JP5907974B2 - 複数出力電源駆動式ｃｏ２ガス放電レーザのためのインピーダンス整合回路 - Google Patents

複数出力電源駆動式ｃｏ２ガス放電レーザのためのインピーダンス整合回路 Download PDF

Info

Publication number
JP5907974B2
JP5907974B2 JP2013532824A JP2013532824A JP5907974B2 JP 5907974 B2 JP5907974 B2 JP 5907974B2 JP 2013532824 A JP2013532824 A JP 2013532824A JP 2013532824 A JP2013532824 A JP 2013532824A JP 5907974 B2 JP5907974 B2 JP 5907974B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
transmission line
impedance
frequency
impedance matching
matching network
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2013532824A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2013539330A5 (ja
JP2013539330A (ja
Inventor
フレデリック ダブリュー． ハウアー，
フレデリック ダブリュー． ハウアー，
ジョエル フォンタネラ，
ジョエル フォンタネラ，
パトリック ティー． トレイシー，
パトリック ティー． トレイシー，
Original Assignee
コヒレント， インコーポレイテッド
コヒレント， インコーポレイテッド
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by コヒレント， インコーポレイテッド, コヒレント， インコーポレイテッド filed Critical コヒレント， インコーポレイテッド
Publication of JP2013539330A publication Critical patent/JP2013539330A/ja
Publication of JP2013539330A5 publication Critical patent/JP2013539330A5/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5907974B2 publication Critical patent/JP5907974B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks
    • H03H7/383—Impedance-matching networks comprising distributed impedance elements together with lumped impedance elements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01S—DEVICES USING THE PROCESS OF LIGHT AMPLIFICATION BY STIMULATED EMISSION OF RADIATION [LASER] TO AMPLIFY OR GENERATE LIGHT; DEVICES USING STIMULATED EMISSION OF ELECTROMAGNETIC RADIATION IN WAVE RANGES OTHER THAN OPTICAL
    • H01S3/00—Lasers, i.e. devices using stimulated emission of electromagnetic radiation in the infrared, visible or ultraviolet wave range
    • H01S3/09—Processes or apparatus for excitation, e.g. pumping
    • H01S3/097—Processes or apparatus for excitation, e.g. pumping by gas discharge of a gas laser
    • H01S3/09702—Details of the driver electronics and electric discharge circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H03F3/1935—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices with junction-FET devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H03F3/3001—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor with field-effect transistors
    • H03F3/3022—CMOS common source output SEPP amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
    • H03F3/601—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators using FET's, e.g. GaAs FET's
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/42—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/48—Networks for connecting several sources or loads, working on the same frequency or frequency band, to a common load or source
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01S—DEVICES USING THE PROCESS OF LIGHT AMPLIFICATION BY STIMULATED EMISSION OF RADIATION [LASER] TO AMPLIFY OR GENERATE LIGHT; DEVICES USING STIMULATED EMISSION OF ELECTROMAGNETIC RADIATION IN WAVE RANGES OTHER THAN OPTICAL
    • H01S3/00—Lasers, i.e. devices using stimulated emission of electromagnetic radiation in the infrared, visible or ultraviolet wave range
    • H01S3/14—Lasers, i.e. devices using stimulated emission of electromagnetic radiation in the infrared, visible or ultraviolet wave range characterised by the material used as the active medium
    • H01S3/22—Gases
    • H01S3/223—Gases the active gas being polyatomic, i.e. containing two or more atoms
    • H01S3/2232—Carbon dioxide (CO2) or monoxide [CO]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/09—A balun, i.e. balanced to or from unbalanced converter, being present at the output of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/423—Amplifier output adaptation especially for transmission line coupling purposes, e.g. impedance adaptation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/462—Indexing scheme relating to amplifiers the current being sensed
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/471—Indexing scheme relating to amplifiers the voltage being sensed

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Plasma & Fusion (AREA)
  • Optics & Photonics (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)

