JPWO2012104969A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した三相の電力変換装置において、Ｕ相の電圧形ブリッジ回路における上アームの還流ダイオード１９ａをＳｉＣ−ＳＢＤ（SiC-Schottky-Barrier Diode)で構成し、下アームの還流ダイオード２ｄをＳｉ−ＦＲＤ(Si-Fast Recovery Diode)で構成する。一方、Ｖ相の電圧形ブリッジ回路における上下アームの還流ダイオード２ｂ，２ｅおよび、Ｗ相の電圧形ブリッジ回路における上下アームの還流ダイオード２ｃ，２ｆについてはＳｉ−ＦＲＤで構成する。

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来の電力変換装置は、トランジスタおよび還流ダイオードの損失が及ぼす熱破壊に対する信頼性の確保のため、高効率化や冷却器のサイズアップを図っていた。その一方で、Ｓｉ（珪素）よりも低損失、高効率なＳｉＣ（炭化珪素）が注目されており、高効率で信頼性が高い電力変換装置への活用が期待されている。

例えば、下記特許文献１では、電力変換装置（インバータ）に具備されるトランジスタとしてＳｉＣ−ＪＦＥＴを採用し、ＳｉＣ−ＪＦＥＴに逆並列に接続される還流ダイオードとしてＳｉＣ−ＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）を採用している。

特開２０００−２２４８６７号公報

しかしながら、ＳｉＣはＳｉに比べて非常に高価であるため、上記特許文献１のように、全ての還流ダイオードにＳｉＣを適用した場合にはコスト上昇を来すという課題が生ずる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、コスト上昇を抑えつつ、熱破壊に対する信頼性の確保と高効率化とを可能とする電力変換装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置は、トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路を少なくとも一つ以上有する電力変換装置において、前記還流ダイオードとして、ＳｉＣ−ＳＢＤ（ＳｉＣ−Ｓｃｈｏｔｔｋｙ−Ｂａｒｒｉｅｒ Ｄｉｏｄｅ）と、ＳｉＣ−ＳＢＤ以外のダイオードとの双方を少なくとも一つ以上含むように構成したことを特徴とする。

本発明に係る電力変換装置によれば、コスト上昇を抑えつつ、熱破壊に対する信頼性の確保と高効率化とを実現することができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。 図２は、トランジスタ１ｄがターンオンする前の従来技術に係る電流の流れを示す図である。 図３は、トランジスタ１ｄがターンオンした後の従来技術に係る電流の流れを示す図である。 図４は、トランジスタ１ｄがターンオンしたときの従来技術に係るターンオン損失の増加を説明する図である。 図５は、トランジスタ１ｄがターンオンする前の実施の形態１に係る電流の流れを示す図である。 図６は、トランジスタ１ｄがターンオンした後の実施の形態１に係る電流の流れを示す図である。 図７は、トランジスタ１ｄがターンオンしたときの実施の形態１に係るターンオン損失の増加を説明する図である。 図８は、三相電流波形から見た実施の形態１に係る損失低減領域を示す図である。 図９は、従来技術に係る直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。 図１０は、実施の形態２の三相電力変換装置における直流制動時のＰＷＭ電圧指令を示す図である。 図１１は、図１０に示す領域Ａにおいて流れる電流経路を示す図である。 図１２は、図１０に示す領域Ｂにおいて流れる電流経路を示す図である。 図１３は、実施の形態３に係る直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。 図１４は、実施の形態３に係る電力変換装置の他の構成例を示す図である。 図１５は、図１４に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。 図１６は、実施の形態３に係る電力変換装置の図１４とは異なる他の構成例を示す図である。 図１７は、図１６に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。 図１８は、実施の形態３に係る電力変換装置の図１４および図１６とは異なる他の構成例を示す図である。 図１９は、図１８に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。 図２０は、実施の形態３に係る電力変換装置の図１４、図１６および図１８とは異なる他の構成例を示す図である。 図２１は、図２０に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。 図２２は、ＳｉＣ−ＳＢＤをハーフブリッジ構成の単相電力変換装置に適用した場合の一例を示す図である。 図２３は、ＳｉＣ−ＳＢＤをフルブリッジ構成の単相電力変換装置に適用した場合の一例を示す図である。

