JPH0758596A - 適応フィルタ - Google Patents
適応フィルタInfo
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- JPH0758596A JPH0758596A JP20664593A JP20664593A JPH0758596A JP H0758596 A JPH0758596 A JP H0758596A JP 20664593 A JP20664593 A JP 20664593A JP 20664593 A JP20664593 A JP 20664593A JP H0758596 A JPH0758596 A JP H0758596A
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- JP
- Japan
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- filter
- gradient
- circuit
- output
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Abstract
(57)【要約】
【構成】 この適応フィルタは、適応アルゴリズムによ
って各係数が更新可能なリープフロッグ型構成のＧｍ−
Ｃフィルタ７０と、上記各係数を修正する際の勾配係数
を発生する勾配フィルタ７１〜７６と、減算回路７７
と、乗算器７９〜８３と、その乗算器の出力を積分する
積分器８４〜８８と、その積分器の出力に応じてＧｍ−
Ｃフィルタ７０の各係数を制御するＧｍコントロール回
路８９とを有する。勾配フィルタは２次バイカッド型Ｂ
ＰＦ７１〜７３、４次バイカッド型ＢＰＦ７４，７６、
および６次リープフロッグ型ＢＰＦ７５からなる。共通
化により２次バイカッド型ＢＰＦを更に省略することが
できる。 【効果】 適応フィルタの勾配フィルタをその性質が似
たバイカッド型フィルタで置き換えたり、勾配フィルタ
の出力が似ているものについて共通化させているので、
適応フィルタの回路規模の縮小化を図ることができる。
って各係数が更新可能なリープフロッグ型構成のＧｍ−
Ｃフィルタ７０と、上記各係数を修正する際の勾配係数
を発生する勾配フィルタ７１〜７６と、減算回路７７
と、乗算器７９〜８３と、その乗算器の出力を積分する
積分器８４〜８８と、その積分器の出力に応じてＧｍ−
Ｃフィルタ７０の各係数を制御するＧｍコントロール回
路８９とを有する。勾配フィルタは２次バイカッド型Ｂ
ＰＦ７１〜７３、４次バイカッド型ＢＰＦ７４，７６、
および６次リープフロッグ型ＢＰＦ７５からなる。共通
化により２次バイカッド型ＢＰＦを更に省略することが
できる。 【効果】 適応フィルタの勾配フィルタをその性質が似
たバイカッド型フィルタで置き換えたり、勾配フィルタ
の出力が似ているものについて共通化させているので、
適応フィルタの回路規模の縮小化を図ることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、適応制御によって特性
を変化させることができる適応フィルタに関する。
を変化させることができる適応フィルタに関する。
【０００２】さらに詳述すれば本発明は、カットオフ周
波数・Ｑ値・ゲイン値をそれぞれ修正することにより、
要求される特性を実現させることができる適応フィルタ
に関するものである。
波数・Ｑ値・ゲイン値をそれぞれ修正することにより、
要求される特性を実現させることができる適応フィルタ
に関するものである。
【０００３】
【従来の技術】一般に、Ｇｍ−Ｃフィルタに代表される
コンティニュアスタイムフィルタの特性は、フィルタの
特性を決定づけるＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタ）の性能によって決定される。
コンティニュアスタイムフィルタの特性は、フィルタの
特性を決定づけるＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタ）の性能によって決定される。
【０００４】このＭＯＳＦＥＴの特性はプロセス変動，
環境温度，電源電圧によって影響を受け易く、このため
に、ＰＬＬ（位相同期ループ）回路等を用いてフィルタ
の自己補正を行っている。
環境温度，電源電圧によって影響を受け易く、このため
に、ＰＬＬ（位相同期ループ）回路等を用いてフィルタ
の自己補正を行っている。
【０００５】しかしながらＳＣＦ（スイッチド・キャパ
シタ・フィルタ）では容量比のみでその特性が決定され
るのに対して、コンティニュアスタイムフィルタではＭ
ＯＳＦＥＴの整合誤差の影響も受けるため、フィルタの
精度はＳＣＦに比べて悪くなる。特に、Ｇｍアンプ（例
えば、トランスコンダクタンス素子からなる電圧電流変
換増幅器）におけるＧｍ値の整合性は容量値に比べて格
段に悪く、その結果としてＧｍ−Ｃフィルタのフィルタ
特性の精度は、ＳＣＦのそれに比べて悪いという不都合
な点があった。
シタ・フィルタ）では容量比のみでその特性が決定され
るのに対して、コンティニュアスタイムフィルタではＭ
ＯＳＦＥＴの整合誤差の影響も受けるため、フィルタの
精度はＳＣＦに比べて悪くなる。特に、Ｇｍアンプ（例
えば、トランスコンダクタンス素子からなる電圧電流変
換増幅器）におけるＧｍ値の整合性は容量値に比べて格
段に悪く、その結果としてＧｍ−Ｃフィルタのフィルタ
特性の精度は、ＳＣＦのそれに比べて悪いという不都合
な点があった。
【０００６】このような点を解消する方法として、適応
フィルタによる補正手法を用いてフィルタに要求されて
いる特性に合わせ込む方法が知られている。この適応フ
ィルタによる補正手法として、例えばＫＡＲＥＮ Ａ．
ＫＯＺＭＡらによるＩＥＥＥ，ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＡＮ
Ｄ ＳＹＳＴＥＭＳ １９９１年１１月号，１２４１〜
１２４５ページ掲載の方法が知られている。
フィルタによる補正手法を用いてフィルタに要求されて
いる特性に合わせ込む方法が知られている。この適応フ
ィルタによる補正手法として、例えばＫＡＲＥＮ Ａ．
ＫＯＺＭＡらによるＩＥＥＥ，ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＡＮ
Ｄ ＳＹＳＴＥＭＳ １９９１年１１月号，１２４１〜
１２４５ページ掲載の方法が知られている。
【０００７】図１は、上記適応フィルタによる手法を用
いたＧｍ−Ｃフィルタ回路の従来の構成を示す。本図に
おいて２１は理想入力信号源、２２はＧｍ−Ｃフィル
タ、２３〜２６は勾配フィルタ、２７は理想出力信号
源、２８〜３１は乗算器、３２〜３５は累加算器として
の機能を果たす積分器、３６は減算器である。
いたＧｍ−Ｃフィルタ回路の従来の構成を示す。本図に
おいて２１は理想入力信号源、２２はＧｍ−Ｃフィル
タ、２３〜２６は勾配フィルタ、２７は理想出力信号
源、２８〜３１は乗算器、３２〜３５は累加算器として
