CN113917971B - 电流模带隙基准电压源的校准电路 - Google Patents

Abstract

本申请实施例提供了一种电流模带隙基准电压源的校准电路，包括：基准电压产生子电路、校准电压产生子电路、校准引擎子电路、斩波比较器及电流型数模转换器；基准电压产生子电路的第一端与斩波比较器的非反相输入端连接，基准电压产生子电路的第二端接地；斩波比较器的反相输入端与校准电压产生子电路的第一端连接，校准电压产生子电路的第二端接地，斩波比较器的输出端与校准引擎子电路的输入端连接；校准引擎子电路的输出端与电流型数模转换器的输入端连接；电流型数模转换器的输出端与基准电压产生子电路的中间节点连接。通过所提供的校准方案，能够消除高温段和低温段的电压偏差，改善电流模带隙基准电压源的抗制程偏移能力，降低成本。

Description

电流模带隙基准电压源的校准电路

技术领域

本申请涉及电源技术领域，尤其涉及一种电流模带隙基准电压源的校准电路。

背景技术

现有技术中的带隙基准电压源是集成电路中的基本组成电路之一，带隙基准电压源能为其他电路提供一个对工作温度、电源电压以及电路负载不敏感的精确参考电压。与芯片外置电源相比，带隙基准电压源的精确度及稳定性更佳，而且能有效减少电路面积，因此其在数据转换器、电源管理电路、储存器等集成电路系统中均得到了广泛的应用。

随着近年互补金属氧化物半导体（Complementary Metal Oxide Semiconductor，CMOS） 集成电路制程及集成片上系统 (System-on-a-Chip，SoC) 的发展，设计适用于先进CMOS 工艺集成电路上的带隙基准电压源得越来越受到关注。传统的电流模带隙基准电压源 (Current mode Bandgap voltage Reference，CBGR) 设计采用双极性晶体管(Bipolar Junction Transistor，BJT) 产生负温度系数 (Complementary To AbsoluteTemperature，CTAT) 的电压曲线，并将两个斜率不同的负温度系数电压相减以得到一个正温度系数 (Proportional To Absolute Temperature，PTAT) 的电压曲线，最后利用电流镜电路及输出电阻，将 CTAT的电压曲线 及 PTAT的电压曲线相加，理论上便可得到一个温度系数近乎于零的电压曲线。但是，受到CMOS工艺所限，上述 CTAT的电压曲线 及 PTAT 电压曲线是非线性的，而且制程越先进，非线性度越大。此外，在不同的 CMOS 工艺角上，同一设计产生的基准电压也会出现偏差；而在越先进的工艺下，这个偏差也会越大。可见设计适用于先进制程的电流模带隙基准电压源的难度之大。

上述在不同工艺角下的基准电压偏差，很可能会影响集成电路系统中其他电路的运作。对此，在工业上，带隙基准电压源需要经过人工校准，使得其输出基准电压在可接受的误差范围内。人工校准需要大量人力，会为集成电路系统的大规模生产增加大量成本，而且也耗费时间，降低效率。

此外，现有的人工校准一般是在单个温度点 (如室温) 下针对 PTAT 电压的比率进行调校。但是，这种校准方式也会改变基准电压曲线的整体斜率，因此并不能从根本上消除电流模带隙基准电压源在不同工艺角下，高温段和低温段的基准电压偏差。

发明内容

为了解决上述技术问题，本申请实施例提供了一种电流模带隙基准电压源的校准电路。

第一方面，本申请实施例提供了一种电流模带隙基准电压源的校准电路，所述电路包括：

基准电压产生子电路、校准电压产生子电路、校准引擎子电路、斩波比较器及电流型数模转换器；

所述基准电压产生子电路的第一端与所述斩波比较器的非反相输入端连接，所述基准电压产生子电路的第二端接地；

所述斩波比较器的反相输入端与所述校准电压产生子电路的第一端连接，所述校准电压产生子电路的第二端接地，所述斩波比较器的输出端与所述校准引擎子电路的输入端连接；

所述校准引擎子电路的输出端与所述电流型数模转换器的输入端连接；

所述电流型数模转换器的输出端与所述基准电压产生子电路的中间节点连接；

所述基准电压产生子电路包括：第一偏置电阻与第二偏置电阻；

所述第二偏置电阻的第一端为所述基准电压产生子电路的第一端；

所述第二偏置电阻的第二端与所述第一偏置电阻的第一端连接，所述第二偏置电阻与所述第一偏置电阻的连接点为所述基准电压产生子电路的中间节点；

第一偏置电阻的第二端为所述基准电压产生子电路的第二端；

所述校准电压产生子电路包括校准电阻，所述校准电阻的第一端为所述校准电压产生子电路的第一端，所述校准电阻的第二端为所述校准电压产生子电路的第二端；

所述电流型数模转换器的输出端与所述第二偏置电阻与所述第一偏置电阻的连接点相连接；

所述电流型数模转换器向所述第一偏置电阻输入负温度系数校准电流、正温度系数校准电流，以使所述第一偏置电阻产生的修正电压，通过所述修正电压对所述第一偏置电阻及所述第二偏置电阻产生的初始基准电压进行校准，得到修正基准电；

所述校准引擎子电路包括寄存器、第一累加器、第二累加器及振荡器；

所述寄存器分别与所述第一累加器、所述第二累加器、所述振荡器及所述斩波比较器连接；

所述振荡器还分别与所述第一累加器及所述第二累加器连接；

所述振荡器产生第一时钟信号、第二时钟信号及第三时钟信号，向所述寄存器输入所述第一时钟信号；

所述寄存器当第一时钟信号为高电平时，将所述斩波比较器输入的差异电压信号写入控制电压，当第二时钟信号为高电平时，根据所述控制电压的高低电平状态分别确定所述第一累加器、所述第二累加器的目标模式，所述目标模式为加模式或者减模式；当第三时钟信号为高电平时，所述第一累加器根据所述加模式或所述减模式生成第一数字信号，所述第二累加器根据所述减模式或所述加模式生成第二数字信号；