以下、添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。実施の形態１に係る電力変換装置１００は、図１に示すように、主たる構成部として、電力変換回路部５０、平滑コンデンサ１３および制御部１４を備えて構成される。

電力変換回路部５０は、トランジスタと、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードとを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路を一つの相として、平滑コンデンサ１３に対して並列接続された三つの相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）を構成している。例えば、Ｕ相上アームは、還流ダイオード１９ａがトランジスタ１ａに逆並列接続されてなり、Ｕ相下アームは、還流ダイオード２ｄがトランジスタ１ｄに逆並列接続されてなる。Ｖ相およびＷ相についても同様であり、Ｖ相上アームは、還流ダイオード２ｂがトランジスタ１ｂに逆並列接続されてなり、Ｖ相下アームは、還流ダイオード２ｅがトランジスタ１ｅに逆並列接続されてなり、Ｗ相上アームは、還流ダイオード２ｃがトランジスタ１ｃに逆並列接続されてなり、Ｗ相下アームは、還流ダイオード２ｆがトランジスタ１ｆに逆並列接続されてなる。なお、以後、各アーム間の関係について説明する場合、各相における上アームと下アームとは互いに逆アームの関係にあり、一つの相のアームと他の相のアームとは互いに対向アームの関係にあるものとして説明する。

各相の上アームと下アームとの接続部は電力変換回路部５０の出力端（交流出力端）を成し、これらの出力端にはモータ１５が接続されている。また、電力変換回路部５０の出力端（交流出力端）には、負荷（駆動対象）であるモータ１５が接続され、これら電力変換回路部５０およびモータ１５の間には、電力変換回路部５０とモータ１５との間に流れる電流情報を検出する電流センサ１６〜１８が設けられている。電流センサ１６はＵ相に流れる電流を検出し、電流センサ１７はＶ相に流れる電流を検出し、電流センサ１８はＷ相に流れる電流を検出する。電流センサ１６〜１８が検出した電流情報は制御部１４に入力される。

制御部１４は、電流センサ１６〜１８が検出した電流情報に基づき、電流の大きさや位相の情報を取得する。また、制御部１４は、外部から与えられた速度指令を各相の電圧指令に変換し、変換した電圧指令を三角波と比較し，その比較結果を差が正か負かにより各スイッチング素子のスイッチングのオン時間、即ちスイッチング指令を決定すると共にし、当該スイッチング指令を電力変換回路部５０内に構成されるスイッチング素子に対して付与する。

上記スイッチング指令が付与された電力変換回路部５０では、平滑コンデンサ１３に充電された直流電圧が電圧形ブリッジ回路を構成する上下アームのスイッチング素子が任意幅のパルスに変調され、各相毎に相補的にオン・オフ動作することで所望電圧・所望周波数の擬似正弦波がモータ１５に供給される。なお、このような駆動方式をＰＷＭ駆動といい、印加される電圧をＰＷＭ電圧という。

実施の形態１に係る電力変換装置の要旨は、Ｕ相〜Ｗ相を構成する６つのアームのうちの一つの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成している点にある。具体的に説明すると、図１の構成において、トランジスタ１ａ〜１ｆは、例えばＳｉ−ＩＧＢＴ（Ｓｉ−Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、還流ダイオード２ｂ〜２ｆは、例えばＳｉ−ＦＲＤ（Ｓｉ−Ｆａｓｔ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｄｉｏｄｅ）である。一方、太実線で囲んだ還流ダイオード１９ａは、ＳｉＣ−ＳＢＤ（ＳｉＣ−Ｓｃｈｏｔｔｋｙ−Ｂａｒｒｉｅｒ Ｄｉｏｄｅ）である。すなわち、電圧形ブリッジ回路の一つの相における上アームまたは下アームいずれかの還流ダイオード（図１の構成では、Ｕ相上アームの還流ダイオード１９ａ）をＳｉＣ−ＳＢＤで構成し、残りの還流ダイオード（図１の構成では、Ｕ相上アーム以外の還流ダイオード２ｂ〜２ｆ）をＳｉＣ−ＳＢＤ以外のダイオード（例えばＳｉ−ＦＲＤ）で構成した点にある。この構成により、ＳｉＣ−ＳＢＤの導通損失および逆回復損失ならびに対応するスイッチング素子（図１の構成では、トランジスタ１ｄ）のターンオン損失を低減することが可能となる。

