CN103354973A - 功率转换装置 - Google Patents

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CN103354973A CN2011800664134A CN201180066413A CN103354973A CN 103354973 A CN103354973 A CN 103354973A CN 2011800664134 A CN2011800664134 A CN 2011800664134A CN 201180066413 A CN201180066413 A CN 201180066413A CN 103354973 A CN103354973 A CN 103354973A
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Abstract

一种功率转换装置，其为将三个电压型电桥电路并联连接的三相功率转换装置，其中，该电压型电桥电路具备将具有晶体管及与该晶体管反并联连接的续流二极管的开关元件串联连接而成的上下桥臂结构，在该功率转换装置中，U相的电压型电桥电路中的上桥臂的续流二极管（19a）由SiC-SBD（SiC-Schottky-Barrier Diode)构成，下桥臂的续流二极管（2d）由Si-FRD(Si-Fast Recovery Diode)构成。另一方面，V相的电压型电桥电路中的上下桥臂的续流二极管（2b、2e）及W相的电压型电桥电路中的上下桥臂的续流二极管（2c、2f）由Si-FRD构成。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及功率转换装置。
背景技术
在当前的功率转换装置中，为了确保相对于由晶体管及续流二极管的损耗导致的热破坏的可靠性，谋求高效率化或冷却器的尺寸提升。另一方面，与Si（硅）相比低损耗、高效率的SiC（碳化硅）受到关注，希望将其应用到高效率且高可靠性的功率转换装置中。
例如，在下述专利文献1中，作为功率转换装置（逆变器）所具有的晶体管，采用SiC-JFET，作为与SiC-JFET反并联连接的续流二极管，采用SiC-SBD（肖特基势垒二极管）。
专利文献1：日本特开2000-224867号公报
发明内容
然而，与Si相比，SiC的价格非常贵，因此，如上述专利文献1所示，在全部的续流二极管都使用了SiC的情况下，存在导致成本升高的课题。
本发明就是鉴于上述课题而提出的，其目的在于提供一种能够在抑制成本升高的同时，确保相对于热破坏的可靠性并实现高效率化的功率转换装置。
为了解决上述课题、实现目的，本发明涉及的功率转换装置具有至少大于或等于一个电压型电桥电路，该电压型电桥电路具备将具有晶体管及与该晶体管反并联连接的续流二极管的开关元件串联连接而成的上下桥臂结构，该功率转换装置的特征在于，作为所述续流二极管，包含有SiC-SBD（SiC-Schottky-Barrier Diode）和除了SiC-SBD以外的二极管这两种，这两种二极管分别至少大于或等于一个。
发明的效果
根据本发明涉及的功率转换装置，具有能够在抑制成本升高的同时，确保相对于热破坏的可靠性和实现高效率化的效果。
附图说明
图1是表示实施方式1涉及的功率转换装置的结构的图。
图2是表示在晶体管1d接通前现有技术涉及的电流的流向的图。
图3是表示在晶体管1d接通后现有技术涉及的电流的流向的图。
图4是说明在晶体管1d接通时现有技术涉及的接通损耗增加的图。
图5是表示在晶体管1d接通前实施方式1涉及的电流的流向的图。
图6是表示在晶体管1d接通后实施方式1涉及的电流的流向的图。
图7是说明在晶体管1d接通时实施方式1涉及的接通损耗增加的图。
