CN103314528B - 驱动c02气体放电激光器的多输出电源的阻抗匹配电路 - Google Patents

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Abstract

将具有两个输出(电源A‑电源B)的射频电源连接到包括每一个连接到相应电源输出的两个射频传输线的负载的电性设备。变压器设置将这两个传输线连接到所述负载(34)。每一个传输线包括十二分之一波长传输线部分(24A、24B、28A、28B)的串联对。通过具有可调整阻抗的装置(38)，将在一个传输线中的十二分之一波长传输线部分之间的串联(26A)连接到在另一传输线中十二分之一波长传输线部分之间的串联(26B)。

Description

驱动C02气体放电激光器的多输出电源的阻抗匹配电路
技术领域
本发明一般地涉及将射频电源(RFPS)阻抗匹配到放电电极提供的负载和在射频(RF)驱动CO2气体放电激光器中的相关组件。特别地，本发明涉及将具有多个输出的RFPS，或多个RFPS阻抗匹配到所述负载。
背景技术
公知的是，为了从RFPS到负载的最佳功率传输，需要阻抗匹配电路。CO2气体放电激光器的输出功率直接随着放电量的增长而增长。所述激光器的RF输入(负载)阻抗与所述输出功率相反地变化，并直接与放电的面积一起减少。由于放电气压，电极间距和其他因素的变化，负载阻抗能够在相同模型家族内的激光器之间变化。正因为此，期望的是，具有一种阻抗匹配电路，其具有可选择的可变阻抗，使得能够将具有固定输出阻抗的电源精确匹配到具有在用于所述家族预期范围内任意位置的负载阻抗的激光器家族中任一激光器。
指定为本发明受让人的Hauer等申请的编号12/786,199的美国专利申请，其全部公开内容在这里通过引用并入本文，说明了一种阻抗匹配电路，包括两个串联的传输线长度，其每一个具有以所述电路工作频率大约1/12波长的电长度，用于将RF电源的阻抗匹配到负载。通过将可变阻抗分路接地到两个传输线长度之间的节点，来使得所述电路的阻抗可选择地可变。可变阻抗分路可以是可变的电阻，可变的电容，或可变的电感。这种设置具有一个优点，负载阻抗的范围可以适应于常见的传输线长度。这减少了在激光器家族的制造过程中的零件库存。
上述的Hauer等设置的一个缺点是，其仅仅规定了将单端电源的阻抗匹配到负载。在驱动高功率激光器时，可期望的是，在所述电源中使用多个RF放大器的输出，其每一个是所述电源的单个输出(端)。这是因为， 如功率晶体管的放大器组件的功率处理能力能够限制了一个RF放大器的功率输出。需要一种阻抗匹配电路，能够将多端电源连接到负载而仍旧保留所述Hauer等设置的优点。
发明内容
本发明涉及一种将多个射频电源连接到负载的阻抗匹配网络。所述网络具有输入阻抗和输出阻抗且所述负载具有负载阻抗。
本发明的网络的一个方面包括在数量上等于多个具有电源阻抗的射频电源的多个射频传输线。每一个传输线连接到这些电源每一个相应电源，而通过第一射频合路器将这些传输线连接到所述负载。每一个传输线包括一对串联传输线部分，在这个对中的每一个部分具有这些电源的工作频率大约十二分之一波长的电长度。通过具有将所述网络的输入和输出阻抗之一分别匹配到所述电源阻抗和所述负载阻抗之一的第一预定范围内的可调阻抗的装置，将在其一个对中的传输线部分之间的串联连接到在至少一个其他传输线中的其一个对中第一和第二传输线部分之间的串联。
附图简要说明
图1示意性描述了阻抗匹配网络电路的一优选实施方案，依照用于将具有固定负载阻抗和其间180度相位差的两个RF电源的输出阻抗匹配到可具有在预定范围内变化的负载阻抗的负载的本发明，所述网络包括串联的十二分之一波长传输线部分的两个相等的一对，一个连接到具有合并并连接到所述负载的这个对的输出的电源的每一个，通过平衡到不平衡(BalUn)变压器和由这个对中传输线部分的结点之间的可变电容分路所提供的可变阻抗匹配。