つぎに、実施の形態１に係る電力変換装置において、導通損失、逆回復損失およびターンオン損失が低減される理由について図２〜図４の図面を参照して説明する。なお、図２〜図４は、Ｕ相上アームの還流ダイオードをＳｉ−ＦＲＤ２ａで構成したとき、すなわち電力変換回路部５０における全ての還流ダイオードがＳｉ−ＦＲＤであるときの各種波形である。より詳細に説明すると、図２は、トランジスタ１ｄがターンオンする前の従来技術に係る電流の流れを示す図であり、図３は、トランジスタ１ｄがターンオンした後の従来技術に係る電流の流れを示す図である。また、図４は、トランジスタ１ｄがターンオンしたときの従来技術に係るターンオン損失の増加を説明する図であり、（ａ）にはトランジスタ１ｄのターンオン後のコレクタ電流１０４およびコレクタ−エミッタ間電圧１０５の波形を示し、（ｂ）にはトランジスタ１ｄのターンオン後の損失波形を示している。

まず、トランジスタに関する損失には、定常的に電流が流れることによって発生する導通損失と、スイッチング動作によって発生するスイッチング損失とがある。また、スイッチング損失は、オフからオンへ変わる場合のターンオン損失と、オンからオフへ変わる場合のターンオフ損失とに区分できる。

一方、還流ダイオードに関する損失には、定常的に電流が流れることによって発生する導通損失と、電圧形ブリッジ回路の同一相における逆アームのスイッチング素子のターンオンスイッチングにより流れる逆回復電流によって発生する逆回復損失と、がある。これらスイッチング素子および還流ダイオードに関する損失は、効率を下げるだけでなく、熱破壊などによって装置の信頼性を低下させる原因となるので、これらの損失を可能な限り低減させることが好ましい。

ここで、図２では、上アームと下アームの接続部にモータ電流１０２が流れ込む状態を示しているが、いま、この図２に示す電流の方向を負の極性とする。ここで、トランジスタ１ａが定常オンしているとき、還流ダイオードに流れる順方向電流１０１にはモータ電流１０２がそのまま流れる。

つぎに、図３に示すように、図２の状態からトランジスタ１ａがオフし、トランジスタ１ｄがターンオンすると、還流ダイオード２ａの逆回復動作により、太破線で示すような逆回復電流１０３が流れる。このため、トランジスタ１ｄのコレクタ電流１０４は、太実線で示すモータ電流１０２に加え、太破線で示す逆回復電流１０３が重畳される。このとき、トランジスタ１ｄに流れるコレクタ電流１０４には、還流ダイオード２ａの逆回復電流１０３が重畳されるため、ターンオン損失は逆回復電流１０３の増加分増大する（図４（ａ）において、ハッチングで示した部分がこれに相当する）。

一方、図５〜図８は、Ｕ相上アームの還流ダイオードをＳｉ−ＦＲＤ１９ａで構成したときの各種波形である。より詳細に説明すると、図５は、トランジスタ１ｄがターンオンする前の実施の形態１に係る電流の流れを示す図であり、図６は、トランジスタ１ｄがターンオンした後の実施の形態１に係る電流の流れを示す図であり、図７は、トランジスタ１ｄがターンオンしたときの実施の形態１に係るターンオン損失の増加を説明する図であり、図８は、三相電流波形から見た実施の形態１に係る損失低減領域を示す図である。