图8是表示在三相电流波形中观察到的实施方式1涉及的损耗减少区域的图。
图9是说明现有技术涉及的执行直流制动时的控制定时（timing）的图。
图10是表示实施方式2的三相功率转换装置中的直流制动时的PWM电压指令的图。
图11是表示在图10所示的区域A中流动的电流路径的图。
图12是表示在图10所示的区域B中流动的电流路径的图。
图13是说明实施方式3涉及的执行直流制动时的控制定时的图。
图14是表示实施方式3涉及的功率转换装置的其他结构例的图。
图15是对使用图14所示的功率转换装置而执行适当的直流制动时的控制定时进行说明的图。
图16是表示实施方式3涉及的功率转换装置的与图14不同的其他结构例的图。
图17是对使用图16所示的功率转换装置而执行适当的直流制动时的控制定时进行说明的图。
图18是表示实施方式3涉及的功率转换装置的与图14及图16不同的其他结构例的图。
图19是对使用图18所示的功率转换装置而执行适当的直流制动时的控制定时进行说明的图。
图20是表示实施方式3涉及的功率转换装置的与图14、图16及图18不同的其他结构例的图。
图21是对使用图20所示的功率转换装置而执行适当的直流制动时的控制定时进行说明的图。
图22是表示将SiC-SBD应用于半桥结构的单相功率转换装置中的情况下的一个例子的图。
图23是表示将SiC-SBD应用于全桥结构的单相功率转换装置中的情况下的一个例子的图。
具体实施方式
下面，参照附图，对本发明的实施方式涉及的功率转换装置进行说明。此外，本发明并不由以下所示的实施方式限定。
实施方式1
图1是表示实施方式1涉及的功率转换装置的结构的图。如图1所示，实施方式1涉及的功率转换装置100构成为，作为主要结构部，具有功率转换电路部50、平滑电容器13以及控制部14。
功率转换电路部50以将开关元件串联连接而成的上下桥臂结构的电压型电桥电路作为一相，构成与平滑电容器13并联连接的三相（U相、V相、W相），其中，上述开关元件具有晶体管和与该晶体管反并联连接的续流二极管。例如，U相上桥臂是续流二极管19a与晶体管1a反并联连接而构成的，U相下桥臂是续流二极管2d与晶体管1d反并联连接而构成的。V相及W相也同样地，V相上桥臂是续流二极管2b与晶体管1b反并联连接而构成的，V相下桥臂是续流二极管2e与晶体管1e反并联连接而构成的，W相上桥臂是续流二极管2c与晶体管1c反并联连接而构成的，W相下桥臂是续流二极管2f与晶体管1f反并联连接而构成的。此外，以下在对于各桥臂之间的关系进行说明的情况下，将各相中的上桥臂与下桥臂称为彼此处于反桥臂的关系，将一相的桥臂与其他相的桥臂称为彼此处于相对桥臂的关系。
各相的上桥臂和下桥臂之间的连接部构成功率转换电路部50的输出端（交流输出端），这些输出端与电动机15连接。另外，功率转换电路部50的输出端（交流输出端）与负载（驱动对象）即电动机15连接，在该功率转换电路部50及电动机15之间，设置有对在功率转换电路部50和电动机15之间流动的电流信息进行检测的电流传感器16～18。电流传感器16对流经U相的电流进行检测，电流传感器17对流经V相的电流进行检测，电流传感器18对流经W相的电流进行检测。电流传感器16～18检测出的电流信息被输入至控制部14。
控制部14基于电流传感器16～18检测出的电流信息，获取电流的大小和相位信息。另外，控制部14将从外部施加的速度指令转换为各相的电压指令，将转换得到的电压指令与三角波进行比较，根据该比较结果，基于差是正还是负，确定各开关元件的开关接通时间、即开关指令，并且，将该开关指令施加给在功率转换电路部50内构成的开关元件。
在施加了上述开关指令的功率转换电路部50中，在平滑电容器13中充电的直流电压由构成电压型电桥电路的上下桥臂的开关元件调制为任意宽度的脉冲，通过对各相互补地进行接通/断开动作，从而将期望电压-期望频率的近似正弦波供给至电动机15。此外，将这种驱动方式称为PWM驱动，将所施加的电压称为PWM电压。