の機能を果たす積分器、３６は減算器である。
【０００８】ここで、勾配フィルタ２３〜２６はフィル
タの各係数を補正するために必要な勾配係数（各ブロッ
ク中に記載してある）を発生することを目的として用い
られており、その入力信号としてはＧｍ−Ｃフィルタ２
２のある定められた出力を用いている。また、各勾配フ
ィルタの回路構成は基本的にはＧｍアンプとキャパシタ
からなるＧｍ−Ｃフィルタ２２と同一となっている。
タの各係数を補正するために必要な勾配係数（各ブロッ
ク中に記載してある）を発生することを目的として用い
られており、その入力信号としてはＧｍ−Ｃフィルタ２
２のある定められた出力を用いている。また、各勾配フ
ィルタの回路構成は基本的にはＧｍアンプとキャパシタ
からなるＧｍ−Ｃフィルタ２２と同一となっている。
【０００９】Ｇｍ−Ｃフィルタ２２の変数を更新するた
めには、Ｇｍ−Ｃフィルタ２２に理想入力信号源２１の
理想入力信号を入力させ、そのフィルタ出力を理想出力
信号源２７の理想出力信号と比較して減算器３６の誤差
信号εが零となるようにフィードバック制御動作させ
る。
めには、Ｇｍ−Ｃフィルタ２２に理想入力信号源２１の
理想入力信号を入力させ、そのフィルタ出力を理想出力
信号源２７の理想出力信号と比較して減算器３６の誤差
信号εが零となるようにフィードバック制御動作させ
る。
【００１０】次に、フィルタの変数の数について説明す
る。図１に示した適応フィルタ中のＧｍ−Ｃフィルタ２
２として、例えば図２に示す２次バイカッド型低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）を用いる場合、４個のＧｍアンプ２
０１〜２０４と２個の容量２０５，２０６から構成され
る。ここで、図示した各Ｇｍアンプ２０１〜２０４のＧ
ｍ値はそれぞれＧｍ1 〜Ｇｍ4 、各容量２０５，２０６
の容量値はＣ1 ，Ｃ2である。このとき、この回路の伝
達関数Ｈ（Ｓ）は次に示す（１）式のようになる。
る。図１に示した適応フィルタ中のＧｍ−Ｃフィルタ２
２として、例えば図２に示す２次バイカッド型低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）を用いる場合、４個のＧｍアンプ２
０１〜２０４と２個の容量２０５，２０６から構成され
る。ここで、図示した各Ｇｍアンプ２０１〜２０４のＧ
ｍ値はそれぞれＧｍ1 〜Ｇｍ4 、各容量２０５，２０６
の容量値はＣ1 ，Ｃ2である。このとき、この回路の伝
達関数Ｈ（Ｓ）は次に示す（１）式のようになる。
【００１１】
【数１】
【００１２】上記（１）式から判るように、図２に示し
た回路においてＧｍ2 ，Ｇｍ3 はそれぞれカットオフ周
波数ω1 ，ω2 を決定するパラメータ、Ｇｍ1 はゲイン
を決定するパラメータ、Ｇｍ4 はＱ値（フィルタのクオ
リティファクタの値）を決定するパラメータである。こ
のとき、フィルタの入力信号には、フィルタの周波数特
性を特定（ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚｅ）できるようにで
きるだけ多くの信号周波数を有することが求められる。
すなわち、入力信号は全ての周波数成分からなる信号で
あること、言い替えると白色信号であることが望まし
い。
た回路においてＧｍ2 ，Ｇｍ3 はそれぞれカットオフ周
波数ω1 ，ω2 を決定するパラメータ、Ｇｍ1 はゲイン
を決定するパラメータ、Ｇｍ4 はＱ値（フィルタのクオ
リティファクタの値）を決定するパラメータである。こ
のとき、フィルタの入力信号には、フィルタの周波数特
性を特定（ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚｅ）できるようにで
きるだけ多くの信号周波数を有することが求められる。
すなわち、入力信号は全ての周波数成分からなる信号で
あること、言い替えると白色信号であることが望まし
い。
【００１３】そして、図１に示した勾配フィルタ２３〜
２６，乗算器２８〜３１，積分器３２〜３５の数は、フ
ィルタ２２の変数の数（上記図１の場合は、４）と同じ
数だけ必要になる。
２６，乗算器２８〜３１，積分器３２〜３５の数は、フ
ィルタ２２の変数の数（上記図１の場合は、４）と同じ
数だけ必要になる。
【００１４】この適応アルゴリズムにおいて、フィルタ
のある変数ａijは、
のある変数ａijは、
【００１５】
【数２】 ａij（ｔ＋１）＝ａij（ｔ）−Δ・ε・∂Ｈ（ｓ）／∂ａij（ｔ） …（２） によって更新される。ここで、Δは所定の係数値、εは
図１に示した誤差信号である。
図１に示した誤差信号である。
【００１６】すなわち、各勾配フィルタは∂Ｈ（ｓ）／
∂ａij（ｔ）を発生する。従って、各乗算器の入力には
勾配フィルタの出力と、フィルタの誤差信号εが入力さ
れ、Δ・ε・∂Ｈ（ｓ）／∂ａij（ｔ）が計算される。
さらに、各積分器からは、
∂ａij（ｔ）を発生する。従って、各乗算器の入力には
勾配フィルタの出力と、フィルタの誤差信号εが入力さ
れ、Δ・ε・∂Ｈ（ｓ）／∂ａij（ｔ）が計算される。
さらに、各積分器からは、
【００１７】
【数３】 ａij（ｔ＋１）＝ａij（ｔ）−Δ・ε・∂Ｈ（ｓ）／∂ａij（ｔ） …（３） なる信号が出力されることになる。この出力信号はＧｍ
−Ｃフィルタ２２にフィードバックされる。これによっ
てフィルタの各係数は誤差信号εが零になるまで更新さ
れる。かくして、最終的には、理想フィルタと同じ信号
応答すなわち、同じ周波数特性が達成される。
−Ｃフィルタ２２にフィードバックされる。これによっ
てフィルタの各係数は誤差信号εが零になるまで更新さ
れる。かくして、最終的には、理想フィルタと同じ信号
応答すなわち、同じ周波数特性が達成される。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】次に、上記の勾配フィ
ルタの詳細について説明する。一般に、Ｓ領域で表現さ
れるような時間連続系のフィルタは次のような式で表現
できる。なお、以下の式で、便宜上
ルタの詳細について説明する。一般に、Ｓ領域で表現さ
れるような時間連続系のフィルタは次のような式で表現
できる。なお、以下の式で、便宜上
【００１９】
【外１】
【００２０】
【数４】 Ｓ・δ（Ｓ）＝α・δ（Ｓ）＋β・Ｕ（Ｓ） …（４） Ｙ（Ｓ）＝γT ・δ（Ｓ）＋Ｄ・Ｕ（Ｓ） …（５） ここで、Ｕ（Ｓ）は入力、Ｙ（Ｓ）は出力、δ（Ｓ）は
各状態出力（例えば、図３におけるＶ１〜Ｖ６）であ
る。α，β，γ，Ｄはフィルタの変数と関係のある係数
行列と係数である。Ｔは転置行列である。このような状
態方程式でフィルタを表現したときのフィルタの伝達関
数Ｈ（Ｓ）は上記（４），（５）式からベクトル表示で
次のようになる。
各状態出力（例えば、図３におけるＶ１〜Ｖ６）であ
る。α，β，γ，Ｄはフィルタの変数と関係のある係数
行列と係数である。Ｔは転置行列である。このような状
態方程式でフィルタを表現したときのフィルタの伝達関
数Ｈ（Ｓ）は上記（４），（５）式からベクトル表示で
