CN107318272A - 半导体装置 - Google Patents

半导体装置 Download PDF

Info

Publication number
CN107318272A
CN107318272A CN201680008296.9A CN201680008296A CN107318272A CN 107318272 A CN107318272 A CN 107318272A CN 201680008296 A CN201680008296 A CN 201680008296A CN 107318272 A CN107318272 A CN 107318272A
Authority
CN
China
Prior art keywords
semiconductor element
loss
switching
semiconductor
diode
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201680008296.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107318272B (zh
Inventor
荒木龙
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Publication of CN107318272A publication Critical patent/CN107318272A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107318272B publication Critical patent/CN107318272B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/5388—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with asymmetrical configuration of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

提供一种能够降低开关损耗的半导体装置。半导体装置具有串联连接的第一半导体元件(Su)～(Sw)和第二半导体元件(Sx)～(Sz)，第一半导体元件是由具有比第二半导体元件的开关损耗小的开关损耗的低开关损耗半导体元件构成的，第二半导体元件是由具有比第一半导体元件的导通损耗小的导通损耗的低导通损耗半导体元件构成的。

Description

半导体装置
技术领域
本发明涉及一种具有串联连接的第一半导体元件和第二半导体元件的应用于电力变换装置等的半导体装置。
背景技术
以往，在电动马达、吸尘器、空调、焊接机等中应用着作为电力变换装置的逆变器。在该逆变器和作为其周边电路的功率因数改善电路、制动电路等中，使用了将第一半导体元件与第二半导体元件串联连接而成的半导体装置。
在将串联连接的第一半导体元件和第二半导体元件并联连接多列而成的逆变器中，通常，作为构成上臂的第一半导体元件和构成下臂的第二半导体元件，使用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等的同一种类的开关半导体元件。
而且，例如在电吸尘器中使用的逆变器控制电路中，作为构成逆变器电路的下臂侧的开关元件，应用了与上臂侧的开关元件(例如IGBT)相比能够进行更高速的开关动作的开关元件(例如使用了氮化镓(GaN)、碳化硅(SiC)、金刚石等的宽禁带半导体元件)(例如，参照专利文献1)。在该专利文献1中，进行如下的二相调制方式的逆变器控制：针对施加于马达的三相电压的各相电压，每隔2π/3按顺序使上臂的开关元件接通并使下臂的开关元件断开，来使各相电压周期性地固定。
专利文献1：日本特开2012-249488号公报
发明内容
发明要解决的问题
另外，在专利文献1所记载的以往例中，在下臂侧使用开关速度比上臂侧的开关元件的开关速度快的开关元件，并且进行二相调制方式的逆变器控制，由此降低上下臂的开关元件各自的开关损耗(发热)的偏差。
然而，仅如上述以往例那样使下臂的开关元件的开关速度比上臂的开关元件的开关速度快是存在以下问题的：无法充分改善下臂的开关元件导通时的开关损耗。
因此，本发明是着眼于上述以往例的问题而完成的，其目的在于提供一种能够降低开关元件导通时的开关损耗来降低上下臂的总损耗的半导体装置。
用于解决问题的方案
为了达到上述目的，本发明所涉及的半导体装置的一个方式具有串联连接的第一半导体元件和第二半导体元件，第一半导体元件是由具有比第二半导体元件的开关损耗小的开关损耗的低开关损耗半导体元件构成的，第二半导体元件是由具有比第一半导体元件的导通损耗小的导通损耗的低导通损耗半导体元件构成的。
发明的效果
根据本发明的一个方式，能够降低开关元件导通时的开关损耗来降低上下臂的总损耗。
附图说明
图1是表示本发明所涉及的半导体装置的第一实施方式的电路图。
图2是表示三相正弦波控制波形和下侧固定(lower-side-stuck)的二相调制控制波形的波形图。
图3是第一实施方式中的下侧固定的二相调制方式的各相的信号波形图。
图4是表示图2的(b)中的W相的电力供给路径的说明图，(a)表示通电区间T1的电力供给路径，(b)表示区间T2的电力供给路径。
图5是第一实施方式中的构成U相臂的智能功率模块的电路图。
图6是表示图5的上臂和下臂的导通时和关断时的集电极-发射极间电压及集电极电流的信号波形图。
图7是表示一个开关臂部的各损耗的仿真结果的图，(a)是表示比较例的损耗的图表，(b)是表示第二实施方式的损耗的图表。
图8是表示本发明所涉及的半导体装置的第二实施方式的电路图。
图9是表示与第二实施方式对应的比较例的1个相的臂的电路图。
图10是图9的上臂的导通时的集电极-发射极间电压和集电极电流的波形图以及下臂的续流二极管的反向恢复时的续流电流和反向恢复电压的波形图。
图11是表示一个开关臂部的各损耗的仿真结果的图，(a)是表示比较例的损耗的图表，(b)是表示第二实施方式的损耗的图表。
图12是表示本发明所涉及的半导体装置的第三实施方式的电路图。
图13是表示本发明所涉及的半导体装置的变形例的电路图。
具体实施方式
接下来，参照附图来说明本发明的一个实施方式。在下面的附图的记载中，对同一或类似的部分标注同一或类似的标记。