实施方式1涉及的功率转换装置的主旨在于，构成U相～W相的6个桥臂中的一个续流二极管是由SiC-SBD构成的。具体地说，在图1的结构中，晶体管1a～1f是例如Si-IGBT（Si-Insulated GateBipolar Transistor），续流二极管2b～2f是例如Si-FRD（Si-FastRecovery Diode）。另一方面，由粗实线包围的续流二极管19a是SiC-SBD（SiC-Schottky-Barrier Diode）。即，电压型电桥电路的一相中的上桥臂或下桥臂中某一方的续流二极管（在图1的结构中是U相上桥臂的续流二极管19a）由SiC-SBD构成，而其余的续流二极管（在图1的结构中是除了U相上桥臂之外的续流二极管2b～2f）由除了SiC-SBD之外的二极管（例如Si-FRD）构成。根据该结构，能够减少SiC-SBD的导通损耗及反向恢复损耗、以及相对应的开关元件（在图1的结构中是晶体管1d）的接通损耗。
下面，参照图2～图4，对于实施方式1涉及的功率转换装置中，可使导通损耗、反向恢复损耗以及接通损耗减少的理由进行说明。此外，图2～图4是在由Si-FRD2a构成U相上桥臂的续流二极管时、即功率转换电路部50中的全部的续流二极管为Si-FRD时的各种波形。更详细地说，图2是表示在晶体管1d接通前现有技术涉及的电流的流向的图，图3是表示在晶体管1d接通后现有技术涉及的电流的流向的图。此外，图4是说明在晶体管1d接通时现有技术涉及的接通损耗增加的图，（a）表示在晶体管1d接通后集电极电流104以及集电极-发射极间电压105的波形，（b）表示晶体管1d接通后的损耗波形。
首先，与晶体管相关的损耗包含由于电流稳态流动而产生的导通损耗、和由于开关动作而产生的开关损耗。另外，开关损耗可以分为从断开变为接通时的接通损耗、和从接通变为断开时的断开损耗。
另一方面，在与续流二极管相关的损耗中，存在由于电流稳态流过而产生的导通损耗、和由于通过电压型电桥电路的同一相中的反桥臂的开关元件的接通切换动作而流动的反向恢复电流产生的反向恢复损耗。与开关元件及续流二极管相关的这些损耗不仅使效率下降，而且会由于热破坏等导致装置的可靠性下降，因此，优选尽可能地减少上述损耗。
在这里，在图2中示出电动机电流102流入至上桥臂和下桥臂之间的连接部中的状态，这时，将该图2所示的电流的方向设为负极性。在这里，在晶体管1a稳态接通时，电动机电流102即为流向续流二极管的正向电流101。
接下来，如图3所示，如果从图2的状态将晶体管1a断开、而将晶体管1d接通，则由于续流二极管2a的反向恢复动作，而产生粗虚线所示的反向恢复电流103。因此，晶体管1d的集电极电流104是在粗实线所示的电动机电流102中叠加了粗虚线所示的反向恢复电流103。此时，由于在流向晶体管1d的集电极电流104中叠加有续流二极管2a的反向恢复电流103，因此，接通损耗与反向恢复电流103的增加量相应地增大（该增大的量与图4（a）中阴影线示出的部分相当）。
另一方面，图5～图8是由Si-FRD19a构成U相上桥臂的续流二极管时的各种波形。更详细地说，图5是表示在晶体管1d接通前实施方式1涉及的电流的流向的图，图6是表示在晶体管1d接通后实施方式1涉及的电流的流向的图，图7是说明在晶体管1d接通时实施方式1涉及的接通损耗增加的图，图8是表示在三相电流波形中观察到的实施方式1涉及的损耗减少区域的图。
在图5中，在晶体管1a稳态接通时，负极性的电动机电流102与图2的情况同样地，作为正向电流106流向SiC-SBD19a。如果从图5的状态将晶体管1a断开、将晶体管1d接通，则SiC-SBD19a开始进行反向恢复动作，但作为SiC-SBD19a的特征，几乎没有反向恢复电流产生，因此，图6中虚线所示的反向恢复电流107非常小，反向恢复损耗变得非常小。