次のようになる。
【００２１】
【数５】 Ｈ（Ｓ）＝Ｙ（Ｓ）／Ｕ（Ｓ）＝γT ・（Ｓ・ζ−α）-1・β＋Ｄ…（６） となる。ζはユニット行列を表わす。
【００２２】フィルタの各係数に対する勾配は伝達関数
上記（６）式を各係数に関して微分をすることによって
得られる。
上記（６）式を各係数に関して微分をすることによって
得られる。
【００２３】
【数６】 ∂Ｙ／∂α＝γT ・（Ｓ・ζ−α）-2・β・Ｕ（Ｓ） …（７） ＝γT ・（Ｓ・ζ−α）-1・δ（Ｓ） ＝θ（Ｓ）δ（Ｓ） …（８） 但し、δ（Ｓ）＝（Ｓ・ζ−α）-1・β・Ｕ（Ｓ）であ
る。
る。
【００２４】 θ（Ｓ）＝γT ・（Ｓ・ζ−α）-1 ∂Ｙ／∂β＝γT ・（Ｓ・ζ−α）-1・Ｕ（Ｓ） ＝θ（Ｓ）Ｕ（Ｓ） …（９） ∂Ｙ／∂γ＝（Ｓ・ζ−α）-1・β・Ｕ（Ｓ） ＝δ（Ｓ） …（１０） ∂Ｙ／∂Ｄ＝Ｕ（Ｓ） …（１１） これらの式からわかるように、フィルタの各勾配係数を
求めるのに大部分はθ（Ｓ）を必要としている。このθ
（Ｓ）はその定義式からもわかるように、殆ど上記
（６）式で与えられているフィルタの式に係数部分を除
いて同じである。すなわち、∂Ｙ／∂αを求めるにはフ
ィルタの構成と係数部分を除き、殆ど各状態出力を入力
した結果の信号と同じとなるから、殆ど同じ回路要素が
必要になる。すなわち、Ｎ次のフィルタの場合には、勾
配フィルタもやはりＮ次のフィルタが必要になる。この
ような手法で適応フィルタを実現しようとすると、フィ
ルタのパラメータが仮にＭ個でＮ次のフィルタならば、
勾配フィルタの総次数はＮ×Ｍとなり、回路規模は極め
て大きくなるという問題点があった。
求めるのに大部分はθ（Ｓ）を必要としている。このθ
（Ｓ）はその定義式からもわかるように、殆ど上記
（６）式で与えられているフィルタの式に係数部分を除
いて同じである。すなわち、∂Ｙ／∂αを求めるにはフ
ィルタの構成と係数部分を除き、殆ど各状態出力を入力
した結果の信号と同じとなるから、殆ど同じ回路要素が
必要になる。すなわち、Ｎ次のフィルタの場合には、勾
配フィルタもやはりＮ次のフィルタが必要になる。この
ような手法で適応フィルタを実現しようとすると、フィ
ルタのパラメータが仮にＭ個でＮ次のフィルタならば、
勾配フィルタの総次数はＮ×Ｍとなり、回路規模は極め
て大きくなるという問題点があった。
【００２５】これを更に具体的回路で説明するため、図
３にはＧｍ−Ｃフィルタとしての６次リープフロッグ
（ｌｅａｐｆｒｏｇ）型構成のＢＰＦ（バンドパスフィ
ルタ）の回路構成を示す。この回路においては状態方程
式の各係数は下記のようになる。
３にはＧｍ−Ｃフィルタとしての６次リープフロッグ
（ｌｅａｐｆｒｏｇ）型構成のＢＰＦ（バンドパスフィ
ルタ）の回路構成を示す。この回路においては状態方程
式の各係数は下記のようになる。
【００２６】
【数７】
【００２７】このような回路において、適応フィルタの
技術を用いて、フィルタ係数を更新するには、図４に示
すような回路が用いられる。ここで４０は図３で示した
Ｇｍ−Ｃフィルタである。４１〜４６は係数を更新する
のに必要な勾配フィルタである。このフィルタの構成は
Ｇｍ−Ｃフィルタと全く同じ回路になっている。４７は
フィルタ出力と理想フィルタ出力との差信号を発生する
ための演算回路、４８は理想フィルタ出力信号を発生す
るための理想フィルタ出力信号回路、４９〜５３は勾配
フィルタの出力４１〜４６と誤差信号εを入力してＧｍ
値を更新するための信号を出力するための乗算器、５４
〜５８は更新されるべきＧｍ値の源信号を発生する積分
器、５９はＧｍアンプのＧｍ値を発生するためのＧｍコ
ントロール回路である。
技術を用いて、フィルタ係数を更新するには、図４に示
すような回路が用いられる。ここで４０は図３で示した
Ｇｍ−Ｃフィルタである。４１〜４６は係数を更新する
のに必要な勾配フィルタである。このフィルタの構成は
Ｇｍ−Ｃフィルタと全く同じ回路になっている。４７は
フィルタ出力と理想フィルタ出力との差信号を発生する
ための演算回路、４８は理想フィルタ出力信号を発生す
るための理想フィルタ出力信号回路、４９〜５３は勾配
フィルタの出力４１〜４６と誤差信号εを入力してＧｍ
値を更新するための信号を出力するための乗算器、５４
〜５８は更新されるべきＧｍ値の源信号を発生する積分
器、５９はＧｍアンプのＧｍ値を発生するためのＧｍコ
ントロール回路である。
【００２８】図４の回路によると、勾配フィルタ４１〜
４６はそれぞれ本体Ｇｍ−Ｃフィルタと全く同じ構成の
同じ特性を有するものになっている。このために、これ
らフィルタの次数はこの時には６次になる。従って、勾
配フィルタは６系統必要なため、トータルの次数として
は３６次となる。一般に、勾配フィルタに必要な次数は
Ｎ次フィルタの場合にＮ×Ｎ次となり、適応フィルタ構
成とするために、膨大な回路が要求されることになる。
従って、実際に回路を作るにはコストが高くなりすぎる
という欠点がある。
４６はそれぞれ本体Ｇｍ−Ｃフィルタと全く同じ構成の
同じ特性を有するものになっている。このために、これ
らフィルタの次数はこの時には６次になる。従って、勾
配フィルタは６系統必要なため、トータルの次数として
は３６次となる。一般に、勾配フィルタに必要な次数は
Ｎ次フィルタの場合にＮ×Ｎ次となり、適応フィルタ構
成とするために、膨大な回路が要求されることになる。
従って、実際に回路を作るにはコストが高くなりすぎる
という欠点がある。
【００２９】よって、本発明の目的は、上述の点に鑑
み、より単純な方式を用いることにより回路規模を縮小
させ、そのことにより製造コストを低下させた適応フィ
ルタを提供することにある。
み、より単純な方式を用いることにより回路規模を縮小
させ、そのことにより製造コストを低下させた適応フィ
ルタを提供することにある。
【００３０】
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めに、本発明は、適応アルゴリズムによって各係数が更
新可能なリープフロッグ型構成の複数のフィルタから成
る本体フィルタと、該本体フィルタの出力信号に応じて
該本体フィルタの各フィルタの各係数を修正する際の正
しい勾配方向を発生する勾配フィルタと、理想フィルタ
出力信号と前記本体フィルタの差信号を発生する減算回
路と、該減算回路の出力と前記勾配フィルタの出力を乗
算する乗算器と、該乗算器の出力を積分する積分器と、
該積分器の出力に応じて前記本体フィルタの各フィルタ
の係数を制御する制御回路とを具備し、前記勾配フィル
タの少くとも一部が、前記本体フィルタの平均カットオ
フ周波数ＷとＱ値の平均値を有し、その性質がリープフ
ロッグ型に似たバイカッド型フィルタで置き換えて構成
されていることを特徴とする。
めに、本発明は、適応アルゴリズムによって各係数が更
新可能なリープフロッグ型構成の複数のフィルタから成
る本体フィルタと、該本体フィルタの出力信号に応じて
該本体フィルタの各フィルタの各係数を修正する際の正
しい勾配方向を発生する勾配フィルタと、理想フィルタ