Description

本発明は、一般に、高周波電力供給源（ＲＦＰＳ）を高周波（ＲＦ）駆動式ＣＯ２ガス放電レーザにおいて、放電電極および関連構成要素によって提供される負荷にインピーダンス整合するステップに関する。本発明は、特に、複数の出力を有するＲＦＰＳ、または複数のＲＦＰＳを負荷にインピーダンス整合するステップに関する。
ＲＦＰＳから負荷への最適電力伝達のために、インピーダンス整合回路が、要求されることは、公知である。ＣＯ２ガス放電レーザの出力電力は、放電体積の増加に正比例して増加する。レーザのＲＦ入力（負荷）インピーダンスは、出力電力に反比例して変動し、放電の面積に比例して減少する。負荷インピーダンスは、放電ガス圧力における変動、電極間の間隔、および他の要因のため、同一モデル系内のレーザ間でも変動し得る。このため、固定出力インピーダンスを有する電力供給源が、その系のための予想範囲内のいずれかに負荷インピーダンスを有する、レーザ系の任意の１つに精密に整合され得るように、選択的可変インピーダンスを有する、インピーダンス整合回路を有することが望ましい。
本発明の譲受人に譲渡され、その完全開示が、参照することによって本明細書に組み込まれる、Ｈａｕｅｒらの米国特許出願第１２／７８６，１９９号は、ＲＦ電力供給源のインピーダンスを負荷に整合するために、ある２つの直列に接続された長さの伝送線を備え、そのそれぞれが、回路の動作周波数において、約１／１２波長の電気長を有する、インピーダンス整合回路について説明している。回路のインピーダンスは、接地への可変インピーダンス短絡を２つの伝送線長間のノードに接続することによって、選択的に、可変であるようにされる。可変インピーダンス短絡は、可変レジスタ、可変キャパシタ、または可変インダクタであることができる。本配列は、負荷インピーダンスの範囲が、共通伝送線長によって対応することができるという利点を有する。これは、あるレーザ系に対する製造プロセスにおいて、部品の在庫を削減する。
前述のＨａｕｅｒらの配列の不利点は、シングルエンド電力供給源のインピーダンスを負荷に整合することのみをもたらすことである。高電力レーザを駆動の際、電力供給源において、それぞれ、電力供給源の別個の出力（終端）である、複数のＲＦ増幅器の出力と併用することが望ましい場合がある。これは、ＲＦ増幅器の電力出力が、電力トランジスタ等の増幅器構成要素の電力処理能力によって制限され得るためである。マルチエンド電力供給源を負荷に接続可能である一方、依然として、Ｈａｕｅｒらの配列の利点を保存する、インピーダンス整合回路の必要性が存在する。
本発明は、複数の高周波電源を負荷に接続するためのインピーダンス整合ネットワークを対象とする。ネットワークは、入力インピーダンスおよび出力インピーダンスを有し、負荷は、負荷インピーダンスを有する。
本発明のネットワークの一側面は、源インピーダンスを有する、複数の高周波電源と等数の複数の高周波伝送線を備える。各伝送線は、電源のそれぞれの対応する１つに接続され、伝送線は、第１の高周波結合器を介して、負荷に接続される。各伝送線は、一対の直列に接続された伝送線区画を含み、対内の各区画は、電源の動作周波数において、波長の約１／１２の電気長を有する。その一方の対内の伝送線区画間の直列接続は、ネットワークの入力および出力インピーダンスの一方をそれぞれ源インピーダンスおよび負荷インピーダンスの一方に整合するために、第１の所定の範囲内で調節可能なインピーダンスを有するデバイスによって、少なくとも１つの他方の伝送線におけるその対内の第１および第２の伝送線区画間の直列接続に接続される。
本願明細書は、例えば、以下の項目も提供する。
（項目１）
複数の高周波電源を負荷に接続するためのインピーダンス整合ネットワークであって、前記ネットワークは、入力インピーダンスおよび出力インピーダンスを有し、前記負荷は、負荷インピーダンスを有し、
源インピーダンスを有する、前記複数の高周波電源と等数の複数の高周波伝送線であって、それぞれ、第１の高周波結合器を介して、前記負荷に接続される前記伝送線によって、前記電源のそれぞれの対応する１つに接続される、伝送線を備え、
各伝送線は、一対の直列に接続された伝送線区画を含み、前記対内の各区画は、前記電源の動作周波数において、波長の約１／１２の電気長を有し、
一方の伝送線における前記伝送線区画間の直列接続は、少なくとも１つの他方の伝送線における前記伝送線区画間の直列接続に接続され、前記接続は、前記ネットワークの入力および出力インピーダンスの１つを前記源インピーダンスおよび前記負荷インピーダンスのそれぞれ１つに整合させるために、第１の所定の範囲内で調節可能なインピーダンスを有するデバイスを含む、
ネットワーク。
（項目２）
前記源インピーダンスは、固定値を有し、前記負荷インピーダンスは、第２の所定の範囲内のある値を有し、前記調節可能インピーダンスは、前記ネットワークの出力インピーダンスが、前記負荷インピーダンスの値に整合するように調節される、項目１に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目３）
その出力間に１８０度の位相差を伴う、２つの高周波源が存在し、前記調節可能インピーダンスは、調節可能容量である、項目１に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目４）
前記第１の高周波結合器は、平衡不平衡変成器である、項目３に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目５）
前記負荷インピーダンスは、固定値を有し、前記源インピーダンスは、第２の所定の範囲内の値を有し、前記調節可能インピーダンスは、前記ネットワークの入力インピーダンスが、前記源インピーダンスの値に整合するように調節される、項目１に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目６）
前記複数の高周波源の出力間の位相差は、ゼロであって、前記調節可能インピーダンスデバイスは、共通ノードにおいて、それらの複数における１／１２波伝送線対間の直列接続をともに接続するように配列される、第２の高周波結合器を含み、前記共通ノードは、調節可能リアクタンスを介して、接地に短絡される、項目５に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目７）
略同一出力電力を有する、２つの高周波電源と、２つの伝送線とが存在し、前記第２の高周波結合器は、前記高周波源の動作周波数において、波長の約１／１２の電気長を有する、伝送線の第１の単一区画によって形成される、ゼロ度２方向結合器であり、前記可変リアクタンスは、可変容量である、項目６に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目８）
前記第１の高周波結合器は、前記高周波源の動作周波数において、波長の約１／１２の電気長を有する、伝送線の第２の単一区画によって形成される、ゼロ度２方向結合器である、項目７に記載のインピーダンス整合回路。
（項目９）
前記第１の高周波結合器は、第１および第２の伝送線区画を含み、それぞれ、前記高周波源の動作周波数において、約１／２波長の電気長を有し、第１の半波伝送線区画は、前記伝送線の一方における前記１／１２波伝送線区画対と直列に接続され、第２の半波伝送線区画は、前記伝送線の他方における前記１／１２波伝送線区画対と直接に接続され、前記第１および第２の半波伝送線区画は、共通ノードにおいて接続され、前記共通ノードは、前記負荷に接続される、項目７に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目１０）
略同一出力電力を有する、３つの高周波電源と、３つの伝送線とが存在し、前記第２の高周波結合器は、伝送線の第１、第２、および第３の区画によって形成される、ゼロ度３方向結合器であり、それぞれ、前記高周波源の動作周波数において、波長の約１／１２の電気長を有し、前記可変リアクタンスは、可変容量である、項目６に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目１１）
前記第１の高周波結合器は、第１、第２、および第３の伝送線区画を含み、それぞれ、前記高周波源の動作周波数において、約１／２波長の電気長を有し、第１の半波伝送線区画は、前記３つの伝送線のうちの第１のものにおける前記１／１２波伝送線区画対と直列に接続され、第２の半波伝送線区画は、前記３つの伝送線のうちの第２のものにおける前記１／１２波伝送線区画対と直列に接続され、前記第１、第２、および第３の半波伝送線区画は、共通ノードにおいて接続され、前記共通ノードは、前記負荷に接続される、項目１０に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目１２）
異なる出力電力を有する、２つの高周波電源と、２つの伝送線とが存在し、前記２つの伝送線のうちの一方は、前記１／１２波伝送線区画対と前記２つの高周波源のうちの第１のものとの間に接続される、前記高周波源の動作周波数において、１／４波長の電気長を有する、第１の伝送線区画を有し、前記２つの伝送線の他方は、前記１／１２波伝送線区画対と前記第１の高周波結合器との間に接続される、前記高周波源の動作周波数において、１／４波長の電気長を有する、第２の伝送線区画を有し、前記第２の高周波結合器は、前記高周波源の動作周波数において、波長の約１／１２の電気長を有する、伝送線の第１の単一区画によって形成される、ゼロ度２方向結合器であり、前記可変リアクタンスは、可変容量と並列であるインダクタを含む、項目６に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目１３）
前記第１の高周波結合器は、前記高周波源の動作周波数において、波長の約１／１２の電気長を有する、伝送線の第２の単一区画によって形成される、ゼロ度２方向結合器である、項目１２に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目１４）