图2示意性描述了阻抗匹配网络电路的另一优选实施方案，依照类似于图1的实施方案但其中负载阻抗固定和这些源的输出阻抗可在预定范围内变化的本发明。
图3示意性描述了阻抗匹配网络电路的又一优选实施方案，依照类似于图2的实施方案但其中通过在传输线部分的这些对中每一个连接到FET相应一个的推挽式设置中的两个FET的最终放大级放置两个单独源的本 发明。
图4示意性描述了阻抗匹配网络电路的再一优选实施方案，依照类似于图3的实施方案但其中自动单独可切换或在其任一并联组合中响应于所述电路的电源输出和效率的监视值的六个电容组提供所述可变电容的本发明。
图4A更具体地示意性描述了图4的可变电容。
图5示意性描述了阻抗匹配网络的还一优选实施方案，依照配置用于将两个具有可变输出阻抗的单独RF电源阻抗匹配到具有带有在所述RF电源的输出之间的零相位差的固定输入阻抗的单个负载的本发明。这个实施方案类似于图2的实施方案，除了同轴零度双向合路器放置所述BalUn变压器用于合路这些传输线对的输出以及在这些线对之间的可变阻抗由通过可变电容分路接地的另一零度双向合路器来提供。
图6示意性描述了阻抗匹配网络的另外实施方案，依照配置用于将具有可变输出阻抗的两个单独RF电源阻抗匹配到具有固定输入阻抗的单个负载的本发明，这个实施方案类似于图5的实施方案，除了由具有递增可变长度的传输线短线提供所述可变电容。
图7示意性描述了阻抗匹配网络的另一另外实施方案，依照配置用于将具有可变输出阻抗的两个单独RF电源阻抗匹配到具有固定输入阻抗的单个负载的本发明，这个实施方案类似于图5的实施方案，但是其中由自动单独可切换或在其任一并联组合中响应于所述电路的电源输出和效率的监视值的电容组提供所述可变电容。
图8示意性描述了阻抗匹配网络的又一另外实施方案，依照用于将具有可变输出阻抗和这些输出之间零相位差的两个单独RF电源阻抗匹配到具有固定输入阻抗的单个负载的本发明。
图9示意性描述了阻抗匹配网络的再一另外实施方案，依照用于将具有可变输出阻抗和这些输出之间零相位差的三个单独RF电源阻抗匹配到具有固定输入阻抗的单个负载的本发明。
图10示意性描述了阻抗匹配网络的进一步实施方案80，依照用于将具有不同可变输出功率的两个功率放大器阻抗匹配于相位中的这些输出的本发明。
图11示意性描述了阻抗匹配网络的一个优选实施方案，依照用于对来自单个RF输入的两个功率放大器供电，其中每一个功率放大器驱动了两个CO2激光器中相应一个，这些输出功率由调整LC电路中电容的值可调的本发明。
图11A示意性描述了阻抗匹配网络的另一个优选实施方案，依照用于对来自单个RF输入的两个功率放大器供电的本发明，类似于图11的实施方案，但是每一个功率放大器驱动在单个CO2激光器中的两对放电电极中相应一个。
图12是示意性描述了图11网络的输入处的阻抗的图，作为调整电容的特定值的RF输入的频率的函数。
图13是示意性描述了图11放大器的输出的图，作为所述电容的特定值的RF输入的频率的函数。
图14示意性描述了阻抗匹配网络的优选实施方案，依照对偶极天线供电的本发明。
具体实施方案
现在参照这些图，其中通过相同参考编号指定相同特征。图1依照本发明示意性描述了阻抗匹配网络电路的一优选实施方案，设置用于将具有在节点22A和22B两端上的固定输出阻抗，但是具有其间180度相位差的两个RF电源(电源A和电源B)的输出匹配到具有可根据类型在预料范围内变化的负载阻抗ZL的单个负载34。这里，节点22A和22B两端的固定阻抗是50欧姆(Ω)，所述预料负载阻抗范围ZL范围是在50Ω和16Ω之间。