図５において、トランジスタ１ａが定常オンのとき、負極性のモータ電流１０２は図２のときと同様に順方向電流１０６としてＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａに流れる。図５の状態からトランジスタ１ａがオフし、トランジスタ１ｄがターンオンすると、ＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａの逆回復動作が始まるが、ＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａの特徴として逆回復電流は殆ど流れないため、図６の破線で示すような逆回復電流１０７はごく僅かな電流となり、逆回復損失は極めて小さくなる。

また、トランジスタ１ｄのコレクタ電流１０８は、モータ電流１０２にＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａの逆回復電流１０７が重畳されたものであるが、ＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａの逆回復電流１０７がごく僅かとなるため、トランジスタ１ｄのコレクタ電流１０８を従来よりも小さくすることができ、結果的に、トランジスタ１ｄのターンオン損失も低減することが可能となる。

また、図７（ａ）に示すように、逆回復電流が重畳したトランジスタ１ｄのコレクタ電流１０８は、ＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａの逆回復電流の減少により、図４においてハッチングで示した部分に見られるような大きな重畳領域がなくなる。このため、トランジスタ１ｄのターンオン損失は、図７（ｂ）と図４（ｂ）との波形を比較すれば明らかなように、実施の形態１の方が小さくなる。

なお、図１の構成では、Ｕ相上アームにおける還流ダイオードのみをＳｉＣ−ＳＢＤとしているため、図５および図６に示すように負極性のＵ相電流が流れるときに損失低減効果が得られる。このため、図８に示す三相電流波形上においては、ハッチングで示したＵ相電流の負の領域が損失低減領域となる。

以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置によれば、還流ダイオードとして、ＳｉＣ−ＳＢＤと、ＳｉＣ−ＳＢＤ以外のダイオードとしてのＳｉ−ＦＲＤの双方を少なくとも一つ以上含むように構成したので、ＳｉＣ−ＳＢＤの導通損失および逆回復損失を低減し、且つ、当該ＳｉＣ−ＳＢＤの逆アーム側に位置するトランジスタのターンオン損失を低減することができるので、コスト上昇を抑えつつ、熱破壊に対する信頼性の確保と高効率化とを実現することができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、通常運転時における導通損失、逆回復損失およびターンオン損失の低減効果について説明したが、実施の形態２では、直流制動時における導通損失の低減効果について説明する。なお、前提となる電力変換回路部５０の構成については、実施の形態１と同一である。

直流制動は、三相交流を直流に変換してモータの回転磁界を停止させることで制動する制御手法である。ここで、図９は、従来技術に係る直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図９において、破線で示す位置（時間）は直流制動を開始するタイミングを示している。図に示すように、直流制動指令が入った時点で位相が固定されるため、各相の電流の大きさが不均衡となり、一つの素子に損失が集中し熱破壊を起こす可能性も出てくる。

一方、図１０は、実施の形態２の三相電力変換装置における直流制動時のＰＷＭ電圧指令を示す図である。また、図１１は、図１０に示す領域Ａにおいて流れる電流経路を示す図であり、図１２は、図１０に示す領域Ｂにおいて流れる電流経路を示す図である。

図１０において、上段部の波形は、直流制動時におけるＵ相・Ｖ相・Ｗ相に対する電圧指令との三角波比較を示し、中段部の波形は、三角波比較の差が正か負かによって生成されたＵ相のＰＷＭ電圧ならびに、Ｖ相およびＷ相のＰＷＭ電圧を示し、下段部の波形は、Ｕ−Ｖ線間・Ｕ−Ｗ線間のＰＷＭ電圧を示している。なお、下段部の波形において、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相のＰＷＭ電圧が全てオンとなるゼロベクトル期間を領域Ａとし、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相のＰＷＭ電圧が全てオフとなるゼロベクトル期間を領域Ｂとしている。