高周波入力信号を第１および第２の高周波増幅器に接続し、前記増幅器の出力電力比を調節するためのインピーダンス整合ネットワークであって、
入力高周波信号を第１および第２の信号部分に分割するように配列される、高周波電力スプリッタと、
それぞれ前記第１および第２の信号部分をそれぞれ前記第１および第２の高周波増幅器に伝送するように配列される、第１および第２の伝送線と
を備え、各伝送線は、一対の直列に接続された伝送線区画を含み、前記対内の各区画は、前記高周波信号入力の周波数において、波長の約１／１２の電気長を有し、
その第１および第２の伝送線区画はそれぞれ、前記高周波信号入力の周波数において、約１／４波長の電気長を有し、前記第１の１／４波長伝送線区画は、前記電力スプリッタと前記１／１２波伝送線区画対との間の前記第１の伝送線において接続され、前記第２の１／４波長伝送線区画は、前記１／１２波伝送線区画対と前記第２の高周波増幅器との間の前記第２の伝送線において接続され、
前記第１の伝送線における前記１／１２波伝送線区画間の直列接続は、高周波電力結合器によって、前記第２の伝送線における前記１／１２波伝送線区画間の直列接続に接続され、前記結合器の出力は、調節可能リアクタンスを有する回路によって、接地に短絡され、
前記可変リアクタンスの調節は、前記増幅器間の出力電力比を調節する、ネットワーク。
（項目１５）
前記高周波電力スプリッタは、前記ＲＦ信号入力の周波数において、波長の約１／１２の電気長を有する、伝送線の単一区画によって形成される、ゼロ度２方向電力スプリッタである、項目１４に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目１６）
前記高周波電力結合器は、前記ＲＦ信号入力の周波数において、波長の約１／１２の電気長を有する、伝送線の単一区画によって形成される、ゼロ度２方向電力結合器である、項目１４に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目１７）
前記第１および第２の高周波増幅器は、それぞれ、第１および第２のＣＯ ２ レーザを駆動する、項目１４に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目１８）
前記第１および第２の高周波増幅器は、それぞれ、ＣＯ ２ レーザ内の第１および第２の対の放電電極を駆動する、項目１４に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
（項目１９）
高周波信号入力からの第１および第２の要素を有する、ダイポールアンテナを駆動するためのインピーダンス整合ネットワークであって、
その間に１８０度位相差を有する、入力高周波信号を第１および第２の信号部分に分割するように配列される、高周波電力スプリッタにおいて、前記高周波信号を分割するように配列される、不平衡平衡変成器と、
それぞれ前記第１および第２の信号部分をそれぞれ第１および第２のダイポール要素に伝送するように配列される、第１および第２の伝送線と
を備え、各伝送線は、一対の直列に接続された伝送線区画を含み、前記対内の各区画は、前記高周波信号入力の周波数において、波長の約１／１２の電気長を有し、前記１／１２波対間の直列接続は、調節可能インピーダンスを有する、デバイスによって接続され、
可変インピーダンスデバイスのインピーダンスの調節は、前記ダイポールアンテナに連結される電力を最適化するために、前記ダイポール要素において、前記ネットワークの出力インピーダンスを調節する、ネットワーク。
（項目２０）
前記調節可能インピーダンスデバイスは、調節可能キャパシタである、項目１９に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
図１は、固定負荷インピーダンスおよびその間に１８０度位相差を有する、２つのＲＦ電源の出力インピーダンスを、所定の範囲内で変動する、負荷インピーダンスを有し得る、負荷に整合するために使用される、本発明による、インピーダンス整合ネットワーク回路の一好ましい実施形態を図式的に例証しており、ネットワークは、１つずつ、平衡不平衡（ＢａｌＵｎ）変成器およびその対内の伝送線区画の接合点間の可変容量短絡によって提供される可変インピーダンス整合を介して、負荷に結合および接続される対の出力によって、源のそれぞれに接続される、２つの同じ対の直列に接続された１／１２波伝送線区画を含む。 図２は、図１の実施形態に類似するが、負荷インピーダンスが、固定され、源の出力インピーダンスが、所定の範囲内で変動し得る、本発明による、インピーダンス整合ネットワーク回路の別の好ましい実施形態を図式的に例証する。 図３は、図２の実施形態に類似するが、２つの別個の源が、プッシュプル配列において、２つのＦＥＴを備える、最終増幅器段によって置換され、対の伝送線区画がそれぞれ、ＦＥＴの対応する１つに接続される、本発明による、インピーダンス整合ネットワーク回路のさらに別の好ましい実施形態を図式的に例証する。 図４は、図３の実施形態に類似するが、可変容量が、電力出力監視値および回路の効率に応答して、単独またはそれらの任意の並列組み合わせにおいて、自動的に、切替可能である、６つのキャパシタバンクによって提供される、本発明による、インピーダンス整合ネットワーク回路のなおも別の好ましい実施形態を図式的に例証する。 図４Ａは、図４の可変キャパシタをより詳細に図式的に例証する。 図５は、本発明による、可変出力インピーダンスを有する、２つの別個のＲＦ源を、ＲＦ源の出力間にゼロ位相差を伴って、固定入力インピーダンスを有する、単一負荷にインピーダンス整合するために構成される、インピーダンス整合ネットワークのなおもさらなる別の実施形態を図式的に例証する。本実施形態は、図２の実施形態に類似するが、ＢａｌＵｎ変成器は、伝送線対の出力を結合するための同軸ゼロ度２方向結合器によって置換され、線対間の可変インピーダンスは、可変容量によって、接地に短絡される別のゼロ度２方向結合器によって提供される。 図６は、可変出力インピーダンスを有する、２つの別個のＲＦ源を、固定入力インピーダンスを有する、単一負荷にインピーダンス整合するために構成される、本発明による、インピーダンス整合ネットワークの付加的実施形態を図式的に例証しており、本実施形態は、図５の実施形態に類似するが、可変容量は、漸増的可変長を有する、伝送線スタブによって提供される。 図７は、可変出力インピーダンスを有する、２つの別個のＲＦ源を、固定入力インピーダンスを有する、単一負荷にインピーダンス整合するために構成される、本発明による、インピーダンス整合ネットワークの別の付加的実施形態を図式的に例証しており、図５の実施形態に類似するが、可変容量は、電力出力監視値および回路の効率に応答して、単独またはそれらの任意の並列組み合わせにおいて、自動的に切替可能である、キャパシタバンクによって提供される。 図８は、可変出力インピーダンスおよび出力間にゼロ位相差を有する、２つの別個のＲＦ源を、固定入力インピーダンスを有する、単一負荷にインピーダンス整合するためのインピーダンス整合ネットワークの、本発明による、さらに別の付加的実施形態を図式的に例証する。 図９は、可変出力インピーダンスおよび出力間にゼロ位相差を有する、３つの別個のＲＦ源を、固定入力インピーダンスを有する、単一負荷にインピーダンス整合するための、本発明による、インピーダンス整合ネットワークのなおもさらなる別の付加的実施形態を図式的に例証する。 図１０は、同相出力によって、異なる出力電力を有する、２つの電力増幅器をインピーダンス整合するための、本発明による、インピーダンス整合ネットワークのさらなる実施形態８０を図式的に例証する。 図１１は、単一ＲＦ入力から、２つの電力増幅器に給電するための、本発明による、インピーダンス整合ネットワークの一好ましい実施形態を図式的に例証しており、各電力増幅器は、２つのＣＯ２レーザの対応する１つを駆動し、出力電力は、ＬＣ回路内のキャパシタの値を調節することによって同調可能である。 図１１Ａは、単一ＲＦ入力から、２つの電力増幅器に給電するための、本発明による、インピーダンス整合ネットワークの別の好ましい実施形態を図式的に例証しており、図１１の実施形態に類似するが、各電力増幅器は、単一ＣＯ２レーザ内の２つの対の放電電極の対応する１つを駆動する。 図１２は、同調キャパシタの特定の値に対するＲＦ入力の周波数の関数として、図１１のネットワークの入力におけるインピーダンスを図式的に例証する、グラフである。 図１３は、キャパシタの特定の値に対するＲＦ入力の周波数の関数として、図１１の増幅器の出力を図式的に例証する、グラフである。 図１４は、ダイポールアンテナに給電するための、本発明による、インピーダンス整合ネットワークの好ましい実施形態を図式的に例証する。
次に、同一特徴が、同一参照番号によって指定される、図面を参照すると、図１は、ノード２２Ａおよび２２Ｂにわたって、固定出力インピーダンスを有するが、その間に１８０度位相差を伴う、２つのＲＦ源（源−Ａおよび源−Ｂ）の出力を、タイプに従って、予想範囲内で変動し得る、負荷インピーダンスＺＬを有する、単一負荷３４に整合するように配列される、本発明による、インピーダンス整合ネットワーク回路の一好ましい実施形態を図式的に例証する。ここでは、ノード２２Ａおよび２２Ｂにわたる固定インピーダンスは、５０オーム（Ω）であって、予想負荷インピーダンス範囲ＺＬの範囲は、５０Ωから１６Ωである。
源−Ａからのノード２２Ａは、２５Ωの特性インピーダンスＺ０と、ここでは、１００ＭＨｚと想定される、設計ＲＦ周波数において、若干１／１２波に満たない電気長と、を有する、ある長さの伝送線区画２４Ａに接続される。図１の図面および本発明の他の実施形態を説明する他の図面では、伝送線の電気長は、いずれかより便宜的であるとみなされる、度（３６０oは、１波長に等しい）または波長率（λは、１波長に等しい）で指定される。本実施例では、伝送線区画２４Ａは、長さ２９o（λ／１２＝３０o）を有する。