来自电源A的节点22A连接到具有25Ω的特性阻抗Z0和稍微小于设计RF频率十二分之一的电长度的传输线部分24A的长度，这里设计RF频率假定为100MHz。在图1和说明本发明其他实施方案的其他图的图中，将传输线的电长度以度数(等于一个波长的360°)和部分波长(具有等于一个波长的λ)指定，任何一个被认定为更方便。在本实施例中，传输线部分24A具有29°(λ/12＝30°)的长度。
通过其间的节点26A，将传输线部分24A连接到相同特性阻抗和电性 长度的另一传输线部分28A。来自电源B的节点22B通过其间的节点26B串行连接到传输线部分24B和28B。传输线部分24B和28B具有与部分24A和28A相同的特性。这种设置对于本领域从业者是已知的为180度对称网络。在传输线部分28A和28B的输出处的节点30A和30B通过平衡到不平衡(BalUn)变压器32分别连接到负载34。
可将到所述变压器的每一个连接线，或来自相应电源的等同合路器，定义为“负载线”，这是说，负载传输线。在任意这样的负载线中，在最小值处将存在第一和第二个十二分之一波长的传输线部分，这里统一通过参考编号24和28来指定，具有基于电源和相应负载线的数量的合适下标A，B或C。
在电路20中到负载34的可变负载阻抗的匹配是通过连接可选择可变的，即可调整的，在节点26A和26B之间的阻抗来实现。在本实施例中，所述可调整阻抗是具有分别对于负载34的50Ω和16Ω之间阻抗匹配的可在0.5皮法(pF)和38.0pF之间变化的电容C的可选择可变电容38。使用加利福尼亚州圣何塞的Cadence Design Systems公司可获的电路仿真软件PSpiceTM计算，用于电容34和以下所述本发明电路的其他实施方案中其他电路组件的值。
图1的电路可用于将具有根据类型变化的输出阻抗的电源匹配到具有固定阻抗的特定负载。这在图2中被描述为本发明的另一优选实施方案20A，其中设置20的可变电容分路传输对称网络用于将具有50Ω的负载匹配的负载34A匹配到可提供在50Ω和16Ω之间的节点22A和22B两端上阻抗的一对电源。如上所述，通过将可变电容38的电容值在0.5pF和38.0pF之间调整来适应这个变化。
图3示意性描述了阻抗匹配网络电路的又一优选实施方案，依照类似于图2的实施方案但其中通过包括在推挽式设置中的两个场效应晶体管(FET)40A和40B的最终放大级放置两个单独RF电源的本发明。这里，FET40A的漏极(D)连接到节点22A，FET40B的漏极连接到节点22B。对所述放大器级供电的DC电源通过RF扼流L1和L2耦合到来自电源P的两个FET。将被放大的信号应用到这些FET的栅极，将这些FET的源极共同接地。如上所述通过可选择可变电容38完成阻抗匹配用于调整输出 功率和最终放大器级的效率。
图4和图4A示意性描述了本发明的再一优选实施方案20C，类似于图3的实施方案但其中自动进行所述阻抗匹配和相应效率优化。为了促使这种自动化，在实施方案20C中将可变电容38实施为多个单独电容C1，C2，C3，C4，C5和C6，他们可被连接在节点26A和26B之间，单独或以各种并行组合方式。如所述(参加图4A的具体内容)运行相应切换的RF继电器44(一起描绘)影响连接。这样的继电器商业上可获得并入来自加利福尼亚州霍桑的Teledyne Relays公司的多极继电器模型S172。
在电路20C中，电容C1-C6分别具有值2pF，4pF，8pF，16pF，32pF和64pF。这使得整个电容值以2pF递增量从2pF到126pF变化用于分别匹配从45Ω到12Ω的平衡FET负载。继电器线圈连接，隔直电容连接和所述切换设置的其他公知具体内容不示出以简化描述。可由如PIN二极管切换装置的其他合适切换技术替换继电器44。