另外，下面示出的实施方式用于例示用于将本发明的技术思想具体化的装置、方法，本发明的技术思想并不是将结构部件的材质、形状、构造、配置等确定为下述的材质、形状、构造、配置等。本发明的技术思想能够在权利要求书中记载的权利要求所规定的技术范围内追加各种变更。
下面，参照附图来说明本发明的一个实施方式所涉及的半导体元件的驱动装置。在本实施方式中，作为半导体元件，取电压驱动型半导体元件为例，作为半导体元件的驱动装置，取半导体元件的栅极驱动装置为例，来进行说明。
首先，使用图1来说明具备本实施方式的半导体装置的电力变换装置10。
如图1所示，电力变换装置10具备：全波整流电路12，其将从三相交流电源11输入的三相交流电力变换为直流电力；平滑用电容器13，其使从全波整流电路12的正极线Lp和负极线Ln输出的直流电力平滑化；制动电路14，其与平滑用电容器13并联连接；逆变器部15，其对与制动电路14并联连接的作为负荷的三相电动机17进行驱动；以及控制部16，其对制动电路14和逆变器部15进行控制。
全波整流电路12由全桥电路构成，该全桥电路是在正极线Lp与负极线Ln之间将串联连接2个二极管而成的串联电路12A、12B及12C并联连接而成的。三相交流电源11的各相电力被供给到各串联电路12A、12B及12C的二极管之间的连接点，通过各二极管对各相电力进行全波整流后，从正极线Lp与负极线Ln之间输出直流电力。
制动电路14被设为通过电阻来消耗再生电流，以针对在对三相电动机17进行再生制动时施加于逆变器部15的过电压进行保护。制动电路14包括浪涌吸收用的二极管14a、开关半导体元件14b以及与二极管14a并联连接的外接的电阻14c。
而且，二极管14a的阴极及电阻14c的一端连接于正极线Lp，二极管14a的阳极与电阻14c的另一端的连接点连接于作为开关半导体元件14b的绝缘栅双极型晶体管(下面称为IGBT)的集电极。IGBT的发射极连接于负极线Ln，栅极连接于控制部16。
逆变器部15具备并联连接于正极线Lp与负极线Ln之间的U相开关臂部15U、V相开关臂部15V及W相开关臂部15W。
U相开关臂部15U的连接于正极线Lp的上臂部包括第一半导体元件Su以及与该第一半导体元件Su反向并联连接的续流二极管Du，该第一半导体元件Su由开关损耗比IGBT的开关损耗小的N沟道形的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。
U相开关臂部15U的连接于负极线Ln的下臂部包括第二半导体元件Sx以及与该第二半导体元件Sx反向并联连接的续流二极管Dx，该第二半导体元件Sx由导通损耗比MOSFET的导通损耗小的IGBT构成。
而且，构成第一半导体元件Su的MOSFET的漏极连接于正极线Lp，源极连接于构成第二半导体元件Sx的IGBT的集电极，构成第二半导体元件Sx的IGBT的发射极连接于负极线Ln。
V相开关臂部15V的连接于正极线Lp的上臂部包括由MOSFET构成的第一半导体元件Sv以及与该第一半导体元件Sv反向并联连接的续流二极管Dv，V相开关臂部15V的连接于负极线Ln的下臂部包括由IGBT构成的第二半导体元件Sy以及与该第二半导体元件Sy反向并联连接的续流二极管Dy。
W相开关臂部15W的连接于正极线Lp的上臂部包括由MOSFET构成的第一半导体元件Sw以及与该第一半导体元件Sw反向并联连接的续流二极管Dw，W相开关臂部15W的连接于负极线Ln的下臂部包括由IGBT构成的第二半导体元件Sz以及与该第二半导体元件Sz反向并联连接的续流二极管Dz。
这些V相开关臂部15V和W相开关臂部15W的第一半导体元件Sv、Sw和第二半导体元件Sy、Sz的连接关系设为与前述的U相开关臂部15U相同的连接关系。
而且，各相开关臂部15U～15W的第一半导体元件Su～Sw和第二半导体元件Sx～Sz的栅极连接于控制部16。
从各相开关臂部15U、15V及15W的第一半导体元件Su、Sv、Sw与第二半导体元件Sx、Sy、Sz的连接点输出的U相输出、V相输出及W相输出被分别输出到作为负荷的三相电动机17的U相绕组、V相绕组及W相绕组。
从对逆变器部15的输出线Lu、Lv及Lw的输出电流进行检测的电流检测器19u、19v及19w向控制部16输入U相电流检测值、V相电流检测值及W相电流检测值。另外，从对平滑用电容器13的两端间的端子电压进行检测的电压检测器20向控制部16输入电压检测值。
控制部16基于从电压检测器20输入的端子电压来控制制动电路14的作为第四半导体元件的IGBT的栅极，以避免因再生制动时从三相电动机17输入的再生电力而导致端子电压成为过电压。
另外，控制部16基于从电流检测器19u～19w输入的电流检测值以及未图示的电流指令值来对U相开关臂部15U的第一半导体元件15a和第二半导体元件15b进行下侧固定二相调制控制。
在此，下侧固定二相调制控制是以下方法：在三相交流电压中始终以最低电压的相为基准观察其它二相，由此表达三相交流。作为结果，以二相交流来表达三相交流。即，在图2的(a)所示的三相交流的区间A，W相为最低电压，利用以W相为基准观察到的U相和V相的电压来表达三相交流。在平衡三相电流中，利用仅相位不同的三相交流波形来定义平衡三相电流，但是可见实际上能够以两个交流波形来表达平衡三相交流。
当采用该二相调制方式时，交流波形如图2的(b)所示那样成为每120度就有某一个相被固定为零电位的双峰状波形。图3中示出用于得到该双峰状波形的通过控制部16对各相开关臂部15U～15W的第一半导体元件Su～Sw和第二半导体元件Sx～Sz进行驱动的驱动波形。
针对图2的(b)中W相被固定为零电位的区间T1和T2，来说明该控制部16的动作。
在区间T1，如图3的(b)所示，以占空比大(指示半导体元件接通的脉宽较宽)的Hi占空比对U相开关臂部15U的作为上臂的第一半导体元件Su进行脉宽调制(PWM)驱动。另外，如图3的(c)所示，以中间占空比对V相开关臂部15V的第一半导体元件Sv进行脉宽调制(PWM)驱动。并且，如图3的(d)所示，将W相开关臂部15W的第一半导体元件Sw控制为断开状态。
另一方面，如图3的(e)所示，U相开关臂部15U的作为下臂的第二半导体元件Sx为断开状态，续流电流流过续流二极管Dx。另外，如图3的(f)所示，V相开关臂部15V的第二半导体元件Sy为断开状态，续流电流流过续流二极管Dy。并且，如图3的(g)所示，将W相开关臂部15W的第二半导体元件Sz控制为始终接通状态。