所述电流型数模转换器包括负温度系数电流镜分支及正温度系数电流镜分支；

所述负温度系数电流镜分支的输入端与所述第一累加器的输出端连接，所述负温度系数电流镜分支从所述第一累加器接收所述第一数字信号，根据所述第一数字信号产生所述负温度系数校准电流；

所述正温度系数电流镜分支的输入端与所述第二累加器的输出端连接，所述正温度系数电流镜分支从所述第二累加器接收所述第二数字信号 ，根据所述第二数字信号产生所述正温度系数校准电流；

所述负温度系数电流镜分支的输出端和所述正温度系数电流镜分支的输出端分别与所述基准电压产生子电路的所述中间节点连接。

可选的，所述电路还包括：

电流镜，所述电流镜的输出端与所述基准电压产生子电路的第一端连接，所述电流镜产生负温度系数电流及正温度系数电流，向所述基准电压产生子电路的第一端输入负温度系数电流及正温度系数电流，使得所述基准电压产生子电路产生所述初始基准电压。

可选的，所述电流镜包括：第一场效应管、第二场效应管、第三场效应管、第四场效应管、第五场效应管及第六场效应管；

所述电流模带隙基准电压源的校准电路还包括：

第七场效应管、第八场效应管、第九场效应管、第十场效应管、第十一场效应管、第一分压电阻、第一三极管、第二分压电阻、第二三极管、第三运算放大器、第四运算放大器和第五运算放大器；

所述第一场效应管的漏极与所述第七场效应管的源极连接，所述第七场效应管的漏极与所述第一分压电阻的第一端连接，，所述第一分压电阻的第二端接地；

所述第二场效应管的漏极与所述第八场效应管的源极连接，所述第八场效应管的漏极与所述第一三极管的发射极连接，所述第一三极管的集电极和基极分别接地；

所述第三场效应管的栅极与所述第二场效应管的栅极连接，所述第三场效应管的漏极与所述第九场效应管的源极连接，所述第九场效应管的漏极与所述第二分压电阻的第一端连接，所述第二分压电阻的第一端与所述第二三极管的发射极连接，所述第二三极管的集电极和基极分别接地；

所述第四场效应管的栅极与所述第三场效应管的栅极连接，所述第四场效应管的漏极与所述第十一场效应管的源极连接；

所述第五场效应管的栅极与所述第四场效应管的栅极连接，所述第五场效应管的漏极与所述第二偏置电阻的第一端连接；

所述第六场效应管的栅极与所述第一场效应管的栅极连接，所述第六场效应管的漏极分别与所述第二偏置电阻的第一端及所述斩波比较器的非反相输入端连接；

所述第一场效应管的源极、所述第二场效应管的源极、所述第三场效应管的源极、所述第四场效应管的源极、所述第五场效应管的源极和所述第六场效应管的源极分别与电压源连接；

所述第七场效应管的栅极与所述第三运算放大器的输出端连接；

所述第八场效应管的栅极和所述第九场效应管的栅极分别与所述第四运算放大器的输出端连接；

所述第十一场效应管的漏极分别与所述校准电压产生子电路的第一端和所述斩波比较器的反相输入端连接；

所述第十一场效应管的栅极与EN端连接；

所述第三运算放大器的反相输入端与所述第一场效应管的漏极连接，所述第三运算放大器的非反相输入端分别与所述第四运算放大器的非反相输入端及所述第五场效应管的漏极连接；

所述第四运算放大器的反相输入端与所述第二场效应管的漏极连接；

所述第五运算放大器的反相输入端与所述第十场效应管的源极连接，所述第五运算放大器的非反相输入端与所述第六场效应管的漏极连接，所述第五运算放大器的输出端与所述第十场效应管的栅极连接；

所述第十场效应管的源极与所述电流型数模转换器的输出端连接，所述第十场效应管的漏极与所述第一偏置电阻的第一端连接。

可选的，所述电路还包括：

第一运算放大器及第二运算放大器；

所述第一运算放大器的反相输入端与所述第七场效应管的漏极连接，所述第一运算放大器的非反相输入端与所述第八场效应管的漏极连接，所述第一运算放大器的输出端与所述第一场效应管的栅极连接；

所述第二运算放大器的反相输入端与所述第九场效应管的漏极连接，所述第二运算放大器的非反相输入端与所述第八场效应管的漏极连接，所述第二运算放大器的输出端与所述第二场效应管的栅极连接。

可选的，所述正温度系数电流镜分支包括多个正温度系数电流镜支路；

所述负温度系数电流镜分支包括多个负温度系数电流镜支路，各负温度系数电流镜支路与各正温度系数电流镜支路对应；

各正温度系数电流镜支路的宽长比为对应的负温度系数电流镜支路的宽长比的两倍。

可选的，所述第一累加器在接收到第一重置控制信号，根据所述第一重置控制信号将所述第一数字信号设置为第一预设数值；

所述第二累加器在接收到第二重置控制信号，根据所述第二重置控制信号将所述第二数字信号设置为第二预设数值。

上述本申请提供的电流模带隙基准电压源的校准电路，能够在单一温度点下，对正温度系数电压PTAT及负温度系数电压CTAT 的占比均作出调校，因此能够消除校准时所处温度的基准电压偏差，亦不会影响基准电压曲线的整体斜率，因此能够从根本上消除高温段和低温段的电压偏差，既能消除电流模带隙基准电压源在不同工艺角下输出基准电压的偏差，改善电流模带隙基准电压源的抗制程偏移能力，为相关电路的生产厂商节省人工校准所带来的额外成本，从而节省电路生产所需的人力物力,在不牺牲电流模带隙基准电压源的其他性能参数的情况下，令其消耗更少的电流以及所需面积更小。