如上所述参考图3通过RF扼流L1和L2，将DC电压供应到来自DC电压(DCV)电源46的FET。通过电源和电流传感器50，电源控制逻辑模块48监视所述DC电压和电流，并通过电源监视器52监视所述网络的输出功率。用户将需要的功率和效率值设置输入到如图4所示的控制模块。所述控制模块计算所需电容用于获得这些设置值并指示继电器44相应切换以提供电容的C1-C6必要组合。将所述网络的功率输出传递到具有50Ω负载阻抗的CO2激光器54。
图5示意性描述了依照本发明的阻抗匹配网络的还一优选实施方案60。配置网络60用于将两个具有可变输出阻抗的单独RF电源阻抗匹配到具有固定输入阻抗的单个负载。在这个实施方案中，由最终FET放大器级62A和62B表示这些电源。这里，在这些FET的输出之间存在零相位差，其每一个的输出阻抗可在25Ω和12Ω之间变化。
所述网络包括十二分之一波长传输线部分对24A和28A，和24B和24B，如上述实施方案中所述。在图5中，将这些和其他传输线部分表示为25Ω同轴电缆的长度。当他们功能上等于上述传输线部分，并具有相同的电性特性时，将最初参考编号保留以帮助实施方案的比较。
因为在到这些传输线部分的输入之间存在零相位差，不可能的是，直 接连接在这些传输线部分之间节点26A和26B之间的可变调整电容。在本实施方案中，将传输线64的长度连接作为合路在节点26A和26B处同相电流的零度双向合路器。传输线64具有25Ω的特性阻抗和大约λ/20即18°的电长度。传输线部分64将RF信号传递到可选择可变电容39的一端，其另一端接地。
电容39的电容可变化以调整在25Ω和12Ω之间范围内这些FET的单独输出阻抗。这样做调整了在本发明可变阻抗网络中的饱和峰值到峰值电压，据此调整了所述放大器级的输出功率和效率。在5pF到大约90pF之间改变所述电容调整了在25Ω到12Ω范围中的输出阻抗。具有与传输线部分64相同特性的传输线部分66替换了上述实施方案的Balun变压器。也将这个传输线部分连接作为零度双向合路器并将来自节点30A和30B的电流同相合路在连接具有12.5Ω的阻抗的固定负载34B的节点31处。
图6示意性描述了依照本发明的阻抗匹配网络的仍一另外实施方案60A。实施方案60A类似于上述实施方案60，除了实施方案60的可变电容39在实施方案60A被替换为传输线短线68，其包括最小长度部分67和通过增加通过增加或减去使用滑线电桥连接(未示出)的多个递增部分69(仅仅在图6中指定一个)的一个或多个可在长度上递增改变的可变部分69。不考虑连接(或未连接)了多少个部分，所述特性阻抗，这里为15Ω，和整个电长度，这里为24°，将保留相同。然而，所述电容将相应变化为连接的递增部分的总数，在本实施例中，采用5pF和90pF之间的递增值。
图7示意性描述了依照本发明的阻抗匹配网络的另一另外实施方案60B。基本上，由参照图4上述的逻辑控制器和传感器控制实施方案60。在实施方案60B中，可变电容39被替换为与参照图4和4A上述相同的继电器切换电容组38。
图8示意性描述了依照本发明的阻抗匹配网络的又一另外实施方案70，用于将具有可变输出阻抗和这些输出之间的零相位差的两个单独RF电源阻抗匹配到具有固定输入阻抗的单个负载。最终放大器级FET62A和62B表示所述RF电源。本实施方案类似于图5的实施方案60，除了实施方案60的零度双向合路器66在实施方案70中由输出在连接到固定负载 34B的公共节点74处被合路的并行λ/2传输线部分72A和72B替换。