另外，晶体管1d的集电极电流108是在电动机电流102中叠加了SiC-SBD19a的反向恢复电流107而形成的，但由于SiC-SBD19a的反向恢复电流107非常小，因此，与现有技术相比，能够使晶体管1d的集电极电流108减小，其结果，也能够减少晶体管1d的接通损耗。
另外，如图7（a）所示，叠加有反向恢复电流的晶体管1d的集电极电流108，由于SiC-SBD19a的反向恢复电流减小，因此，图4中阴影线示出的部分这种较大的叠加区域消失。因此，关于晶体管1d的接通损耗，通过对图7（b）和图4（b）的波形进行比较可知，实施方式1的损耗较小。
此外，在图1的结构中，仅使U相上桥臂中的续流二极管由SiC-SBD构成，因此，在图5及图6所示流过负极性的U相电流时，能够得到损耗减小效果。因此，在图8所示的三相电流波形上，阴影线示出的U相电流为负的区域是损耗减小区域。
如上述说明所示，根据实施方式1的功率转换装置，其构成为，作为续流二极管，包含有SiC-SBD和作为SiC-SBD以外的二极管的Si-FRD这两种二极管，且这两种二极管分别至少大于或等于一个，因此，能够减少SiC-SBD的导通损耗及反向恢复损耗，并且，能够减少位于该SiC-SBD的反桥臂侧的晶体管的接通损耗，因此，能够在抑制成本升高的同时，确保相对于热破坏的可靠性和实现高效率化。
实施方式2
在实施方式1中，对于通常运转时的导通损耗、反向恢复损耗及接通损耗的减少效果进行了说明，而在实施方式2中，对于直流制动时的导通损耗的减少效果进行说明。此外，作为前提的功率转换电路部50的结构与实施方式1相同。
直流制动是通过将三相交流转换为直流而使电动机的旋转磁场停止，从而进行制动的控制方法。在这里，图9是说明现有技术涉及的执行直流制动时的控制定时的图。在图9中，虚线所示的位置（时间）表示开始进行直流制动的定时。如图所示，在直流制动指令输入的时刻，相位是固定的，因此，各相的电流的大小不均衡，可能会在一个元件中发生损耗集中而引起热破坏。
另一方面，图10是表示实施方式2的三相功率转换装置中的直流制动时的PWM电压指令的图。另外，图11是表示在图10所示的区域A中流动的电流路径的图，图12是表示在图10所示的区域B中流动的电流路径的图。
在图10中，最上面的波形表示三角波与直流制动时施加给U相·V相·W相的电压指令的比较，中间的波形表示根据与三角波进行比较的差为正或负而生成的U相的PWM电压、以及V相及W相的PWM电压，最下面的波形表示U-V线之间·U-W线之间的PWM电压。此外，在最下面的波形中，将U相·V相·W相的PWM电压全部为ON的零矢量期间设为区域A，将U相·V相·W相的PWM电压全部为OFF的零矢量期间设为区域B。
在图10中所示的区域A是U相·V相·W相的PWM电压全部为ON的零矢量期间，因此，上桥臂的UVW相通过晶体管1a、1b、1c以及续流二极管19a、2b、2c而短路，在图11中粗实线所示的路径上流动无电位差的电流。另外，图10中所示的区域B是U相·V相·W相的PWM电压全部为OFF的零矢量期间，因此，上桥臂的UVW相通过晶体管1d、1e、1f以及续流二极管2d、2e、2f而短路，在图12中粗实线所示的路径上流动无电位差的电流。此外，关于图11及图12的电流路径，它们作为从电动机15观察的情况下的电流路径，具有相同的电学意义。因此，关于区域A和区域B的时间宽度（期间），只要这两个区域的期间之和相等，即使这些区域中的时间宽度的比例改变也没有问题。