附图说明

为了更清楚地说明本申请的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对本申请保护范围的限定。在各个附图中，类似的构成部分采用类似的编号。

图1示出了本申请实施例提供的电流模带隙基准电压源的校准电路的一结构示意图；

图2示出了本申请实施例提供的修正基准电压V_REF1及校准电压V_CAL的一变化示意图；

图3示出了本申请实施例提供的第一数字信号C_CTAT<0:5>的一变化示意图；

图4示出了本申请实施例提供的电流模带隙基准电压源的校准电路的另一结构示意图；

图5示出了本申请实施例提供的校准引擎子电路13的一结构示意图；

图6示出了本申请实施例提供的信号变化的一示意图；

图7示出了本申请实施例提供的电流型数模转换器IDAC的一结构示意图；

图8A示出了本申请实施例提供的β/(β+1) 系数与其于27摄氏度下数值之比值的仿真结果示意图；

图8B示出了使用传统校准方案后的输出基准电压仿真效果示意图；

图8C示出了使用本申请实施例提供的输出基准电压仿真效果示意图；

图9A示出了本申请实施例提供的五个样本芯片校正前的输出基准电压测量结果示意图；

图9B示出了本申请实施例提供的五个样本芯片校正后的输出基准电压测量结果示意图；

图9C示出了本申请实施例提供的以基准电压作为电源电压函数进行测量的结果示意图；

图10A示出了本申请实施例提供的五个样本芯片在校准后的输出基准电压温度系数分布示意图；

图10B示出了本申请实施例提供的五个样本芯片在校准后的室温下输出基准电压数值分布示意图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。

通常在此处附图中描述和示出的本申请实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本申请的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本申请的范围，而是仅仅表示本申请的选定实施例。基于本申请的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

在下文中，可在本申请的各种实施例中使用的术语“包括”、“具有”及其同源词仅意在表示特定特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合，并且不应被理解为首先排除一个或更多个其它特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的存在或增加一个或更多个特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的可能性。

此外，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

除非另有限定，否则在这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本申请的各种实施例所属领域普通技术人员通常理解的含义相同的含义。所述术语(诸如在一般使用的词典中限定的术语)将被解释为具有与在相关技术领域中的语境含义相同的含义并且将不被解释为具有理想化的含义或过于正式的含义，除非在本申请的各种实施例中被清楚地限定。

实施例1

本公开实施例提供了一种电流模带隙基准电压源的校准电路。

具体的，参见图1，电流模带隙基准电压源的校准电路包括：

基准电压产生子电路11、校准电压产生子电路12、校准引擎子电路13、斩波比较器CMP及电流型数模转换器IDAC；

所述基准电压产生子电路11的第一端与所述斩波比较器CMP的非反相输入端连接，所述基准电压产生子电路11的第二端接地；

所述斩波比较器CMP的反相输入端与所述校准电压产生子电路12的第一端连接，所述校准电压产生子电路12的第二端接地，所述斩波比较器CMP的输出端与所述校准引擎子电路的输入端连接；

所述校准引擎子电路13的输出端与所述电流型数模转换器IDAC的输入端连接；

所述电流型数模转换器IDAC的输出端与所述基准电压产生子电路11的中间节点连接。

在本实施例中，可以通过电流镜等产生负温度系数电流I_CTAT及正温度系数电流I_PTAT，电流镜向所述基准电压产生子电路11输入负温度系数电流I_CTAT及正温度系数电流I_PTAT，使得所述基准电压产生子电路11产生初始基准电压V_REF0，并将所述初始基准电压V_REF0输入所述斩波比较器CMP的非反相输入端。可以通过电流镜向所述校准电压产生子电路12输入所述正温度系数电流I_PTAT，使得所述校准电压产生子电路产生校准电压V_CAL，并将所述校准电压V_CAL输入所述斩波比较器CMP的反相输入端。所述斩波比较器CMP对所述初始基准电压 V_REF0及所述校准电压V_CAL进行比较，以获得差异电压信号V_CMP，将所述差异电压信号V_CMP输入所述校准引擎子电路13。这样，采用一个斩波比较器CMP，可以在室温 (27°C) 下比较 所述初始基准电压 V_REF0及所述校准电压V_CAL，并将两者之差别输出为差异电压信号V_CMP 以激活准引擎子电路13工作。

所述校准引擎子电路13根据所述差异电压信号V_CMP产生第一数字信号C_CTAT<0:5>及第二数字信号C_PTAT<0:5>。所述电流型数模转换器IDAC根据所述第一数字信号C_CTAT<0:5>产生负温度系数校准电流nI_CTAT，根据所述第二数字信号C_PTAT<0:5>产生正温度系数校准电流mI_PTAT，向所述基准电压产生子电路11的中间节点输入所述负温度系数校准电流nI_CTAT及所述正温度系数校准电流mI_PTAT，以对所述初始基准电压V_REF0进行校准，得到修正基准电压V_REF1。这样，所述校准引擎子电路13负责产生两组数字信号 ，即第一数字信号C_CTAT<0:5> 及第二数字信号C_PTAT<0:5>， 以控制电流型数/模转换器 (IDAC)为第一偏置电阻 R_REF1 提供偏置电流 (mI_PTAT + nI_CTAT)。