图9示意性描述了依照本发明的阻抗匹配网络的再一另外实施方案70A，这里，用于将具有可变输出阻抗和这些输出之间零相位差的三个单独RF电源62A，62B和62C阻抗匹配到具有固定输入阻抗的单个负载。本实施方案类似于上述图8的实施方案70，除了为了适应第三个电源62C，将包括两个大约十二分之一波长部分24C和24C的另外负载线增加于相应节点22C，26C和30C。
替代实施方案70中用作电流合路器的单个λ/2长度的传输线64，自三个相同长度的连接作为相同延迟合路器的传输线64A，64B和64C形成了零度三向合路器76。合路器76将来自节点26A-C的电流在公共节点78处合路并分路接地，通过可选择可变电容39如上所述接地以可调制地影响阻抗匹配。至少在理论上，可将四个或更多电源如图9所述合路。
表1
表1描绘了用于电容39的各种值的图9电路中的总输入功率和总输出功率的计算值。当通过增加电容39的值减少所述电路的输入阻抗时，在输入和输出功率上的减少归因于增加的电路损耗。
在所有上述实施方案中，在任一实施方案中的射频电源都具有大约相同的输出功率。图10示意性描述了依照本发明阻抗匹配网络的进一步实施方案80，这里用于将具有不同输出功率的两个功率放大器82A和82B阻抗匹配于这些同相输出。在图10的实施例中，假设输出功率比为2∶1。每一个放大器具有25Ω的正常输出阻抗。实施方案80类似于图5的实施 方案，由于其包括两对十二分之一波长传输线部分24A和28A，24B和28B的网络，具有在其节点26A和26B处由通过可选择可变阻抗(电抗)85分路接地在其一端的零度双向合路器64合路的电流。
然而，在实施方案80中，将λ/4(90°)长度的25Ω传输线84插在放大器82A和传输线部分24A之间以驱动正交于相对(B)端的所述网络的(A)端。将25Ω传输线86的补充长度插入在传输线部分28B和零度双向合路器66之间用于偏移由传输线部分84所引入的相移。
在可变电抗85中，将固定电感L3并行连接于分路接地的可变电容37。通过正交操作，允许调整电抗85从电感连续变成电容。这将电容37的调整偏移并允许所述网络的A和B端的输入阻抗通过这些阻抗相等的中间点来调整。这表示为，哪个放大器具有较高输出功率并不重要。对于在5pF和150pF之间的电容37的调整范围，L3的电感值优选为48毫微亨(nH)。
实施方案80的电路设置允许不同输出功率的放大器的输出的合路而没有合路效率的损耗。通过实施例的方式，放大器的1000W输出可同相被合路于另一放大器的600W的输出以获得(减去电路损耗)1600W的总输出。为图10中这些值所实施的计算指示了一个输入可为1000W，另一个输入可从当C＝17pF时的390W变化到当C＝72pF时的1590W。在节点31处的总合路功率是1315W到2472W，用于为电容37所指示的值的范围。计算指示了因为电容30的调整的在所述网络的A和B端的输入阻抗中的较小变化，保留在相对于正常值25Ω设计中心的1.15∶1的电压驻波比(VSWR)内。在节点22A处的实际输入功率中的较小变化是因为在所述输入阻抗中的这些变化。
表2
表2提供了用于电容37各种值的图10的节点81和22B处阻抗中变化的上述分析的概况。能够看出，在节点81和22B的阻抗大致相同而在节点31的总功率大约等于在节点81和22B处功率的总和以用于所有实际目的。阻抗接近于上述的设计正常值25Ω。
在本发明的所有上述实施方案中，一个目的是使用两个或更多电源的合路功率输出来驱动单个激光器。然而，有时需要的是，合路两个激光器的输出，当一个不足以提供所需激光功率时。或者，可能需要的是，驱动具有级联的电极组的单个激光器。
例如，可使用级联电极用于增加所述负载的阻抗以使得阻抗匹配更容易。这减少了RF电源需要提供的功率数量，据此减少了在阻抗匹配网络内的循环电流。所述循环电流的减少减少了在所述阻抗匹配网络内组件的大小并使得所述放电更容易点着。使用级联电极的另一理由是为了增加激光器功率，增加这些电极的长度据此使得气体放电区域更长是必要的。最终达到电极长度，其使得难于保持这些电极足够相互并行以阻止扭曲由电极表面所提供的激光光束的波导。
