JP2020188636A - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 チョッパモジュールのスイッチング周波数を高めても、スイッチング素子での発熱損失を抑制できる電力変換装置を提供する。【解決手段】 ダイオード１と半導体スイッチング素子２と負荷３とを少なくとも備えている。ダイオード１は、ユニポーラ素子である。半導体スイッチング素子２は、制御端子と一対の主端子とを有するバイポーラ素子である。ダイオード１と負荷３とを並列に接続して並列回路が形成されている。この並列回路に半導体スイッチング素子２を直列に接続してチョッパモジュール５が形成されている。本装置は、このチョッパモジュール５を正と負で一対の電源線１０，１６間に接続して用いる構成である。好ましくは、ダイオード１がワイドバンドギャップ半導体、又はＳｉＣを使ったショットキーバリアダイオードであり、半導体スイッチング素子２がＩＧＢＴ、又はバイポーラトランジスタであると良い。【選択図】 図２

Description

本発明は、消費電力量を制御する電力変換装置及び電力変換方法に関する。

特許文献１に、鉄道車両用に好適な電力変換装置として、スイッチング素子により主要構成されたＤＣＤＣ変換装置（電力変換装置）が開示されている。このような用途で入手可能な最大級のパワーモジュールとして、例えば、定格３３００Ｖ／１５００Ａ，４５００Ｖ／１２００Ａ，６５００Ｖ／７５０Ａ等のものがある。そして、これらのパワーモジュールの発生損失を低減し、小型化する半導体材料について記載されている。

また、鉄道車両のモータ駆動用の電力変換装置は、架線より得られた直流電力からモータ駆動用の三相交流を生成するインバータのほか、モータからの回生電力を消費し、モータにブレーキ力を発生させるブレーキ用のチョッパモジュールもある。このようなブレーキ用のチョッパモジュールは、回生ブレーキで発生した回生電力を架線に戻すことが困難な状況において、回生電力を抵抗で発熱消費させることが必要な場合に、消費電力量を適切に制御する。

国際公開第2013/161045号パンフレット

ブレーキ用のチョッパモジュールを例示すると、チョッパ用スイッチング素子のスイッチングによりブレーキ抵抗器に印加される電圧が可聴周波数の領域で変化することが多い。このため、ブレーキ抵抗器で発生する磁歪音が騒音となる。これを抑制するためには、スイッチング周波数を可聴周波数よりも高める必要がある。このように周波数を上げることの弊害として、半導体スイッチング素子での発熱損失が増加して、これを破壊に至らしめる等の問題があった。

また、鉄道車両の快適性を高めるためには、ブレーキ抵抗器の騒音を低減する必要がある。そこで、鉄道車両におけるブレーキ用のチョッパモジュールでは、そのスイッチング周波数を可聴上限の２０ｋＨｚ以上に高めることで、低騒音化できるものと考えられた。つまり、鉄道車両で低騒音化するためには、スイッチング周波数を増加させる必要があった。

しかしながら、スイッチング周波数の増加に応じてスイッチング素子の発熱損失も増大する。具体的には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）のスイッチング損失と、還流ダイオード（以下、単に「ダイオード」ともいう）のリカバリ損失と、これらの両方が増加する。この損失増加によって、スイッチング素子、及びダイオード（両者を総称して「半導体素子」ともいう）が過熱し、熱破壊するという問題があるため、周波数を上げることも困難であった。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、チョッパモジュールのスイッチング周波数を高めても、スイッチング素子での発熱損失を抑制できる電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明は、ユニポーラ素子のダイオードと、制御端子と一対の主端子とを有するバイポーラ素子の半導体スイッチング素子と、負荷と、を少なくとも備え、前記ダイオードと前記負荷とを並列に接続した並列回路が形成され、該並列回路に前記半導体スイッチング素子を直列に接続したチョッパモジュールを正と負で一対の電源線間に接続して構成されたものである。

例えば、鉄道車両の用途において、負荷と並列に接続されたブレーキチョッパ用のダイオードにユニポーラ素子が適用され、ブレーキチョッパ用のスイッチング素子にバイポーラ素子が適用されることにより、これらがスイッチング周波数の増加に伴って発熱する弊害を抑制し、ブレーキ用のチョッパモジュールの低騒音化を実現する。

より具体的には、前記ダイオードがＳｉＣショットキーバリアダイオードであり、前記スイッチング素子がＩＧＢＴである構成が考えられる。なお、ＳｉＣ（シリコン・カーバイド、炭化珪素）では高速なデバイス構造であるＳＢＤ（ショットキーバリアダイオード）構造で６００Ｖ以上の高耐圧ダイオードを実現可能である（ＳｉではＳＢＤは２００Ｖ程度まで）。このため、現在主流の高速ＰＮ接合ダイオード（ＦＲＤ:ファーストリカバリーダイオード）から置き換えることによって、リカバリ損失を大幅に削減できる。