図１０に示す領域Ａは、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相のＰＷＭ電圧が全てオンとなるゼロベクトル期間であるため、上アームのＵＶＷ相は、トランジスタ１ａ、１ｂ、１ｃおよび還流ダイオード１９ａ、２ｂ、２ｃによって短絡され、図１１中に太実線で示す経路上において電位差のない電流が流れる。また、図１０に示す領域Ｂは、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相のＰＷＭ電圧が全てオフとなるゼロベクトル期間であるため、上アームのＵＶＷ相は、トランジスタ１ｄ、１ｅ、１ｆおよび還流ダイオード２ｄ、２ｅ、２ｆによって短絡され、図１２中に太実線で示す経路上において電位差のない電流が流れる。なお、図１１および図１２の電流経路は、モータ１５から見た場合の電流経路としては、電気的には同じ意味である。このため、領域Ａと領域Ｂの時間幅（期間）は、双方の期間の和が等しければ、これらの領域における時間幅の割合を変えても問題はない。

よって、図１０の上段部に示すように、各相の電圧指令を三角波の正側頂点付近に設定することで、下段部に示すようなＵ−Ｖ・Ｕ−Ｗ線間ＰＷＭ電圧とすることができる。このようなＰＷＭ電圧を生成した場合、一周期あたり領域Ａの期間が長くなる。その結果、Ｓｉ−ＦＲＤ２ｄの導通期間がＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａの導通期間より短くなり、導通損失の大きなＳｉ−ＦＲＤ２ｄよりも、導通損失の小さなＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａに流れる電流を多くすることができる。この作用により、還流ダイオードにおける導通損失の低減が可能となる。

以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置によれば、任意の一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをＳｉＣ−ＳＢＤで構成すると共に、他の還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤ以外のダイオードで構成し、ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられていない側のアームが全オン状態となるゼロベクトル期間よりもＳｉＣ−ＳＢＤが設けられている側のアームが全オン状態となるゼロベクトル期間の方が長くなるようなスイッチング指令を付与されるので、還流ダイオードにおける導通損失の低減が可能となる。

実施の形態３．
実施の形態２では、直流制動時における導通損失の低減効果について説明したが、実施の形態３では、直流制動時における導通損失の低減効果を高める制御手法について説明する。なお、前提となる電力変換回路部５０の構成については、実施の形態１と同一または同等である。

従来の制御手法では、図９に示すように、直流制動が入った時点で電流位相が固定されるため、相ごとで電流の大きさが不均衡となり、ある特定の素子に損失が集中していた。そこで、図１３に示すように、三相交流でモータを駆動しているときに、上下アームの接続部からモータへ電流が流れ出す向きを電流の正として、負のＵ相電流が最大になる位相で直流制動を開始するようにする。このようなタイミングで直流制動を開始すると、Ｖ相・Ｗ相に流れる電流をＵ相に流れる電流の半分にすることができるため、Ｖ相・Ｗ相は損失を半分にでき、且つ、損失を均一化することができる。なお、Ｕ相は、Ｖ相・Ｗ相より電流が多くなるが、Ｕ相の還流ダイオードはＳｉＣ−ＳＢＤで構成しているため、導通損失および逆回復損失ならびに逆アームのターンオン損失は増大しない。この制御により、熱破壊に対する信頼性が高くなり、効率も高くすることができる。

図１４は、実施の形態３に係る電力変換装置の他の構成例を示す図であり、電圧形ブリッジ回路の同一相における一対の上下アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成したものである。なお、図１４の構成例では、Ｕ相の上下アームにおける還流ダイオードをそれぞれＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａ，１９ｄとして示している。また、その他の構成は、図１と同一である。

図１５は、図１４に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図１４に示すように、Ｕ相の上下アームにおける還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成することにより、モータ１５から上下アームの接続部に流れ込む負極性の電流と、上下アームの接続部からモータ１５に流れ出る正極性の電流とでは、両極性において損失の原理は同一である。このため、直流制動のタイミングは、図１３に示すようなＵ相電流の負の最大値だけでなく、図１５に示すようなＵ相電流の正の最大値のタイミングにおいて直流制動を開始してもよく、直流制動時における損失低減効果が得られる。また、この制御により、直流制動までの移行時間を短縮できるという効果も得られる。