所述扭曲发生，因为面对所述放电的所述电极表面变得比不面对所述放电的相对表面更热。这引起轮流引起弯矩的电极厚度两端的热梯度。这样的弯曲引起所述电极之间的间距在中心比在两端处更大，特别是如果将所述电极的两端保持在固定位置时。
图11示意性描述了依照本发明阻抗匹配网络的一个优选实施方案90，配置用于对来自单个RF输入的两个功率放大器92A和92B供电。放大器92A和92B驱动相应的CO2激光器94A和94B。在本实施例中，以2.37千瓦(kW)的功率驱动激光器94A，以1.38kW的功率驱动激光器94B。在节点31的输入阻抗(ZIN)是12.5Ω。放大器92A和92B每一个具有等于25Ω的ZIN。
图11的阻抗匹配网络基本上是反向使用的图10的网络。相应地，实施方案80的组件的参考编号已经被保留用于实施方案90的相应组件。在实施方案90中，将图10的零度双向合路器66用作双向分流器并划分沿着所述网络的A和B分路的RF输入信号。通过调整如实施方案80中的LC电路85的电容37，改变在所述网络分路的每一个中的功率数量。将四 分之一传输线部分86插入在节点22A之前以驱动与其B端正交的所述十二分之一波长部分网络的A端。将四分之一传输线部分86插入在节点30B之后以补偿由部分66引起的90°相移。计算指示了在这些放大器处输入阻抗保留在相对于用于来自正常1870W空情况的±500W对称输出功率变化的正常25设计中心的1.25∶1VSWR内。
图11A示意性描述了依照本发明阻抗匹配网络的另一个实施方案90A，用于驱动来自一个输入的两个RF放大器。实施方案90A类似于图11的实施方案90，除了放大器92A和92B分别驱动单个CO2激光器96的电极对98A和98B。。
图12是示意性描述了在节点31处的阻抗的图，作为53.0pF的电容37的值的RF输入的频率的函数。能够看出，在100MHz的设计频率处，所述阻抗接近于所述正常值12.5Ω的设计值。
图13是示意性描述了放大器92A(实线)和92B(虚线)的输出的图，作为53.0pF的电容37的值的RF输入的频率的函数。能够看出，在100MHz的设计频率处，所述输出功率大约等于接近所述正常值1870W的值的大约1900W。
表3
表3列出了图11的节点31处计算的阻抗的变化，用于与放大器92A和92B的相应计算功率输出一起的电容37的电容的选择值。在100MHz的正常设计频率处作出这些计算。
图14示意性描述了设置用于驱动对偶极天线的、依照本发明的可调整阻抗匹配网络的优选实施方案100。原则上，本实施方案在操作上类似于上述实施方案90，由于将RF信号分流为两个部分并通过两对十二分之一波长传输线部分的基本网络传递到两个对偶极元件102A和102B。这两对传输线部分包括在一个负载线(所述网络的A端)中的部分24A和28A和在另一负载线(所述网络的B端)中的部分24B和28B。在部分24A和 24B之间的节点26连接到节点26B，可选择可变电容3，这里从5pF可调整到35pF。
在本实施例中，通过由具有50Ω固定(电源)阻抗的传输线长度构成的不平衡到平衡变压器104，将所述输入RF信号分流为两个部分。通过所述网络的节点30A和30B将变压器104的输出分别传递到所述网络的A和B端。在节点30A和30B的信号之间存在180°的相位差。所述网络A端的节点22A连接到所述对偶极天线的元件102A，所述网络的节点22B连接到所述对偶极天线的元件102B。调整(调节)电容35在5pF和35pF的值之间，调节了在这些对偶极元件处平衡阻抗在50Ω和35Ω之间，分别用于优化耦合到所述对偶极天线中的功率。