请参阅图2，图2中横坐标为时间，纵轴标为电压，图2中线段21表示校准电压V_CAL的变化趋势，线段22表示修正基准电压V_REF1 的变化趋势，修正基准电压V_REF1 迭代地跟随着校准电压V_CAL的变化节奏而变化。

在本实施例中，第一数字信号C_CTAT<0:5>及第二数字信号C_PTAT<0:5>为0至63的任一数值，请参阅图3，第一数字信号C_CTAT<0:5>随着时间增加，依次从27加1，变为28、29、....、32。第二数字信号C_PTAT<0:5>与第一数字信号C_CTAT<0:5>相似，在此未画出示意图。

请参阅图1及图4，所述基准电压产生子电路11包括：第一偏置电阻R_REF1 与第二偏置电阻R_REF2；

所述第二偏置电阻R_REF2的第一端为所述基准电压产生子电路11的第一端；

所述第二偏置电阻R_REF2的第二端与所述第一偏置电阻R_REF1的第一端连接，所述第二偏置电阻R_REF2与所述第一偏置电阻R_REF1的连接点为所述基准电压产生子电路11的中间节点；

第一偏置电阻R_REF1的第二端为所述基准电压产生子电路11的第二端；

所述校准电压产生子电路12包括校准电阻R_CAL，所述校准电阻R_CAL的第一端为所述校准电压产生子电路12的第一端，所述校准电阻R_CAL的第二端为所述校准电压产生子电路12的第二端；

所述电流型数模转换器IDAC的输出端与所述第二偏置电阻R_REF2与所述第一偏置电阻R_REF1的连接点相连接；

所述电流型数模转换器IDAC向所述第一偏置电阻R_REF1输入负温度系数校准电流nI_CTAT、正温度系数校准电流mI_PTAT，以使所述第一偏置电阻R_REF1 产生的修正电压，通过所述修正电压对所述第一偏置电阻R_REF1 及所述第二偏置电阻R_REF2产生的初始基准电压V_REF0进行校准，得到修正基准电压V_REF1。

请参阅图4，在本实施例中，电流模带隙基准电压源的校准电路还包括电流镜14，所述电流镜14的输出端与所述基准电压产生子电路11的第一端连接，所述电流镜产生负温度系数电流I_CTAT及正温度系数电流I_PTAT，向所述基准电压产生子电路11的第一端输入负温度系数电流I_CTAT及正温度系数电流I_PTAT，使得所述基准电压产生子电路11产生所述初始基准电压V_REF0。

在本实施例中，所述电流镜14包括：第一场效应管M_P1、第二场效应管M_P2、第三场效应管M_P3、第四场效应管M_P4、第五场效应管M_P5及第六场效应管M_P6；

所述电流模带隙基准电压源的校准电路还包括：

第七场效应管M_P7、第八场效应管M_P8、第九场效应管M_P9、第十一场效应管M_P11、第一分压电阻R1、第一三极管Q1、第二分压电阻R2、第二三极管Q2、第三运算放大器A₃、第四运算放大器A₄；

所述第一场效应管M_P1的漏极与所述第七场效应管M_P7的源极连接，所述第七场效应管M_P7的漏极与所述第一分压电阻R1的第一端连接，第一分压电阻R1的第二端接地；

所述第二场效应管M_P2的漏极与所述第八场效应管M_P8的源极连接，所述第八场效应管M_P8的漏极与所述第一三极管Q1的发射极连接，所述第一三极管Q1的集电极和基极分别接地；

所述第三场效应管M_P3的栅极与所述第二场效应管M_P2的栅极连接，所述第三场效应管M_P3的漏极与所述第九场效应管M_P9的源极连接，所述第九场效应管M_P9的漏极与所述第二分压电阻R2的第一端连接，所述第二分压电阻R2的第二端与所述第二三极管Q2的发射极连接，所述第二三极管Q2的集电极和基极分别接地；

所述第四场效应管M_P4的栅极与所述第三场效应管M_P3的栅极连接，所述第四场效应管M_P4的漏极与所述第十一场效应管M_P11的源极连接；

所述第五场效应管M_P5的栅极与所述第四场效应管M_P4的栅极连接，所述第五场效应管M_P5的漏极与所述第二偏置电阻R_REF2的第一端连接；

所述第六场效应管M_P6的栅极与所述第一场效应管M_P1的栅极连接，所述第六场效应管M_P6的漏极分别与所述第二偏置电阻R_REF2的第一端及所述斩波比较器CMP的非反相输入端连接；

所述第一场效应管M_P1的源极、所述第二场效应管M_P2的源极、所述第三场效应管M_P3的源极、所述第四场效应管M_P4的源极、所述第五场效应管M_P5的源极和所述第六场效应管M_P6的源极分别与电压源连接；

所述第七场效应管M_P7的栅极与所述第三运算放大器A₃的输出端连接；

所述第八场效应管的栅极和所述第九场效应管的栅极分别与所述第四运算放大器A₄的输出端连接；

所述第十一场效应管M_P11的漏极分别与所述校准电压产生子电路12的第一端和所述斩波比较器CMP的反相输入端连接；

所述第十一场效应管M_P11的栅极与EN端连接。

其中，EN端用于产生启动信号 EN ，以激活十一场效应管M_P11。

请再次参阅图4，所述电流模带隙基准电压源的校准电路还包括：

第一运算放大器A₁及第二运算放大器A₂；

所述第一运算放大器A₁的反相输入端与所述第七场效应管M_P7的漏极连接，所述第一运算放大器A₁的非反相输入端与所述第八场效应管M_P8的漏极连接，所述第一运算放大器A₁的输出端与所述第一场效应管M_P1的栅极连接；