伝送線区画２４Ａは、その間にノード２６Ａを介して、同一特性インピーダンスおよび電気長の別の伝送線区画２８Ａに接続される。源−Ｂからのノード２２Ｂは、その間のノード２６Ｂを介して、伝送線区画２４Ｂおよび２８Ｂに直列に接続される。伝送線区画２４Ｂおよび２８Ｂは、区画２４Ａおよび２８Ａと同一特性を有する。本配列は、１８０度対称ネットワークとして、当業者に公知である。それぞれ、伝送線区画２８Ａおよび２８Ｂの出力における、ノード３０Ａおよび３０Ｂは、平衡不平衡（ＢａｌＵｎ）変成器３２を介して、負荷３４に接続される。
対応する源から変成器または同等結合器への各接続線は、「負荷線」、すなわち、負荷伝送線と定義することができる。任意のそのような負荷線には、少なくとも、概して、本明細書では、源および対応する負荷線の数に応じて、適切な添字Ａ、Ｂ、またはＣを伴って、参照番号２４および２８によって指定される、第１および第２の１／１２波伝送線区画が存在するであろう。
負荷３４の可変負荷インピーダンスへの整合は、ノード２６Ａと２６Ｂとの間に、選択的に可変、すなわち、調節可能インピーダンスを接続することによって、回路２０内で達成される。本実施例では、調節可能インピーダンスは、それぞれ、負荷３４の５０Ωと１６Ωとの間のインピーダンス整合のために、０．５ピコファラッド（ｐＦ）から３８．０ｐＦに変動し得る、容量Ｃを有する、選択的可変容量３８である。キャパシタ３４および以下に描写される本発明の回路の他の実施形態における他の回路構成要素に対する値は、Ｃａｄｅｎｃｅ Ｄｅｓｉｇｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｉｎｃ．（Ｓａｎ Ｊｏｓｅ、Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ）から市販の回路シミュレーションソフトウェアＰＳｐｉｃｅＴＭを使用して計算された。
図１の回路を使用して、タイプに従って変動する、出力インピーダンスを有する、源を、固定インピーダンスを有する、特定の負荷に整合させることができる。これは、本発明の別の好ましい実施形態２０Ａとして、図２に例証されており、配列２０の可変容量短絡伝送対称ネットワークを使用して、５０Ωの負荷インピーダンスを有する、負荷３４Ａを、ノード２２Ａおよび２２Ｂにわたって、５０Ωと１６Ωとの間のインピーダンスを提供し得る、一対の源に整合させる。本変形例は、前述のように、０．５ｐＦから３８．０ｐＦの可変容量３８の容量を調節することによって、対応される。
図３は、本発明による、インピーダンス整合ネットワーク回路のさらに別の好ましい実施形態を図式的に例証しており、図２の実施形態に類似するが、２つの別個のＲＦ源は、プッシュプル配列において、２つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）４０Ａおよび４０Ｂを備える、最終増幅器段によって置換される。ここでは、ＦＥＴ４０Ａのドレイン（Ｄ）は、ノード２２Ａに接続され、ＦＥＴ４０Ｂのドレインは、ノード２２Ｂに接続される。増幅器段に給電するためのＤＣ電力は、ＲＦチョークＬ１およびＬ２を介して、源Ｐから、２つのＦＥＴに連結される。増幅される信号は、ＦＥＴのゲートＧに印加され、ＦＥＴの源は、一般に、接地される。インピーダンス整合は、最終増幅器段の出力電力および効率を調節するために、選択的可変容量３８を介して、前述のように達成される。
図４および図４Ａは、本発明のなおも別の実施形態２０Ｃを図式的に例証しており、図３の実施形態に類似するが、インピーダンス整合および対応する効率最適化は、自動化される。本自動化を促進するために、可変容量３８は、単独または種々の並列組み合わせにおいて、ノード２６Ａと２６Ｂとの間に接続され得る、複数の個々の容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、およびＣ６として、実施形態２０Ｃに実装される。接続は、例証されるように、ＲＦ継電器４４（集合的に、描写される）に動作対応するスイッチによってもたらされる（詳細は、図４Ａ参照）。そのような継電器は、Ｔｅｌｅｄｙｎｅ Ｒｅｌａｙｓ Ｉｎｃ．（Ｈａｗｔｈｏｒｎｅ、Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ）製多極継電器モデルＳ１７２に組み込まれて市販されている。
回路２０Ｃでは、キャパシタＣ１−Ｃ６は、それぞれ、値２ｐＦ、４ｐＦ、８ｐＦ、１６ｐＦ、３２ｐＦ、および６４ｐＦを有する。これは、それぞれ、４５Ωから１２Ωに変動する平衡ＦＥＴ負荷を整合するために、２ｐＦずつ、２ｐＦから１２６ｐＦに総容量を変動させることを可能にする。継電器−コイル接続、ＤＣ阻止キャパシタ接続、およびスイッチング配列の他の公知の詳細は、例証の便宜上、図示されない。継電器４４は、他のＰＩＮダイオードスイッチングデバイス等の好適なスイッチング技術によって置換されてもよい。
ＤＣ電圧は、図３を参照して前述のように、ＤＣ電圧（ＤＣＶ）源４６から、ＲＦチョークＬ１およびＬ２を通して、ＦＥＴに供給される。電力制御論理モジュール４８は、電圧および電流センサ５０を介して、ＤＣ電圧および電流を監視し、電力モニタ５２を介して、ネットワークの出力電力を監視する。ユーザは、図４に例証されるように、制御モジュールに要求される電力および効率値設定を入力する。制御モジュールは、設定値を達成するために、要求される容量を計算し、継電器４４に、適宜、キャパシタＣ１−Ｃ６の必要組み合わせを提供するように切り替えるように命令する。ネットワークの電力出力は、５０Ωの負荷インピーダンスを有する、ＣＯ２レーザ５４に送達される。
図５は、本発明による、インピーダンス整合ネットワークのなおもさらなる別の実施形態６０を図式的に例証する。ネットワーク６０は、可変出力インピーダンスを有する、２つの別個のＲＦ源を、固定入力インピーダンスを有する、単一負荷にインピーダンス整合するために構成される。本実施形態では、源は、最終ＦＥＴ増幅器段６２Ａおよび６２Ｂによって表される。ここでは、ＦＥＴの出力間の位相差は、ゼロであって、それぞれの出力インピーダンスは、２５Ωと１２Ωとの間で変動し得る。
ネットワークは、前述の実施形態におけるように、１／１２波伝送線区画対２４Ａおよび２８Ａと２４Ｂおよび２４Ｂを含む。図５では、これらおよび他の伝送線区画は、ある長さの２５Ω同軸ケーブルとして表される。前述の伝送線区画と機能的に同等であって、同一電気特性を有するため、元の参照番号は、実施形態の比較を支援するために、留保される。
伝送線区画への入力間の位相差がゼロであるため、直接、伝送線区画間のノード２６Ａと２６Ｂとの間に、可変同調容量を接続することは不可能である。本実施形態では、ある長さの伝送線６４は、ノード２６Ａおよび２６Ｂにおいて、同相電流を結合する、ゼロ度２方向結合器として接続される。伝送線６４は、２５Ωの特性インピーダンスおよび約λ／２０、すなわち、１８oの電気長を有する。伝送線区画６４は、ＲＦ信号を選択的可変キャパシタ３９の一端に送達し、その他端は、接地に接続される。
キャパシタ３９の容量は、２５Ωと１２Ωとの間の範囲内において、ＦＥＴの個々の出力インピーダンスを調節するように変動することができる。そうすることによって、本発明の可変インピーダンスネットワーク内の飽和ピーク間電圧を調節し、それによって、増幅器段の出力電力および効率を調節する。５ｐＦから約９０ｐＦの容量変動は、２５Ωから１２Ω範囲内において、出力インピーダンスを調節する。伝送線区画６４と同一特性を有する、伝送線区画６６は、前述の実施形態のＢａｌｕｎ変成器と置換される。本伝送線区画はまた、ゼロ度２方向結合器として接続され、ノード３０Ａおよび３０Ｂからの電流を、１２．５Ωのインピーダンスを有する、固定負荷３４Ｂに接続される、ノード３１において同相となるように結合する。
図６はさらに、本発明による、インピーダンス整合ネットワークの付加的実施形態６０Ａを図式的に例証する。実施形態６０Ａは、前述の実施形態６０に類似するが、実施形態６０の可変容量３９は、実施形態６０Ａでは、最小長区画６７と、ワイヤブリッジ接続（図示せず）を使用して、複数の漸増区画６９（図６では、１つのみ指定される）のうちの１つ以上を加減することによって、長さを漸増的に変動することができる、可変区画６９と、を含む、伝送線スタブ６８によって置換される。接続される（または、接続されない）区画の数から独立して、ここでは、１５Ωである特性インピーダンス、およびここでは、２４oである総電気長は、同一のままとなるであろう。しかしながら、容量は、本実施例では、５ｐＦから９０ｐＦの漸増値において、接続される漸増区画の量に従って、変動するであろう。
図７は、本発明による、インピーダンス整合ネットワークの別の付加的実施形態６０Ｂを図式的に例証する。これは、本質的に、図４を参照して前述されるように、論理コントローラおよびセンサによって制御される、実施形態６０である。実施形態６０Ｂでは、可変容量３９は、図４および４Ａを参照して前述のものに類似する、継電器スイッチドキャパシタバンク３８によって置換される。
図８は、可変出力インピーダンスおよび出力間にゼロ位相差を有する、２つの別個のＲＦ源を、固定入力インピーダンスを有する、単一負荷にインピーダンス整合するための、本発明による、インピーダンス整合ネットワークのさらに別の付加的実施形態７０を図式的に例証する。ＲＦ源は、最終増幅器段ＦＥＴ６２Ａおよび６２Ｂによって表される。本実施形態は、図５の実施形態６０に類似するが、実施形態６０のゼロ度２方向結合器６６は、実施形態７０では、並列λ／２伝送線区画７２Ａおよび７２Ｂによって置換され、その出力は、固定負荷３４Ｂに接続される共通ノード７４において、結合される。
図９は、ここでは、可変出力インピーダンスおよび出力間にゼロ位相差を有する、３つの別個のＲＦ源、６２Ａ、６２Ｂ、および６２Ｃを、固定入力インピーダンスを有する、単一負荷にインピーダンス整合するための、本発明による、インピーダンス整合ネットワークのなおもさらなる別の付加的実施形態７０Ａを図式的に例証する。本実施形態は、図８の前述の実施形態７０に類似するが、第３の源６２Ｃに対応するために、２つの約１／１２波区画２４Ｃおよび２４Ｃを含む、別の負荷線が、対応するノード２２Ｃ、２６Ｃ、および３０Ｃとともに追加される。