因此，如图10最上面的波形所示，通过将各相的电压指令设定在三角波的正侧顶点附近，从而能够设为最下面所示的U-V·U-W线间PWM电压。在生成这种PWM电压的情况下，一个周期内的区域A的期间增长。其结果，Si-FRD2d的导通期间比SiC-SBD19a的导通期间短，与导通损耗较大的Si-FRD2d相比，能够使流向导通损耗较小的SiC-SBD19a的电流较大。通过该作用，能够减少续流二极管中的导通损耗。
如上所述，根据实施方式2的功率转换装置，使任意一相的所述电压型电桥电路中的上桥臂或下桥臂的续流二极管中的某一个，由SiC-SBD构成，并且，由除了SiC-SBD之外的二极管构成其他续流二极管，施加下述的开关指令，即，使设有SiC-SBD侧的桥臂为全接通状态的零矢量期间比没有设置SiC-SBD侧的桥臂为全接通状态的零矢量期间长，因此，能够减少续流二极管中的导通损耗。
实施方式3
在实施方式2中，对于直流制动时的导通损耗的减少效果进行了说明，在实施方式3中，对于提高直流制动时的导通损耗的减少效果的控制方法进行说明。此外，作为前提的功率转换电路部50的结构，与实施方式1相同或等同。
在现有的控制方法中，如图9所示，在进入直流制动的时刻，电流相位是固定的，因此，各相中电流的大小不均衡，损耗集中在某个特定的元件中。因此，如图13所示，在通过三相交流对电动机进行驱动时，将电流从上下桥臂的连接部向电动机流出的方向设为电流的正向，在负的U相电流为最大的相位处开始进行直流制动。如果在该定时开始进行直流制动，则能够将流向V相·W相的电流设为流向U相的电流的一半，因此，能够使V相·W相中的损耗为一半，且能够使损耗平均。此外，与V相·W相相比，U相的电流较大，但由于U相的续流二极管是由SiC-SBD构成的，因此，导通损耗及反向恢复损耗以及反桥臂的接通损耗不会增大。通过该控制，能够提高相对于热破坏的可靠性，并使效率也得到提高。
图14是表示实施方式3涉及的功率转换装置的其他结构例的图，其构成为，由SiC-SBD构成电压型电桥电路同一相中一对上下桥臂的续流二极管。此外，在图14的结构例中，将U相的上下桥臂中的续流二极管，分别表示为SiC-SBD19a、19d。另外，其他结构与图1相同。
图15是对使用图14所示的功率转换装置而执行适当的直流制动时的控制定时进行说明的图。如图14所示，通过由SiC-SBD构成U相的上下桥臂中的续流二极管，从而对于从电动机15向上下桥臂的连接部流入的负极性电流、和从上下桥臂的连接部向电动机15流出的正极性电流来说，两种极性时的损耗原理相同。因此，关于直流制动的定时，不仅可以是在图13所示的U相电流达到负的最大值的定时，也可以是在图15所示的U相电流达到正的最大值的定时开始进行直流制动，能够实现直流制动时的损耗减少效果。另外，通过该控制，还能够实现缩短到直流制动为止的过渡时间的效果。
图16是表示实施方式3涉及的功率转换装置的与图14不同的其他结构例的图，其构成为，使某一相的电压型电桥电路中的上桥臂或下桥臂的续流二极管由SiC-SBD构成，并且，与该相不同且与设有SiC-SBD的桥臂不同的桥臂、即相对桥臂的反桥臂（如果设有SiC-SBD的桥臂是上桥臂，则为下桥臂，如果是下桥臂，则为上桥臂）的续流二极管，也由SiC-SBD构成。此外，在图16的结构例中，将U相的上桥臂的续流二极管和V相的下桥臂的续流二极管，分别表示为SiC-SBD19a、19e。另外，其他结构与图1相同。
图17是对使用图16所示的功率转换装置而执行适当的直流制动时的控制定时进行说明的图。如图17所示，如果在U相电流为负极性，V相电流为正极性，而且，W相电流为零的定时开始进行直流制动，则W相电流为零，U相电流由于是负极性而流过上桥臂侧的SiC-SBD19a，V相电流由于是正极性而流过下桥臂侧的SiC-SBD19e。因此，由W相电流引起的导通损耗成为零，U相电流及V相电流均流过SiC-SBD侧，因此能够进一步减少导通损耗。