ＩＧＢＴとは、半導体素子の一種であり、ＭＯＳトランジスタをバイポーラトランジスタのゲート部分に組み込むことによって、動作抵抗を小さくした絶縁ゲート型バイポーラトランジスタである。このＩＧＢＴは、大電力のスイッチングに向くので電力制御に用いられる。これによれば、スイッチング素子の発熱損失を増加させることなくチョッパモジュールのスイッチング周波数を増大させることが可能となる。実施形態によっては、鉄道車両において、ブレーキ時の騒音を低減できるという効果がある。

本発明によれば、チョッパモジュールのスイッチング周波数を高めても、スイッチング素子での発熱損失を抑制できる電力変換装置を提供できる。

本発明の一比較例に係る電力変換装置（比較装置）の回路図である。 本発明の実施例１に係る電力変換装置（本装置）の回路図である。 本発明の実施例２に係る電力変換装置（本装置）の回路図である。 本発明の実施例３に係る電力変換装置（本装置）の回路図である。 電力変換装置の各種損失に対する周波数特性を実施例と比較例で対比したグラフである。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係る電力変換装置について説明する。なお、本発明に係る電力変換装置を略して本装置という。また、本発明の一比較例に係る電力変換装置を略して比較装置という。

図１は、比較装置の回路図である。図１の比較装置は、ブレーキ用のチョッパモジュールを搭載した直流区間用の鉄道車両駆動回路を例示したものである。図１の比較装置は、パンタグラフ１０と、遮断器１１と、リアクトル１２と、インバータ１３と、接地ブラシ１６と、の順に電気接続されている。

パンタグラフ１０は、架線から電力を取り込む。遮断器１１は、架線と鉄道車両の電気回路を切り離す。リアクトル１２は、架線とインバータ１３の間の電流の変化を抑制する。インバータ１３は、架線から取り込んだ直流電力を三相の交流電力に変換する。接地ブラシ１６は、架線から流れ込んだ電流を架線に戻す。

インバータ１３の出力は、モータ１４，１５へ給電されるように接続されている。モータ１４，１５は、インバータ１３から供給される三相交流電力により駆動されて鉄道車両を走行させる。また、インバータ１３には、並列にブレーキ用のチョッパモジュール５Ａが接続されている。

このブレーキ用のチョッパモジュール５Ａは、ブレーキ抵抗器（単に「負荷」ともいう）３、及びＩＧＢＴモジュール２が直列接続されている。ブレーキ抵抗器３は、ＩＧＢＴモジュール２がオンすることにより、回生電力を消費する。ブレーキ抵抗器３には、シリコンＰＮダイオード６が並列接続されており、還流電流を流す還流ダイオード（チョッパ用ダイオード）として機能する。

ＩＧＢＴモジュール２は、スイッチング素子としてのトランジスタと、それを保護する還流ダイオードが一体化されている。このＩＧＢＴモジュール２のトランジスタは、エミッタとベースに対しゲートドライバ４が並列接続されてスイッチング制御される。

ゲートドライバ４は、不図示の制御部から演算出力を得て、ＨｉとＬｏｗと何れかの信号を出力し、図１の例ではＨｉ出力でＩＧＢＴモジュール２のトランジスタをオンさせ、Ｌｏｗ出力でオフさせる。なお、図１の例では、２個のモータ１４，１５を１台のインバータ１３で駆動する例を示したが、1台のインバータで駆動されるモータの台数は、インバータの容量に合わせて１台から８台位まで変わる。

次に、ブレーキ用のチョッパモジュール５Ａの動作を説明する。上述のように架線から取り込まれた直流電力をインバータ１３にて三相交流に変換し、得られた三相交流電力によりモータ１４，１５を駆動して車両を加速させる(これを力行と呼ぶ)。加速した車両を停止させる場合、ブレーキをかけるが、ブレーキ力を得るためにモータ１４，１５が発電機として動作するようにインバータ１３を制御する。

この時、モータ１４，１５は発電機として動作してブレーキ力を得ると同時に、発電した電力（回生電力）は、インバータ１３を介して架線へ戻される。これを回生ブレーキと呼び、加速に使った電力の一部がブレーキ時に架線へ戻されることから消費電力の低減に効果があり、鉄道車両の省エネ化に貢献している。

ただし、回生ブレーキによって架線に返される電力が適正に消費されない場合には架線の電圧が上昇してしまい、システムの損傷を引き起こす場合がある。一例として、回生ブレーキ中の車両の近傍(数ｋｍ程度)に、力行して電力を消費する車両のいない場合がある。