因此，在区间T1，逆变器部15和三相电动机17的电流路径是电流如图4的(a)中粗实线L1所示那样流动。即，马达电流从正极线Lp经过U相开关臂部15U的第一半导体元件Su，经过三相电动机17的U相绕组，从中性点分别经过V相绕组及W相绕组后经过V相开关臂部15V的第二半导体元件Sy或续流二极管Dy(根据实际流向V相的电流的方向，电流直接流向第二半导体元件Sy或者以续流二极管Dy的续流电流减少的形式流向第二半导体元件Sy。以下均同样。)及W相开关臂部15W的第二半导体元件Sz，来流向负极线Ln。
另一方面，来自三相电动机17的续流电流如细实线L2所示那样流动。即，来自三相电动机17的V相绕组的续流电流经过V相开关臂部15V的上臂部的续流二极管Dv-正极线Lp-U相开关臂部15U的第一半导体元件Su后向三相电动机17的U相绕组流动。另外，来自三相电动机17的W相绕组的续流电流经过W相开关臂部15W的第二半导体元件Sz-负极线Ln-U相开关臂部15U的下臂部的续流二极管Dx后向三相电动机17的U相绕组流动。
并且，在全部半导体元件均处于断开状态时，来自三相电动机17的续流电流如图4的(a)中细虚线L3所示那样流动。即，来自三相电动机17的V相绕组的续流电流经过V相开关臂部15V的上臂部的续流二极管Dv-正极线Lp-平滑用电容器13-负极线-U相开关臂部15U的下臂部的续流二极管Dx后流向三相电动机17的U相绕组。另外，来自三相电动机17的W相绕组的续流电流经过W相开关臂部15W的上臂部的续流二极管Dw-正极线Lp-平滑用电容器13-负极线-U相开关臂部15U的下臂部的续流二极管Dx后流向三相电动机17的U相绕组。
另一方面，在区间T2，通过控制部16如图3所示那样控制逆变器部15。即，如图3的(b)所示，将U相开关臂部15U的第一半导体元件Su控制为断开状态。另外，如图3的(c)所示，以比较宽的脉宽的Hi占空比对V相开关臂部15V的第一半导体元件Sv进行脉宽调制控制。并且，如图3的(d)所示，将W相开关臂部15W的第一半导体元件Sw控制为断开状态。
同时，如图3的(e)所示，以中间占空比对U相开关臂部15U的第二半导体元件Sx进行脉宽调制(PWM)控制。另外，如图3的(f)所示，将V相开关臂部15V的第二半导体元件Sy控制为断开状态，并且续流电流流过续流二极管Dy。并且，如图3的(g)所示，将W相开关臂部15W的第二半导体元件Sz控制为始终导通状态。
因此，在区间T2，逆变器部15及三相电动机17的电流路径是电流如图4的(b)中粗实线L4所示那样流动。即，马达电流从正极线Lp经过V相开关臂部15V的第一半导体元件Sv，经过三相电动机17的V相绕组，从中性点分别经过U相绕组/续流二极管Dx及W相绕组后经过U相开关臂部15U的第二半导体元件Sx及W相开关臂部15W的第二半导体元件Sz，来流向负极线Ln。
另一方面，来自三相电动机17的续流电流如细实线L5所示那样流动。即，来自三相电动机17的U相绕组的续流电流经过U相开关臂部15U的上臂部的续流二极管Du-正极线Lp-V相开关臂部15V的第一半导体元件Sv后向三相电动机17的V相绕组流动。另外，来自三相电动机17的W相绕组的续流电流经过W相开关臂部15W的第二半导体元件Sz-负极线Ln-U相开关臂部15U的下臂部的续流二极管Dx后向三相电动机17的V相绕组流动。
并且，在全部半导体元件均处于断开状态时，来自三相电动机17的续流电流如图4的(b)中细虚线L3所图示的那样流动。即，来自三相电动机17的U相绕组的续流电流经过U相开关臂部15U的上臂部的续流二极管Du-正极线Lp-平滑用电容器13-负极线-U相开关臂部15V的下臂部的续流二极管Dy后流向三相电动机17的V相绕组。另外，来自三相电动机17的W相绕组的续流电流经过W相开关臂部15W的上臂部的续流二极管Dw-正极线Lp-平滑用电容器13-负极线-U相开关臂部15U的下臂部的续流二极管Dy后流向三相电动机17的V相绕组。
因而，如图2的(b)所示，U相二相调制波形如下：从区间T1的起点起增加，达到峰值后减少，在区间T2持续减少，下降至最低电位(图中记述为-0.200的电位。下面也简记为零电位。)。反之，如图2的(b)所示，V相二相调制波形如下：在区间T1的起点从零电位开始增加，在区间T2也持续增加，达到峰值后减少。并且，如图2的(b)所示，W相二相调制波形在区间T1和区间T2的期间维持零电位。
其结果，如图2的(b)所示，U相二相调制波形、V相二相调制波形以及W相二相调制波形分别为在上侧具有双峰状波形、每隔240度(2π/3)的电角度就在120度的期间内持续零电位的相同波形，各相之间具有120度的相位差。
通过像这样对构成逆变器部15的第一半导体元件Su～Sw和第二半导体元件Sx～Sz进行二相调制控制，例如U相电压如图3的(h)所示那样为梯形波状，U相电流如图3的(i)所示那样为接近正弦波的状态。此外，图3的(h)、(i)与将上述的Hi占空比和中间占空比设为固定的情况相当。
在该二相调制控制中，某一个开关臂部15U～15W的第二半导体元件Sx～Sz中的某一个始终不进行开关动作而维持为始终导通状态，因此与进行三相正弦波驱动的情况相比，能够相应地降低开关损耗。而且，电源利用率高，作为负荷的三相电动机17的线间电压的最大值为从全波整流电路12输出的直流电压Vdc。
与此相对，在以往的三相正弦波驱动的情况下，始终对构成三相的开关臂部的第一半导体元件和第二半导体元件进行脉宽调制(PWM)控制。因此，在三相正弦波驱动中，开关损耗多，电源利用率低，作为负荷的三相电动机17的线间电压的最大值为从全波整流电路12输出的直流电压Vdc的√3Vdc/2＝0.86Vdc。
通过像这样对逆变器部15进行二相调制控制，相对于三相正弦波控制而言，能够降低开关损耗。
另外，在对逆变器部15进行二相调制控制的情况下，存在如上所述那样使下臂部的第二半导体元件Sx～Sz不进行开关动作而设为始终接通状态来在上侧形成双峰状波形的下侧固定二相调制控制、以及专利文献1所记载的使上臂部的第一半导体元件Su～Sw不进行开关动作而设为始终接通状态的在下侧形成双峰状波形的上侧固定二相调制控制。
然而，上述实施方式中说明的下侧固定二相调制控制相对于上侧固定二相调制控制而言能够进一步降低开关损耗。
其原因如下。通常，逆变器部15构成为将U相开关臂部15U、V相开关臂部15V及W相开关臂部15W这三个臂作为一个模块的智能功率模块(IPM)。
关于该智能功率模块，例如在选出U相开关臂部15U的情况下的电路结构如图5所示。
即，智能功率模块25具备串联连接于正极端子P与负极端子N之间的U相开关臂部15U的构成上臂部的第一半导体元件Su和续流二极管Du以及构成下臂部的第二半导体元件Sx和续流二极管Dx。