図１６は、実施の形態３に係る電力変換装置の図１４とは異なる他の構成例を示す図であり、ある一つの相の電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成すると共に、当該一つの相とは異なり、且つ、ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられたアームとは異なるアーム、すなわち対向アームの逆アーム（ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられたアームが上アームであれば下アーム、下アームであれば上アーム）の還流ダイオードもＳｉＣ−ＳＢＤで構成したものである。なお、図１６の構成例では、Ｕ相の上アームの還流ダイオードと、Ｖ相の下アームの還流ダイオードとをそれぞれＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａ，１９ｅとして示している。また、その他の構成は、図１と同一である。

図１７は、図１６に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図１７に示すように、Ｕ相電流が負極性、Ｖ相電流が正極性であり、且つ、Ｗ相電流がゼロとなるタイミングで直流制動を開始すれば、Ｗ相電流はゼロであり、Ｕ相電流は負極性のため上アーム側のＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａを流れ、Ｖ相電流は正極性のため下アーム側のＳｉＣ−ＳＢＤ１９ｅを流れる。このため、Ｗ相電流による導通損失はゼロになり、Ｕ相電流およびＶ相電流は共にＳｉＣ−ＳＢＤ側を流れるので、導通損失の更なる低減が可能となる。

図１８は、実施の形態３に係る電力変換装置の図１４および図１６とは異なる他の構成例を示す図であり、電圧形ブリッジ回路上のある二つの相の上下アームにおける各還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成したものである。なお、図１８の構成例では、Ｕ相の上下アームにおける各還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａ，１９ｄとして示し、Ｖ相の上下アームにおける各還流ダイオードをそれぞれＳｉＣ−ＳＢＤ１９ｂ，１９ｅとして示している。また、その他の構成は、図１と同一である。

図１９は、図１８に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図１７に示すように、Ｕ相およびＶ相の上下アームにおける各還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成することにより、モータ１５から上下アームの接続部に流れ込む負極性の電流と、上下アームの接続部からモータ１５に流れ出る正極性の電流とでは、両極性において損失の原理は図１６と同一である。このため、直流制動のタイミングは、図１７に示すような、Ｗ相電流がゼロとなるタイミングの中で、Ｕ相電流が負極性であり、Ｖ相電流が正極性である場合のみならず、Ｗ相電流がゼロとなるタイミングであれば、Ｕ相電流が正極性であり、Ｖ相電流が負極性であっても構わない。すなわち、図１８に示す電力変換装置の構成であれば、Ｗ相電流がゼロとなるタイミングであれば、何れのタイミングであっても構わない。このようなタイミングで直流制動を開始すれば、直流制動における損失低減が可能となり、直流制動までの移行時間を短縮できるという効果が得られる。

図２０は、実施の形態３に係る電力変換装置の図１４、図１６および図１８とは異なる他の構成例を示す図であり、ある一つの相の電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成すると共に、他の二つの相において、当該ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられたアームとは異なるアーム（すなわち、ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられたアームが上アームであれば下アーム、下アームであれば上アーム）の各還流ダイオードもＳｉＣ−ＳＢＤで構成したものである。なお、図２０の構成例では、Ｕ相の上アームの還流ダイオードと、Ｖ相の下アームの還流ダイオードと、Ｗ相の下アームの還流ダイオードとをそれぞれＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａ，１９ｅ，１９ｆとして示している。また、その他の構成は、図１と同一である。

図２１は、図２０に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図２１に示すように、Ｕ相電流が負極性の最大値で直流制動を開始すると、Ｖ相・Ｗ相には正方向にＵ相電流の１／２の電流が流れる。このとき、負極性のＵ相電流は上アームにあるＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａを流れ、正極性のＶ相電流は下アームにあるＳｉＣ−ＳＢＤ１９ｅを流れ、正極性のＷ相電流は下アームにあるＳｉＣ−ＳＢＤ１９ｆを流れる一方で、ＳｉＣ−ＳＢＤではない他の還流ダイオードには電流が流れないため、直流制動における損失低減の効果を更に高めることが可能となる。