実施形態７０では、電流結合器として使用される、単一λ／２０長の伝送線６４の代わりに、ゼロ度３方向結合器７６が、等遅延結合器として接続される、３つの類似長の伝送線６４Ａ、６４Ｂ、および６４Ｃから形成される。ノード２６Ａ−Ｃからの電流は、共通ノード７８において、結合器７６によって結合され、調節可能インピーダンス整合をもたらすために、前述のように、接地への選択的可変容量３９を通して、接地に短絡される。理論上、少なくとも、４つ以上の源が、図９に描写されるように、組み合わせられてもよい。
表１は、キャパシタ３９の種々の値に対する、図９の回路内の総入力電力および総出力電力の計算値を描写する。入力および出力電力の低下は、回路の入力インピーダンスが、キャパシタ３９の値を増加させることによって、低下されるのに伴って、回路損失を増加させるためである。
前述の全実施形態では、任意の１つにおける高周波源はすべて、略同一出力電力を有する。図１０は、ここでは、同相出力によって、異なる出力電力を有する、２つの電力増幅器８２Ａおよび８２Ｂをインピーダンス整合するための、本発明による、インピーダンス整合ネットワークのさらなる実施形態８０を図式的に例証する。図１０の実施例では、出力電力比は、２：１であると想定される。各増幅器は、２５Ωの公称出力インピーダンスを有する。実施形態８０は、図５の実施形態に類似するが、２つの対の１／１２波伝送線区画２４Ａおよび２８Ａと２４Ｂおよび２８Ｂのネットワークを含み、そのノード２６Ａおよび２６Ｂにおける電流は、選択的可変インピーダンス（リアクタンス）８５により、その一端において接地に短絡される、ゼロ度２方向結合器６４によって結合される。
しかしながら、実施形態８０では、λ／４（９０o）長の２５Ω伝送線８４は、増幅器８２Ａと伝送線区画２４Ａとの間に挿入され、反対（Ｂ）側と直角位相にある、ネットワークの（Ａ）側を駆動する。補完長の２５Ω伝送線８６は、伝送線区画８４によって導入される位相シフトをオフセットするために、伝送線区画２８Ｂとゼロ度２方向結合器６６との間に挿入される。
可変リアクタンス８５では、固定インダクタンスＬ３は、接地への短絡において、可変容量３７と並列に接続される。直角位相において動作することによって、同調リアクタンス８５は、誘導性から容量性に継続して変化することが可能となる。これは、キャパシタ３７の同調をオフセットし、ネットワークのＡおよびＢ側の入力インピーダンスをインピーダンスが等しい中間点を通して同調させる。これは、どの増幅器が、より高い出力電力を有するかは問題ではないことを意味する。５ｐＦから１５０ｐＦのキャパシタ３７の調節範囲に対して、Ｌ３のインダクタンス値は、好ましくは、４８ナノヘンリー（ｎＨ）である。
実施形態８０の回路配列は、結合効率の損失を伴うことなく、異なる出力電力の増幅器の出力の結合を可能にする。一例として、１０００Ｗ出力の増幅器は、６００Ｗ出力の別の増幅器と同相に組み合わせられ、（回路損失を減算し）１６００Ｗの総出力を達成し得る。図１０に示される値に対して行われた計算は、ある入力が、１０００Ｗであり得、他の入力が、Ｃ＝１７ｐＦである時の３９０Ｗから、Ｃ＝７２ｐＦである時の１５９０Ｗに変動し得ることを示す。ノード３１における総結合電力は、キャパシタ３７に示される値の範囲に対して、１３１５Ｗから２４７２Ｗである。計算は、キャパシタ３０の同調のため、ネットワークのＡおよびＢ側の入力インピーダンスの僅かな変化が、公称２５Ω設計中心と比較して、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）１．１５：１内に残留することを示す。ノード２２Ａにおける実際の入力電力の僅かな変動は、入力インピーダンスにおけるそのような変化のためである。
表２は、キャパシタ３７の種々の値に対して、図１０のノード８１および２２Ｂにおけるインピーダンスの変動の前述の分析の概要を提供する。あらゆる実践的目的に対して、ノード８１および２２Ｂにおけるインピーダンスは、略同一である一方、ノード３１における総電力は、ノード８１および２２Ｂにおける電力の合計に略等しいことが分かる。インピーダンスは、前述のように、設計公称２５Ωに近い。
前述の本発明の全実施形態では、目的は、２つ以上の源の結合電力出力を使用して、単一レーザを駆動することである。しかしながら、時として、一方が、要求されるレーザ電力を提供するために不十分である時、２つのレーザの出力を結合することが要求される。代替として、カスケード電極セットを有する、単一レーザを駆動するように要求されてもよい。
カスケード電極を使用して、例えば、負荷のインピーダンスを増加させ、インピーダンス整合をより容易にしてもよい。これは、ＲＦ電力供給源が提供する必要がある、電力の量を低減させ、それによって、インピーダンス整合ネットワーク内の循環電流を減少させる。循環電流の減少は、インピーダンス整合ネットワーク内の構成要素のサイズを縮小させ、放電をより容易に点灯させる。カスケード電極を使用する別の理由は、レーザ電力を増加させるために、電極の長さを増加させ、それによって、ガス放電領域をより長くする必要があるためである。最終的に、電極表面によって提供されるレーザビームの導波路の歪曲を防止するために、電極長は、電極を相互に十分に並列に維持することが非常に困難となるところまで到達する。
歪曲は、放電に面する電極表面が、放電に面していない反対表面より高温となるために生じる。これは、電極の厚さにわたって、熱勾配を生じさせ、ひいては、曲げモーメントを生じさせる。そのような曲げは、特に、電極の両端が、固定位置に保持される場合、電極間の間隔を両端より中心において大きくさせる。
図１１は、本発明による、単一ＲＦ入力から、２つの電力増幅器９２Ａおよび９２Ｂを給電するために構成される、インピーダンス整合ネットワークの一好ましい実施形態９０を図式的に例証する。増幅器９２Ａおよび９２Ｂは、対応するＣＯ２レーザ９４Ａおよび９４Ｂを駆動する。本実施例では、レーザ９４Ａは、２．３７キロワット（ｋＷ）の電力で駆動され、レーザ９４Ｂは、１．３８ｋＷの電力で駆動される。ノード３１における入力インピーダンス（ＺＩＮ）は、１２．５Ωである。増幅器９２Ａおよび９２Ｂはそれぞれ、２５Ωに等しいＺＩＮを有する。
図１１のインピーダンス整合ネットワークは、本質的に、逆に使用される図１０のネットワークである。故に、実施形態８０の構成要素に対する参照番号は、実施形態９０の対応する構成要素に対して留保されている。実施形態９０では、図１０のゼロ度２方向結合器６６は、２方向スプリッタとして使用され、ネットワークのＡおよびＢアームに沿って、ＲＦ入力信号を駆動する。ネットワークアームのそれぞれの電力の量は、実施形態８０におけるように、ＬＣ回路８５のキャパシタ３７を調節することによって変動される。１／４波伝送線区画８６は、ノード２２Ａの前方に挿入され、そのＢ側と直角位相において、１／１２波区画ネットワークのＡ側を駆動する。１／４波伝送線区画８６は、ノード３０Ｂの後方に挿入され、区画６６によって生じる９０o位相シフトを補償する。計算は、増幅器における入力インピーダンスが、公称１８７０Ｗヌル条件からの対称出力電力変動±５００Ｗに対して、公称２５Ω設計中心と比較して、１．２５：１ＶＳＷＲ内に残留することを示す。
図１１Ａは、本発明による、１つの入力から２つのＲＦ増幅器を駆動するためのインピーダンス整合ネットワークの別の実施形態９０Ａを図式的に例証する。実施形態９０Ａは、図１１の実施形態９０に類似するが、増幅器９２Ａおよび９２Ｂは、それぞれ、単一ＣＯ２レーザ９６の電極対９８Ａおよび９８Ｂを駆動する。
図１２は、５３．０ｐＦのキャパシタ３７の値に対して、ＲＦ入力の周波数の関数として、ノード３１におけるインピーダンスを図式的に例証する、グラフである。１００ＭＨｚの設計周波数では、インピーダンスは、公称１２．５Ω設計値に近いことが分かる。
図１３は、５３．０ｐＦのキャパシタ３７の値に対して、ＲＦ入力の周波数の関数として、増幅器９２Ａ（実線曲線）および９２Ｂ（破線曲線）の出力を図式的に例証する、グラフである。１００ＭＨｚの設計周波数では、出力電力は、約１９００Ｗにおいて、略等しく、公称１８７０Ｗ値に近いことが分かる。
表３は、キャパシタ３７の容量の選択値とともに、増幅器９２Ａおよび９２Ｂの対応する計算電力出力に対して、図１１のノード３１における計算インピーダンスの変動を列挙する。これらの計算は、公称設計周波数１００ＭＨｚで行われた。
図１４は、ダイポールアンテナを駆動するために配列される、本発明による、調節可能インピーダンス整合ネットワークの好ましい実施形態１００を図式的に例証する。原則として、本実施形態は、前述の実施形態９０の動作に類似するが、ＲＦ信号は、２つの部分に分割され、２つの対の１／１２波伝送線区画の基本ネットワークを介して、２つのダイポール要素１０２Ａおよび１０２Ｂに送達される。２つの対の伝送線区画は、一方の負荷線（ネットワークのＡ側）における区画２４Ａおよび２８Ａと、他の負荷線（ネットワークのＢ側）における区画２４Ｂおよび２８Ｂと、を備える。区画２４Ａと２４Ｂとの間のノード２６Ａは、ノード２６Ｂに接続され、選択的可変容量３は、ここでは、５ｐＦから３５ｐＦに同調可能である。
入力ＲＦ信号は、本実施例では、固定（源）インピーダンス５０Ωを有する、ある長さの伝送線によって形成される、不平衡平衡変成器１０４によって、２つの部分に分割される。変成器１０４の出力は、ネットワークのノード３０Ａおよび３０Ｂを介して、それぞれ、ネットワークのＡおよびＢ側に送達される。ノード３０Ａおよび３０Ｂにおける信号間には、１８０o位相差が存在する。ネットワークのＡ側のノード２２Ａは、ダイポールアンテナの要素１０２Ａに接続され、ネットワークのノード２２Ｂは、ダイポールアンテナの要素１０２Ｂに接続される。５ｐＦと３５ｐＦの値間の同調（調節）キャパシタ３５は、ダイポールアンテナに連結される電力を最適化するために、それぞれ、５０Ωと３５Ωとの間において、ダイポール要素における平衡インピーダンスを調節する。
結論として、本発明は、いくつかの好ましい実施形態の観点から前述された。しかしながら、本発明は、本明細書に説明および描写される実施形態に限定されない。むしろ、本発明は、本明細書に添付の請求項によってのみ限定される。