总之，以上根据数个优选实施方案说明了本发明。然而，本发明不为此处所述和所描绘的这些实施方案所限定。相反，本发明仅仅由所附的权利要求所限定。

Claims (20)

1.一种将多个射频电源连接到负载的阻抗匹配网络，所述网络具有输入阻抗和输出阻抗，所述负载具有负载阻抗，所述网络包括：
多个射频传输线，数量上等于所述多个射频电源，所述射频电源具有电源阻抗，每一个传输线连接到这些电源相应一个，通过第一射频合路器将这些传输线连接到所述负载；
每一个传输线包括一对串联传输线部分，在所述对中每一个部分具有在所述电源的工作频率处波长的十二分之一的电长度；和
在一个传输线中的传输线部分之间的串联连接到在至少另一个传输线中的传输线部分之间的串联，所述连接包括具有在第一预定范围内可调整的阻抗的装置，用于将所述网络的输入和输出阻抗之一匹配到所述电源阻抗和所述负载阻抗中对应的那一个。
2.如权利要求1所述的阻抗匹配网络，其中所述电源阻抗具有固定值，所述负载阻抗具有在第二预定范围内的值，将所述可调整阻抗调整使得所述网络的输出阻抗匹配所述负载阻抗的值。
3.如权利要求1所述的阻抗匹配网络，其中存在两个在其输出之间存在180度的相位差的射频电源，所述可调整阻抗是可调整电容。
4.如权利要求3所述的阻抗匹配网络，其中所述第一射频合路器是平衡到不平衡变压器。
5.如权利要求1所述的阻抗匹配网络，其中所述负载阻抗具有固定值，所述电源阻抗具有在第二预定范围内的值，将所述可调整阻抗调整使得所述网络的输入阻抗匹配所述电源阻抗的值。
6.如权利要求5所述的阻抗匹配网络，其中在所述多个射频电源的输出之间存在零相位差，所述可调整阻抗装置包括第二射频合路器，设置用来在公共节点处将多个十二分之一波长传输线对之间的串联合路在一起，具有通过可调整电抗分流接地的公共节点。
7.如权利要求6所述的阻抗匹配网络，其中存在两个具有相同输出功率的射频电源和两个传输线，所述第二射频合路器是零度双向合路器，由具有这些射频电源的工作频率处波长的二十分之一的电长度的传输线的第一单个部分构成，所述可调整电抗是可变电容。
8.如权利要求7所述的阻抗匹配网络，其中第一射频合路器是零度双向合路器，由具有所述射频电源的工作频率处波长的二十分之一的电长度的传输线的第二单个部分构成。
9.如权利要求7所述的阻抗匹配网络，其中第一射频合路器包括第一传输线部分和第二传输线部分，所述第一传输线部分和所述第二传输线部分中的每一个具有所述射频电源的工作频率处波长的二分之一的电长度，第一半波传输线部分串行连接于在这些传输线之一中的十二分之一波长传输线部分对，第二半波传输线部分串行连接于在这些传输线另一个中的十二分之一波长传输线部分对，所述第一半波传输线部分和所述第二半波传输线部分连接在公共节点，所述公共节点连接所述负载。
10.如权利要求6所述的阻抗匹配网络，其中存在三个具有相同输出功率的射频电源和三个传输线，所述第二射频合路器是由每一个具有在所述射频电源工作频率处波长的二十分之一的电长度的传输线第一，第二和第三部分构成的零度三向合路器，而且所述可调整电抗是可变电容。
11.如权利要求10所述的阻抗匹配网络，其中所述第一射频合路器包括第一传输线部分、第二传输线部分和第三传输线部分，第一传输线部分，第二传输线部分和第三传输线部分中每一个具有所述射频电源工作频率处一半波长的电长度，第一半波传输线部分串行连接于所述第一传输线部分、所述第二传输线部分和所述第三传输线第一个中的十二分之一波长传输线部分对，第二半波传输线部分串行连接于所述第一传输线部分、所述第二传输线部分和所述第三传输线第二个中的十二分之一波长传输线部分对，第一，第二和第三半波传输线部分连接在公共节点，所述公共节点连接所述负载。