なお、上記実施の形態１〜３では、上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した三相電力変換装置を一例として説明したが、この三相電力変換装置に限定されるものではない。例えば、図２２に示すようなハーフブリッジ構成の単相電力変換装置に適用することも可能である。図２２に示す例では、上アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａで構成しており、ＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａに電流が流れ込んだ後に下アームのトランジスタ１ｄがオンするような動作が行われる場合には、上述した損失低減の効果が得られる。なお、図２２の構成では、上アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成しているが、上下の関係を入れ替え、下アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成してもよいことは無論である。

また、例えば、図２３に示すようなフルブリッジ構成の単相電力変換装置に適用することも可能である。図２３に示す例では、Ｕ相上アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａで構成しており、ＳｉＣ−ＳＢＤ１９ａに電流が流れ込んだ後にＵ相下アームのトランジスタ１ｄがオンするような動作が行われる場合には、上述した損失低減の効果が得られる。なお、図２３の構成では、Ｕ相上アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成しているが、Ｕ相下アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成してもよいし、Ｖ相上アームまたはＶ相下アームのうちの何れかをＳｉＣ−ＳＢＤで構成してもよい。さらに、実施の形態３の他の構成例に示すように、フルブリッジ構成を成す４つの還流ダイオードのうちの２〜３個の還流ダイオードＳｉＣ−ＳＢＤで構成してもよく、実施の形態３と同様な効果が得られる。

以上説明したように、実施の形態３の電力変換装置によれば、任意の一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをＳｉＣ−ＳＢＤで構成すると共に、他の還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤ以外のダイオードで構成し、ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられている相の電流を当該ＳｉＣ−ＳＢＤを流れる極性に流し、且つ、当該ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられていない相に流れる電流よりも当該ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられている相に流れる電流の方が絶対値として大きくなるようなタイミングで直流制動を開始することとしたので、還流ダイオードにおける導通損失の低減が可能となる。

なお、ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられている相の電圧ブリッジ回路における逆アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成してもよいし、ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられていない相のうちの一つの相の電圧ブリッジ回路において、ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられている側の逆アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成してもよい。また、任意の二つの相の電圧形ブリッジ回路における上下アームの各還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成すると共に、残りの一つの相の電圧形ブリッジ回路における上下アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤ以外のダイオードで構成してもよい。さらに、任意の第１の相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをＳｉＣ−ＳＢＤで構成すると共に、残りの第２、第３の相の前記各電圧形ブリッジ回路において、前記第１の相のＳｉＣ−ＳＢＤが設けられている側の逆アームに位置するそれぞれの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成してもよい。これらの構成によって、直流制動に関する種々のバリエーションが生まれ、還流ダイオードにおける導通損失の低減効果を高めることが可能となる。

なお、実施の形態１〜３では、Ｕ相〜Ｗ相を構成する６つのアームのうちの一つの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤとする構成を開示したが、ＳｉＣ−ＳＢＤに限定されるものではない。ＳｉＣ（炭化珪素）は、Ｓｉ（珪素）よりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である。このＳｉＣ以外にも、例えば窒化ガリウム系材料（ＧａＮ）または、ダイヤモンド（Ｃ）を用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性もＳｉＣに類似した点が多い。したがって、ＳｉＣ以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。

また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、ダイオード素子の小型化が可能であり、この小型化されたダイオード素子を用いることにより半導体素子モジュールの小型化が可能となる。

また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された素子は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの小型化が可能となり、半導体素子モジュールを冷却する冷却器または放熱器の小型化が可能になる。