出力信号と前記本体フィルタの差信号を発生する減算回
路と、該減算回路の出力と前記勾配フィルタの出力を乗
算する乗算器と、該乗算器の出力を積分する積分器と、
該積分器の出力に応じて前記本体フィルタの各フィルタ
の係数を制御する制御回路とを具備し、前記勾配フィル
タの少くとも一部が、前記本体フィルタの平均カットオ
フ周波数ＷとＱ値の平均値を有し、その性質がリープフ
ロッグ型に似たバイカッド型フィルタで置き換えて構成
されていることを特徴とする。
【００３１】また、本発明は、好ましくはその一形態と
して、前記勾配フィルタは該勾配フィルタの出力が似て
いるものについて共通化がされていることを特徴とする
ことができる。
して、前記勾配フィルタは該勾配フィルタの出力が似て
いるものについて共通化がされていることを特徴とする
ことができる。
【００３２】また、本発明は、好ましくは他の形態とし
て、前記本体フィルタは、変数値のそれぞれがＷoi（ｉ
＝１，２…Ｌ）であるカットオフ周波数を決定するＬ個
の回路要素と、変数値がそれぞれＱi （ｉ＝１，２…
Ｍ）であるＱ値を決定するＭ個の回路要素と、変数値が
それぞれＡi （ｉ＝１，２…Ｎ）であるゲイン値を決定
するＮ個の回路素子から成り立っており、前記変数値を
適応制御することによって理想フィルタに近づける前記
制御回路は、前記Ｗoi（ｉ＝１…Ｌ）のうちのα個を選
択して全ての周波数に関するパラメータＷoi（ｉ＝１…
Ｌ）を制御し、前記Ｑi （ｉ＝１…Ｍ）のうちのβ個を
選択して全てのＱ値に関するパラメータＱi （ｉ＝１…
Ｍ）を制御し、前記Ａi （ｉ＝１…Ｎ）のうちのγ個を
選択して全てのゲインに関するパラメータＡi （ｉ＝１
…Ｎ）を制御することを特徴とすることができる。
て、前記本体フィルタは、変数値のそれぞれがＷoi（ｉ
＝１，２…Ｌ）であるカットオフ周波数を決定するＬ個
の回路要素と、変数値がそれぞれＱi （ｉ＝１，２…
Ｍ）であるＱ値を決定するＭ個の回路要素と、変数値が
それぞれＡi （ｉ＝１，２…Ｎ）であるゲイン値を決定
するＮ個の回路素子から成り立っており、前記変数値を
適応制御することによって理想フィルタに近づける前記
制御回路は、前記Ｗoi（ｉ＝１…Ｌ）のうちのα個を選
択して全ての周波数に関するパラメータＷoi（ｉ＝１…
Ｌ）を制御し、前記Ｑi （ｉ＝１…Ｍ）のうちのβ個を
選択して全てのＱ値に関するパラメータＱi （ｉ＝１…
Ｍ）を制御し、前記Ａi （ｉ＝１…Ｎ）のうちのγ個を
選択して全てのゲインに関するパラメータＡi （ｉ＝１
…Ｎ）を制御することを特徴とすることができる。
【００３３】
【作用】本発明では、適応フィルタの勾配フィルタをそ
の性質が似たバイカッド型フィルタで置き換えたり、勾
配フィルタの出力が似ているものについて共通化させて
いるので、回路規模の縮小化が得られる。
の性質が似たバイカッド型フィルタで置き換えたり、勾
配フィルタの出力が似ているものについて共通化させて
いるので、回路規模の縮小化が得られる。
【００３４】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。
に説明する。
【００３５】（リープフロッグ型フィルタの原理）本発
明の具体的実施例を説明する前に、その理解を容易にす
るため、本発明実施例で用いるリープフロッグ型フィル
タの原理について図５〜図１２を参照して説明する。リ
ープフロッグ型フィルタは図５に示すように原型フィル
タがＬ，Ｃからなるはしご型回路（ＬＣラダー型フィル
タ）から作られる。図５の回路をさらに一般的な回路表
現として図６に示すようにアドミッタンス素子Ｙ（即
ち、Ｙ1 ，Ｙ2 ）とインピーダンス素子Ｚ（即ち、Ｚ
2 ，Ｚ4 ）で表現できる。このとき、図６の回路の各岐
路の関係式はＩ1 ，Ｉ3 を電流、Ｖ1 ，Ｖ2 ，Ｖ4 を電
圧とすると、次のようになる。
明の具体的実施例を説明する前に、その理解を容易にす
るため、本発明実施例で用いるリープフロッグ型フィル
タの原理について図５〜図１２を参照して説明する。リ
ープフロッグ型フィルタは図５に示すように原型フィル
タがＬ，Ｃからなるはしご型回路（ＬＣラダー型フィル
タ）から作られる。図５の回路をさらに一般的な回路表
現として図６に示すようにアドミッタンス素子Ｙ（即
ち、Ｙ1 ，Ｙ2 ）とインピーダンス素子Ｚ（即ち、Ｚ
2 ，Ｚ4 ）で表現できる。このとき、図６の回路の各岐
路の関係式はＩ1 ，Ｉ3 を電流、Ｖ1 ，Ｖ2 ，Ｖ4 を電
圧とすると、次のようになる。
【００３６】
【数８】 Ｉ1 ＝Ｙ1 （Ｖ1 −Ｖ2 ） …（１４） Ｖ2 ＝Ｚ2 （Ｉ1 −Ｉ3 ） …（１５） Ｉ3 ＝Ｙ3 （Ｖ2 −Ｖ4 ） …（１６） Ｖ4 ＝Ｚ4 Ｉ3 …（１７） これらの式ははしご型回路を記述する唯一の手法ではな
いが、電流と電圧の関係を次々に書いていくというこの
手法は、フィルタを構成するにあたり有用である。
いが、電流と電圧の関係を次々に書いていくというこの
手法は、フィルタを構成するにあたり有用である。
【００３７】上記（１４）〜（１７）式をブロック図で
表すと、図７に示すようになる。ここで、Ｙ1 ，Ｙ3 は
アドミッタンス素子、Ｚ2 ，Ｚ4 はインピーダンス素子
で丸印は加算回路である。
表すと、図７に示すようになる。ここで、Ｙ1 ，Ｙ3 は
アドミッタンス素子、Ｚ2 ，Ｚ4 はインピーダンス素子
で丸印は加算回路である。
【００３８】ＬＣラダー回路（はしご型回路）において
は、また次式が成立する。
は、また次式が成立する。
【００３９】
【数９】 Ｙ1 ＝１／ＳＬ1 …（１８） Ｚ2 ＝１／ＳＣ2 …（１９） Ｙ3 ＝１／ＳＬ3 …（２０） Ｚ4 ＝１／ＳＣ4 …（２１） たとえば、上記（１４），（１８）式から導かれるＩ1
＝（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＳＬ1 は図８に示すような回路で表
現できる。図８のＧｍ1 ，Ｇｍ2 はＧｍアンプのＧｍ値
である。従って、この回路の伝達関数は、図８から、
＝（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＳＬ1 は図８に示すような回路で表
現できる。図８のＧｍ1 ，Ｇｍ2 はＧｍアンプのＧｍ値
である。従って、この回路の伝達関数は、図８から、
【００４０】
【数１０】 Ｉ1 ＝（Ｇｍ1 Ｖ1 ＋Ｇｍ2 Ｖ2 ）／ＳＣ01 …（２２） となるので、それぞれのＧｍ値はＧｍ1 ／Ｃ01＝１／Ｌ
1 、Ｇｍ2 ／Ｃ01＝−１／Ｌ1 となると、これらを上記
式（２２）に代入すると分るように、図８の回路で上記
式のＩ1 ＝（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＳＬ1 が表現できることに
なる。
1 、Ｇｍ2 ／Ｃ01＝−１／Ｌ1 となると、これらを上記
式（２２）に代入すると分るように、図８の回路で上記
式のＩ1 ＝（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＳＬ1 が表現できることに
