法，该算法与距离预期值(期望值范围是TBD)的梯度偏差成比例地调节步长尺寸。例子：对于大的偏差是3到5个LSB，对于小的偏差是1个LSB。返回(1)。

20)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为Int1_Phase_Indicator_Final。

图10是如同在图6的滤波器调整过程中那样调整积分器2的增益的处理的流程图。

调整积分器2增益如下：

1)积分器2增益调整初始化：确保所有积分器开关设置都是相同的初始值。初始值基于wrn，其落入7个粗略频率盒(frequency bin)中的一个。例如，分别使用BQn_2<12:14>和BQn_3<0:2>，对于Vi1_sw和Vi2_sw而言，第5个盒是101。使用BQn_5<12:23>将VCC2设定为初始值(≈900mV)。

2)使用BQn_2[15-22]，所有Vb关闭(设定为低)。使用BQn_3[3-6]，所有Vctp连接至100MHz(设定为高)。通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1&BM2设定为零衰减(所有0)来重设衰减器。

3)使用BQn_3[5]将Vctp3设定为低来使能TP3测量。

4)使用BQn_2[22]将Vb5设定为高以用于VM1的测量。使用BQn_2[21]将Vb6设定为高以用于VM2的测量。所有其他Vb关闭：BQn_2[15-20]。

5)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为Int2_GainOUT_T。

6)输出在Int2_Gain范围？如果低：减小SRC衰减器设置以提高信号等级[MTR7<0:11>]；返回至(2)。如果高：分别使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1和BM2仪表衰减调节至Int2_Gain Max*；重试。

7)分别将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减记录为Int2_GainOUT、BM1Int2_Gain_OUT和BM2Int2_Gain_OUT。

8)使用BQn_2[15-22]，所有Vb关闭(设定为低)。使用BQn_3[3-6]，所有其他Vctp连接至100MHz(设定为高)。通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1&BM2设定为零衰减(所有0)来重设衰减器。

9)使用BQn_3[4]，将Vctp2设定为低来使能TP2测量。

10)使用BQn_2[16]将Vb3设定为高以用于VM1的测量。使用BQn_2[15]将Vb4设定为高以用于VM2的测量。所有其他Vb关闭：BQn_2[17-22]。

11)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为Int2_GainIN_T。

12)输入在Int2_Gain范围？如果低：减小SRC衰减器设置以提高信号等级[MTR7<0:11>]并返回至初始化状态。如果高：分别使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1和BM2仪表衰减调节至Int2_Gain Max；重试。

13)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减将记录为Int2_GainIN、BM1Int2_Gain_IN和BM2Int2_Gain_IN。

14)Int2_GainIN≈Int2_GainOUT？如果不是：检查MTR衰减耗尽条件。如果没有满足，通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>调节BM1和BM2来衰减Int2_GainIN。然后分别将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减记录为Int2_GainIN、BM1Int2_Gain_IN和BM2Int2_Gain_IN；重试(如果MRT Attn耗尽：减小SRC衰减器设置以提高信号等级[MTR7<0:11>]；返回(2))。

15)采用比率：BM1Int2_Gain_IN/BM1Int2_Gain_OUT(应当等于BM2Int2_Gain_IN/BM2Int2_Gain_OUT)。

16)BM1Int2_Gain_IN/BM1Int2_Gain_OUT≈20log10(ωrn/2π100MHz)？如果不是：使用Int2_Gain斜度βInt2_Gain的知识调节Vcc2目标值。已知ΔY＝βΔX。因而ΔY＝(BM1Int2_Gain_IN/BM1Int2_Gain_OUT–20log10(ωrn/2π100MHz))/βInt2_Gain＝ΔX。因而FrequencyNEW＝FrequencyOLD±ΔX。该ΔX对应于一些已知量的Vcc2调节。使用BQn_5<12:23>将VCC2设定为该值。

17)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为Int2_GainOUT_Final。

图11是如同在图6的滤波器调整过程中那样调整积分器1的增益的处理的流程图。调整积分器1增益如下：

1)积分器1增益调整初始化：确保所有积分器开关设置都是相同的初始值。(初始值基于wrn，其落入7个粗略频率bin中的一个。例如，分别使用BQn_2<12:14>和BQn_3<0:2>，对于Vi1_sw和Vi2_sw而言，第5个bin是101。使用BQn_2<0:11>将VCC1设定为初始值(≈900mV)。