所述第二运算放大器A₂的反相输入端与所述第九场效应管M_P9的漏极连接，所述第二运算放大器A₂的非反相输入端与所述第八场效应管M_P8的漏极连接，所述第二运算放大器A₂的输出端与所述第二场效应管M_P2的栅极连接。

在本实施例中，第一运算放大器A₁及第二运算放大器A₂可以为二级斩波运算放大器，在此不做限制。第一运算放大器A₁及第二运算放大器A₂将 CTAT 电压 V_EB1 复制到节点电压 V_X 及 V_Y ，以产生 CTAT 电流 I_CTAT 及 PTAT 电流 I_PTAT 。

请再次参阅图4，所述电流模带隙基准电压源的校准电路还包括：

第三运算放大器A₃、第四运算放大器A₄、第五运算放大器A₅及第十场效应管M_P10；

所述第三运算放大器A₃的反相输入端与所述第一场效应管M_P1的漏极连接，所述第三运算放大器A₃的非反相输入端分别与所述第四运算放大器A₄的非反相输入端及所述第五场效应管M_P5的漏极连接；

所述第四运算放大器A₄的反相输入端与所述第二场效应管M_P2的漏极连接，所述第四运算放大器A₄的输出端分别与所述第八场效应管M_P8的栅极及所述第九场效应管M_P9的栅极连接；

所述第五运算放大器A₅的反相输入端与所述第十场效应管M_P10的源极连接，所述第五运算放大器A₅的非反相输入端与所述第六场效应管M_P6的漏极连接，所述第五运算放大器A₅的输出端与所述第十场效应管M_P10的栅极连接；

所述第十场效应管M_P10的源极与所述电流型数模转换器IDAC的输出端连接，所述第十场效应管M_P10的漏极与所述第一偏置电阻R_REF1的第一端连接。

在本实施例中，第三运算放大器A₃、第四运算放大器A₄、第五运算放大器A₅可以为单级差分放大器，第三运算放大器A₃、第四运算放大器A₄、第五运算放大器A₅用于控制第七场效应管 M_P7、第八场效应管M_P8、第九场效应管M_P9 及第十场效应管M_P10 导通作为对应的等效电阻。电流型数模转换器IDAC、第一场效应管MP1、第二场效应管MP2 及第三场效应管MP3的漏极电压会追踪基准电压VREF，因此，基准电压VREF从初始基准电压VREF0调节为修正基准电压VREF1时，电流型数模转换器IDAC、第一场效应管MP1、第二场效应管MP2 及第三场效应管MP3 的漏极电压也会等于修正基准电压VREF1。

正温度系数电流I_PTAT 将由第四场效应管M_P4复制，用以偏置校准电阻 R_CAL，从而能得出校准电压V_CAL 。由于校准电压V_CAL 仅取决于物理常数及电阻比，其拥有非常强的抗制程偏移能力。此外，上述之校准分支仅在作校准时由外部的启动信号 EN 激活，从而降低电路功耗。第五场效应管M_P5及第六场效应管M_P6负责复制负温度系数电流CTAT 及正温度系数电流PTAT 电流从而为第一偏置电阻R_REF1及第一偏置电阻R_REF1提供偏置电压，所述电流型数模转换器IDAC也会通过第十场效应管M_P10 将校准电流 mI_PTAT 及 nI_CTAT 注入第一偏置电阻R_REF1 , 最终得到的输出基准电压 V_REF1 的计算公式如下：

请参阅图5，所述校准引擎子电路13包括寄存器131、第一累加器133、第二累加器134及振荡器132；

所述寄存器131分别与所述第一累加器133、所述第二累加器133、所述振荡器132及所述斩波比较器CMP连接；

所述振荡器132还分别与所述第一累加器133及所述第二累加器134连接；

所述振荡器132产生第一时钟信号φ_CMP、第二时钟信号φ_P及第三时钟信号φ_T，向所述寄存器131输入所述第一时钟信号φ_CMP；

所述寄存器131当第一时钟信号φ_CMP为高电平时，将所述斩波比较器CMP输入的差异电压信号V_CMP写入控制电压V_DIR，当第二时钟信号φ_P为高电平时，根据所述控制电压V_DIR的高低电平状态分别确定所述第一累加器133、所述第二累加器134的目标模式，所述目标模式为加模式或者减模式；当第三时钟信号φ_T为高电平时，所述第一累加器133根据所述加模式或所述减模式生成所述第一数字信号C_CTAT<0:5>，所述第二累加器134根据所述减模式或所述加模式生成所述第二数字信号C_PTAT<0:5>。

请参阅图6，第一时钟信号φ_CMP、第二时钟信号φ_P及第三时钟信号φ_T的波形随时间呈现高低电平周期性变化，电流型数模转换器IDAC、第一场效应管MP1、第二场效应管MP2及第三场效应管MP3 的漏极电压会追踪基准电压VREF，因此，基准电压VREF从初始基准电压VREF0调节为修正基准电压VREF1时，电流型数模转换器IDAC、第一场效应管MP1、第二场效应管MP2 及第三场效应管MP3 的漏极电压也会等于修正基准电压VREF1。

在本实施例中，请再次参阅图5，所述第一累加器133在接收到第一重置控制信号RESET1，根据所述第一重置控制信号RESET1将所述第一数字信号C_CTAT<0:5>设置为第一预设数值；