第一半导体元件Su的栅极上连接有第一栅极驱动电路GDu1，第二半导体元件Sx的栅极上连接有第二栅极驱动电路GDu2。第一栅极驱动电路GDu1和第二栅极驱动电路GDu2分别连接于电源端子VccH和VccL，并且第一栅极驱动电路GDu1和第二栅极驱动电路GDu2连接于共同接地端子COM，从而被施加控制电源，其中，该电源端子VccH和VccL连接于直流控制电源26的正极侧，该共同接地端子COM连接于直流控制电源26的负极侧与接地的连接点。
第一栅极驱动电路GDu1中设置有连接于第一半导体元件Su的发射极的基准电压端子Vs，该基准电压端子Vs的基准电压成为第一半导体元件Su的栅极驱动信号的基准。
另外，在智能功率模块25的正极端子P与接地之间连接有直流电源Vdc与平滑用电容器C的并联电路，在负极端子N与接地之间连接有检测U相电流的分流电阻Rs。
这样，关于第一栅极驱动电路GDu1与第一半导体元件Su，基准电压端子Vs通过内部布线而连接于第一半导体元件Su的发射极。因此，第一半导体元件Su的发射极与基准电压端子Vs之间的阻抗仅为内部布线阻抗，因此为很小的值。
另一方面，关于第二栅极驱动电路GDu2与第二半导体元件Sx，第二半导体元件Sx的发射极经由分流电阻Rs连接于共同接地端子COM。因此，会受到包括分流电阻Rs和外部布线的大阻抗的共同阻抗的影响。
因而，第一半导体元件Su的导通时的开关特性如图6的(a)所示，集电极电流Ic如特性线L21所示那样为±di/dt急剧而尖锐的波形，导通时的开关损耗Eon比较少，为0.24mJ。
与此相对，第二半导体元件Sx的导通时的开关特性如图6的(b)所示，由于电流检测用的分流电阻Rs的布线阻抗的影响，±di/dt相比于第一半导体元件Su而言变得迟缓，由此导通时的开关损耗Eon为0.38mJ，相比于第一半导体元件Su而言恶化。
关于第一半导体元件Su和第二半导体元件Sx的关断时的开关损耗Eoff，如图6的(c)和(d)所示，第一半导体元件Su为Eoff＝0.12mJ，第二半导体元件Sx为Eoff＝0.14mJ，两者之间未产生大的差异。
这样，在构成智能功率模块25的情况下，作为下臂侧的第二半导体元件Sx的开关损耗相比于作为上臂侧的第一半导体元件Su的开关损耗而言恶化。
因而，如上所述，利用控制部16对逆变器部15进行下侧固定的二相调制控制，由此能够设置将第二半导体元件Sx～Sz控制为始终导通状态的区间，由此能够降低第二半导体元件Sx～Sz的开关损耗。
其结果，能够弥补构成智能功率模块25的情况下的第二半导体元件Sx～Sz的开关损耗的恶化。因此，能够降低第一半导体元件Su～Sw和第二半导体元件Sx～Sz的总开关损耗。与此相对，在专利文献1的在下侧形成双峰状波形的上侧固定二相调制控制中，相反地会使总开关损耗增加。
并且，针对对逆变器部15进行上述的下侧固定的二相调制控制的情况，图7的(a)中示出了对比较例进行仿真而得到的结果，在该比较例中，利用相同的IGBT来构成第一半导体元件Su～Sw和第二半导体元件Sx～Sz，并且使二极管为相同的续流二极管。在该比较例的情况下，上臂侧的第一半导体元件Su的导通损耗为Von＝1.8mJ，导通时的开关损耗为ton＝3.1mJ，关断时的开关损耗为toff＝1.4mJ，续流二极管Du的导通损耗为Vf＝0.14mJ，恢复损耗为trr＝0.1mJ。
另一方面，下臂侧的第二半导体元件Sx的导通损耗为Von＝2.2mJ，导通时的开关损耗为ton＝0.7mJ，关断时的开关损耗为toff＝0.3mJ，续流二极管Dx的导通损耗为Vf＝0.6mJ，恢复损耗为trr＝0.5rmJ。而且，总损耗为10.9mJ。
根据该图7的(a)的仿真结果，在上臂部中第一半导体元件Su的导通时的开关损耗占主要地位。该第一半导体元件Su的导通时的开关损耗还依赖于下臂部的续流二极管的特性。
与此相对，在下臂部中，第二半导体元件Sx的导通损耗占主要地位。
为此，图7的(b)中示出了以下情况的仿真结果：如上述第一实施方式那样，使用与IGBT相比导通时的开关损耗少的MOSFET来作为第一半导体元件Su～Sw，使用相对于MOSFET而言导通损耗少的IGBT来作为第二半导体元件Sx～Sz。
如根据该图7的(b)可以明确的那样，通过使用MOSFET作为第一半导体元件、使用IGBT作为第二半导体元件，第一半导体元件Su～Sw的导通损耗为Von＝0.7mJ，导通时的开关损耗为ton＝2.7mJ，关断时的开关损耗为toff＝0.2mJ，续流二极管Du～Dw的导通损耗为Vf＝0.09mJ，恢复损耗为trr＝0.1mJ，相对于比较例而言大幅减少。
另一方面，第二半导体元件Sx～Sz的导通损耗为Von＝2.2mJ，与比较例相比没有变化，导通时的开关损耗为ton＝1.5mJ，增加为比较例的二倍左右。另外，关断时的开关损耗为toff＝0.3mJ，续流二极管Dx～Dz的导通损耗为Vf＝0.6mJ，与比较例相比没有变化，恢复损耗为trr＝0.6mJ，相对于比较例而言稍有增加。
而且，总损耗为9.0，与图7的(a)的以往例相比能够将总损耗改善15％左右。
此外，在上述第一实施方式中，说明了使用Si-MOSFET作为第一半导体元件Su～Sw的情况，但是不限定于此，也可以将导通时的开关损耗更少的SiC、GaN、金刚石等的宽禁带半导体元件应用为第一半导体元件Su～Sw。在该情况下，能够进一步降低总损耗。
接着，结合图8来说明本发明所涉及的半导体装置的第二实施方式。
在该第二实施方式中，使用相同的半导体开关元件来作为第一半导体元件Su～Sw和第二半导体元件Sx～Sz，仅将下臂部的续流二极管变更为开关损耗比上臂部的开关损耗小的二极管，来代替如前述的第一实施方式那样使用开关损耗少的半导体元件作为第一半导体元件Su～Sw、使用导通损耗少的半导体元件作为第二半导体元件Sx～Sz的情况。
即，在第二实施方式中，如图8所示，使用导通损耗少的IGBT作为逆变器部15的第一半导体元件Su～Sw和第二半导体元件Sx～Sz，使用开关损耗大的Si-续流二极管作为上臂部的续流二极管Du～Dw。另外，作为下臂部的续流二极管Dx～Dz，使用开关损耗(反向恢复电流所引起的恢复损耗)比Si-续流二极管的开关损耗少的作为宽禁带二极管的SiC-肖特基二极管。其它结构具有与前述的第一实施方式同样的结构，对与图1对应的部分标注相同的标记，省略其详细说明。
该第二实施方式着眼于U相开关臂部15U、V相开关臂部15V及W相开关臂部15W的下臂部的续流二极管Dx～Dz的开关损耗。
如在第一实施方式中前述的那样，在逆变器部15中第一半导体元件Su～Sw和第二半导体元件Sx～Sz由相同的半导体开关元件构成，续流二极管也由相同的Si-续流二极管构成。在对该逆变器部15进行下侧固定的二相调制控制的情况下，第一半导体元件Su～Sw的导通时的开关损耗占主要地位。