他の例として、車両の振動等によりパンタグラフが架線から離れてしまい(パンタ離線)、回生電力を架線に戻す経路がなくなる場合(架線瞬断)等もある。このような電圧上昇の抑制手段として設けられるのが、ブレーキ用のチョッパモジュール５Ａである。

ブレーキ用のチョッパモジュール５Ａは、回生により生じる電圧が規定値を超過すると、ブレーキ抵抗器３で発熱消費させる回路を実質オンさせるように動作する。すなわち、チョッパモジュール５Ａは、ＩＧＢＴモジュール２を所定の周波数でスイッチングさせて、オンのタイミングを多くすることによって、インバータ１３の出力電圧を規定値、例えば１５００Ｖに制御する。

具体的には、ＩＧＢＴモジュール２がオンしている期間だけ、ブレーキ抵抗器３に電流が流れる。この電流がブレーキ抵抗器３を流れる際にインバータ１３からの回生電力を消費して出力電圧の上昇を抑制する。ＩＧＢＴモジュール２がオフしている期間は、ブレーキ抵抗器３が持つインダクタンス分や配線のインダクタンス等に蓄えられた電力により逆起電力が発生し、シリコンＰＮダイオード６に還流電流が流れる。

この際、ＩＧＢＴモジュール２のオン、オフ期間のデューティ比を調整することにより、ブレーキ用のチョッパモジュール５Ａでの消費電力量を調整する。その結果、図１の比較装置は、回生電圧を調整するとともに、適正な回生ブレーキ力が得られる。

上述したブレーキ用のチョッパモジュール５Ａには、以下の問題があった。すなわち、ブレーキ用のチョッパモジュール５Ａが動作すると、ＩＧＢＴモジュール２がスイッチングする。これに応じて、ブレーキ抵抗器３に印加される電圧がスイッチング周波数で繰り返し変化し、電流にも高調波成分が重畳してブレーキ抵抗器３に磁歪音が発生する。

この磁歪音は、車両のブレーキ時に床下から車両の客室内に伝わり、乗客にとって不快な騒音となっていた。この対策として、チョッパモジュール５Ａのスイッチング周波数をランダムに変更する、いわゆるスペクトル拡散技術が導入された。しかし、人間の可聴域の周波数帯では、このスペクトル拡散技術を用いても、十分に騒音を下げることができなかった。

図２は、本発明の実施例１に係る電力変換装置（本装置）の回路図である。図２において図１と同一の構成要素には同じ符号を付して、説明の重複を避け、主に相違点を説明する。相違点は、図１のシリコンＰＮダイオード６に代えて、図２のＳｉＣショットキーバリアダイオード（以下、ＳＢＤと略す）１Ａを用いた点である。

上述のように、これらは、ブレーキ抵抗器３に並列接続されており、還流電流を流す還流ダイオードとして機能する。図２に示す実施例１に係る本装置の特徴は、還流ダイオードに、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣを使ったＳＢＤ１Ａを適用した点にある。

ＳＢＤ１Ａは、ダイオードを構成する素子の内部に電流を流す際に、正か負のいずれか一方の電荷しか利用しない、いわゆるユニポーラ型素子であるので、ダイオード素子内部に電荷が蓄積されない。このため、リカバリ損失が殆ど無いという特徴を有する。このリカバリ損失とは、ダイオードの電流がオフする際に、ダイオード素子内部に蓄積された電荷により逆方向に意図しない電流が一時的に流れて生じる損失をいう。

ＳＢＤ１Ａのリカバリ損失は、一般的なシリコンのＰＮ型ダイオード６の１／１０程度と言われている。このため、ダイオードのリカバリ損失の観点からは、チョッパのスイッチング周波数を１０倍に高められる。本装置のブレーキ用のチョッパモジュール５Ｂにおいて、スイッチング周波数を可聴領域２０ｋＨｚ以上に高められるならば、低騒音化を実現できる。

ブレーキ用のチョッパモジュール５Ｂは、上述したようにブレーキ力を得るためにモータ１４，１５で発生した回生電力が、何らかの要因で架線に回生できず、インバータ１３の回生電圧が上昇した際に動作させる。

その現象による危険回避のため、ブレーキ用のチョッパモジュール５Ｂは、短時間で大きな電力を消費しなければならい。そのため、ブレーキ用のチョッパモジュール５Ｂは、ＩＧＢＴモジュール２のスイッチング動作において、その1周期にオン期間の占める比率が長い。すなわち、チョッパモジュール５Ｂは、少なくとも還流ダイオード１よりもオンデューティーを大きく動作させように設定されている。