图18是表示实施方式3涉及的功率转换装置的与图14及图16不同的其他结构例的图，使电压型电桥电路上的某两相的上下桥臂中的各个续流二极管由SiC-SBD构成。此外，在图18的结构例中，将U相的上下桥臂中的各个续流二极管表示为SiC-SBD19a、19d，将V相的上下桥臂中的各个续流二极管分别表示为SiC-SBD19b、19e。另外，其他结构与图1相同。
图19是对使用图18所示的功率转换装置而执行适当的直流制动时的控制定时进行说明的图。如图17所示，通过使U相及V相的上下桥臂中的各续流二极管由SiC-SBD构成，从而对于从电动机15向上下桥臂的连接部流入的负极性电流、和从上下桥臂的连接部向电动机15流出的正极性电流来说，两种极性时的损耗原理与图16相同。因此，直流制动的定时不仅可以是图17所示的在W相电流为零的定时中U相电流为负极性而V相电流为正极性的情况，只要是W相电流为零的定时，也可以是U相电流为正极性而V相电流为负极性。即，如果是图18所示的功率转换装置的结构，则只要是W相电流为零的定时，任意定时都可以。如果在上述定时开始进行直流制动，则可得到减少直流制动中的损耗并缩短到直流制动为止的过渡时间的效果。
图20是表示实施方式3涉及的功率转换装置的与图14、图16及图18不同的其他结构例的图，其构成为，使某一相的电压型电桥电路中的上桥臂或下桥臂的续流二极管由SiC-SBD构成，并且，另外两相中与设有该SiC-SBD的桥臂不同的桥臂（即，如果设有SiC-SBD的桥臂是上桥臂，则为下桥臂，如果是下桥臂，则为上桥臂）中的各个续流二极管，也由SiC-SBD构成。此外，在图20的结构例中，将U相的上桥臂的续流二极管、V相的下桥臂的续流二极管以及W相的下桥臂的续流二极管，分别表示为SiC-SBD19a、19e、19f。另外，其他结构与图1相同。
图21是对使用图20所示的功率转换装置而执行适当的直流制动时的控制定时进行说明的图。如图21所示，如果在U相电流为负极性的最大值时开始进行直流制动，则在V相·W相流过大小为U相电流1/2的正向电流。此时，负极性的U相电流流过位于上桥臂的SiC-SBD19a，正极性的V相电流流过位于下桥臂的SiC-SBD19e，正极性的W相电流流过位于下桥臂的SiC-SBD19f，另一方面，电流不会流入并非SiC-SBD的其他续流二极管中，因此，能够进一步提高直流制动中损耗减少的效果。
此外，在上述实施方式1～3中，作为一个例子，对于将上下桥臂结构的三个电压型电桥电路并联连接的三相功率转换装置进行了说明，但并不限定于该三相功率转换装置。例如，也可以应用于图22所示的半桥结构的单相功率转换装置。在图22所示的例子中，使上桥臂的续流二极管由SiC-SBD19a构成，在电流流入SiC-SBD19a中之后，将下桥臂的晶体管1d接通，在进行上述动作的情况下，能够实现上述的损耗减少效果。此外，在图22的结构中，使上桥臂的续流二极管由SiC-SBD构成，当然也可以将上下关系对换，使下桥臂的续流二极管由SiC-SBD构成。
另外，例如，也可以应用于图23所示的全桥结构的单相功率转换装置。在图23所示的例子中，使U相上桥臂的续流二极管由SiC-SBD19a构成，在电流流入SiC-SBD19a中之后，将U相下桥臂的晶体管1d接通，在进行上述动作的情况下，能够实现上述的损耗减少效果。此外，在图23的结构中，使U相上桥臂的续流二极管由SiC-SBD构成，但也可以使U相下桥臂的续流二极管由SiC-SBD构成，还可以使V相上桥臂或V相下桥臂中的任一个由SiC-SBD构成。而且，如实施方式3的其他结构例所示，也可以使形成全桥结构的四个续流二极管中的2～3个续流二极管由SiC-SBD构成，能够实现与实施方式3相同的效果。