なる。
【００４１】同様に、上記（１５），（１９）式から導
かれるＶ2 ＝（Ｉ1 −Ｉ3 ）／ＳＣ2 は図９に示すよう
な回路で表現できる。図９のＧｍ3 ，Ｇｍ4 はＧｍアン
プのＧｍ値である。この回路の伝達関数は、図９から
かれるＶ2 ＝（Ｉ1 −Ｉ3 ）／ＳＣ2 は図９に示すよう
な回路で表現できる。図９のＧｍ3 ，Ｇｍ4 はＧｍアン
プのＧｍ値である。この回路の伝達関数は、図９から
【００４２】
【数１１】 Ｖ2 ＝（Ｇｍ3 Ｉ1 ＋Ｇｍ4 Ｉ3 ）／ＳＣ02 …（２３） となるので、それぞれのＧｍ値はＧｍ3 ／Ｃ02＝１／Ｃ
2 ，Ｇｍ4 ／Ｃ02＝−１／Ｃ2 となると、これらを上記
式（２３）に代入すると分るように、図９の回路で上記
式のＶ2 ＝（Ｉ1 −Ｉ3 ）／ＳＣ2 が表現できることに
なる。
2 ，Ｇｍ4 ／Ｃ02＝−１／Ｃ2 となると、これらを上記
式（２３）に代入すると分るように、図９の回路で上記
式のＶ2 ＝（Ｉ1 −Ｉ3 ）／ＳＣ2 が表現できることに
なる。
【００４３】このようにして上記図５をＧｍ−Ｃフィル
タで実現すると図１０の回路になる。図１０において各
Ｇｍ値は次のようになる。
タで実現すると図１０の回路になる。図１０において各
Ｇｍ値は次のようになる。
【００４４】
【数１２】 Ｇｍ1 ／Ｃ01＝１／Ｌ1 ，Ｇｍ2 ／Ｃ01＝−１／Ｌ1 Ｇｍ3 ／Ｃ02＝１／Ｃ2 ，Ｇｍ4 ／Ｃ02＝−１／Ｃ2 Ｇｍ5 ／Ｃ03＝１／Ｌ3 ，Ｇｍ6 ／Ｃ03＝−１／Ｌ3 Ｇｍ7 ／Ｃ04＝１／Ｃ4 このようにして作られた図１０のＧｍ−Ｃ型フィルタを
リープフロッグ型によって構成されたフィルタと呼び、
２次バイカッド型フィルタ（双二次型フィルタ）と比べ
てその構成が異なる。この構成手法で設計されたフィル
タはＬＣラダーフィルタを原形として作られるため、素
子のパラメータ変化に対して低感度であるという特徴を
有している。
リープフロッグ型によって構成されたフィルタと呼び、
２次バイカッド型フィルタ（双二次型フィルタ）と比べ
てその構成が異なる。この構成手法で設計されたフィル
タはＬＣラダーフィルタを原形として作られるため、素
子のパラメータ変化に対して低感度であるという特徴を
有している。
【００４５】（第１実施例）図１１は本発明の第１実施
例の適応フィルタの構成を示す。本例の適応フィルタは
６次リープフロッグ型バンドパスフィルタである。この
回路の状態方程式に対応するパラメータを図中に示す。
図１１において、７０は図３で示したと同様のＧｍ−Ｃ
フィルタである。７１〜７６は係数を更新するのに必要
な勾配フィルタである。７７はＧｍ−Ｃフィルタ７０の
フィルタ出力信号と理想フィルタ出力信号との差信号
（誤差信号）εを発生するための減算回路、７８はその
理想フィルタ出力信号を発生するための回路である。７
９〜８３は勾配フィルタ７１〜７６の出力信号と上記誤
差信号εを入力してこれら信号に基づいてＧｍ値を更新
するための信号を出力する乗算器である。８４〜８８は
乗算器７９〜８３の出力信号に基づいて更新されるべき
Ｇｍ値の源信号を発生する積分器である。８９は積分器
８４〜８８の出力信号に基づいてＧｍアンプのＧｍ値を
発生するためのＧｍコントロール回路である。９０は入
力信号発生回路である。
例の適応フィルタの構成を示す。本例の適応フィルタは
６次リープフロッグ型バンドパスフィルタである。この
回路の状態方程式に対応するパラメータを図中に示す。
図１１において、７０は図３で示したと同様のＧｍ−Ｃ
フィルタである。７１〜７６は係数を更新するのに必要
な勾配フィルタである。７７はＧｍ−Ｃフィルタ７０の
フィルタ出力信号と理想フィルタ出力信号との差信号
（誤差信号）εを発生するための減算回路、７８はその
理想フィルタ出力信号を発生するための回路である。７
９〜８３は勾配フィルタ７１〜７６の出力信号と上記誤
差信号εを入力してこれら信号に基づいてＧｍ値を更新
するための信号を出力する乗算器である。８４〜８８は
乗算器７９〜８３の出力信号に基づいて更新されるべき
Ｇｍ値の源信号を発生する積分器である。８９は積分器
８４〜８８の出力信号に基づいてＧｍアンプのＧｍ値を
発生するためのＧｍコントロール回路である。９０は入
力信号発生回路である。
【００４６】図１１の回路構成では、７１〜７３の勾配
フィルタは２次バイカッド型ＢＰＦ（帯域通過フィル
タ）であり、７４および７６の勾配フィルタは４次バイ
カッド型ＢＰＦであり、７５の勾配フィルタは図４の元
のフィルタと同じの６次のリープフロッグ型ＢＰＦ構成
となっている。
フィルタは２次バイカッド型ＢＰＦ（帯域通過フィル
タ）であり、７４および７６の勾配フィルタは４次バイ
カッド型ＢＰＦであり、７５の勾配フィルタは図４の元
のフィルタと同じの６次のリープフロッグ型ＢＰＦ構成
となっている。
【００４７】図１２の（Ａ），（Ａ′）は図４に示した
従来の適応フィルタに用いられている勾配フィルタ４１
〜４６のＧｍアンプのＱ1 値を制御するために用いてい
る初段部分のＢＰＦ出力端子におけるゲイン、および位
相の周波数特性を示したものである。また、図１２の
（Ｂ），（Ｂ′）は図１１の本発明の第１実施例の適応
フィルタに用いている２次バイカッド型勾配フィルタ７
１〜７３のＢＰＦ出力端子におけるゲイン、および位相
の周波数特性を示したものである。
従来の適応フィルタに用いられている勾配フィルタ４１
〜４６のＧｍアンプのＱ1 値を制御するために用いてい
る初段部分のＢＰＦ出力端子におけるゲイン、および位
相の周波数特性を示したものである。また、図１２の
（Ｂ），（Ｂ′）は図１１の本発明の第１実施例の適応
フィルタに用いている２次バイカッド型勾配フィルタ７
１〜７３のＢＰＦ出力端子におけるゲイン、および位相
の周波数特性を示したものである。
【００４８】勾配フィルタにとって重要な特性は位相特
性である。勾配フィルタの位相がずれると誤差信号と位
相差が生じてくる。その結果として、補正が完全でなく
なったり、別の補正を必要としないＧｍ値の変更をもた
らすといういわゆる干渉現象を生じるので、フィルタの
最終特性結果が理想特性に一致しなくなる。一方、ゲイ
ンのずれは修正の際の大小に関係するだけなので、回路
の補正の速度にしか影響を及ぼさず、本質的な問題は生
じない。
性である。勾配フィルタの位相がずれると誤差信号と位
相差が生じてくる。その結果として、補正が完全でなく
なったり、別の補正を必要としないＧｍ値の変更をもた
らすといういわゆる干渉現象を生じるので、フィルタの
最終特性結果が理想特性に一致しなくなる。一方、ゲイ
ンのずれは修正の際の大小に関係するだけなので、回路
の補正の速度にしか影響を及ぼさず、本質的な問題は生
じない。
【００４９】従って、図１２の（Ｂ′）の位相特性が図
１２の（Ａ′）の位相特性にできるだけ近ければ好まし
いということが分る。この目的のためには、バイカッド
型勾配フィルタのＱ値を動かして図１２の（Ａ′）の位
相特性に合うように合わせ込みをすれば良い。このよう
にして図１１の勾配フィルタ７１，７２，７３のフィル