以上のように、本発明に係る電力変換装置は、コスト上昇を抑えつつ、熱破壊に対する信頼性の確保と高効率化とを実現することができる発明として有用である。

１ａ〜１ｆ トランジスタ
２ａ〜２ｆ 還流ダイオード（Ｓｉ−ＦＲＤ）
１３ 平滑コンデンサ
１４ 制御部
１５ モータ
１６〜１８ 電流センサ
１９ａ〜１９ｆ 還流ダイオード（ＳｉＣ−ＳＢＤ）
５０ 電力変換回路部
１００ 電力変換装置

Claims (15)

1. トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路を少なくとも一つ以上有する電圧変換回路部を備えた電力変換装置において、
   前記電圧変換回路部は、前記還流ダイオードとして、ＳｉＣ−ＳＢＤ（ＳｉＣ−Ｓｃｈｏｔｔｋｙ−Ｂａｒｒｉｅｒ Ｄｉｏｄｅ）と、ＳｉＣ−ＳＢＤ以外のダイオードとの双方を少なくとも一つ以上含むように構成されていることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記ＳｉＣ−ＳＢＤ以外のダイオードが、Ｓｉ−ＦＲＤ（Ｓｉ−Ｆａｓｔ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｄｉｏｄｅ）であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した電圧変換回路部を有する三相の電力変換装置において、
   任意の一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをＳｉＣ−ＳＢＤで構成すると共に、他の還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤ以外のダイオードで構成したことを特徴とする電力変換装置。
4. 前記電圧変換回路部に接続される負荷を直流制動する際に、前記ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられていない側のアームのスイッチング素子が全てオン状態となるゼロベクトル期間よりも前記ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられている側のアームのスイッチング素子が全てオン状態となるゼロベクトル期間の方が長くなるようにスイッチング指令が与えられることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した電圧変換回路部を有する三相の電力変換装置において、
   任意の一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをＳｉＣ−ＳＢＤで構成すると共に、他の還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤ以外のダイオードで構成したことを特徴とする電力変換装置。
6. 前記電圧変換回路部に接続される負荷を直流制動する際に、前記ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられている相の電流を当該ＳｉＣ−ＳＢＤを流れる極性に流し、且つ、当該ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられていない相に流れる電流よりも当該ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられている相に流れる電流の方が絶対値として大きくなるようなタイミングで直流制動を開始することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられている相の電圧ブリッジ回路における逆アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成したことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられていない相のうちの一つの相の電圧ブリッジ回路において、前記ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられている側の逆アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成したことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
9. 前記ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられていない相に流れる電流がゼロとなるタイミングで直流制動を開始することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した電圧変換回路部を有する三相の電力変換装置において、
    任意の二つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上下アームの各還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成すると共に、残りの一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上下アームの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤ以外のダイオードで構成したことを特徴とする電力変換装置。
11. 前記ＳｉＣ−ＳＢＤが設けられていない相に流れる電流がゼロとなるタイミングで直流制動を開始することを特徴とする請求項１０に記載の電力変換装置。
12. トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続し電圧変換回路部を有するた三相の電力変換装置において、
    任意の第１の相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをＳｉＣ−ＳＢＤで構成すると共に、残りの第２、第３の相の前記各電圧形ブリッジ回路において、前記第１の相のＳｉＣ−ＳＢＤが設けられている側の逆アームに位置するそれぞれの還流ダイオードをＳｉＣ−ＳＢＤで構成したことを特徴とする電力変換装置。
13. 前記電圧変換回路部に接続される負荷を直流制動する際に、前記第１の相の電流を当該第１の相のＳｉＣ−ＳＢＤを流れる極性に流し、且つ、前記第２および第３の相に流れるそれぞれの電流よりも前記第１の相に流れる電流の方が絶対値として大きくなるようなタイミングで直流制動を開始することを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
14. 前記直流制動を開始するタイミングが前記第１の相に流れる電流の最大値であることを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
15. 前記ＳｉＣ−ＳＢＤ以外のダイオードが、Ｓｉ−ＦＲＤ（Ｓｉ−Ｆａｓｔ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｄｉｏｄｅ）であることを特徴とする請求項３〜１４の何れか１項に記載の電力変換装置。

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