所述第二累加器134在接收第二重置控制信号RESET2，根据所述第二重置控制信号RESET2将所述第二数字信号C_PTAT<0:5>设置为第二预设数值。

下面结合图5及图6对校准引擎子电路13的工作原理进行说明。

当第一时钟信号 φ_CMP 为高电平时，寄存器131会将差异电压信号V _CMP 写入至控制电压V _DIR 。当 第二时钟信号φ_P 为高电平时，寄存器131会比较 控制电压V _DIR 的电平高低，以决定第一累加器133及第二累加器134应进入加模式还是减模式。第一数字信号C_CTAT<0:5> 及第二数字信号 C_PTAT<0:5> 的迭代更新则会在第三时钟信号φ_T 是高电平时进行。当第二累加器进入加模式后，第二数字信号C_PTAT<0:5>会被加上一，而第一累加器进入减模式，第一数字信号 C_CTAT<0:5> 则会被减去一；反之，若第二累加器在减模式下，第二数字信号C_PTAT<0:5> 会被减去一，而第一累加器进入加模式， 第一数字信号C_CTAT<0:5> 则会被加上一。第一数字信号C_CTAT<0:5> 及第二数字信号C_PTAT<0:5> 之值均可在0到63之间变化。此外，外置的第一重置信号 RESET1 及外置的第二重置信号 RESET2能够将第一数字信号C_CTAT<0:5> 及第二数字信号 C_PTAT<0:5> 分别重置为32及31。

请参阅图7，所述电流型数模转换器IDAC包括负温度系数电流镜分支M_IC0-5及正温度系数电流镜分支M_IP0-5；

所述负温度系数电流镜分支M_IC0-5的输入端与所述第一累加器133的输出端连接，所述负温度系数电流镜分支M_IC0-5从所述第一累加器134接收所述第一数字信号C_CTAT<0:5>，根据所述第一数字信号C_CTAT<0:5> 产生所述负温度系数校准电流nI_CTAT；

所述正温度系数电流镜分支M_IP0-5的输入端与所述第二累加器的输出端连接，所述正温度系数电流镜分支M_IP从所述第二累加器接收所述第二数字信号C_PTAT<0:5> ，根据所述第二数字信号C_PTAT<0:5> 产生所述正温度系数校准电流I_PTAT；

所述负温度系数电流镜分支MIC0-5的输出端和所述正温度系数电流镜分支MIP0-5的输出端分别与所述基准电压产生子电路11的所述中间节点连接。

请参阅图4及图7，所述负温度系数电流镜分支MIC0-5的输出端和所述正温度系数电流镜分支MIP0-5的输出端分别与所述第十场效应管MP10的源极连接，所述第十场效应管MP10的漏极连接与所述基准电压产生子电路11的所述中间节点连接。

在本实施例中，所述正温度系数电流镜分支M_IP0-5包括多个正温度系数电流镜支路；

所述负温度系数电流镜分支M_IC0-5包括多个负温度系数电流镜支路，各负温度系数电流镜支路与各正温度系数电流镜支路对应；

各正温度系数电流镜支路的宽长比为对应的负温度系数电流镜支路的宽长比的两倍。

上述的第一数字信号C_CTAT<0:5> 及第二数字信号 C_PTAT<0:5> 分别负责控制电流型数模转换器IDAC 中负温度系数电流镜分支M_IC0-5及正温度系数电流镜分支M_IP0-5的导通，从而控制第一偏置电阻 R_REF1 的偏置电流 (mI_PTAT + nI_CTAT) 的温度系数及大小。

由于在不同工艺角下，双极结型晶体管（Bipolar Junction Transistor，BJT）之共射极直流短路电流增益 β 不同，使得影响正温度系数电压V_CTAT的系数 β/(β+1) 在不同温度段出现较大的变化：在 FF 工艺角下，其数值于高温段偏小，于低温段偏大；在 SS 工艺角下，其数值于高温段偏大，于低温段偏小。如此一来，使用传统 PTAT 校准法后，如图8B所示，输出基准电压在 FF 工艺角下出现了“高温时偏小，低温时偏大”的情况，而在 SS 工艺角下则出现了“高温时偏大，低温时偏小”的情况。本实施例提出的自动校准方案中，电流型数模转换器IDAC 中各正温度系数电流镜支路的宽长比为对应的负温度系数电流镜支路的宽长比的两倍，从而解决上述 β/(β+1) 系数在不同温度段下变化大的问题。如此一来，在 FF 工艺角下，第一数字信号C_CTAT<0:5> 被加上一，及第二数字信号C_PTAT<0:5> 被减去一后，两单位的 正温度系数电流PTAT 得以激活，而一个单位的负温度系数电流 CTAT 则被禁用，从而提高高温段的输出基准电压，及降低低温段的基准电压，最终使得 FF 工艺角下的基准电压曲线趋近于 TT 工艺角下的设计期望。同样的原理也适用于 SS 及其他工艺角下。请参阅图8A，8A所示为β/(β+1) 系数与其于27摄氏度下数值之比值的仿真结果。使用传统校准技术的基准电压曲线仿真结果如图8B所示。本实施例提出之校准技术的基准电压曲线仿真结果如图8C所示。