2)使用BQn_2[15-22]，所有的Vb关闭(设定为低)。使用BQn_3[3-6]，所有Vctp连接至100MHz(设定为高)。通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1&BM2设定为零衰减(所有0)来重设衰减器。

3)使用BQn_3[4]将Vctp2设定为低来使能TP2测量。

4)使用BQn_2[16]将Vb3设定为高以用于VM1的测量。使用BQn_2[15]将Vb4设定为高以用于VM2的测量。所有其他Vb关闭：BQn_2[17-22]。

5)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为Int1_GainOUT_T。

6)输出在Int1_Gain范围？如果低：减小SRC衰减器设置以提高信号等级[MTR7<0:11>]；返回至(2)。如果高：分别使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1和BM2仪表衰减调节至Int1_Gain Max*；重试。

7)分别将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减记录为Int1_GainOUT、BM1Int1_Gain_OUT和BM2Int1_Gain_OUT。

8)使用BQn_2[15-22]，所有Vb关闭(设定为低)。使用BQn_3[3-6]，所有Vctp连接至100MHz(设定为高)。通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1&BM2设置为零衰减(所有0)来重设衰减器。

9)使用BQn_3[3]，将Vctp1设定为低以使能TP1测量。

10)使用BQn_2[18]，将Vb1设定为高以用于VM1的测量。使用BQn_2[17]，将Vb2设定为高以用于VM2的测量。所有其他Vb关闭：BQn_2[15,16,19-22]。

11)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为Int1_GainIN_T。

12)输入在Int1_Gain范围？如果低：减小SRC衰减器设置以提高信号等级[MTR7<0:11>]并返回至初始化状态。分别使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>将BM1和BM2仪表衰减调节至Int1_Gain Max；重试。

13)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表输出记录为Int1_GainIN、BM1Int1_Gain_IN和BM2Int1_Gain_IN。

14)Int1_GainIN≈Int1_GainOUT？如果不是：检查MTR衰减耗尽条件。如果不满足，通过使用MTR6<12:23>和MTR6<0:11>调节BM1和BM2来衰减Int1_GainIN。然后，分别将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)和BM1和BM2仪表衰减记录为Int1_GainIN、BM1Int1_Gain_IN和BM2Int1_Gain_IN；重试。(如果MTR Attn耗尽：减小SRC衰减器设置以提高信号等级[MTR7<0:11>]；返回至(2)。)

15)采用比率：BM1Int1_Gain_IN/BM1Int1_Gain_OUT(应当等于BM2Int1_Gain_IN/BM2Int1_Gain_OUT)。

16)BM1Int1_Gain_IN/BM1Int1_Gain_OUT≈20log10(ωrn/2π100MHz)？如果不是：使用Int1_Gain斜率βInt1_Gain的知识调节Vcc1目标值。已知ΔY＝βΔX。因此，ΔY＝(BM1Int1_Gain_IN/BM1Int1_Gain_OUT–20log10(ωrn/2π100MHz))/βInt1_Gain＝ΔX。因此，FrequencyNEW＝FrequencyOLD±ΔX。该ΔX对应于一些已知量的Vcc1调节。使用BQn_5<12:23>将VCC1设定为该值。

17)将通过ADC读取的检测器输出(来自乘法器)记录为Int1_GainOUT_Final。

积分器和损耗衰减器控制

图12A-B是示出积分器控制和对应输出的曲线图。在上述示例性八阶带通滤波器中，VCR1、VCR2、VCapA、Vi1_sw、Vi2_sw、VCC1、VCC2是在积分器相位和增益调整中涉及到的主要的管脚。首先设定VCR1、VCR2以及可能VCapA(其包含物依赖于工作频率)来响应于-89°目标相位偏移而调整相位。其次设定Vi1_sw、Vi2_sw、VCC1和VCC2来将增益调整到目标值。它们的相关联位控制相位和增益值。