如上述说明所示，根据实施方式3的功率转换装置，使任意一相的所述电压型电桥电路中的上桥臂或下桥臂的续流二极管中的某一个由SiC-SBD构成，并且，使其他续流二极管由除了SiC-SBD之外的二极管构成，在设有SiC-SBD的相的电流以流过该SiC-SBD的极性流动，而且，设有该SiC-SBD的相中流动的电流的绝对值比没有设置该SiC-SBD的相中流动的电流大的定时，开始进行直流制动，因此，能够减少续流二极管中的导通损耗。
此外，可以使设有SiC-SBD的相的电压电桥电路中的反桥臂的续流二极管由SiC-SBD构成，也可以针对没有设置SiC-SBD的相中的一相的电压电桥电路，使设有SiC-SBD侧的反桥臂的续流二极管由SiC-SBD构成。另外，也可以使任意两相的电压型电桥电路中的上下桥臂的各个续流二极管由SiC-SBD构成，并且，使剩余一相的电压型电桥电路中的上下桥臂的续流二极管由除了SiC-SBD之外的二极管构成。而且，还可以使任意的第1相的所述电压型电桥电路中的上桥臂或下桥臂的续流二极管中某一个由SiC-SBD构成，并且，对于其余的第2、第3相的所述各电压型电桥电路，使位于所述第1相的设有SiC-SBD一侧的反桥臂处的各续流二极管由SiC-SBD构成。通过这些结构，生成与直流制动相关的多种变形，能够提高续流二极管中的导通损耗减少效果。
此外，在实施方式1～3中，公开了将构成U相～W相的六个桥臂中的一个续流二极管设为SiC-SBD的结构，但并不限定于SiC-SBD。SiC（碳化硅）具有带隙比Si（硅）大的特性，是被称为宽带隙半导体的半导体的一个例子。除了该SiC之外，使用例如氮化镓类材料（GaN）或金刚石（C）而形成的半导体也属于宽带隙半导体，这些半导体的特性与SiC有很多类似之处。因此，使用除了SiC之外的其他宽带隙半导体的结构，也满足本发明的主旨。
另外，由这种宽带隙半导体形成的二极管元件耐电压性较高，容许电流密度也较高，因此，可实现二极管元件的小型化，通过使用这种小型化的二极管元件，能够实现半导体元件模块的小型化。
另外，由宽带隙半导体形成的元件耐热性也较高，因此，能够实现散热器小型化，能够实现对半导体元件模块进行冷却的冷却器或放热器的小型化。
工业实用性
如上所述，本发明涉及的功率转换装置适于用作可抑制成本升高、并确保相对于热破坏的可靠性和实现高效率化的发明。
标号的说明
1a～1f晶体管
2a～2f续流二极管（Si-FRD）
13平滑电容器
14控制部
15电动机
16～18电流传感器
19a～19f续流二极管（SiC-SBD）
50功率转换电路部
100功率转换装置

Claims (15)

1.一种功率转换装置，其具有电压转换电路部，该电压转换电路部具有至少大于或等于一个电压型电桥电路，该电压型电桥电路具备将具有晶体管及与该晶体管反并联连接的续流二极管的开关元件串联连接而成的上下桥臂结构，
该功率转换装置的特征在于，
所述电压转换电路部构成为，作为所述续流二极管，包含有SiC-SBD（SiC-Schottky-Barrier Diode）和除了SiC-SBD以外的二极管这两种，这两种二极管分别至少大于或等于一个。
2.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述除了SiC-SBD以外的二极管是Si-FRD（Si-Fast RecoveryDiode）。
3.一种功率转换装置，其为具有电压转换电路部的三相功率转换装置，该电压转换电路部是将三个电压型电桥电路并联连接而成的，该电压型电桥电路具备将具有晶体管及与该晶体管反并联连接的续流二极管的开关元件串联连接而成的上下桥臂结构，
该功率转换装置的特征在于，
任意一相的所述电压型电桥电路中的上桥臂或下桥臂的续流二极管中的某一个由SiC-SBD构成，并且，其他续流二极管由除了SiC-SBD之外的二极管构成。