补充说明的是，为进一步验证本实施例提出的自动校准方案的可行性，经过65纳米 CMOS 工艺生产本实施例的电流模带隙基准电压源的校准电路并对其经过测量，生产的电流模带隙基准电压源的校准电路可以称为样本芯片。使用本实施例的电流模带隙基准电压源的校准电路于-40到120摄氏度及1.2伏特到2.5伏特的电源电压下的测量结果如图9A及9B所示。如图9A所示，在校准前，样本芯片的输出基准电压在988.4毫伏到1004.7毫伏之间变化，三个标准差内的误差为±1.91%；在使用了本实施例的校准方案进行自动校准后，如图9B所示，样本芯片的输出基准电压在996.5毫伏到1001.6毫伏之间变化，三个标准差内的误差为±0.35%。样本芯片的输出校准电压温度系数在20.6ppm/˚C到28.8ppm/˚C之间变化，平均值为25.1ppm/˚C。图9B也给出了在室温27摄氏度下输出校准电压的标准差，仅为0.61毫伏，对应的三个标准差内误差仅为0.18%。图9C为以基准电压作为电源电压函数进行测量的结果，如图9C所示，样本芯片的电源电压由1.2伏特上升到2.5伏特后，输出基准电压也仅仅上升了1.64毫伏，对应的电源电压调整率仅为0.126%每伏特。样本芯片中的带隙基准电压源核心电路和电流信数/模转换器仅消耗810纳安的电流，校准引擎在开启时，其消耗之电流则为1.37微安，该电流不会在电路正常运作时出现。

下表1为本实施例提供的电流模带隙基准电压源的校准电路的性能参数表，各项参数均达到设计预期指标，说明本实施例提供的电流模带隙基准电压源的校准电路于工业用途具有很高可行性。

表1：

参数	值
		CMOS 工艺	65nm
电源电压	1.2 - 2.5V
		消耗电流	0.81μA
平均输出基准电压	1001.1mV
		校准方式	自动的单温度点校准
基准电压于全温度段的三个标准差内的误差	± 0 .35%
		基准电压于室温下的三个标准差内的误差	0 .18%
温度系数	20.6-28.8ppm/˚C
		经过校正后的平均温度系数	25.1 ppm/˚C
工作温度范围	- 40 - 120˚C
		电源电压抑制比	5 8dB@DC
面积	0 .04mm <sup>2</sup>

请参阅图10A及图10B，图10A表示五个样本芯片在校准后的输出基准电压温度系数分布，图10A对应的电源电源为1.2V。图10B表示五个样本芯片在校准后的室温下输出基准电压数值分布，图10B对应的电源电源为1.2V。图10A的横轴物理含义是温度系数，单位是百万分之一/摄氏度；图10B的横轴物理含义是输出基准电压，单位是毫伏；两图的纵轴物理含义都是频数。图10A中频数表示五个样本芯片在校准后的输出基准电压温度系数在测量结果中的出现次数。图10B中频数五个样本芯片在校准后的室温下输出基准电压数值在测量结果中出现的次数。µ、σ、σ/µ分别表示平均数、标准偏差、变异系数。图10A中，µ =25.09ppm/°C，σ = 3.35ppm/°C，

σ/µ = 13.34%。在图10B中，µ = 1000.96mV，σ = 0.61mV，3σ/µ = 0.18%。

本实施例提供的电流模带隙基准电压源的校准电路，使电流模带隙基准电压源的基准电压无需经过人工校准，也能在不同工艺角下的全温度段保持一致。本实施提出的自动校准方案能够在单一温度点下，对正温度系数电压PTAT及负温度系数电压CTAT 的占比均作出调校，因此能够消除校准时所处温度的基准电压偏差，亦不会影响基准电压曲线的整体斜率，因此能够从根本上消除高温段和低温段的电压偏差，既能消除电流模带隙基准电压源在不同工艺角下输出基准电压的偏差，改善电流模带隙基准电压源的抗制程偏移能力，为相关电路的生产厂商节省人工校准所带来的额外成本，从而节省电路生产所需的人力物力,在不牺牲电流模带隙基准电压源的其他性能参数的情况下，令其消耗更少的电流以及所需面积更小。

Claims (6)

1.一种电流模带隙基准电压源的校准电路，其特征在于，包括：

基准电压产生子电路、校准电压产生子电路、校准引擎子电路、斩波比较器及电流型数模转换器；

所述基准电压产生子电路的第一端与所述斩波比较器的非反相输入端连接，所述基准电压产生子电路的第二端接地；

所述斩波比较器的反相输入端与所述校准电压产生子电路的第一端连接，所述校准电压产生子电路的第二端接地，所述斩波比较器的输出端与所述校准引擎子电路的输入端连接；

所述校准引擎子电路的输出端与所述电流型数模转换器的输入端连接；

所述电流型数模转换器的输出端与所述基准电压产生子电路的中间节点连接；

所述基准电压产生子电路包括：第一偏置电阻与第二偏置电阻；

所述第二偏置电阻的第一端为所述基准电压产生子电路的第一端；

所述第二偏置电阻的第二端与所述第一偏置电阻的第一端连接，所述第二偏置电阻与所述第一偏置电阻的连接点为所述基准电压产生子电路的中间节点；

第一偏置电阻的第二端为所述基准电压产生子电路的第二端；

所述校准电压产生子电路包括校准电阻，所述校准电阻的第一端为所述校准电压产生子电路的第一端，所述校准电阻的第二端为所述校准电压产生子电路的第二端；

所述电流型数模转换器的输出端与所述第二偏置电阻与所述第一偏置电阻的连接点相连接；

所述电流型数模转换器向所述第一偏置电阻输入负温度系数校准电流、正温度系数校准电流，以使所述第一偏置电阻产生的修正电压，通过所述修正电压对所述第一偏置电阻及所述第二偏置电阻产生的初始基准电压进行校准，得到修正基准电；