图13是用于调整积分器增益的电路的电路图。参见图5B，输入Vi1_sw/Vi2_sw连接至左侧的开关以控制粗略增益调整，输入VCC1/VCC2通过CL控制精细增益调整。在图14A-B中示出了用于示意示例性粗略调整数值的图。

参见图5B，用于控制损耗衰减器以及积分器的相位和增益的输入的分配可以如下：

1)管脚VCR1和VCR2控制积分器1和2的相位调节。它们的12个相关联的位控制相位值。

2)如果需要，管脚VCapA控制积分器1和2的精细相位调节。它的12个相关联的位控制相位值。它的使用依赖于工作频率范围并且仅对于超过给定阈值(例如，1.5GHz)的操作频率而言是需要的。

3)开关Vi1_SW and Vi2_SW分别控制积分器1和2的粗略增益调节(使用来自先验信息的查找，7个步骤的可调整性)。它们的3个相关联的位控制使用来自查找表的哪个值。

4)管脚VCC1和VCC2控制积分器1和2的精细增益调节。它们的12个相关联的位控制增益值。它们通常被设定为≈900mV。

5))Vca_1控制用于控制a1的损耗衰减器的衰减调节。它的12个相关联的位控制损耗值。

作为陷波滤波器的双二阶

图15A到图15B是示出用于作为陷波滤波器的操作的状态变量滤波器的示例性调整的电路图和流程图。图15A示出了通过调整过程计算待实现的转移函数。图15B的状态图遵循经验确定的过程来调整用于作为陷波滤波器的操作的状态变量滤波器。在如通过图6的状态机那样建立带通滤波器之后，‘b’系数得到调节。b1损耗衰减器变为“最大衰减”，而b0和b2从最大衰减调节为“无衰减”。如果这些调节没有创建所需的陷波滤波器，则可以对b0损耗衰减器增益和相位以及b2损耗衰减器增益执行进一步的细调。

作为全通滤波器(延迟线)的双二阶

图16A到图16B是示出用于作为全通(延迟)滤波器的操作的状态变量滤波器的示例性调整的电路图和流程图。图15A示出了通过调整过程计算待实现的转移函数。图15B的状态图遵循经验确定的过程来调整用于作为全通(延迟)滤波器的操作的状态变量滤波器。在如通过图6的状态机那样建立带通滤波器之后，‘b’系数得到调节。b1损耗衰减器被设定为a1损耗衰减器值，b1开关从正变为负。此外，b0和b2损耗衰减器从最大衰减调节为“无衰减”。如果这些改变没有创建所需的全通滤波器，则可以对b0损耗衰减器增益和相位以及b2损耗衰减器增益执行进一步的细调。

尽管参照本发明示例性实施例具体地示出和描述了本发明，但是本领域普通技术人员可理解，在不脱离由所附权利要求书涵盖的本发明的范围的情况下可作出形式和细节的各种改变。

Claims (9)

1.一种调整双二阶电路的滤波器的方法，包括：

以预定频率将损耗衰减器调整至生成目标增益值；

以所述预定频率将第一积分器的相位调整至目标相位；

以所述预定频率将第二积分器的相位调整至所述目标相位；

以所述预定频率将所述第一积分器的增益调整至所述目标增益值；以及

以所述预定频率将所述第二积分器的增益调整至所述目标增益值。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括：以所述预定频率确定所述目标增益值。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，调整所述损耗衰减器包括调节所述损耗衰减器处的衰减值。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，调整所述第一积分器的相位包括调节所述第一积分器处的输入的相位值，所述相位值控制所述第一积分器的相位。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，调整所述第一积分器的增益包括在所述第一积分器处调节粗略增益值和调节精细增益值，所述粗略增益值和精细增益值控制所述第一积分器的增益。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，调整所述第二积分器的相位包括调节所述第二积分器处的输入的相位值，所述相位值控制所述第二积分器的相位。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，调整所述第二积分器的增益包括在所述第二积分器处调节粗略增益值和调节精细增益值，所述粗略增益值和精细增益值控制所述第二积分器的增益。

8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述双二阶电路被调整以操作为陷波滤波器。

9.根据权利要求1所述的方法，其中，所述双二阶电路被调整以操作为全通滤波器。