Claims (25)

  1. 複数の高周波電源を負荷に接続するためのインピーダンス整合ネットワークであって、前記ネットワークは、入力インピーダンスおよび出力インピーダンスを有し、前記負荷は、負荷インピーダンスを有し、前記ネットワークは、源インピーダンスを有する前記複数の高周波電源と等数の複数の高周波伝送線を備え、各伝送線は、第１の高周波結合器を介して、前記負荷に接続される前記伝送線によって、前記電源のそれぞれの対応する１つに接続され、
    各伝送線は、一対の直列に接続された伝送線区画を含み、前記対内の各区画は、前記電源の動作周波数において、波長の約１／１２の電気長を有し、
    一方の伝送線における前記伝送線区画間の直列接続は、少なくとも１つの他方の伝送線における前記伝送線区画間の直列接続に接続され、前記接続は、前記ネットワークの入力および出力インピーダンスの１つを前記源インピーダンスおよび前記負荷インピーダンスのそれぞれ１つに整合させるために、第１の所定の範囲内で調節可能なインピーダンスを有するデバイスを含む、インピーダンス整合ネットワーク。
  2. 前記源インピーダンスは、固定値を有し、前記負荷インピーダンスは、第２の所定の範囲内の値を有し、前記調節可能インピーダンスは、前記ネットワークの出力インピーダンスが、前記負荷インピーダンスの値に整合するように調節される、請求項１に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  3. 出力間に１８０度の位相差を伴う２つの高周波源が存在し、前記調節可能インピーダンスは、調節可能容量である、請求項１に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  4. 前記第１の高周波結合器は、平衡不平衡変成器である、請求項３に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  5. 前記負荷インピーダンスは、固定値を有し、前記源インピーダンスは、第２の所定の範囲内の値を有し、前記調節可能インピーダンスは、前記ネットワークの入力インピーダンスが、前記源インピーダンスの値に整合するように調節される、請求項１に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  6. 前記複数の高周波源の出力間の位相差は、ゼロであり、前記調節可能インピーダンスデバイスは、共通ノードにおいて、前記複数の高周波伝送線における１／１２波伝送線対間の直列接続をともに接続するように配列される第２の高周波結合器を含み、前記共通ノードは、調節可能リアクタンスを介して、接地に短絡される、請求項５に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  7. 略同一出力電力を有する２つの高周波電源と、２つの伝送線とが存在し、前記第２の高周波結合器は、前記高周波源の動作周波数において波長の約１／２０の電気長を有する伝送線の第１の単一区画によって形成されるゼロ度２方向結合器であり、前記可変リアクタンスは、可変容量である、請求項６に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  8. 前記第１の高周波結合器は、前記高周波源の動作周波数において波長の約１／２０の電気長を有する伝送線の第２の単一区画によって形成されるゼロ度２方向結合器である、請求項７に記載のインピーダンス整合回路。
  9. 前記第１の高周波結合器は、第１および第２の伝送線区画を含み、前記第１および第２の伝送線区画のそれぞれは、前記高周波源の動作周波数において、約１／２波長の電気長を有し、第１の半波伝送線区画は、前記伝送線の一方における前記１／１２波伝送線区画対と直列に接続され、第２の半波伝送線区画は、前記伝送線の他方における前記１／１２波伝送線区画対と直列に接続され、前記第１および第２の半波伝送線区画は、共通ノードにおいて接続され、前記共通ノードは、前記負荷に接続される、請求項７に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  10. 略同一出力電力を有する３つの高周波電源と、３つの伝送線とが存在し、前記第２の高周波結合器は、伝送線の第１、第２、および第３の区画によって形成されるゼロ度３方向結合器であり、前記第１、第２、および第３の区画のそれぞれは、前記高周波源の動作周波数において、波長の約１／２０の電気長を有し、前記可変リアクタンスは、可変容量である、請求項６に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  11. 前記第１の高周波結合器は、第１、第２、および第３の伝送線区画を含み、前記第１、第２、および第３の伝送線区画のそれぞれは、前記高周波源の動作周波数において、約１／２波長の電気長を有し、第１の半波伝送線区画は、前記３つの伝送線のうちの第１の伝送線における前記１／１２波伝送線区画対と直列に接続され、第２の半波伝送線区画は、前記３つの伝送線のうちの第２の伝送線における前記１／１２波伝送線区画対と直列に接続され、前記第１の半波伝送線区画、前記第２の半波伝送線区画、および第３の半波伝送線区画は、共通ノードにおいて接続され、前記共通ノードは、前記負荷に接続される、請求項１０に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  12. 異なる出力電力を有する２つの高周波電源と、２つの伝送線とが存在し、前記２つの伝送線のうちの一方は、前記１／１２波伝送線区画対と前記２つの高周波源のうちの第１の高周波源との間に接続される、前記高周波源の動作周波数において１／４波長の電気長を有する第１の伝送線区画を有し、前記２つの伝送線の他方は、前記１／１２波伝送線区画対と前記第１の高周波結合器との間に接続される、前記高周波源の動作周波数において１／４波長の電気長を有する第２の伝送線区画を有し、前記第２の高周波結合器は、前記高周波源の動作周波数において波長の約１／２０の電気長を有する伝送線の第１の単一区画によって形成されるゼロ度２方向結合器であり、前記可変リアクタンスは、可変容量と並列であるインダクタを含む、請求項６に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  13. 前記第１の高周波結合器は、前記高周波源の動作周波数において波長の約１／２０の電気長を有する伝送線の第２の単一区画によって形成されるゼロ度２方向結合器である、請求項１２に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  14. 高周波入力信号を第１および第２の高周波増幅器に接続し、前記増幅器の出力電力比を調節するためのインピーダンス整合ネットワークであって、前記ネットワークは、
    入力高周波信号を第１および第２の信号部分に分割するように配列される高周波電力スプリッタと、
    それぞれ前記第１および第２の信号部分をそれぞれ前記第１および第２の高周波増幅器に伝送するように配列される第１および第２の伝送線と
    を備え、
    各伝送線は、一対の直列に接続された伝送線区画を含み、前記対内の各区画は、高周波信号入力の周波数において、波長の約１／１２の電気長を有し、
    伝送線の第１および第２の伝送線区画はそれぞれ、前記高周波信号入力の周波数において、約１／４波長の電気長を有し、第１の１／４波長伝送線区画は、前記電力スプリッタと１／１２波伝送線区画対との間の前記第１の伝送線において接続され、第２の１／４波長伝送線区画は、前記１／１２波伝送線区画対と前記第２の高周波増幅器との間の前記第２の伝送線において接続され、
    前記第１の伝送線における前記１／１２波伝送線区画間の直列接続は、高周波電力結合器によって、前記第２の伝送線における前記１／１２波伝送線区画間の直列接続に接続され、前記結合器の出力は、調節可能リアクタンスを有する回路によって、接地に短絡され、
    前記可変リアクタンスを調節することは、前記増幅器間の出力電力比を調節する、インピーダンス整合ネットワーク。
  15. 前記高周波電力スプリッタは、ＲＦ信号入力の周波数において波長の約１／２０の電気長を有する伝送線の単一区画によって形成されるゼロ度２方向電力スプリッタである、請求項１４に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  16. 前記高周波電力結合器は、ＲＦ信号入力の周波数において波長の約１／２０の電気長を有する伝送線の単一区画によって形成されるゼロ度２方向電力結合器である、請求項１４に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  17. 前記第１および第２の高周波増幅器は、それぞれ、第１および第２のＣＯ２レーザを駆動する、請求項１４に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  18. 前記第１および第２の高周波増幅器は、それぞれ、ＣＯ２レーザ内の第１および第２の対の放電電極を駆動する、請求項１４に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  19. 高周波信号入力からの第１および第２の要素を有するダイポールアンテナを駆動するためのインピーダンス整合ネットワークであって、前記ネットワークは、
    入力高周波信号を第１および第２の信号部分に分割するように配列される、高周波電力スプリッタにおいて前記高周波信号を分割するように配列される不平衡平衡変成器であって、前記第１の信号部分と前記第２の信号部分とは、１８０度位相差を有する、不平衡平衡変成器と、
    それぞれ前記第１および第２の信号部分をそれぞれ第１および第２のダイポール要素に伝送するように配列される第１および第２の伝送線と
    を備え、
    各伝送線は、一対の直列に接続された伝送線区画を含み、前記対内の各区画は、前記高周波信号入力の周波数において、波長の約１／１２の電気長を有し、前記１／１２波対間の直列接続は、調節可能インピーダンスを有するデバイスによって接続され、
    可変インピーダンスデバイスのインピーダンスを調節することは、前記ダイポールアンテナに連結される電力を最適化するために、前記ダイポール要素において、前記ネットワークの出力インピーダンスを調節する、インピーダンス整合ネットワーク。
  20. 前記調節可能インピーダンスデバイスは、調節可能キャパシタである、請求項１９に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  21. 前記ネットワークの特性を監視するための１つ以上のセンサと、
    前記１つ以上のセンサの出力を監視し、かつ、前記出力に応答して前記調節可能インピーダンスデバイスのインピーダンスを調節するための論理モジュールと
    をさらに備える、請求項１に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  22. 前記１つ以上のセンサは、前記ネットワークへの入力電圧および電流と、前記ネットワークの出力電力とを監視する、請求項２１に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  23. 前記インピーダンスを調節するための前記デバイスは、並列で選択的に接続されているキャパシタのアレイである、請求項２１に記載のインピーダンス整合ネットワーク。
  24. 複数の高周波電源を負荷に接続するためのインピーダンス整合ネットワークを動作させる方法であって、前記ネットワークは、入力インピーダンスおよび出力インピーダンスを有し、前記負荷は、負荷インピーダンスを有し、前記ネットワークは、源インピーダンスを有する前記複数の高周波電源と等数の複数の高周波伝送線を含み、各伝送線は、第１の高周波結合器を介して、前記負荷に接続される前記伝送線によって、前記電源のそれぞれの対応する１つに接続され、各伝送線は、一対の直列に接続された伝送線区画を含み、前記対内の各区画は、前記電源の動作周波数において、波長の約１／１２の電気長を有し、
    前記方法は、
    一方の伝送線における前記伝送線区画間の直列接続と少なくとも１つの他方の伝送線における前記伝送線区画間の直列接続とをブリッジングする調節可能インピーダンスを提供するステップと、
    前記源インピーダンスを前記負荷インピーダンスに整合するように前記インピーダンスを調節するステップと
    を含む、方法。
  25. 前記ネットワークへの前記入力電圧および電流と、前記ネットワークの出力電力とを監視するステップと、
    監視された値に応答して前記インピーダンスを調節するステップと
    をさらに含む、請求項２４に記載の方法。
JP2013532824A 2010-10-06 2011-09-22 複数出力電源駆動式ｃｏ２ガス放電レーザのためのインピーダンス整合回路 Active JP5907974B2 (ja)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US39051610P 2010-10-06 2010-10-06
US61/390,516 2010-10-06
US13/029,953 US8648665B2 (en) 2010-10-06 2011-02-17 Impedance-matching circuits for multi-output power supplies driving CO2 gas-discharge lasers
US13/029,953 2011-02-17
PCT/US2011/052740 WO2012047533A1 (en) 2010-10-06 2011-09-22 Impedance -matching circuits for multi - output power supplies driving c02 gas -discharge lasers