在该第二实施方式中，通过使作为相向臂的下臂的续流二极管的开关损耗(恢复损耗)降低，来使第一半导体元件Su～Sw的导通时的开关损耗降低。
即，对U相开关臂部15U、V相开关臂部15V及W相开关臂部15W各自的开关损耗进行探讨。
例如在以U相开关臂部15U为代表的情况下，如图9所示那样使用开关损耗大的Si-续流二极管作为上臂部的续流二极管Du和下臂部的续流二极管Dx时的开关特性如图10所示。
即，考虑以下情况：使上臂部的第一半导体元件Su从断开状态导通，使下臂部的续流二极管Dx从接通状态变为断开状态。设此时的从第一半导体元件Su与第二半导体元件Sx的连接点流向三相电动机17的U相绕组的主电路电流为IC，设流过下臂部的续流二极管Dx的来自U相线圈的续流电流为IF。
在该情况下，如图10的(b)所示，从与上一次的主电路电流IC相应的续流电流IF流过下臂部的续流二极管Dx的正向偏置状态变为反向偏置电压施加于下臂部的续流二极管Dx的状态，续流电流IF开始减少。
另一方面，上臂部的第一半导体元件Su从断开状态导通，因此主电路电流IC如图10的(a)所示那样从零起开始增加，第一半导体元件Su的集电极-发射极间电压VCE如图10的(a)所示那样开始减少。
此时，下臂部的续流二极管Dx已变为被施加反向偏置电压的状态，因此在续流电流变为零之后，短时间内有大的反向恢复电流沿二极管的反向流动。该反向恢复电流在达到负侧的峰值之后恢复为零。
另一方面，在上臂部的第一半导体元件Su中，下臂部的续流二极管Dx的反向恢复峰电流叠加于主电路电流IC，如图10的(a)所示那样，在大幅猛涨之后减少，成为与第一半导体元件Su的栅极电压相应的大致固定的值。
因此，通过使用反向恢复电流小、开关损耗(恢复损耗)比Si-续流二极管小的作为宽禁带二极管的例如SiC-续流二极管作为下臂部的续流二极管Dx，能够降低上臂部的第一半导体元件Su的导通时的开关损耗。此外，作为续流二极管Dx～Dz，不限于SiC-续流二极管，也可以是SiC-肖特基二极管、应用JBS(Junction Barrier Schottky：结势垒肖特基)构造的二极管，还能够使用GaN-续流二极管、金刚石-续流二极管等开关损耗(恢复损耗)比Si续流二极管小的二极管。
这样，使U相开关臂部15U、V相开关臂部15V及W相开关臂部15W各自的上臂部的续流二极管Du～Dw仍为开关损耗(恢复损耗)大的Si-续流二极管。另一方面，对于作为相向臂的下臂部的续流二极管Dx～Dz，使用开关损耗(恢复损耗)比Si-续流二极管的开关损耗小的SiC-续流二极管。由此，能够使第一半导体元件Su～Sw的导通时的开关损耗降低，从而降低总损耗。
图11的(b)中示出了对该第二实施方式中的一个开关臂部进行与第一实施方式同样的仿真而得到的结果。此外，图11的(a)表示使第一半导体元件Su～Sw和第二半导体元件Sx～Sz为IGBT、使上臂部的续流二极管Du～Dw和下臂部的续流二极管Dx～Dz为Si-续流二极管的以往例的损耗。
如根据该图11的(b)可以明确的那样，根据第二实施方式，第一半导体元件Su～Sw的导通损耗为Von＝1.8mJ，与以往例相比没有变化，但是导通时的开关损耗大幅减少为ton＝1.4mJ。另外，关断时的开关损耗为toff＝0.14mJ，与以往例相比没有变化，续流二极管Du～Dw的导通损耗为Vf＝0.14mJ，与以往例相比没有变化，但是恢复损耗大幅减少为trr＝0.02mJ。
另外，关于第二半导体元件Sx～Sz，导通损耗为Von＝2.2mJ，导通时的开关损耗为ton＝0.7mJ，关断时的开关损耗为toff＝0.3mJ，续流二极管Dx～Dz的导通损耗为Vf＝0.7mJ，恢复损耗为trr＝0.5mJ，为与以往例大致相同的值。
因而，总损耗为9.2，与图7的(a)的以往例相比，能够将总损耗改善12％左右。
在该第二实施方式中，使用导通损耗小的IGBT作为第一半导体元件Su～Sw和第二半导体元件Sx～Sz，使用开关损耗(恢复损耗)大的Si-续流二极管作为上臂部的续流二极管Du～Dw，仅关于下臂部的续流二极管Dx～Dz使用与Si-续流二极管相比开关损耗(恢复损耗)小的宽禁带二极管，仅通过这样就能够降低作为上臂部的第一半导体元件的导通时的开关损耗，从而能够降低总损耗。
另外，也可以效仿第一实施方式，使第一半导体元件Su～Sw为开关损耗比IGBT小的N沟道型的MOSFET。
此外，在上述实施方式中，说明了将本发明所涉及的半导体装置应用于对感性负载进行驱动的电力变换装置的逆变器部的情况，但是不限定于此，也能够取代感性负载而应用于利用焊接机产生电弧的控制装置。
即，如图12所示，焊接机用控制装置30具备：全波整流电路32，其对商用单相交流电源31进行全波整流；功率因数改善电路33，其连接于从该全波整流电路32输出直流电力的正极线Lp及负极线Ln；平滑用电容器34，其连接于功率因数改善电路33的输出侧的正极线Lp与负极线Ln之间；逆变器部35，其与平滑用电容器34并联连接于正极线Lp与负极线Ln之间；变压器36，其连接于逆变器部35的输出侧；以及输出侧整流电路37，其连接于变压器36的次级侧。
在此，全波整流电路32利用4个二极管来构成单相全桥电路，将商用交流电力变换为直流电力。
功率因数改善电路33具有升压斩波器的结构，具备：第三半导体元件33a，其连接于正极线Lp；第四半导体元件33b，其连接于第三半导体元件33a的输入侧与负极线Ln之间；以及电抗器33c，其连接于第三半导体元件33a同第四半导体元件33b的连接点与全波整流电路32的正极侧之间。
在此，第三半导体元件33a由开关损耗(恢复损耗)比Si-续流二极管的开关损耗(恢复损耗)小的SiC-续流二极管、SiC-肖特基二极管、GaN-二极管、金刚石-二极管等宽禁带半导体元件构成。
第四半导体元件33b由导通损耗比MOSFET小的作为低导通损耗半导体元件的IGBT构成。
逆变器部35具备第一开关臂部35A和第二开关臂部35B，该第一开关臂部35A是将第一半导体元件Sa与第二半导体元件Sc串联连接于正极线Lp与负极线Ln之间而成的，该第二开关臂部35B是将第一半导体元件Sb与第二半导体元件Sd串联连接于正极线Lp与负极线Ln之间而成的，逆变器部35利用该第一开关臂部35A和第二开关臂部35B来构成单相全桥电路。
在各第一半导体元件Sa和Sb上反向并联地连接有续流二极管Da和Db，与这些续流二极管Da和Db并联地连接有电容器Ca和Cb。
在各第二半导体元件Sc和Sd上也反向并联地连接有续流二极管Dc和Dd，与这些续流二极管Dc和Dd并联地连接有电容器Cc和Cd。