タ位相特性について合わせ込みをしていけば、勾配フィ
ルタの特性が決定できる。また、同様に４次バイカッド
型の勾配フィルタ７４，７６についても位相特性ができ
るだけ元のフィルタ（６次のリープフロッグ型ＢＰＦ）
に一致するようにＱ値を動かし、さらに必要ならばカッ
トオフ周波数をも選択してフィルタ特性を決定すればよ
い。
１２の（Ａ′）の位相特性にできるだけ近ければ好まし
いということが分る。この目的のためには、バイカッド
型勾配フィルタのＱ値を動かして図１２の（Ａ′）の位
相特性に合うように合わせ込みをすれば良い。このよう
にして図１１の勾配フィルタ７１，７２，７３のフィル
タ位相特性について合わせ込みをしていけば、勾配フィ
ルタの特性が決定できる。また、同様に４次バイカッド
型の勾配フィルタ７４，７６についても位相特性ができ
るだけ元のフィルタ（６次のリープフロッグ型ＢＰＦ）
に一致するようにＱ値を動かし、さらに必要ならばカッ
トオフ周波数をも選択してフィルタ特性を決定すればよ
い。
【００５０】勾配フィルタ７５は必要な出力端子の関係
から６次分必要なので、元のリープフロッグ構成と全く
同じフィルタとしている。このようにしてできる本実施
例の適応フィルタに用いられている勾配フィルタの総次
数は２０次となり、回路規模が図４の従来例の３６次の
ものと比べ、非常に小さくできる。
から６次分必要なので、元のリープフロッグ構成と全く
同じフィルタとしている。このようにしてできる本実施
例の適応フィルタに用いられている勾配フィルタの総次
数は２０次となり、回路規模が図４の従来例の３６次の
ものと比べ、非常に小さくできる。
【００５１】図１２の（Ｃ），（Ｃ′）は図４の従来の
勾配フィルタ４６のＧｍ値の−Ｑ5を制御する出力端子
におけるゲイン、および位相の周波数特性を示したもの
である。図１２の（Ｄ），（Ｄ′）は図１１の２次のバ
イカッド型ＢＰＦ７１〜７３をそれぞれ２段縦続接続し
て、Ｑ値とカットオフ周波数を制御して、位相の周波数
特性が図１２の（Ｃ），（Ｃ′）のものに近づけるよう
にした時のゲインおよび位相の周波数特性を示したもの
である。完全に特性を合わせることは実際上不可能であ
るが、図示のように、実用上十分な程度に近づけること
は容易である。
勾配フィルタ４６のＧｍ値の−Ｑ5を制御する出力端子
におけるゲイン、および位相の周波数特性を示したもの
である。図１２の（Ｄ），（Ｄ′）は図１１の２次のバ
イカッド型ＢＰＦ７１〜７３をそれぞれ２段縦続接続し
て、Ｑ値とカットオフ周波数を制御して、位相の周波数
特性が図１２の（Ｃ），（Ｃ′）のものに近づけるよう
にした時のゲインおよび位相の周波数特性を示したもの
である。完全に特性を合わせることは実際上不可能であ
るが、図示のように、実用上十分な程度に近づけること
は容易である。
【００５２】（第２実施例）図１３は本発明の第２実施
例の適応フィルタの構成を示す。本例の適応フィルタは
図１１の本発明の第１実施例と同じく６次リープフロッ
グ型バンドパスフィルタである。この回路の状態方程式
に対応するパラメータを図中に示す。図１３において、
１００は図３で示したと同様のＧｍ−Ｃフィルタであ
る。１０１〜１０６は係数を更新するのに必要な勾配フ
ィルタである。１０７はＧｍ−Ｃフィルタ１００のフィ
ルタ出力信号と理想フィルタ出力信号との差信号εを発
生するための減算回路、１０８はその理想フィルタ出力
信号を発生するための回路である。１０９〜１１３は勾
配フィルタ１０１〜１０６の出力信号と誤差信号εを入
力してこれら信号に基づいてＧｍ値を更新するための信
号を出力する乗算器である。１１４〜１１８は乗算器１
０９〜１１３の出力信号に基づいて更新されるべきＧｍ
値の源信号を発生する積分器である。１１９は積分器１
１４〜１１８の出力信号に基づいてＧｍアンプのＧｍ値
を発生するためのＧｍコントロール回路である。１２０
は入力信号発生回路である。
例の適応フィルタの構成を示す。本例の適応フィルタは
図１１の本発明の第１実施例と同じく６次リープフロッ
グ型バンドパスフィルタである。この回路の状態方程式
に対応するパラメータを図中に示す。図１３において、
１００は図３で示したと同様のＧｍ−Ｃフィルタであ
る。１０１〜１０６は係数を更新するのに必要な勾配フ
ィルタである。１０７はＧｍ−Ｃフィルタ１００のフィ
ルタ出力信号と理想フィルタ出力信号との差信号εを発
生するための減算回路、１０８はその理想フィルタ出力
信号を発生するための回路である。１０９〜１１３は勾
配フィルタ１０１〜１０６の出力信号と誤差信号εを入
力してこれら信号に基づいてＧｍ値を更新するための信
号を出力する乗算器である。１１４〜１１８は乗算器１
０９〜１１３の出力信号に基づいて更新されるべきＧｍ
値の源信号を発生する積分器である。１１９は積分器１
１４〜１１８の出力信号に基づいてＧｍアンプのＧｍ値
を発生するためのＧｍコントロール回路である。１２０
は入力信号発生回路である。
【００５３】図１３の回路と図１１の回路の相違点は、
図１１の勾配フィルタ７４のＱ2 を制御することを目的
とする勾配信号を、図１３では勾配フィルタ１０５のＱ
3 を制御する制御用出力と共通化させていると同時に、
図１１の勾配フィルタ７６のＱ6 を制御することを目的
とする勾配信号も図１３の勾配フィルタ１０５内のＱ4
制御用出力と共通化させている点である。
図１１の勾配フィルタ７４のＱ2 を制御することを目的
とする勾配信号を、図１３では勾配フィルタ１０５のＱ
3 を制御する制御用出力と共通化させていると同時に、
図１１の勾配フィルタ７６のＱ6 を制御することを目的
とする勾配信号も図１３の勾配フィルタ１０５内のＱ4
制御用出力と共通化させている点である。
【００５４】これは次の理由による。図１１において、
Ｑ2 を発生するための回路７４とＱ3 を発生するための
回路７５を比較すると、その相違点はＧｍ−Ｃフィルタ
７０内のフィルタサブブロック９１とサブブロック９２
の違いのみである。フィルタサブブロック９１，９２の
特性は勿論通常は異なるが、その位相特性は似ているこ
とが多い。このため、結果的には勾配フィルタ７４のＱ
2 出力と勾配フィルタ７５のＱ3 出力は似ていることに
なり、共通化してもその特性に大きく影響しないで済む
ことが多い。これと同様に、勾配フィルタ７５のＱ4 出
力と勾配フィルタ７６のＱ6 出力も似ており、それらの
共通化が可能となる。
Ｑ2 を発生するための回路７４とＱ3 を発生するための
回路７５を比較すると、その相違点はＧｍ−Ｃフィルタ
７０内のフィルタサブブロック９１とサブブロック９２
の違いのみである。フィルタサブブロック９１，９２の
特性は勿論通常は異なるが、その位相特性は似ているこ
とが多い。このため、結果的には勾配フィルタ７４のＱ
2 出力と勾配フィルタ７５のＱ3 出力は似ていることに
なり、共通化してもその特性に大きく影響しないで済む
ことが多い。これと同様に、勾配フィルタ７５のＱ4 出
力と勾配フィルタ７６のＱ6 出力も似ており、それらの
共通化が可能となる。