Publications (3)

Publication Number Publication Date
JP2013539330A JP2013539330A (ja) 2013-10-17
JP2013539330A5 JP2013539330A5 (ja) 2014-11-06
JP5907974B2 true JP5907974B2 (ja) 2016-04-26

Family

ID=44800238

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2013532824A Active JP5907974B2 (ja) 2010-10-06 2011-09-22 複数出力電源駆動式ｃｏ２ガス放電レーザのためのインピーダンス整合回路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8648665B2 (ja)
EP (1) EP2625786B1 (ja)
JP (1) JP5907974B2 (ja)
CN (1) CN103314528B (ja)
WO (1) WO2012047533A1 (ja)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8781415B1 (en) * 2013-02-07 2014-07-15 Mks Instruments, Inc. Distortion correction based feedforward control systems and methods for radio frequency power sources
CN104716911A (zh) * 2013-12-13 2015-06-17 中兴通讯股份有限公司 一种射频功率放大器、基站及阻抗调整方法
US10229816B2 (en) 2016-05-24 2019-03-12 Mks Instruments, Inc. Solid-state impedance matching systems including a hybrid tuning network with a switchable coarse tuning network and a varactor fine tuning network
CN105846301B (zh) * 2016-06-04 2018-08-14 清华大学深圳研究生院 一种大功率小体积射频电源
WO2017218856A1 (en) * 2016-06-15 2017-12-21 The Regents Of The University Of Colorado, A Body Corporate Active variable reactance rectifier circuit and related techniques
EP3280224A1 (en) 2016-08-05 2018-02-07 NXP USA, Inc. Apparatus and methods for detecting defrosting operation completion
EP3280225B1 (en) 2016-08-05 2020-10-07 NXP USA, Inc. Defrosting apparatus with lumped inductive matching network and methods of operation thereof
JP2018117217A (ja) * 2017-01-17 2018-07-26 株式会社村田製作所 電力増幅モジュール
EP3503679B1 (en) * 2017-12-20 2022-07-20 NXP USA, Inc. Defrosting apparatus and methods of operation thereof
EP3547801B1 (en) 2018-03-29 2022-06-08 NXP USA, Inc. Defrosting apparatus and methods of operation thereof
US11800608B2 (en) 2018-09-14 2023-10-24 Nxp Usa, Inc. Defrosting apparatus with arc detection and methods of operation thereof
US10938358B2 (en) * 2018-10-31 2021-03-02 Kabushiki Kaisha Toshiba Digital power amplifier
US11166352B2 (en) 2018-12-19 2021-11-02 Nxp Usa, Inc. Method for performing a defrosting operation using a defrosting apparatus
US11039511B2 (en) 2018-12-21 2021-06-15 Nxp Usa, Inc. Defrosting apparatus with two-factor mass estimation and methods of operation thereof
JP7376059B2 (ja) * 2019-03-19 2023-11-08 学校法人 龍谷大学 スイッチ切り替え型可変容量、スイッチ切り替え型可変容量の設計方法、及びインピーダンス整合回路
CN111146678B (zh) * 2019-05-06 2021-04-23 南京瑞贻电子科技有限公司 大功率光纤激光器线性补偿的动态耦合控制装置及方法