所述校准引擎子电路包括寄存器、第一累加器、第二累加器及振荡器；

所述寄存器分别与所述第一累加器、所述第二累加器、所述振荡器及所述斩波比较器连接；

所述振荡器还分别与所述第一累加器及所述第二累加器连接；

所述振荡器产生第一时钟信号、第二时钟信号及第三时钟信号，向所述寄存器输入所述第一时钟信号；

所述寄存器当第一时钟信号为高电平时，将所述斩波比较器输入的差异电压信号写入控制电压，当第二时钟信号为高电平时，根据所述控制电压的高低电平状态分别确定所述第一累加器、所述第二累加器的目标模式，所述目标模式为加模式或者减模式；当第三时钟信号为高电平时，所述第一累加器根据所述加模式或所述减模式生成第一数字信号，所述第二累加器根据所述减模式或所述加模式生成第二数字信号；

所述电流型数模转换器包括负温度系数电流镜分支及正温度系数电流镜分支；

所述负温度系数电流镜分支的输入端与所述第一累加器的输出端连接，所述负温度系数电流镜分支从所述第一累加器接收所述第一数字信号，根据所述第一数字信号产生所述负温度系数校准电流；

所述正温度系数电流镜分支的输入端与所述第二累加器的输出端连接，所述正温度系数电流镜分支从所述第二累加器接收所述第二数字信号 ，根据所述第二数字信号产生所述正温度系数校准电流；

所述负温度系数电流镜分支的输出端和所述正温度系数电流镜分支的输出端分别与所述基准电压产生子电路的所述中间节点连接。

2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，还包括：

电流镜，所述电流镜的输出端与所述基准电压产生子电路的第一端连接，所述电流镜产生负温度系数电流及正温度系数电流，向所述基准电压产生子电路的第一端输入负温度系数电流及正温度系数电流，使得所述基准电压产生子电路产生所述初始基准电压。

3.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述电流镜包括：第一场效应管、第二场效应管、第三场效应管、第四场效应管、第五场效应管及第六场效应管；

所述电流模带隙基准电压源的校准电路还包括：

第七场效应管、第八场效应管、第九场效应管、第十场效应管、第十一场效应管、第一分压电阻、第一三极管、第二分压电阻、第二三极管、第三运算放大器、第四运算放大器和第五运算放大器；

所述第一场效应管的漏极与所述第七场效应管的源极连接，所述第七场效应管的漏极与所述第一分压电阻的第一端连接，所述第一分压电阻的第二端接地；

所述第二场效应管的漏极与所述第八场效应管的源极连接，所述第八场效应管的漏极与所述第一三极管的发射极连接，所述第一三极管的集电极和基极分别接地；

所述第三场效应管的栅极与所述第二场效应管的栅极连接，所述第三场效应管的漏极与所述第九场效应管的源极连接，所述第九场效应管的漏极与所述第二分压电阻的第一端连接，所述第二分压电阻的第二端与所述第二三极管的发射极连接，所述第二三极管的集电极和基极分别接地；

所述第四场效应管的栅极与所述第三场效应管的栅极连接，所述第四场效应管的漏极与所述第十一场效应管的源极连接；

所述第五场效应管的栅极与所述第四场效应管的栅极连接，所述第五场效应管的漏极与所述第二偏置电阻的第一端连接；

所述第六场效应管的栅极与所述第一场效应管的栅极连接，所述第六场效应管的漏极分别与所述第二偏置电阻的第一端及所述斩波比较器的非反相输入端连接；

所述第一场效应管的源极、所述第二场效应管的源极、所述第三场效应管的源极、所述第四场效应管的源极、所述第五场效应管的源极和所述第六场效应管的源极分别与电压源连接；

所述第七场效应管的栅极与所述第三运算放大器的输出端连接；

所述第八场效应管的栅极和所述第九场效应管的栅极分别与所述第四运算放大器的输出端连接；

所述第十一场效应管的漏极分别与所述校准电压产生子电路的第一端和所述斩波比较器的反相输入端连接；

所述第十一场效应管的栅极与EN端连接；

所述第三运算放大器的反相输入端与所述第一场效应管的漏极连接，所述第三运算放大器的非反相输入端分别与所述第四运算放大器的非反相输入端及所述第五场效应管的漏极连接；

所述第四运算放大器的反相输入端与所述第二场效应管的漏极连接；

所述第五运算放大器的反相输入端与所述第十场效应管的源极连接，所述第五运算放大器的非反相输入端与所述第六场效应管的漏极连接，所述第五运算放大器的输出端与所述第十场效应管的栅极连接；

所述第十场效应管的源极与所述电流型数模转换器的输出端连接，所述第十场效应管的漏极与所述第一偏置电阻的第一端连接。

4.根据权利要求3所述的电路，其特征在于，还包括：

第一运算放大器及第二运算放大器；

所述第一运算放大器的反相输入端与所述第七场效应管的漏极连接，所述第一运算放大器的非反相输入端与所述第八场效应管的漏极连接，所述第一运算放大器的输出端与所述第一场效应管的栅极连接；

所述第二运算放大器的反相输入端与所述第九场效应管的漏极连接，所述第二运算放大器的非反相输入端与所述第八场效应管的漏极连接，所述第二运算放大器的输出端与所述第二场效应管的栅极连接。

5.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述正温度系数电流镜分支包括多个正温度系数电流镜支路；

所述负温度系数电流镜分支包括多个负温度系数电流镜支路，各负温度系数电流镜支路与各正温度系数电流镜支路对应；

各正温度系数电流镜支路的宽长比为对应的负温度系数电流镜支路的宽长比的两倍。

6.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一累加器在接收到第一重置控制信号，根据所述第一重置控制信号将所述第一数字信号设置为第一预设数值；

所述第二累加器在接收到第二重置控制信号，根据所述第二重置控制信号将所述第二数字信号设置为第二预设数值。

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