なお、オンデューティーが大きいとは、デューティ比％の高いことをいう。突発的に発生した高電圧を低めるために大電流を流す必要がある場合に、１００％に近いデューティ比でオンして電圧を低下させた結果、規定電圧まで近づいた時点で、電流値も少なくて済むので、デューティ比も０％に近づけるように順次下げる。その場合も、スイッチング素子２は、少なくとも還流ダイオード１よりも、それぞれオンデューティーの平均値が大きい。このように、動作中のスイッチング素子２におけるオンデューティーの平均値は、還流ダイオード１のオンデューティーの平均値よりも大きな値で維持されることになる。

このように、オンデューティーの大きいスイッチング素子２には、導通損失が低いバイポーラ型デバイスのシリコンＩＧＢＴが好適である。シリコンＩＧＢＴは、その素子内部に電流を流す際に、正と負両方の電荷を利用し、これらをスイッチング素子内部に蓄積することで導通時の損失を低減する、いわゆるバイポーラ型デバイスである。

一方、図１に示した比較装置のシリコンＰＮダイオード６では、リカバリの際に一時的に逆方向に電流が流れるリカバリ現象が起こる。この逆方向電流は、ターンオンするＩＧＢＴモジュール２にも流れてしまい、ＩＧＢＴモジュール２のターンオン損失を増加させる。

そこで、図２に示した本装置において、ＳｉＣのＳＢＤ１Ａを適用することにより、ＩＧＢＴモジュール２のターンオン損失を約５０％程度に低減できる。その結果、本装置は、チョッパモジュール５Ｂのスイッチング周波数を高めることが可能となる。このように、還流ダイオードとして、ＳｉＣのＳＢＤ１Ａを適用することにより、ＩＧＢＴモジュール２のターンオン損失の低減も実現できる。

図３は、本発明の実施例２に係る電力変換装置（これも本装置）の回路図である。図３において図１及び図２と同一の構成要素には同じ符号を付して、説明の重複を避避け、主に相違点を説明する。

相違点は、図２の実施例１において、ブレーキ抵抗器３及び還流ダイオード１Ａが高電位側に接続され、スイッチング素子であるＩＧＢＴモジュール２が低電位側に接続されていたところ、高電位側と低電位側の配置を逆転させた点にある。すなわち、図３の実施例２において、ブレーキ抵抗器３及び還流ダイオード１Ａが低電位側に接続され、スイッチング素子であるＩＧＢＴモジュール２が高電位側に接続されている。

ここで、図２に戻る。図２の実施例１では、スイッチング素子２が低電位側の接地ブラシ１６に接続されている。この接続構成によって、スイッチング素子２に接続されたゲートドライバ４の電位を低電位側に固定できる。その結果、図２の実施例１は、スイッチング時に発生する電位変化の影響による誤動作等のリスクを最小化できる長所を有していた。

その一方で、図２の実施例１に係る本装置を搭載した鉄道車両が停車中に、ブレーキ用のチョッパモジュール５Ｂがオフ状態であれば、ブレーキ抵抗器３に高電圧が印加される短所を有していた。この短所に対し、感電の危険性を除去する対策が必要であった。より詳しくは、次のとおりである。

一般に、ブレーキ用のチョッパモジュール５Ｂの負荷としてのブレーキ抵抗器３は、冷却を目的にインバータ１３本体が収納された筐体には収納されない。したがって、ブレーキ抵抗器３は、単独で車両の床下や屋根上等に配置される場合が多い。

このような構成の車両は、駅等の停車中にブレーキ用のチョッパモジュール５Ｂが停止（オフ）状態であれば、スイッチング素子も停止（オフ）している。したがって、図２の回路の場合、ブレーキ抵抗器３は、電源線の高電圧側、すなわち、パンタグラフ１０と同電位になっている。

パンタグラフ１０と同電位のブレーキ抵抗器３に、万一人が触れた場合には感電してしまう。この感電の危険性を除去する対策として、ブレーキ抵抗器３に対して保護カバー等を付設する必要がある。これらの付帯設備は、装置の大型化、及びコスト増加の要因となる。

図３の実施例２では、負荷であるブレーキ抵抗器３が低電位側に配置されている。この配置によって、本装置を搭載した鉄道車両が停車中に、ブレーキ用のチョッパモジュール５Ｂがオフしている状態でも、ブレーキ抵抗器３に高電圧が印加されないので、安全度が高い。その結果、ブレーキ抵抗器３に対し、感電の危険を除去する対策が不要となるので、その分だけコストダウンできる。

このように、図３の実施例２では、ブレーキ抵抗器３を電源線の低電圧側に接続しているために停車中でもブレーキ抵抗器３の電位は低電圧に維持される。低電圧であれば、ブレーキ抵抗器３に感電の懸念が無い。したがって、本装置は、カバー等の対策が不要となり、システムの小型化、コスト低減に貢献できる。