变压器36的初级侧绕组的一端经由电抗器35a而连接于逆变器部35的第一半导体元件Sa与第二半导体元件Sc的连接点，另一端直接连接于第一半导体元件Sb与第二半导体元件Sd的连接点之间。在变压器36的次级侧绕组上连接有输出侧整流电路37。
输出侧整流电路37包括阳极连接于变压器36的次级侧绕组的两端的二极管37a和37b，二极管37a和37b的阴极彼此连接后连接于正极侧输出端子tp，变压器36的次级侧绕组的中间接头直接连接于负极侧输出端子tn，在正极侧输出端子tp与负极侧输出端子tn之间连接有平滑用电容器37c。而且，正极侧输出端子tp和负极侧输出端子tn连接于焊接机的焊接用端子和焊接对称物。
根据该第二实施方式，从商用单相交流电源31输入的商用交流电力被全波整流电路32全波整流后变换为直流电力，该直流电力被输入到功率因数改善电路33。该功率因数改善电路33的输出被蓄积到平滑用电容器34，并被逆变器部35变换为单相交流，之后被变压器36进行升压后被输出侧整流电路37变换为直流，来供给到焊接机。
另外，在功率因数改善电路33中，利用未图示的控制部对第四半导体元件33b进行开关控制，由此重复以下动作：在第四半导体元件33b处于接通状态时向电抗器33c蓄积电能，在第四半导体元件33b为断开状态的期间将电抗器33c中蓄积的电能经由第三半导体元件33a蓄积到平滑用电容器34。
此时，在第四半导体元件33b处于断开状态时，电抗器33c中蓄积的电能通过由二极管构成的第三半导体元件33a流向平滑用电容器34，因此第三半导体元件33a为正向偏置状态。
当在该正向偏置状态下第四半导体元件33b从断开状态变为导通状态时，构成第三半导体元件33a的二极管的阳极侧会经由第四半导体元件33b来与负极线Ln连接。因此，成为以下状态：平滑用电容器34中蓄积的直流电压作为反向偏置电压被施加到二极管的阴极侧。
其结果，流过第三半导体元件33a的电流以规定的减少率(-di/dt)逐渐减少而一端变为零，但是在那之后短时间内有大的反向恢复电流向二极管的反向流动，该反向恢复电流施加于第四半导体元件33b。因此，在使用开关损耗(恢复损耗)大的Si-续流二极管作为第四半导体元件33b的情况下，与前述的第一实施方式的图10的(a)同样地，反向恢复电流叠加于第四半导体元件33b的集电极电流Ic，集电极电流的峰值大幅猛涨，第四半导体元件33b的导通时的开关损耗增加。
然而，在上述第二实施方式中，使用与Si-续流二极管相比开关损耗(恢复损耗)足够小的SiC-续流二极管、Sic-肖特基二极管、GaN-二极管、金刚石-二极管等宽禁带二极管来作为第三半导体元件33a。因此，与前述的第一实施方式同样地，能够大幅降低第四半导体元件33b的导通时的开关损耗，从而能够降低总损耗。
此外，关于逆变器部35，通过与前述的第二实施方式同样地使用开关损耗(恢复损耗)大的Si-续流二极管作为上臂部的续流二极管Da和Db，使用开关损耗(恢复损耗)比Si-续流二极管的开关损耗(恢复损耗)小的宽禁带二极管作为下臂部的续流二极管Dc和Dd，能够降低第一半导体元件Sa和Sb的导通时的开关损耗，从而能够降低总损耗。
在前述的第一实施方式中的制动电路14中也能够发挥与该情况下的功率因数改善电路同样的效果。
即，如图13所示，将图1和图8中示出的制动电路14的二极管14a设为第三半导体元件44a，将开关半导体元件14b设为第四半导体元件44b，将电阻14c设为电阻44c。
关于第三半导体元件44a，使用反向恢复电流比Si-pin二极管的反向恢复电流少的作为宽禁带元件的SiC-续流二极管、GaN-续流二极管、SiC-肖特基势垒二极管等开关损耗(恢复损耗)比Si-pin二极管少且反向恢复电流比Si-pin二极管少的宽禁带元件。关于第四半导体元件44b，使用导通损耗比MOSFET小的半导体元件、例如IGBT。关于其它结构，具有与第一实施方式同样的结构，在图13中，对与图1对应的部分标注相同标记，省略其详细说明。
通过像这样构成制动电路14，在对作为负荷的三相电动机17进行制动时，通过控制部16使逆变器部15作为全波整流电路进行动作，由此能够使三相电动机17作为发电机来进行动作从而进行再生制动。
在该再生制动时，从三相电动机17输出的三相交流电力被逆变器部15全波整流后蓄积到平滑用电容器13。此时，通过由控制部16对制动电路的第四半导体元件44b进行开关控制，电流经过电阻44c和第四半导体元件44b地流动，形成对逆变器部15的电流旁路。此时，通过电阻44c进行电力消耗，由此抑制施加于逆变器部15的直流电压Vdc的上升。利用第三半导体元件44a来吸收此时产生的浪涌电压。
在该制动电路44中，利用电阻44c来消耗再生电力，因此电阻44c的电阻值被设定为大的值。因此，在成为再生制动状态从而使第四半导体元件44b进行开关动作时，由于再生电力，构成第三半导体元件44a的二极管成为反向偏置状态。在使用Si-续流二极管作为该第三半导体元件44a的情况下，与前述的焊接机控制电路的功率因数改善电路33同样地，流过第三半导体元件44a的反向恢复电流变多，使第四半导体元件44b的导通时的开关损耗增加。
然而，通过使用SiC-肖特基二极管等宽禁带二极管作为第四半导体元件44b，能够使开关损耗(恢复损耗)下降，并且能够抑制反向恢复电流的峰值。在该情况下，也与图12的情况同样地，能够降低第四半导体元件44b的导通时的开关损耗，从而能够降低第三半导体元件44a和第四半导体元件44b的总损耗。
此外，在上述实施方式中，说明了将本发明的半导体装置应用于电力变换装置、焊接机用控制装置的情况，但是不限定于此，能够将本发明应用于其它的具有将第一半导体元件与第二半导体元件或者第三半导体元件与第四半导体元件串联连接的串联电路的装置。
另外，关于上述实施方式中的具有制动电路的实施方式，制动电路并非在所有应用中都是必需的，因此在不需要制动电路的应用中也可以省略制动电路。
附图标记说明
10：电力变换装置；11：三相交流电源；12：全波整流电路；13：平滑用电容器；14：制动电路；15：逆变器部；Su～Sw：第一半导体元件；Sx～Sz：第二半导体元件；Du～Dw、Dx～Dz：续流二极管；16：控制部；17：三相电动机；25：智能功率模块；30：焊接机用控制装置；31：商用单相交流电源；32：全波整流电路；33：功率因数改善电路；33a：第三半导体元件；33b：第四半导体元件；33c：电抗器；34：平滑用电容器；35：逆变器部；Sa、Sb：第一半导体元件；Sc、Sd：第二半导体元件；Da～Dd：续流二极管；36：变压器；37：输出侧整流电路。