Family Cites Families (54)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4013974A (en) 1976-03-22 1977-03-22 General Electric Co. Microstrip broadband avalanche diode amplifier
US4350958A (en) 1980-01-17 1982-09-21 Motorola, Inc. Impedance matching circuitry for radio frequency signal power amplifiers
US4311965A (en) 1980-04-14 1982-01-19 Hazeltine Corporation Modular amplifier with discrete power reduction switching
JPS61248606A (ja) * 1985-04-26 1986-11-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波電力増幅器
US4774481A (en) 1986-09-30 1988-09-27 Rockwell International Corporation Wideband transmission line signal combiner/divider
US4806944A (en) 1987-09-14 1989-02-21 General Electric Company Switchable matching network for an element of a steerable antenna array
US4945317A (en) * 1987-09-22 1990-07-31 Nippon Hoso Kyokai Matching circuit
US4885557A (en) 1988-08-08 1989-12-05 Barczys Daniel A Broadband constant voltage multicoupler
FR2652197B1 (fr) * 1989-09-18 1992-09-18 Motorola Semiconducteurs Borde Transformateurs du type symetrique-dissymetrique perfectionnes.
JP2628214B2 (ja) * 1989-10-16 1997-07-09 長野日本無線株式会社 アンテナの整合方法及びアンテナ整合装置
JPH03250807A (ja) * 1990-02-27 1991-11-08 Mitsubishi Electric Corp 電力合成形多段増幅器
US5008894A (en) 1990-03-30 1991-04-16 Synrad, Incorporated Drive system for RF-excited gas lasers
JPH0423605A (ja) 1990-05-18 1992-01-28 Fujitsu Ltd 増幅装置
US5040184A (en) 1990-06-04 1991-08-13 Raytheon Company Starter circuit for an RF laser
US5123028A (en) 1990-10-12 1992-06-16 Coherent, Inc. RF Excited CO2 slab waveguide laser
DE4232843A1 (de) 1992-09-30 1994-03-31 Siemens Ag Diffusionsgekühlter CO¶2¶-Bandleiterlaser mit reduzierter Zündspannung
US5264810A (en) 1992-10-16 1993-11-23 Rockwell International Corporation Signal power combiner and divider
US5311196A (en) 1993-07-16 1994-05-10 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Optical system for microwave beamforming using intensity summing
JPH07131096A (ja) 1993-11-05 1995-05-19 Toshiba Corp 高周波電源装置及びレーザ発振装置
JP2515963B2 (ja) * 1993-12-24 1996-07-10 株式会社日立製作所 高効率電力増幅器
US5712592A (en) 1995-03-06 1998-01-27 Applied Materials, Inc. RF plasma power supply combining technique for increased stability
US5543751A (en) 1995-07-21 1996-08-06 Motorola, Inc. Power combiner for use in a radio frequency system and a method of constructing a power combiner
US5602865A (en) 1995-11-14 1997-02-11 Synrad, Inc. RF-excited gas laser system
US5771026A (en) 1996-03-28 1998-06-23 Sti-Co Industries, Inc. Disguised broadband antenna system for vehicles
JPH10224123A (ja) 1997-02-06 1998-08-21 Nec Corp インピーダンス変換装置
US6384540B1 (en) 1997-02-24 2002-05-07 Advanced Energy Industries, Inc. System for high power RF plasma processing
JP3811551B2 (ja) 1997-09-17 2006-08-23 松下電器産業株式会社 高出力電力増幅器
US6201439B1 (en) 1997-09-17 2001-03-13 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Power splitter/ combiner circuit, high power amplifier and balun circuit
US6018280A (en) 1998-08-13 2000-01-25 American Microwave Technology Inc. Broad-band high-power RF combiner
US6097267A (en) 1998-09-04 2000-08-01 Lucent Technologies Inc. Phase-tunable antenna feed network
JP2000307313A (ja) 1999-04-16 2000-11-02 Mitsubishi Electric Corp 電力分配合成器
FI113582B (fi) 1999-06-11 2004-05-14 Nokia Corp Suurtaajuisen energian käsittelyelin
US6323742B1 (en) 1999-10-15 2001-11-27 Lucent Technologies Inc. RF smart combiner/splitter
US6559737B1 (en) 1999-11-24 2003-05-06 The Regents Of The University Of California Phase shifters using transmission lines periodically loaded with barium strontium titanate (BST) capacitors
US6788722B1 (en) 2000-07-10 2004-09-07 Coherent, Inc. High power waveguide laser
US7233217B2 (en) 2001-08-23 2007-06-19 Andrew Corporation Microstrip phase shifter
JP4088499B2 (ja) * 2002-08-28 2008-05-21 株式会社ダイヘン インピーダンス整合器の出力端特性解析方法、およびインピーダンス整合器、ならびにインピーダンス整合器の出力端特性解析システム
JP4071044B2 (ja) * 2002-02-08 2008-04-02 株式会社ダイヘン インピーダンス整合器の出力端特性解析方法、およびインピーダンス整合器、ならびにインピーダンス整合器の出力端特性解析システム
US7480571B2 (en) * 2002-03-08 2009-01-20 Lam Research Corporation Apparatus and methods for improving the stability of RF power delivery to a plasma load
JP4114001B2 (ja) * 2002-03-26 2008-07-09 凸版印刷株式会社 無線信号の送信・受信回路、並びに無線信号の送信・受信装置
US7164903B1 (en) 2003-06-10 2007-01-16 Smiths Interconnect Microwave Components, Inc. Integrated N-way Wilkinson power divider/combiner
US6999490B2 (en) 2003-07-21 2006-02-14 Coherent, Inc. Discharge igniter for a waveguide CO2 laser
FR2858492B1 (fr) 2003-07-31 2006-09-08 Cit Alcatel Amplificateur a grande dynamique de puissance de sortie
JP4248367B2 (ja) 2003-10-21 2009-04-02 島田理化工業株式会社 電力合成形高効率増幅器
JP4410129B2 (ja) * 2004-04-21 2010-02-03 三菱電機株式会社 周波数可変インピーダンス整合回路
JP4975291B2 (ja) * 2004-11-09 2012-07-11 株式会社ダイヘン インピーダンス整合装置
US7605673B2 (en) 2006-06-02 2009-10-20 Coherent, Inc. Transformer for impedance-matching power output of RF amplifier to gas-laser discharge
JP5317969B2 (ja) * 2006-07-12 2013-10-16 エプコス アクチエンゲゼルシャフト 負荷ラインの適応
US7973730B2 (en) 2006-12-29 2011-07-05 Broadcom Corporation Adjustable integrated circuit antenna structure
US7558308B2 (en) 2007-02-23 2009-07-07 Coherent, Inc. High power low inductance RF hermetic sealed feed-through for slab CO2 lasers
US7755452B2 (en) 2007-02-27 2010-07-13 Coherent, Inc. Power combiner
US7540779B2 (en) 2007-03-23 2009-06-02 Coherent, Inc. RF shielded, series inductor, high RF power impedance matching interconnector for CO2 slab laser
DK2599506T3 (en) 2007-11-06 2018-10-08 Creo Medical Ltd Microwave Plasma Masterization Applicator
US7970037B2 (en) 2009-06-10 2011-06-28 Coherent, Inc. Arrangement for RF power delivery to a gas discharge laser with cascaded transmission line sections

Also Published As

Publication number Publication date
WO2012047533A1 (en) 2012-04-12
CN103314528A (zh) 2013-09-18
US8648665B2 (en) 2014-02-11
CN103314528B (zh) 2016-08-17
JP2013539330A (ja) 2013-10-17
EP2625786A1 (en) 2013-08-14
US20120086519A1 (en) 2012-04-12
EP2625786B1 (en) 2016-08-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5907974B2 (ja) 複数出力電源駆動式ｃｏ２ガス放電レーザのためのインピーダンス整合回路
JP5767281B2 (ja) 周波数に基づいた出力変圧器インピーダンスバランシングを有する広帯域ａｆｔ電力増幅器システム
US8653889B1 (en) Doherty amplifier having compact output matching and combining networks
US8350642B2 (en) Power splitter/combiner
KR101466263B1 (ko) 트렌지스터 입력 부정합을 갖는 전력 증폭기
US8279009B2 (en) Distributed doherty amplifiers
JP2013539330A5 (ja)
JP4150314B2 (ja) ９０°ハイブリッド回路
US6518856B1 (en) RF power divider/combiner circuit
US8508296B1 (en) Tunable directional power combiner
RU2103805C1 (ru) Система распределенных усилителей
US11146224B2 (en) Broadband power combining arrangement
KR20050116385A (ko) 고 효율 증폭기 및 그의 설계 방법
EP3205015B1 (en) Amplifier circuit and method
JPH10200313A (ja) 高周波電力合成器
US7005942B2 (en) Non-switching adaptable 4-way power splitter/combiner
US20080231359A1 (en) Power divider/combiner and power dividing/combining method using the same
CN104221283A (zh) 根据多尔蒂原理的准宽带放大器
JP2007500961A (ja) 高い出力パワーダイナミクスを有する増幅器
EP3205016B1 (en) Amplifier circuit and method
US10797653B2 (en) Consecutive Doherty amplifier
US20170040956A1 (en) Circuits for power-combined power amplifier arrays

Legal Events

Date Code Title Description
A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20140912

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20140912

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20151118

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20151127

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20160318

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20160322

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5907974

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250