図４は、本発明の実施例３に係る電力変換装置（これも本装置）の回路図である。図４において、図１〜図３と同一の構成要素には同じ符号を付してある。図４に示す実施例３に係る本装置の特徴は、図２の実施例１におけるＳｉＣのＳＢＤ１Ａと、ＩＧＢＴモジュール２と、を同一のパッケージに収納してチョッパモジュール２１を構成した点にある。なお、チョッパモジュール２１に内蔵されたＳｉＣのＳＢＤには符号１Ｂを付しているが、この図４のＳＢＤ１Ｂと、図２及び図３のＳＢＤ１Ａと、を総称してＳＢＤ１とする。

ここで、再び図２に戻る。図２の実施例１において、チョッパ動作時に半導体素子が破壊する懸念があった。すなわち、図２のＩＧＢＴモジュール２とＳｉＣのＳＢＤ１Ａとの間には、配線等の寄生インダクタンスがある。また、図２のＩＧＢＴモジュール２がスイッチングすると、ＩＧＢＴモジュール２に流れる電流が、ＳｉＣのＳＢＤ１Ａに転流する。

より詳しくは、図２の実施例１におけるチョッパ動作時に、転流の際の電流変化率と、寄生インダクタンスと、に基づいて、半導体素子間の配線に高電圧が発生することがある。この高電圧が印加された半導体素子は破壊する懸念があった。

そこで、図４に示す実施例３に係る本装置では、ＩＧＢＴ２とＳｉＣのＳＢＤ１Ａとを同一のパッケージに収納してチョッパモジュール２１を構成した。このような構成のチョッパモジュール２１は、各半導体素子間の配線に伴う寄生インダクタンスを低減できる。その結果、図４に示す実施例３に係る本装置では、上述したチョッパ動作時のスイッチングに伴う跳ね上がり電圧による半導体素子の破壊を防止できる。

また、チョッパモジュール２１では、各半導体素子間の配線が最短であるため上述の寄生インダクタンスが無いとみなして、スイッチング素子専用に並列接続されていた還流ダイオードを省略している。その点について、図２のＩＧＢＴモジュール２と区別するため、図４のスイッチング素子に限り、ＩＧＢＴ２Ｂとする。なお、これらＩＧＢＴモジュール２と、ＩＧＢＴ２Ｂを総称してスイッチング素子２という。

［補足］
なお、上述の実施例では、ダイオード１としてＳＢＤを使った例を説明した。その点について、これに限定されるものではなく、ダイオード１としてユニポーラタイプのダイオードを用いれば、同じ効果を得ることが可能である。同様にダイオード１を形成する材料に関してもＳｉＣに限らず他のワイドバンドギャップ半導体を材料として使用しても同様の効果が得られる。

また、鉄道車両用のブレーキ用のチョッパモジュール５（５Ａ及び５Ｂを総称した５）の場合には、素子に印加される電圧が５００Ｖ以上と高いために、材料にシリコンを使ったＳＢＤは製作が困難である。

これに対し、ＳｉＣやＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体を使うことによって、高電圧に対応できるＳＢＤを作ることができる。更に、スイッチング素子２として、上述のＩＧＢＴの他に、バイポーラトランジスタでも同様の効果が得られる。

また、上述の実施例ではブレーキ用のチョッパモジュール５の負荷３に抵抗を適用した場合を説明したが、抵抗に変わって降圧用のリアクトルを適用した場合にも同様の効果を得られる。以下、図５を用いて、本実施例で最良の効果を得るための条件について説明する。

図５は、電力変換装置の各種損失に対する周波数特性（以下、「Ｆ特」ともいう）を実施例と比較例で対比したグラフである。図５のグラフにおいて、縦軸は各種損失Ｐ、横軸は、スイッチング周波数（単に「周波数」ともいう）ｆを示している。

図５において、本装置の導通損失１７と、比較装置の導通損失２７と、本装置のリカバリ損失１８と、比較装置のリカバリ損失２８と、本装置の合計損失１９と、比較装置の合計損失２９と、を示している。

図５のグラフから読み取れるように、導通損失１７，２７は、比較例（図１）で小さく、実施例で大きいが、両者共に周波数ｆによる変動はなく一定している。一方、リカバリ損失１８，２８は、周波数ｆが高くなるにつれて大きくなるが、その上昇度合いは、実施例（図２〜図４）で小さく、比較例で大きい。

このように、比較例では、小さく一定した導通損失２７と、Ｆ特が強く影響して上昇傾向の大きいリカバリ損失２８と、を加算した損失が生じる。これとは逆に、実施例では、大きく一定した導通損失１７と、Ｆ特の影響が緩慢なために上昇傾向の少ないリカバリ損失２８と、を加算した損失が生じる。

したがって、比較例は、１ｋＨｚ以下の低い周波数領域で合計損失２９が少ない。これとは逆に、実施例は、１ｋＨｚ以上の高い周波数領域でも合計損失１９の上昇傾向が少なくて済む。両者共に、低い周波数領域で動作させることにより損失を少なくできる。しかし、可聴周波数の上限を２０ｋＨｚとし、それ以上の高い周波数領域での稼働を条件とするならば、損失の上昇傾向が少なくて済む本装置の方が、比較装置よりも有利である。

近年、送電線や電源等から供給される電力に対して、交流、直流の変換や電圧、電流の増減等を行う電力変換装置は、変電所や鉄鋼用圧延機等の大電力機器から自動車、家電機器等の小電力機器まで広く使われている。これらの電力変換装置は、複数のスイッチング素子から構成された電力を適切なタイミングで断続する電力スイッチング回路によって主要部が構成されている。これらのスイッチング素子をあらかじめ定められたタイミングでスイッチング動作させることで電力を変換している。本装置は、鉄道車両の用途にも適用可能である。

本装置について、以下のように総括できる。
［１］図２〜図４に示す本装置は、ダイオード１と、スイッチング素子２と、負荷３と、を少なくとも備えている。ダイオード１は、ユニポーラ素子である。スイッチング素子２は、制御端子と一対の主端子とを有するバイポーラ素子である。

これらのうち、ダイオード１と負荷３とを並列に接続して並列回路が形成されている。この並列回路にスイッチング素子２を直列に接続してチョッパモジュール５が形成されている。本装置は、このチョッパモジュール５を正と負で一対の電源線１０，１６間に接続して構成されている。

図５を用いて説明したように、本装置の素子で生じる合計損失１９は、Ｆ特にほとんど影響されない導通損失１７と、Ｆ特の影響が少ないリカバリ損失１８と、を加算した量である。また、ダイオード１がユニポーラ素子であれば、その内部には、例えば、Ｐ形半導体が存在せず、負電荷の電子のみを流すような性質がある。

したがって、ダイオード１がオフする際に反対方向のリカバリ電流が流れ難いため、リカバリ損失を低減できる。その結果、スイッチング素子２では、リカバリ損失に伴って発生していた導通損失１７も低減できる。このような電気物性の相乗効果によって、チョッパモジュール５のスイッチング周波数ｆを高めても、スイッチング素子２での損失増加を抑制できる。

［２］図２〜図４に示す本装置は、ダイオード１がワイドバンドギャップ半導体を使ったショットキーバリアダイオードであることが好ましい。これにより、ダイオード１のリカバリ損失を一層低減できる。これに連動して、スイッチング素子２では、リカバリ損失に伴って発生していた導通損失１７も一層低減できる。

［３］図２〜図４に示す本装置は、ダイオード１がＳｉＣを使ったショットキーバリアダイオードであることが好ましい。これにより、上記［２］の効果がより一層高められる。すなわち、ダイオード１のリカバリ損失１８と、スイッチング素子２の導通損失１７と、を足した合計損失１９がより一層低減される。

［４］図２〜図４に示す本装置は、スイッチング素子２に、バイポーラ素子の一種であるＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）を用いることが好ましい。オンデューティーの大きいスイッチング素子２には、導通損失１７が低いバイポーラ型デバイスが採用される。その典型例として、シリコンＩＧＢＴが好適である。

このシリコンＩＧＢＴは、素子２の内部に電流を流す際に、正と負両方の電荷を利用し、これらを素子２の内部に蓄積することで導通損失１７を低減する。これにより、スイッチング素子２のスイッチング損失が低減され、熱破壊の危険性も低下するので、スイッチング周波数ｆを高めることが可能になった。

［５］図２〜図４に示す本装置は、負荷３が抵抗Ｒであることが好ましい。例えば、鉄道車両用のブレーキ用のチョッパモジュール５は、回生ブレーキで派生した回生電力を架線に戻すことが困難な状況において、回生電力を抵抗Ｒで発熱消費させることが必要な場合に、消費電力量を適切に制御する。

［６］負荷３は、抵抗Ｒ成分を有するリアクトルＬであっても良い。リアクトルＬを形成する導体に含まれる抵抗Ｒの成分によって、実効電力消費される。

［７］図２の実施例１、及び図４の実施例３に示すように、本装置は、ダイオード１，１Ｂのカソードを正の電源線１０として、例えば架線等に接続しても良い。この場合、ダイオード１，１Ｂのアノードをスイッチング素子２，２Ｂの一方の主端子に接続する。そして、スイッチング素子２，２Ｂの他方の主端子を負の電源線１６として、例えば接地ブラシ１６等に接続する。

図２の実施例１、及び図４の実施例３に係る本装置によれば、スイッチング素子２，２Ｂが低電位側の接地ブラシ１６等に接続されている。このような回路構成によって、スイッチング素子２，２Ｂに接続されたゲートドライバ４の電位を低電位側に固定できる。

より具体的には、スイッチング素子２，２Ｂは、エミッタ接地されたＮＰＮトランジスタであり、そのベース電位をゲートドライバ４によって制御しているので、安定動作が期待できる。その結果として、図２の実施例１、及び図４の実施例３に係る本装置によれば、スイッチング時に発生する電位変化の影響による誤動作等のリスクを最小化できる。

［８］図３の実施例２に示す本装置は、ダイオード１のアノードを負の電源線１６に接続しても良い。この場合、ダイオード１のカソードをスイッチング素子２の一方の主端子に接続する。そして、スイッチング素子２の他方の主端子を正の電源線１０に接続する。つまり、上記［７］に対し、正負を逆に接続した回路構成である。

図３の実施例２に係る本装置によれば、負荷であるブレーキ抵抗器３が低電位側の接地ブラシ１６等に接続されている。この配置によって、本装置を搭載した鉄道車両が停車中において、ブレーキ用のチョッパモジュール５Ｂがオフ状態でも、ブレーキ抵抗器３に高電圧が印加されないので、安全度が高い。その結果、ブレーキ抵抗器３に対し、感電の危険除去対策が不要となるので、その分だけコストダウンできる。

［９］図４の実施例３に示す本装置は、ダイオード１Ｂと、スイッチング素子１Ｂと、を同一のパッケージに収納してチョッパモジュール２１を構成した。このような構成のチョッパモジュール２１は、各半導体素子間の配線に伴う寄生インダクタンスを低減できる。その結果、図４に示す実施例３に係る本装置では、上述したチョッパ動作時のスイッチングに伴う跳ね上がり電圧による半導体素子の破壊を防止できる。

［１０］本装置は、動作中のスイッチング素子２におけるオンデューティーの平均値が、還流ダイオード１のオンデューティーの平均値より大きくなるように設定されている。この設定によれば、動作中のスイッチング素子２におけるオンデューティーの平均値を、還流ダイオード１のオンデューティーの平均値よりも大きな値で維持することになる。こうすることによって、これら半導体素子が発熱損失して受けるダメ―ジを軽減できる作用効果が得られる。この作用効果を以下に説明する。

本装置のチョッパモジュール５は、短時間で大電力を消費させる用途が想定されている。そのため、チョッパモジュール５は、スイッチング素子２のスイッチング動作において、その１周期にオン期間の占める比率が長く、オンデューティーの大きい動作に設定され、その状態が維持される。

図１に示した比較装置のシリコンＰＮダイオード６では、リカバリの際に一時的に逆方向に電流が流れるリカバリ現象が起こる。この逆方向電流は、ターンオンするＩＧＢＴモジュール２にも流れてしまい、ＩＧＢＴモジュール２のターンオン損失を増加させる。

これに対し、図２〜図４に示した本装置では、負荷３に並列接続された還流ダイオード１に、ＳｉＣのＳＢＤ１を適用してリカバリ現象を低減したことに伴って、スイッチング素子２のターンオン損失を半減できる。その結果、スイッチング周波数の増加が可能となる。

しかも、オンデューティーの大きいスイッチング素子２には、導通損失が低いバイポーラ型デバイスが採用される。その典型例として、シリコンＩＧＢＴが好適である。このシリコンＩＧＢＴは、それによるスイッチング素子２の内部に電流を流す際に、正と負両方の電荷を利用し、これらをその内部に蓄積することで導通時の損失を低減する。導通損失２７の少ないスイッチング素子２のオンデューティーの平均値を大きくなるように設定することが合理的である。その目安として、少なくとも、還流ダイオード１のオンデューティーの平均値より大きくすることが好ましい。

本装置は、還流ダイオード１にユニポーラ素子を、チョッパ用のスイッチング素子２にバイポーラ素子を適用することで、スイッチング周波数増加による損失増加を抑制するものである。図５を用いて説明したように、本装置の半導体素子で生じる発熱損失は、Ｆ特にほとんど影響されない導通損失と、Ｆ特の影響が少ないリカバリ損失と、を加算した量である。したがって、チョッパモジュール５のスイッチング周波数ｆを高めても、スイッチング素子２での損失増加を抑制できる。

以上、説明したように、ブレーキ用のチョッパモジュール５は、チョッパ用のスイッチング素子２のスイッチングにより、ブレーキ抵抗器３に印加される電圧が変化し、これによりブレーキ抵抗器３に磁歪音が発生する。この抑制のためにはスイッチング周波数ｆを上げる必要があるが、周波数ｆを上げるとスイッチング素子２の損失が増加して発熱が大きくなり、破壊に至る等の問題があった。