4.根据权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
在对与所述电压转换电路部连接的负载进行直流制动时，以使得设有所述SiC-SBD侧的桥臂的开关元件全部为接通状态的零矢量期间，比没有设置所述SiC-SBD侧的桥臂的开关元件全部为接通状态的零矢量期间长的方式，施加开关指令。
5.一种功率转换装置，其为具有电压转换电路部的三相功率转换装置，该电压转换电路部是将三个电压型电桥电路并联连接而成的，该电压型电桥电路具备将具有晶体管及与该晶体管反并联连接的续流二极管的开关元件串联连接而成的上下桥臂结构，
该功率转换装置的特征在于，
任意一相的所述电压型电桥电路中的上桥臂或下桥臂的续流二极管中的某一个由SiC-SBD构成，并且，其他续流二极管由除了SiC-SBD之外的二极管构成。
6.根据权利要求5所述的功率转换装置，其特征在于，
在对与所述电压转换电路部连接的负载进行直流制动时，在使设有所述SiC-SBD的相的电流以流过该SiC-SBD的极性流动，而且，设有该SiC-SBD的相中流动的电流的绝对值比没有设置该SiC-SBD的相中流动的电流大的定时，开始进行直流制动。
7.根据权利要求6所述的功率转换装置，其特征在于，
设有所述SiC-SBD的相的电压电桥电路中的反桥臂的续流二极管由SiC-SBD构成。
8.根据权利要求6所述的功率转换装置，其特征在于，
在没有设置所述SiC-SBD的相中的一相的电压电桥电路中，设有所述SiC-SBD侧的反桥臂的续流二极管由SiC-SBD构成。
9.根据权利要求8所述的功率转换装置，其特征在于，
在没有设置所述SiC-SBD的相中流动的电流为零的定时，开始进行直流制动。
10.一种功率转换装置，其为具有电压转换电路部的三相功率转换装置，该电压转换电路部是将三个电压型电桥电路并联连接而成的，该电压型电桥电路具备将具有晶体管及与该晶体管反并联连接的续流二极管的开关元件串联连接而成的上下桥臂结构，
该功率转换装置的特征在于，
任意两相的所述电压型电桥电路中的上下桥臂的各续流二极管由SiC-SBD构成，并且，剩余一相的所述电压型电桥电路中的上下桥臂的续流二极管由除了SiC-SBD之外的二极管构成。
11.根据权利要求10所述的功率转换装置，其特征在于，
在没有设置所述SiC-SBD的相中流动的电流为零的定时，开始进行直流制动。
12.一种功率转换装置，其为具有电压转换电路部的三相功率转换装置，该电压转换电路部是将三个电压型电桥电路并联连接而成的，该电压型电桥电路是将具有晶体管及与该晶体管反并联连接的续流二极管的开关元件串联连接而成的上下桥臂结构，
该功率转换装置的特征在于，
任意的第1相的所述电压型电桥电路中的上桥臂或下桥臂的续流二极管中的某一个由SiC-SBD构成，并且，在其余的第2、第3相的所述各电压型电桥电路中，位于所述第1相的设有SiC-SBD侧的反桥臂处的各续流二极管，由SiC-SBD构成。
13.根据权利要求12所述的功率转换装置，其特征在于，
在对与所述电压转换电路部连接的负载进行直流制动时，在使所述第1相的电流以流过该第1相的SiC-SBD的极性流动，而且，所述第1相中流动的电流的绝对值比所述第2及第3相中流动的各电流大的定时，开始进行直流制动。
14.根据权利要求13所述的功率转换装置，其特征在于，
开始进行所述直流制动的定时，是所述第1相中流动的电流为最大值。
15.根据权利要求3至14中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述除了SiC-SBD之外的二极管为Si-FRD（Si-Fast RecoveryDiode）。
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