Claims (11)

1.一种半导体装置，其特征在于，
具有串联连接的第一半导体元件和第二半导体元件，
所述第一半导体元件是由具有比所述第二半导体元件的开关损耗小的开关损耗的低开关损耗半导体元件构成的，
所述第二半导体元件是由具有比所述第一半导体元件的导通损耗小的导通损耗的低导通损耗半导体元件构成的。
2.一种半导体装置，其特征在于，
具备桥电路，该桥电路是将多个开关臂部并联连接而成的，所述开关臂部具有串联连接的第一半导体元件和第二半导体元件，
构成所述桥电路的上臂的所述第一半导体元件是由具有比所述第二半导体元件的开关损耗小的开关损耗的低开关损耗半导体元件构成的，
构成所述桥电路的下臂的所述第二半导体元件是由具有比所述第一半导体元件的导通损耗小的导通损耗的低导通损耗半导体元件构成的。
3.一种半导体装置，其特征在于，具备：
桥电路，其是将三个相的开关臂部并联连接而成的，所述开关臂部具有串联连接的第一半导体元件和第二半导体元件；以及
控制电路，其使所述桥电路的各第一半导体元件和各第二半导体元件进行开关动作来驱动感性负载，
其中，构成所述桥电路的上臂的所述第一半导体元件是由具有比所述第二半导体元件的开关损耗小的开关损耗的低开关损耗半导体元件构成的，
构成所述桥电路的下臂的所述第二半导体元件是由具有比所述第一半导体元件的导通损耗小的导通损耗的低导通损耗半导体元件构成的，
所述控制电路以如下的二相调制方式来进行驱动：针对对所述感性负载施加的三相电压的各相电压，每隔2π/3按顺序将所述上臂和所述下臂中的一方控制为接通状态并使另一方为断开状态，来使各相电压周期性地固定。
4.根据权利要求1～3中的任一项所述的半导体装置，其特征在于，
所述低开关损耗半导体元件是由具有比绝缘栅双极型晶体管的开关损耗小的开关损耗的半导体元件构成的。
5.根据权利要求1～4中的任一项所述的半导体装置，其特征在于，
所述低导通损耗半导体元件是由具有比MOSFET的导通损耗小的导通损耗的半导体元件构成的。
6.根据权利要求1～3中的任一项所述的半导体装置，其特征在于，
所述第一半导体元件和所述第二半导体元件是由开关半导体元件以及与该开关半导体元件反向并联连接的二极管构成的，构成下臂的第二半导体元件的二极管是由比构成上臂的第一半导体元件的二极管的导通损耗小的小导通损耗的宽禁带二极管构成的。
7.根据权利要求6所述的半导体装置，其特征在于，
所述第一半导体元件和所述第二半导体元件的开关半导体元件为相同的半导体元件。
8.根据权利要求7所述的半导体装置，其特征在于，
所述第一半导体元件和所述第二半导体元件的开关半导体元件是由硅绝缘栅双极型晶体管构成的。
9.一种半导体装置，其特征在于，
具有串联连接的第三半导体元件和第四半导体元件，
所述第三半导体元件是由开关损耗比绝缘栅双极型晶体管的开关损耗小的宽禁带二极管构成的，
所述第四半导体元件是由具有比MOSFET的导通损耗小的导通损耗的低导通损耗半导体元件构成的。
10.根据权利要求9所述的半导体装置，其特征在于，
由所述宽禁带二极管、所述低导通损耗半导体元件以及电抗器来构成电力变换装置的功率因数改善电路，其中，所述电抗器连接于所述宽禁带二极管同所述低导通损耗半导体元件的连接点与所述电力变换装置的输入侧之间。
11.根据权利要求9所述的半导体装置，其特征在于，
由所述宽禁带二极管和所述低导通损耗半导体元件来构成电力变换装置的制动电路部。
CN201680008296.9A 2015-08-28 2016-06-21 半导体装置 Active CN107318272B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015-169709 2015-08-28
JP2015169709 2015-08-28
PCT/JP2016/068388 WO2017038214A1 (ja) 2015-08-28 2016-06-21 半導体装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107318272A true CN107318272A (zh) 2017-11-03
CN107318272B CN107318272B (zh) 2019-10-18