12.如权利要求6所述的阻抗匹配网络，其中存在两个具有不同输出功率的射频电源和两个传输线，这两个传输线之一具有第一传输线部分，所述第一传输线部分具有连接在所述十二分之一波长传输线对和所述两个射频电源第一个之间的射频电源的工作频率处的四分之一波长的电长度，所述两个传输线的另一个具有第二传输线部分，所述第二传输线部分具有连接在所述十二分之一波长传输线对和所述第一射频合路器之间的射频电源的工作频率处的四分之一波长的电长度，其中所述第二射频合路器是零度双向合路器，由具有在所述射频电源的工作频率处波长的二十分之一的电长度的第一单个传输线部分构成，所述可调整电抗包括并行于可变电容的电感。
13.如权利要求12所述的阻抗匹配网络，其中所述第一射频合路器是零度双向合路器，由具有所述射频电源的工作频率处波长二十分之一的电长度的第二单个传输线部分构成。
14.一种将射频输入信号连接到第一和第二射频放大器并调整这些放大器输出功率比的阻抗匹配网络，所述网络包括：
射频功率分流器，设置用来将所述射频输入信号划分为第一和第二信号部分；
第一和第二传输线，设置用来分别将所述第一和第二信号部分传送到对应所述第一和第二射频放大器；
每一个传输线包括一对串联的传输线部分，在所述一对串联的传输线部分中的每一个部分具有在所述射频输入信号的频率波长的十二分之一的电长度；
第一和第二四分之一波长传输线部分，其中每一个具有所述射频输入信号的频率的四分之一波长的电性长度，所述第一四分之一波长传输线部分连接在所述射频功率分流器和所述一对十二分之一波长传输线部分之间的第一传输线中，所述第二四分之一波长传输线部分连接在所述十二分之一波长传输线部分对和所述第二射频放大器之间的第二传输线中；
通过射频功率合路器，将在所述第一传输线中的十二分之一波长传输线部分之间的串联连接到在所述第二传输线中的十二分之一波长传输线部分之间的串联，具有可调整电抗的电路将所述合路器的输出分流接地；和
其中所述可调整电抗的调整调整了所述放大器之间的输出功率比。
15.如权利要求14所述的阻抗匹配网络，其中所述射频功率分流器是零度双向功率分流器，由具有所述射频输入信号的频率波长的二十分之一的电长度的单个传输线部分构成。
16.如权利要求14所述的阻抗匹配网络，其中所述射频功率合路器是零度双向功率合路器，由具有所述射频输入信号的频率波长的二十分之一的电长度的单个传输线部分构成。
17.如权利要求14所述的阻抗匹配网络，其中所述第一和第二射频放大器分别驱动第一和第二CO2激光器。
18.如权利要求14所述的阻抗匹配网络，其中所述第一和第二射频放大器分别驱动CO2激光器中第一和第二对放电电极。
19.一种驱动具有来自射频信号输入的第一和第二元件的对偶极天线的阻抗匹配网络，所述网络包括：
不平衡到平衡变压器，设置用来划分射频功率分流器中的射频信号输入，所述射频功率分流器设置用来将输入的射频信号划分为具有其间180度相位差的第一和第二信号部分；
第一和第二传输线，设置用来分别将所述第一和第二信号部分传送到对应的第一和第二对偶极元件；
每一个传输线包括一对串联的传输线部分，在所述对中的每一个部分具有所述输入的射频信号的频率的波长的十二分之一的电长度，其中通过具有可调整阻抗的可调整阻抗装置来连接处在所述十二分之一波长对之间的串联；和
其中所述可调整阻抗装置的阻抗的调整调整了在所述第一和第二对偶极元件处所述网络的输出阻抗，用于优化耦合到所述对偶极天线中的功率。
20.如权利要求19所述的阻抗匹配网络，其中所述可调整阻抗装置是可调整电容。
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