【００５５】このように共通化することで本例の勾配フ
ィルタ１０４，１０６のフィルタ次数は４次から２次に
変更できて、回路の縮小化が更にできる。またこの共通
化によって乗算器１０９〜１１３、積分器１１４〜１１
８の共通化も可能となり、一層の回路規模縮小化が期待
できる。
ィルタ１０４，１０６のフィルタ次数は４次から２次に
変更できて、回路の縮小化が更にできる。またこの共通
化によって乗算器１０９〜１１３、積分器１１４〜１１
８の共通化も可能となり、一層の回路規模縮小化が期待
できる。
【００５６】（第３実施例）図１４は本発明の第３実施
例の適応フィルタの構成を示す。本例の適応フィルタは
図１１の本発明の第１実施例と同じく６次リープフロッ
グ型バンドパスフィルタである。この回路の状態方程式
に対するパラメータを図中に示す。図１４において、１
３０は図３で示したと同様のＧｍ−Ｃフィルタである。
１３１〜１３３は係数を更新するのに必要な勾配フィル
タである。１３４はＧｍ−Ｃフィルタ１３０のフィルタ
出力信号と理想フィルタ出力信号との差信号εを発生す
るための減算回路、１３５はその理想フィルタ出力信号
を発生するための回路である。１３６〜１４０は勾配フ
ィルタ１３１〜１３３と誤差信号εを入力してこれら信
号に基づいてＧｍ値を更新するための信号を出力する乗
算器である。１４１〜１４５は乗算器１３６〜１４０の
出力信号に基づいて更新されるべきＧｍ値の源信号を発
生する積分器である。１４６は積分器１４１〜１４５の
出力信号に基づいてＧｍアンプのＧｍ値を発生するため
のＧｍコントロール回路である。１４７は入力信号発生
回路である。
例の適応フィルタの構成を示す。本例の適応フィルタは
図１１の本発明の第１実施例と同じく６次リープフロッ
グ型バンドパスフィルタである。この回路の状態方程式
に対するパラメータを図中に示す。図１４において、１
３０は図３で示したと同様のＧｍ−Ｃフィルタである。
１３１〜１３３は係数を更新するのに必要な勾配フィル
タである。１３４はＧｍ−Ｃフィルタ１３０のフィルタ
出力信号と理想フィルタ出力信号との差信号εを発生す
るための減算回路、１３５はその理想フィルタ出力信号
を発生するための回路である。１３６〜１４０は勾配フ
ィルタ１３１〜１３３と誤差信号εを入力してこれら信
号に基づいてＧｍ値を更新するための信号を出力する乗
算器である。１４１〜１４５は乗算器１３６〜１４０の
出力信号に基づいて更新されるべきＧｍ値の源信号を発
生する積分器である。１４６は積分器１４１〜１４５の
出力信号に基づいてＧｍアンプのＧｍ値を発生するため
のＧｍコントロール回路である。１４７は入力信号発生
回路である。
【００５７】図１４の回路と図１３の回路の相違点は、
回路規模をさらに縮小するために、図１３の回路のＷ
2 ，Ｗ4 ，Ｗ6 を制御するための信号をそれぞれＷ1 ，
Ｗ3 ，Ｗ5 と共通化した点にある。
回路規模をさらに縮小するために、図１３の回路のＷ
2 ，Ｗ4 ，Ｗ6 を制御するための信号をそれぞれＷ1 ，
Ｗ3 ，Ｗ5 と共通化した点にある。
【００５８】即ち、図１３の回路において位相特性に着
目すると、Ｗ1 を発生する端子に至る経路もＷ2 を発生
する端子に至る経路のときもいずれもＢＰＦ出力とＬＰ
Ｆ出力を生成するＧｍアンプ１２１を一回だけ介してい
る。そのため、それらの位相特性が似ていることが類推
できる。従って、図１３の勾配フィルタ回路１０１〜１
０３は不要になり、図１４の１３１〜１３３の勾配フィ
ルタに示すように勾配出力を共通化することで、同時に
乗算器１３６〜１４０、積分器１４１〜１４５も図１３
の回路に比べ３組不要となる。
目すると、Ｗ1 を発生する端子に至る経路もＷ2 を発生
する端子に至る経路のときもいずれもＢＰＦ出力とＬＰ
Ｆ出力を生成するＧｍアンプ１２１を一回だけ介してい
る。そのため、それらの位相特性が似ていることが類推
できる。従って、図１３の勾配フィルタ回路１０１〜１
０３は不要になり、図１４の１３１〜１３３の勾配フィ
ルタに示すように勾配出力を共通化することで、同時に
乗算器１３６〜１４０、積分器１４１〜１４５も図１３
の回路に比べ３組不要となる。
【００５９】上述のように、本発明では、勾配フィルタ
を似た性質を有している別のフィルタに置き換えるこ
と、また似た性質を有しているフィルタを共通化させる
ことで、回路規模を大幅に縮小することが可能となる。
なお、これらフィルタの置き換えやフィルタの共通化
は、その位相特性が似ているか否か、また適応動作後の
フィルタ性能がスペック（設計仕様）を満足できるか否
かを見極めながらなされることになる。
を似た性質を有している別のフィルタに置き換えるこ
と、また似た性質を有しているフィルタを共通化させる
ことで、回路規模を大幅に縮小することが可能となる。
なお、これらフィルタの置き換えやフィルタの共通化
は、その位相特性が似ているか否か、また適応動作後の
フィルタ性能がスペック（設計仕様）を満足できるか否
かを見極めながらなされることになる。
【００６０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
適応フィルタの勾配フィルタをその性質が似たバイカッ
ド型（双二次形）フィルタで置き換えたり、勾配フィル
タの出力が似ているものについて共通化させるようにし
ているので、回路規模の縮小化を図ることができる。こ
れにより、本発明によれば製造コストを低下させた適応
フィルタを提供することができる。
適応フィルタの勾配フィルタをその性質が似たバイカッ
ド型（双二次形）フィルタで置き換えたり、勾配フィル
タの出力が似ているものについて共通化させるようにし
ているので、回路規模の縮小化を図ることができる。こ
れにより、本発明によれば製造コストを低下させた適応
フィルタを提供することができる。
【図１】従来の適応フィルタの概略回路構成例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】従来のＧｍ−Ｃ型２次バイカッド型低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）の構成例を示す回路図である。
ィルタ（ＬＰＦ）の構成例を示す回路図である。
【図３】従来のＧｍ−Ｃ型６次リープフロッグ型帯域通
過フィルタ（ＢＰＦ）の構成例を示す回路図である。
過フィルタ（ＢＰＦ）の構成例を示す回路図である。
【図４】フィルタ係数の更新機能を有する従来の適応フ
ィルタの詳細な構成例を示すブロック図である。
ィルタの詳細な構成例を示すブロック図である。
【図５】従来のＬＣラダー型フィルタの構成例を示す回
路図である。
路図である。
【図６】図５のＬＣラダー型フィルタの一般的な回路表
現例を示す回路図である。
現例を示す回路図である。
【図７】図５のＬＣラダー型フィルタの電流と電圧の関
係の各岐路の関係式をブロックで表現したブロック図で
ある。
係の各岐路の関係式をブロックで表現したブロック図で
ある。
【図８】Ｇｍ−Ｃ型回路のＩ1 ＝（Ｖ1 −Ｖ2 ）／ＳＬ
1 の表現例を示す回路図である。