Family

ID=58188791

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680008296.9A Active CN107318272B (zh) 2015-08-28 2016-06-21 半导体装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10320278B2 (zh)
JP (1) JP6390797B2 (zh)
CN (1) CN107318272B (zh)
WO (1) WO2017038214A1 (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110011549A (zh) * 2019-01-21 2019-07-12 关键禾芯科技股份有限公司 调压整流电路系统
CN110391765A (zh) * 2018-04-18 2019-10-29 现代自动车株式会社 用于车辆的逆变器系统
CN112119576A (zh) * 2018-04-17 2020-12-22 西门子交通有限责任公司 具有中间回路、变流器和制动斩波器的电压供应装置
CN114861925A (zh) * 2022-04-28 2022-08-05 清华大学 一种电容、滤波电路芯片、表面芯片离子阱及量子计算机

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107743678B (zh) * 2015-12-09 2019-12-31 富士电机株式会社 电力变换装置
JP6852445B2 (ja) * 2017-02-16 2021-03-31 富士電機株式会社 半導体装置
US10477686B2 (en) * 2017-07-26 2019-11-12 Canon Kabushiki Kaisha Printed circuit board
CN110892632B (zh) * 2017-08-04 2023-04-07 三菱电机株式会社 电动机驱动装置以及空调机
DE112017008012T5 (de) * 2017-09-08 2020-07-09 Mitsubishi Electric Corporation Leistungswandler, Verdichter, Luftsendeeinrichtung und Klimaanlage
JP6836497B2 (ja) * 2017-11-29 2021-03-03 株式会社コロナ モータ制御装置及び空気調和装置
JP6991336B2 (ja) * 2018-07-26 2022-01-12 三菱電機株式会社 電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
JP2020109901A (ja) * 2019-01-04 2020-07-16 株式会社東芝 制御回路、半導体装置及び電気回路装置
JP2020188636A (ja) * 2019-05-16 2020-11-19 株式会社日立製作所 電力変換装置及び電力変換方法
JPWO2023139720A1 (zh) * 2022-01-20 2023-07-27
CN116298753B (zh) * 2023-02-27 2024-01-30 佛山市联动科技股份有限公司 一种半导体器件反向恢复时间测试装置及方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10108474A (ja) * 1996-09-27 1998-04-24 Denso Corp マルチレベルスイッチング式電力変換器
US20100079192A1 (en) * 2008-09-29 2010-04-01 Bernhard Strzalkowski Drive for a half-bridge circuit
JP2012249488A (ja) * 2011-05-31 2012-12-13 Panasonic Corp インバータ制御回路及び電気掃除機
CN103354973A (zh) * 2011-01-31 2013-10-16 三菱电机株式会社 功率转换装置
US20150229205A1 (en) * 2014-02-13 2015-08-13 Nxp B.V. Diode circuit and power factor correction boost converter using the same

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0731182A (ja) 1993-07-12 1995-01-31 Sharp Corp 直流電動機駆動用インバータ制御回路
JP5047582B2 (ja) * 2006-10-18 2012-10-10 東芝キヤリア株式会社 インバータ装置
US8385092B1 (en) * 2007-08-14 2013-02-26 Fairchild Semiconductor Corporation Power converter with current vector controlled dead time
JP5158101B2 (ja) * 2009-07-16 2013-03-06 三菱電機株式会社 電動送風機
JP5494095B2 (ja) * 2010-03-25 2014-05-14 パナソニック株式会社 インバータ装置およびそれをファンモータの駆動装置に用いた電気掃除機
WO2012120567A1 (ja) * 2011-03-10 2012-09-13 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP5646053B2 (ja) * 2011-05-11 2014-12-24 日立アプライアンス株式会社 系統連系インバータ装置、および系統連系インバータ装置を備えた分散型電源システム
JP5260718B2 (ja) * 2011-11-08 2013-08-14 ファナック株式会社 産業用ロボットの可動部の回転軸に接続されたサーボモータを駆動するサーボモータ駆動装置
JP5873716B2 (ja) * 2011-12-28 2016-03-01 日立アプライアンス株式会社 モータ制御装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10108474A (ja) * 1996-09-27 1998-04-24 Denso Corp マルチレベルスイッチング式電力変換器
US20100079192A1 (en) * 2008-09-29 2010-04-01 Bernhard Strzalkowski Drive for a half-bridge circuit
CN103354973A (zh) * 2011-01-31 2013-10-16 三菱电机株式会社 功率转换装置
JP2012249488A (ja) * 2011-05-31 2012-12-13 Panasonic Corp インバータ制御回路及び電気掃除機
US20150229205A1 (en) * 2014-02-13 2015-08-13 Nxp B.V. Diode circuit and power factor correction boost converter using the same

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112119576A (zh) * 2018-04-17 2020-12-22 西门子交通有限责任公司 具有中间回路、变流器和制动斩波器的电压供应装置
CN110391765A (zh) * 2018-04-18 2019-10-29 现代自动车株式会社 用于车辆的逆变器系统
CN110011549A (zh) * 2019-01-21 2019-07-12 关键禾芯科技股份有限公司 调压整流电路系统
CN114861925A (zh) * 2022-04-28 2022-08-05 清华大学 一种电容、滤波电路芯片、表面芯片离子阱及量子计算机
CN114861925B (zh) * 2022-04-28 2024-03-19 清华大学 一种电容、滤波电路芯片、表面芯片离子阱及量子计算机

Also Published As

Publication number Publication date
WO2017038214A1 (ja) 2017-03-09
JP6390797B2 (ja) 2018-09-19
US10320278B2 (en) 2019-06-11
JPWO2017038214A1 (ja) 2017-11-16
US20170324316A1 (en) 2017-11-09
CN107318272B (zh) 2019-10-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107318272B (zh) 半导体装置
CN104488180B (zh) 电力变换装置
CN103888000B (zh) 电源装置
JP4772542B2 (ja) 電力変換装置
CN102099995B (zh) 方法、电路布置和桥电路
JP6284081B2 (ja) インバータ装置
CN103354973B (zh) 功率转换装置
CN103312202B (zh) 高频应用中的逆变器拓扑及其控制方法
TWI523401B (zh) 單相反相器
CN105874703A (zh) 具有软开关切换的逆变器和方法
CN107743678A (zh) 电力变换装置
CN103765754B (zh) 具有耦合电感的逆变器
CN107104589A (zh) Pfc电路及变频空调器
CN109039046A (zh) 一种模块化多电平换流器半全桥子模块的缓冲电路
CN1874133A (zh) 全波桥式同步整流电路
JP6467524B2 (ja) 電力変換装置および鉄道車両
CN202513831U (zh) 自然续流的交流斩波主电路结构
CN105978372A (zh) 一种拓扑电路以及半桥拓扑电路以及三相全桥拓扑电路
CN104348350B (zh) 功率因数校正电路
CN105871289B (zh) 驱动装置和输送机械
EP2747270A1 (en) Bridge leg
CN107317499A (zh) 一种单相三电平逆变器
CN106655916B (zh) 一种开关磁阻电机的控制电路
CN105229913A (zh) 驱动逆变器的方法及适于降低开关损耗的逆变器
CN110431738A (zh) 交流直流转换电路以及功率因素改善电路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant