CN103353782A - 低供电电压带隙参考电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及低供电电压带隙参考电路及方法。一种用于在1伏特或更低工作的带隙参考电压的电路和方法，其中运算放大器（A₁）仅驱动电阻器（R₂，R₃），使得消除由在正比于绝对温度（P_TAT）回路中作为电流镜使用的公知的金属氧化物半导体器件导致的闪变噪声作用和工艺敏感度。插入两个对称的电阻分压器对（R_1A/R_1B，R_2A/R_2B），以按比例地降低双极性晶体管（Q₁，Q₂）的基极-发射极电压（V_EB1，V_EB2）和P_TAT电流（I_PTAT），从而输出参考电压（V_REF）变得可调大小。附加的V-I转换器(319)使用V_REF本身产生通过晶体管（M₃，M₄）的适当的偏置电流，导致最终的对工艺、电压和温度不敏感的输出参考电压，晶体管（M₃，M₄）分别用于偏置双极性晶体管（Q₁，Q₂）和电阻分压器对（R_1A/R_1B，R_2A/R_2B）。

Description

低供电电压带隙参考电路及方法

技术领域

本发明大体涉及提供与温度无关的参考电压的电子电路，更具体地，涉及低供电电压带隙参考电路和方法。

背景技术

带隙参考电压电路用于生成与温度无关的参考电压，并且广泛应用于模拟、数字、混合信号和RF电路。参照图1中的现有技术，因为在电压域进行了温度补偿，因此将其称为“电压模式”带隙参考电压。众所周知，典型的与温度无关的带隙参考电压在室温（例如，298K）下为1.25V左右，其接近于绝对温度（即，0K）下硅的理论上的1.22eV带隙。因为这种电路的典型的输出电压在相关的温度范围下固定在1.25V左右，所以这种电路的最小供电电压（其基于传统的标准CMOS技术）必须为至少1.4V，以实现适当的功能，导致对在低供电电压（例如，1V）下工作的带隙参考电压有基本限制。为了适应典型的供电电压为1.2V或更低的现有的先进的CMOS工艺（例如，130nm或更低），该领域中的最近的研究已经提出了各种低供电电压带隙参考方案。参照如图2中所示的现有技术，因为首先在电流域进行温度补偿，并接着变为电压量，所以其被称为“电流模式”带隙参考电压。利用这种方式，供电电压不再受1.25V的理论上的硅的带隙电压限制，并且因而允许带隙参考在低供电电压（例如，1V）下工作，并且能够完全地适应标准的先进CMOS工艺。此后，由这种现有技术产生了多种“电流模式”带隙电压参考电路。然而，“电流模式”带隙参考电压的方式一定需要MOS器件用作电流镜，以适当的工作。由于公共源配置，尤其在接地电流对于低功率消耗非常小时，这些MOS器件对参考输出产生了大量的闪变噪声。此外，因为MOS器件既承受阈值电压变化也承受电流增益变化，而电阻器仅承受电阻变化，所以有源MOS器件的匹配性质通常比无源电阻器的匹配性质差。换句话说，它们不幸地增加了参考输出的工艺敏感度。总之，这些方案具有限制，例如，具有高闪变噪声和工艺敏感度。因此，本发明的首要目的在于实现具有低闪变噪声和小工艺敏感度的低供电电压带隙参考电压。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于生成与温度无关的带隙参考电压的电路和方法，其具有以下优点：具有“电压模式”和“电流模式”两种模式、低闪变噪声、小的工艺敏感度和在低供电电压下可操作。该电路的实施方式包括电压-电流转换器电路，其配置成生成第一参考电流和第二参考电流；第一差分电压分压器，其配置成按比例地降低由第一参考电流偏置的第一双极性晶体管的第一基极-发射极电压，以生成第一按比例的基极-发射极电压；第二差分电压分压器，其配置成按比例地降低由第二参考电流偏置的第二双极性晶体管的第二基极-发射极电压，以生成第二按比例的基极-发射极电压；以及带隙电压参考电路，其配置成通过使用第一按比例的基极-发射极电压和第二按比例的基极-发射极电压生成参考电压。用于生成与温度无关的带隙电压参考的方法的实施方式包括按比例地降低由参考电流偏置的双极性晶体管的基极-发射极电压；将按比例的基极-发射极电压施加到正比于绝对温度（PTAT）回路，用于生成按比例的PTAT电流；从按比例的PTAT电流生成与温度无关的参考电压；生成反馈参考电流，直到所有双极性晶体管相对于工作温度范围、供电电压范围和工艺拐点适当偏置；以及从按比例的PTAT电流生成对工艺、电压和温度（PVT）不敏感的参考电压。

附图说明

在下文中，将参照附图对本发明的实施方式进行更详细的描述，其中：

图1是现有技术的“电压模式”带隙电压参考电路的示意图；

图2是现有技术的“电流模式”带隙电压参考电路的示意图；

图3是根据本发明的实施方式的用于生成带隙参考电压的电路的示意图；

图4示出了根据本发明的实施方式带隙参考核心中的放大器的基极-发射极电压和输入共模电压与温度的函数；

图5示出了根据本发明的实施方式在两个极端温度条件下输出参考电压与供电电压的函数；

图6示出了根据本发明的实施方式输出参考电压与温度的函数；

图7示出了根据本发明的实施方式将根据图2的现有技术（惯用）的输出参考电压的噪声函数与根据本发明的噪声函数进行比较；以及

图8是根据本发明的实施方式的生成带隙参考电压的方法的流程图。

具体实施方式

在下面的说明中，将用于提供带隙参考电压及相关参考电流等的电路作为优选实例阐述。对于所属领域技术人员而言，显而易见，可以在不背离本发明的范围和精神的情况下进行包括附加和/或替换的修改。为了不使本发明模糊不清，可以省略具体细节；但是，应将公开内容撰写到使所属领域技术人员能够在不需要过多实验的情况下能够实践该教导。

图3示出了根据本发明的用于生成与温度无关的参考电压的实施方式的电路图。在该电路中，将恒定的供给电流I₁（301）和I₂（302）分别馈送到双极性晶体管Q₁（303）和Q₂（304）以提供相应的基极-发射极电压V_EB1和V_EB2。然后，分别通过包括电阻器R_1A（305）和R_1B（306）的第一差分电压分压器和包括电阻器R_2A（307）和R_2B（308）的第二差分电压分压器使V_EB1和V_EB2按比例地降低，以分别达到V_X和V_Y，如后续说明所见，它们的量值小于对应的V_EB1和V_EB2。与图1的现有技术相比，V_X和V_Y代替V_EB1和V_EB2，并且应用至正比于绝对温度（PTAT）回路，以替代地生成按比例的PTAT电流I_PTAT，其中PTAT回路包括运算放大器A₁（310）和3个电阻器R₁（309）、R₂（311）和R₃（312）。只要运算放大器A₁的开环增益足够高（例如，80dB），这个按比例的PTAT电流I_PTAT就均等地流过R₂和R₃。注意到在本发明中核心反馈回路并未包括有源MOS器件是有益的。相反，在本发明中，与温度无关的参考电压V_REF直接在运算放大器A₁的输出处生成。形成主要的带隙参考的电路（300）的部分：（i）启动低供电电压工作，（ii）为PTAT回路中复制的电流移除有源MOS器件，如所解释那样，相反在“电流模式”表示为带隙参考对应物；（iii）将输入共模电压波动的敏感度降为运算放大器A₁。因此，根据本发明，能够将供电电压电阻性地按比例降低至1.2V或者更低。

与温度无关的参考电压V_REF可以如下定义：

$V_{\mathrm{REF}}=\frac{R_{1B}}{R_{1A}+R_{1B}}\{V_{\mathrm{EB}1}+\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{EB}}[\frac{(B_{1A}//B_{1B})+R_2}{R_1}\left]\right\},$ 其中△V_EB=V_EB1-V_EB2

参照图3，本发明在核心反馈回路中并不具有有源MOS器件。PTAT回路带来了具有较低闪变噪声性能、不那么严格的匹配需求和恒定反馈系数的优点。首先，根据本发明，基本的闪变噪声性能仅受运算放大器A₁限制。这与一些现有技术形成对比，例如，图2中所示的现有技术，其不仅受运算放大器限制也受MOS电流镜限制。重要的是注意到典型的闪变噪声处于1Hz-1kHz的频率范围，其中由于需要非常大的时间常数，并不容易通过实施片上低通滤波器去除闪变噪声。换句话说，如果期望低闪变噪声性能，特别对于在没有可用于斩波器稳定性的适当时钟信号的情况下的一些应用而言，需要昂贵的片外低通滤波器。其次，根据本发明，与一些现有技术（例如，图2中所示的现有技术）中既依赖有源器件又依赖无源器件相比，匹配需求依赖于无源器件。因此，本发明的匹配需求非常宽松。第三，根据本发明，反馈系数和噪声/偏差乘数由电阻比限定，与一些现有技术中使用“电流模式”的非比率计量技术相比，这允许在大批量生产中对工艺、电压和温度（PVT）改变进行更好的控制。此外，与一些现有技术（例如，如图1和图2中所示的现有技术）的基极-发射极电压改变相比，当输入共模电压改变降低时，由于温度上的偏离漂移导致的运算放大器的效果降低。因此，本发明潜在地将带隙电压参考电路的工作温度范围扩展至低至-50℃，其中双极性晶体管的基极-发射极电压在1.0V的最小V_DD下为0.85V，并且变得有利于生产。

参照图3。图3也示出了根据本发明的电压-电流（V-I）转换器电路（319）的实施方式的电路图，该电压-电流（V-I）转换器电路（319）用于将适当的反馈参考电流（I₁，I₂）提供至用于生成整体与PVT无关的参考电压的电路。V-I转换器电路包括运算放大器A₂（315），其中通过分压器将与温度无关的参考电压V_REF施加至其正相输入，分压器包括电阻器R_A（313）和R_B（314）。偏压电阻器R_BIAS（317）放置在地和MOS晶体管M₁（316）的源极端子之间。运算放大器A2的输出驱动M₁的栅极。M₁的漏极端子连接至与二极管连接的MOS晶体管M₂（318），用作用于生成反馈参考电流I_REF的电流镜电路。该回路包括运算放大器A₂，MOS晶体管M₁是负反馈。生成的反馈参考电流I_REF最终能够经由MOS晶体管M₃和M₄提供供电电流I₁（301）和I₂（302），以完成整个带隙参考。重要的是注意到，运算放大器A₂的偏离电压和通过M₃和M₄的供电电流失配受自然对数项中的电流比抑制。因此，匹配需求的严格性比一些现有技术（如图2中所示）所用的那些电流镜低。

参照图3，如果运算放大器的开环增益A₁>>1，那么反馈参考电流I_REF可以如下定义：

$I_{\mathrm{REF}}=\frac{R_B}{R_A+R_B}\frac{V_{\mathrm{REF}}}{R_{\mathrm{BIAS}}}$

依然参照图3。V_REF的定义可以在数学上通过如下得到：

如果运算放大器的开环增益A₁>>1，那么：

$I_{\mathrm{PTAT}}=\frac{V_X-V_Y}{R_1}---\left(1\right)$

通过V_X和V_Y处的节点分析：

$\frac{V_{\mathrm{EB}1}-V_X}{R_{1A}}+I_{\mathrm{PTAT}}=\frac{V_X}{R_{1B}}\⇔\stackrel{\·}{\·\·}{V}_X=\frac{R_{1B}}{R_{1A}+R_{1B}}(V_{\mathrm{EB}1}+I_{\mathrm{PTAT}}{R}_{1A})---\left(2\right)$

$\frac{V_{\mathrm{EB}2}-V_Y}{R_{2A}}+I_{\mathrm{PTAT}}=\frac{V_Y}{R_{2B}}\⇔\stackrel{\·}{\·\·}{V}_Y=\frac{R_{2B}}{R_{2A}+R_{2B}}(V_{\mathrm{EB}2}+I_{\mathrm{PTAT}}{R}_{2A})---\left(3\right)$

将(2)和(3)代入(1)中:

$\stackrel{\·}{\·\·}{I}_{\mathrm{PTAT}}=\mathrm{\α}\frac{V_{\mathrm{EB}1}-V_{\mathrm{EB}2}}{R_1}=\frac{\mathrm{\α\Δ}{V}_{\mathrm{EB}}}{R_1}---\left(4\right)$

Q₁的发射极-基极电流如下定义：

$I_{\mathrm{EB}1}=I_{\mathrm{REF}}+I_{\mathrm{PTAT}}-\frac{V_X}{R_{1B}}---\left(5\right)$

相似地，Q₂的发射极-基极电流如下定义：

$I_{\mathrm{EB}2}=I_{\mathrm{REF}}+I_{\mathrm{PTAT}}-\frac{V_Y}{R_{2B}}---\left(6\right)$

假设Q₁和Q₂具有相同的电流增益，那么：

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{EB}}=V_T[\ln \left(\frac{I_{S2}}{I_{S1}}\right)+\ln \left(\frac{I_{C1}}{I_{C2}}\right)]=V_T[\ln \left(\frac{I_{S2}}{I_{S1}}\right)+\ln \left(\frac{I_{\mathrm{EB}1}}{I_{\mathrm{EB}2}}\right)]---\left(7\right)$

考虑：

$\ln \left(\frac{I_{\mathrm{EB}1}}{I_{\mathrm{EB}2}}\right)=\ln \left(\frac{I_{\mathrm{REF}}+\mathrm{\α}{I}_{\mathrm{PTAT}}-\frac{\mathrm{\α}{V}_{\mathrm{EB}1}}{R_{1B}}}{I_{\mathrm{REF}}+\mathrm{\α}{I}_{\mathrm{PTAT}}-\frac{\mathrm{\α}{V}_{\mathrm{EB}2}}{R_{2B}}}\right)=\ln (1-\frac{\frac{\mathrm{\α\Δ}{V}_{\mathrm{EB}}}{I_0{R}_{1B}}}{1-\frac{\mathrm{\α}{V}_{\mathrm{EB}2}}{I_0{R}_{2B}}})$

$\≈-\frac{\mathrm{\α\Δ}{V}_{\mathrm{EB}}}{I_0{R}_{1B}-\mathrm{\α}{V}_{\mathrm{EB}2}}---\left(8\right)$

将(8)代入(7)中：

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{EB}}\≈V_T[\ln \left(n\right)-\frac{\mathrm{\α\Δ}{V}_{\mathrm{EB}}}{I_0{R}_{1B}-\mathrm{\α}{V}_{\mathrm{EB}2}}]---\left(9\right)$

重新整理(9)：

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{EB}}\≈\frac{V_T\ln \left(n\right)}{1+\frac{\mathrm{\α}{V}_T}{R_{1B}(I_{\mathrm{REF}}+\mathrm{\α}{I}_{\mathrm{PTAT}})-\mathrm{\α}{V}_{\mathrm{EB}2}}}---\left(10\right)$

考虑I_PTAT：

$I_{\mathrm{PTAT}}\≈\frac{\mathrm{\α}{V}_T\ln \left(n\right)}{R_1}{[1+\frac{\mathrm{\α}{V}_T}{R_{1B}(I_{\mathrm{REF}}+\mathrm{\α}{I}_{\mathrm{PTAT}})-\mathrm{\α}{V}_{\mathrm{EB}2}}]}^{-1}---\left(11\right)$

因为(10)和(11)是递归型方程，简化是必需的。让：

$I_{\mathrm{PTAT}0}=\frac{\mathrm{\α}{V}_T\ln \left(n\right)}{R_1}---\left(12\right)$

$I_{\mathrm{REF}0}=\frac{R_B}{R_A+R_B}\frac{V_{\mathrm{REF}0}}{R_{\mathrm{BIAS}}}---\left(13\right)$

接着，可以将I_PTAT估计为:

$I_{\mathrm{PTAT}}\≈I_{\mathrm{PTAT}0}[1-\frac{\mathrm{\α}{V}_T}{R_{1B}(I_{\mathrm{REF}0}+\mathrm{\α}{I}_{\mathrm{PTAT}0})-\mathrm{\α}{V}_{\mathrm{EB}2}}]---\left(14\right)$

(14)表示：

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{EB}}\≈V_T\ln \left(n\right)(1-\frac{\mathrm{\α}{V}_T}{R_{1B}(I_{\mathrm{REF}0}+{\mathrm{\αI}}_{\mathrm{PTAT}0})-\mathrm{\α}{V}_{\mathrm{EB}2}})---\left(15\right)$

因此，与温度无关的参考电压V_REF为：

$V_{\mathrm{REF}}=\mathrm{\α}(V_{\mathrm{EB}1}+\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{EB}}\frac{R_{1A}//R_{1B}+R_2}{R_1})---\left(16\right)$

观察到等式（15）包含第一阶温度相关项以及假定对于第一阶近似值可忽略的更高阶温度相关项。因此，在本发明中依然保持惯用表达。

参照图4，根据本发明图示的实施方式描述了V_EB1和V_X与温度的函数。如在图3所示的实施方式所提及，V_EB1在-50℃高至0.85V，V_X在整个相关温度范围（即，-50℃至150℃）内一直小于V_EB1，并因此V_X的变化小于V_EB1的变化，导致在本发明中扩展了工作温度范围并降低了运算放大器A₂的偏离漂移。

参照图5，根据如图3中所示的本发明图示的实施方式示出了在-50℃和150℃时V_REF与供电电压的函数。观察到因为只要供电电压达到0.85V或更高，Q₁就导通，所以对最小可获得的供电电压的限制在-50℃。在图示的实施方式中，两个曲线在输出参考电压为0.8V且供电电压为1V时收敛。

参照图6，根据图3所示的本发明图示的实施方式示出了V_REF与温度的函数。对于第一阶温度补偿，输出参考的曲线形状保持。

参照图7，分别根据图2所示的现有技术和图3所示的本发明图示的实施方式示出了公知的和本发明的V_REF的噪声函数。因为在图3所示的本发明的实施方式的PTAT回路中没有任何有源MOS器件，所以闪变噪声性能从1Hz至1kHz得到了显著降低，而它们的高频噪声函数收敛，从而能够通过简单的片上低通滤波器去除。

参照图8，可以通过本发明的方法实施方式提供低供电电压带隙参考电压。该方法以提供参考电流（801）开始；接着，按比例地降低参考电流偏置的双极性晶体管的基极-发射极电压（802）；接着，将按比例的基极-发射极电压施加至用于生成按比例的PTAT电流的PTAT回路（803）；接着，生成与温度无关的参考电压（804）；接着，生成合适的反馈参考电流（805），并且如果没有生成合适的反馈参考电流，则反馈至（801）提供参考电流；以及如果生成了合适的反馈参考电流，则最后生成对PVT不敏感的参考电压（806）。

出于图示和描述的目的，已经提供了本发明的前述说明。其并不旨在于全面的或将本发明限制在所公开的精确形式。对于所属领域技术人员而言，很多修改和变型是显而易见的。

虽然参照各种示例性特征和优点描述了本发明，但是应该理解，本发明并不限制于这些特征，并且可以在不背离所附权利要求的范围和精神的情况下进行很多其他的变型、变化和修改。

Claims (10)

1.一种用于生成参考电压的电压参考电路，包括：

电压至电流转换器电路，其配置成生成第一参考电流和第二参考电流；

第一差分电压分压器，其配置成按比例地降低由第一参考电流偏置的第一双极性晶体管的第一基极-发射极电压，以生成第一按比例基极-发射极电压；

第二差分电压分压器，其配置成按比例地降低由第二参考电流偏置的第二双极性晶体管的第二基极-发射极电压，以生成第二按比例基极-发射极电压；以及

带隙电压参考电路，其配置成通过使用第一按比例基极-发射极电压和第二按比例基极-发射极电压生成参考电压。

2.根据权利要求1所述的电压参考电路，其中电压至电流转换器使用参考电压来生成第一参考电流和第二参考电流。

3.根据权利要求1所述的电压参考电路，其中第一参考电流和第二参考电流是恒定的并且相等的。

4.根据权利要求1所述的电压参考电路，其中第一差分电压分压器和第二差分电压分压器均包括与分压器分压比的数量基本上匹配的电阻器对。

5.根据权利要求1所述的电压参考电路，其中第二双极性晶体管的尺寸为第一双极性晶体管的尺寸的倍数。

6.根据权利要求1所述的电压参考电路，其中带隙电压参考电路包括：

放大器，其配置成电压箝位器以生成按比例正比于绝对温度（PTAT）电流；

电流缓冲器，其将按比例正比于绝对温度电流提供通过第一反馈电阻器和第二反馈电阻器；以及

求和电路，其分别将第一按比例基极-发射极电压加到与第一差分电压分压器的第一等效电阻和第一反馈电阻器之和相乘的按比例正比于绝对温度电流中，并将第二按比例基极-发射极电压加到与第二差分电压分压器的第二等效电阻和第二反馈电阻器之和相乘的按比例正比于绝对温度电流中。

7.一种用于生成参考电压的方法，包括：

按比例地降低由参考电流偏置的双极性晶体管的基极-发射极电压；

将按比例基极-发射极电压施加到正比于绝对温度回路，用于生成按比例正比于绝对温度电流；

从按比例正比于绝对温度电流生成与温度无关的参考电压；

生成反馈参考电流，直到所有双极性晶体管相对于工作温度范围、供电电压范围和工艺拐点适当偏置；以及

从按比例正比于绝对温度电流生成对工艺、电压和温度不敏感的参考电压。

8.根据权利要求7所述的方法，其中通过转换与温度无关的参考电压生成反馈参考电流。

9.根据权利要求7所述的方法，其中按比例正比于绝对温度电流与双极性晶体管的按比例基极-发射极电压之间的差值成正比，该差值接近线性地正比于温度。

10.根据权利要求7所述的方法，其中反馈参考电流的不理想效果基本上由自然对数项中的电流比抑制。

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