1 の表現例を示す回路図である。
【図９】Ｇｍ−Ｃ型回路のＶ2 ＝（Ｉ1 −Ｉ3 ）／ＳＬ
2 の表現例を示す回路図である。
2 の表現例を示す回路図である。
【図１０】図５のＬＣラダー型フィルタ回路で実現した
Ｇｍ−Ｃ型リープフロッグ型フィルタの回路構成例を示
す回路図である。
Ｇｍ−Ｃ型リープフロッグ型フィルタの回路構成例を示
す回路図である。
【図１１】本発明の第１実施例の適応フィルタの構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１２】適応フィルタの中に用いられている勾配フィ
ルタのゲインおよび位相に対する周波数特性を示すグラ
フであり、（Ａ），（Ａ′）および（Ｃ），（Ｃ′）は
従来例のもの、（Ｂ），（Ｂ′）および（Ｄ），
（Ｄ′）は本発明のものに関する。
ルタのゲインおよび位相に対する周波数特性を示すグラ
フであり、（Ａ），（Ａ′）および（Ｃ），（Ｃ′）は
従来例のもの、（Ｂ），（Ｂ′）および（Ｄ），
（Ｄ′）は本発明のものに関する。
【図１３】本発明の第２実施例の適応フィルタの構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図１４】本発明の第３実施例の適応フィルタの構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
２１，６０ 理想入力信号源（入力信号発生回路） ２２，４０ Ｇｍ−Ｃフィルタ ２３〜２６，４１〜４６ 勾配フィルタ ２７，４８ 理想出力信号源（理想フィルタ出力信号発
生回路） ２８〜３１，４９〜５３ 乗算器 ３２〜３５，５４〜５８ 積分器 ５９ Ｇｍコントロール回路 ７０，１００，１３０ Ｇｍ−Ｃフィルタ ７１〜７３，１０１，１０２，１０３，１０４，１０
６，１３１，１３３ ２次バイカッド型ＢＰＦによる勾
配フィルタ ７４，７６ ４次バイカッド型ＢＰＦによる勾配フィル
タ ７５，１０５，１３２ ６次リープフロッグ型ＢＰＦに
よる勾配フィルタ ７７，１０７，１３４ 減算回路 ７８，１０８，１３５ 理想フィルタ出力信号発生回路 ７９〜８３，１０９〜１１３，１３６〜１４０ 乗算器 ８４〜８８，１１４〜１１８，１４１〜１４５ 積分器 ８９，１１９，１４６ Ｇｍコントロール回路 ９０，１２０，１４７ 入力信号発生回路
生回路） ２８〜３１，４９〜５３ 乗算器 ３２〜３５，５４〜５８ 積分器 ５９ Ｇｍコントロール回路 ７０，１００，１３０ Ｇｍ−Ｃフィルタ ７１〜７３，１０１，１０２，１０３，１０４，１０
６，１３１，１３３ ２次バイカッド型ＢＰＦによる勾
配フィルタ ７４，７６ ４次バイカッド型ＢＰＦによる勾配フィル
タ ７５，１０５，１３２ ６次リープフロッグ型ＢＰＦに
よる勾配フィルタ ７７，１０７，１３４ 減算回路 ７８，１０８，１３５ 理想フィルタ出力信号発生回路 ７９〜８３，１０９〜１１３，１３６〜１４０ 乗算器 ８４〜８８，１１４〜１１８，１４１〜１４５ 積分器 ８９，１１９，１４６ Ｇｍコントロール回路 ９０，１２０，１４７ 入力信号発生回路
Claims (3)
- 【請求項１】 適応アルゴリズムによって各係数が更新
可能なリープフロッグ型構成の複数のフィルタから成る
本体フィルタと、 該本体フィルタの出力信号に応じて該本体フィルタの各
フィルタの各係数を修正する際の正しい勾配方向を発生
する勾配フィルタと、 理想フィルタ出力信号と前記本体フィルタの差信号を発
生する減算回路と、 該減算回路の出力と前記勾配フィルタの出力を乗算する
乗算器と、 該乗算器の出力を積分する積分器と、 該積分器の出力に応じて前記本体フィルタの各フィルタ
の係数を制御する制御回路とを具備し、 前記勾配フィルタの少くとも一部が、前記本体フィルタ
の平均カットオフ周波数ＷとＱ値の平均値を有し、その
性質がリープフロッグ型に似たバイカッド型フィルタで
置き換えて構成されていることを特徴とする適応フィル
タ。 - 【請求項２】 前記勾配フィルタは該勾配フィルタの出
力が似ているものについて共通化がされていることを特
徴とする請求項１に記載の適応フィルタ。 - 【請求項３】 前記本体フィルタは、変数値のそれぞれ
がＷoi（ｉ＝１，２…Ｌ）であるカットオフ周波数を決
定するＬ個の回路要素と、変数値がそれぞれＱi （ｉ＝
１，２…Ｍ）であるＱ値を決定するＭ個の回路要素と、
変数値がそれぞれＡi （ｉ＝１，２…Ｎ）であるゲイン
値を決定するＮ個の回路素子から成り立っており、 前記変数値を適応制御することによって理想フィルタに
近づける前記制御回路は、前記Ｗoi（ｉ＝１…Ｌ）のう
ちのα個を選択して全ての周波数に関するパラメータＷ
oi（ｉ＝１…Ｌ）を制御し、前記Ｑi （ｉ＝１…Ｍ）の
うちのβ個を選択して全てのＱ値に関するパラメータＱ
i （ｉ＝１…Ｍ）を制御し、前記Ａi （ｉ＝１…Ｎ）の
うちのγ個を選択して全てのゲインに関するパラメータ
Ａi （ｉ＝１…Ｎ）を制御することを特徴とする請求項
２に記載の適応フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20664593A JPH0758596A (ja) | 1993-08-20 | 1993-08-20 | 適応フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20664593A JPH0758596A (ja) | 1993-08-20 | 1993-08-20 | 適応フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0758596A true JPH0758596A (ja) | 1995-03-03 |
Family
ID=16526784
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20664593A Pending JPH0758596A (ja) | 1993-08-20 | 1993-08-20 | 適応フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0758596A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014039517A1 (en) * | 2012-09-05 | 2014-03-13 | Newlans, Inc. | Bi-quad calibration |
-
1993
- 1993-08-20 JP JP20664593A patent/JPH0758596A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014039517A1 (en) * | 2012-09-05 | 2014-03-13 | Newlans, Inc. | Bi-quad calibration |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010907 |