特に、鉄道車両において、ブレーキ用のチョッパモジュール５を低騒音化するためにチョッパ用のスイッチング素子２のスイッチング周波数を増加させる必要がある。しかしながら、周波数の増加に応じて素子２の損失も増大する。

そこで、本装置は、ダイオード１と、制御端子と一対の主端子とを有する半導体スイッチング素子２と、負荷３と、ダイオード１と負荷３を並列に接続し、この並列回路に半導体スイッチング素子２を直列に接続した直並列回路を正と負の電源線１０，１６間に接続した電力変換装置において、ダイオード１がユニポーラ型素子であり、半導体スイッチング素子２がバイポーラ型素子として回路構成した。

このように、ブレーキ用のダイオード１にユニポーラ素子を、チョッパ用のスイッチング素子２にバイポーラ素子を適用することで、スイッチング周波数ｆの増加に伴う半導体素子での発熱増加を抑制し、ブレーキ用のチョッパモジュール５の低騒音化を実現するものである。

１ ＳｉＣショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）、２ ＩＧＢＴモジュール、３ ブレーキ抵抗器、５ ブレーキ用のチョッパモジュール、１０ パンタグラフ、１６ 接地ブラシ

Claims (18)

1. ユニポーラ素子のダイオードと、
   制御端子と一対の主端子とを有するバイポーラ素子の半導体スイッチング素子と、
   負荷と、
   を少なくとも備え、
   前記ダイオードと前記負荷とを並列に接続した並列回路が形成され、
   該並列回路に前記半導体スイッチング素子を直列に接続したチョッパモジュールを正と負で一対の電源線間に接続して構成された、
   電力変換装置。
2. 前記ダイオードがワイドバンドギャップ半導体を使ったショットキーバリアダイオードである、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記ダイオードがＳｉＣを使ったショットキーバリアダイオードである、
   請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記半導体スイッチング素子がＩＧＢＴである、
   請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記負荷が抵抗である、請求項１に記載の電力変換装置。
6. 前記負荷がリアクトルである、請求項１に記載の電力変換装置。
7. 前記ダイオードのカソードを前記正の電源線に、前記ダイオードのアノードを前記半導体スイッチング素子の一方の主端子に接続し、前記半導体スイッチング素子の他方の主端子を前記負の電源線に接続した、
   請求項１に記載の電力変換装置。
8. 前記ダイオードのアノードを前記負の電源線に、前記ダイオードのカソードを前記半導体スイッチング素子の一方の主端子に接続し、前記半導体スイッチング素子の他方の主端子を前記正の電源線に接続した、
   請求項１に記載の電力変換装置。
9. 前記ダイオードと前記半導体スイッチング素子が同一のパッケージに入っている、
   請求項１に記載の電力変換装置。
10. 動作中の前記半導体スイッチング素子におけるオンデューティーの平均値を、前記ダイオードのオンデューティーの平均値より大きく設定した、
    請求項１に記載の電力変換装置。
11. ユニポーラ素子のダイオードと、
    制御端子と一対の主端子とを有するバイポーラ素子の半導体スイッチング素子と、
    負荷と、
    を少なくとも備え、
    前記ダイオードと前記負荷とを並列に接続した並列回路が形成され、
    該並列回路に前記半導体スイッチング素子を直列に接続したチョッパモジュールを正と負で一対の電源線間に接続して構成された電力変換装置を用い、
    該電力変換装置が動作中の前記半導体スイッチング素子におけるオンデューティーの平均値を、前記ダイオードのオンデューティーの平均値よりも大きな値で維持する、
    電力変換方法。
12. 前記ダイオードにワイドバンドギャップ半導体を使ったショットキーバリアダイオードを適用する、
    請求項１１に記載の電力変換方法。
13. 前記ダイオードにＳｉＣを使ったショットキーバリアダイオードを適用する、
    請求項１１に記載の電力変換方法。
14. 前記半導体スイッチング素子にＩＧＢＴを用いる、
    請求項１１に記載の電力変換方法。
15. 前記負荷に抵抗を用いる、
    請求項１１に記載の電力変換方法。
16. 前記負荷にリアクトルを用いる、
    請求項１１に記載の電力変換方法。
17. 前記ダイオードのカソードを前記正の電源線に、前記ダイオードのアノードを前記半導体スイッチング素子の一方の主端子に接続し、前記半導体スイッチング素子の他方の主端子を前記負の電源線に接続する、
    請求項１１に記載の電力変換方法。
18. 前記ダイオードのアノードを前記負の電源線に、前記ダイオードのカソードを前記半導体スイッチング素子の一方の主端子に接続し、前記半導体スイッチング素子の他方の主端子を前記正の電源線に接続する、
    請求項１１に記載の電力変換方法。
    

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