CN101073085A

CN101073085A - 用于改进对等离子体负载的rf功率传输稳定性的设备和方法

Info

Publication number: CN101073085A
Application number: CNA2005800419122A
Authority: CN
Inventors: 阿瑟·M·霍瓦尔德; 安德拉斯·库蒂; 安德鲁三世·D·贝利
Original assignee: Lam Research Corp
Current assignee: Lam Research Corp
Priority date: 2004-10-15
Filing date: 2005-10-12
Publication date: 2007-11-14
Anticipated expiration: 2025-10-12
Also published as: WO2006044722A3; JP2008517429A; CN101073085B; KR20070094886A; JP5290579B2; TW200628636A; KR101116587B1; US20060005928A1; WO2006044722A2; TWI403220B; US7480571B2

Abstract

公开了一种用于改进对等离子体负载的RF功率传输稳定性的方法(806)。该方法包括：在RF电源系统中的一个指定位置添加RF阻抗电阻器和/或RF功率衰减器，以降低阻抗导数同时保持阻抗匹配电路与RF传输线阻抗的调谐(804)。

Description

用于改进对等离子体负载的RF功率传输稳定性的设备和方法

技术领域

本发明涉及一种在等离子体处理系统中用于改进对等离子体负载的RF功率传输稳定性的设备和方法。

背景技术

等离子体处理系统已经面世一段时间了。在这几年中，采用电感耦合等离子体源、电子回旋加速器共振(ECR)源、电容源等的等离子体处理系统被引入并且不同程度地用于处理半导体衬底和玻璃面板。

在处理期间，通常采用多个沉积和/或蚀刻步骤。在沉积期间，材料被沉积到衬底表面(例如，玻璃面板或晶片的表面)上。例如，可以在衬底表面上形成包括多种形式的硅、氧化硅、氮化硅、金属等的沉积层。相反地，蚀刻可用于选择性地去除衬底表面上的预定区域中的材料。例如，可以在衬底的层中形成蚀刻的结构元件(例如，过孔、接触部、或沟槽)。应当注意，一些蚀刻过程可以采用在等离子体相对的表面上同时蚀刻并沉积膜的化学反应和/或参数。

可以使用各种等离子体生成方法(包括电感耦合、ECR、微波、以及电容耦合等离子体法)来生成和/或维持等离子体。在电感耦合等离子体处理室中，例如，电感源被用于生成等离子体。为了方便描述，图1示出了现有技术的电感等离子体处理室100，其用于在该实例中进行蚀刻。等离子体处理室100包括基本上圆柱形的室壁部分102、以及设置于介电窗106上的天线或感应线圈104。通常，天线104可操作地连接至第一射频(RF)电源108，如图所示，第一射频电源108可以包括RF发生器110和RF匹配网络112。RF发生器110可以例如4 MHz的频率运行。通常来说，来自RF发生器的RF信号可以是正弦波、脉冲、或非正弦波。介电窗106通常由诸如高电阻率碳化硅(SiC)的高电阻率介电材料形成。

在等离子体处理室100中，通常设置有一组进气端(未示出)，便于将气态源材料(例如，蚀刻源气体)引入在介电窗106与衬底114之间的RF感应等离子体区域中。将衬底114引入处理室100中并将其设置于卡盘116上。卡盘116通常作为电极，并且可操作地连接至第二RF电源118，如图所示，第二RF电源118可以包括RF发生器120和RF匹配网络122。RF发生器120可以例如13.56MHz的RF频率运行。如上所述，来自RF发生器120的RF信号与来自RF发生器的其它RF信号类似，可以是正弦波、脉冲、或非正弦波。

为了生成等离子体，处理源气体通过上述的进气端组被输入到室100中。然后，利用RF电源108向感应线圈104供电，以及利用RF电源118对卡盘116供电。由通过介电窗106连接的RF电源108所提供的RF能量激励处理源气体，从而生成等离子体124。

根据处理室具的体制造商和/或特定处理的需求，室100还可以设置有不同的组件。例如，还可以设置聚焦环、等离子体屏、磁体、压力控制环、热边缘环、各种气体注射喷嘴、探针、以及室衬里(chamber liner)等。为了简化说明，图1中省略了这些公知的组件。

通常来说，为了获得满意的蚀刻结果，保持蚀刻过程的密封控制是关键。所以，必须谨慎控制诸如天线RF电压、天线RF功率、偏置RF电压、偏置RF功率、等离子体密度、以及室中污染物的量等的参数。此外，在尽可能宽的处理窗上保持蚀刻过程的严密控制是重要的。在这点上，对等离子体负载的RF功率传输的稳定性是特别重要的问题。对于给定的处理方法，在处理期间使RF功率传输保持稳定以获得可靠的处理结果是关键。

本发明涉及用于改进等离子体处理室中对等离子体的RF功率传输稳定性的方法和设备，以及用于量化有助于以给定参数设置改进对等离子体的RF功率传输稳定性的参数的方法。

发明内容

在一个实施例中，本发明涉及一种用于配置等离子体处理系统的方法。该等离子体处理系统用于处理半导体衬底。该方法包括：提供RF电源配置，包括具有RF发生器输出的RF发生器；在运行期间第一RF传输线被连接以接收来自RF发生器输出的RF电流，该第一RF传输线具有特性阻抗，匹配网络具有基本等于第一RF传输线的特性阻抗的输入阻抗，该匹配网络用于通过第一RF传输线接收来自RF发生器的RF电流。该方法包括：将RF功率衰减器连接至RF发生器与匹配网络之间的电流路径中。

在另一实施例中，本发明涉及一种等离子体处理系统，其包括具有RF发生器输出的RF发生器。其包括被连接以接收来自RF发生器输出的RF电流的第一RF传输线，第一RF传输线具有特性阻抗。其还包括具有基本等于第一RF传输线的特性阻抗的输入阻抗的匹配网络，该匹配网络用于通过第一RF传输线接收来自RF发生器的RF电流。其进一步包括连接在RF发生器与匹配网络之间的电流路径中的RF功率衰减器。

在又一实施例中，本发明涉及一种用于处理半导体衬底的等离子体处理系统，其包括具有RF发生器输出的RF发生器。其包括连接至RF发生器输出的RF传输线，该RF传输线具有特性阻抗。其中进一步包括连接至RF传输线的匹配电路，该匹配电路具有第一电阻器和匹配网络，该匹配网络具有多个阻抗装置，其中，第一电阻器连接至多个阻抗装置中的一个的至少一端，以及其中，匹配电路的输入阻抗基本等于RF传输线的特性阻抗。

在另一实施例中，本发明涉及一种等离子体处理系统，其包括具有RF发生器输出的RF发生器。其包括被连接以接收来自RF发生器输出的RF电流的RF传输线，该RF传输线具有特性阻抗。其还包括具有与RF传输线的特性阻抗基本相等的输入阻抗的匹配网络，该匹配网络用于通过RF传输线接收来自RF发生器的RF电流，其中，匹配网络的输入阻抗与RF传输线的特性阻抗基本上都等于给定值，该给定值被设定为低于50Ω，RF发生器用于将RF功率传输至具有给定值的负载中。

在又一实施例中，本发明涉及一种用于配置等离子体处理系统的方法，该等离子体系统用于处理半导体衬底。该方法包括提供具有RF发生器输出的RF发生器。该方法进一步包括配置第一RF传输线以接收来自RF发生器输出的RF电流，该RF传输线具有特性阻抗。该方法还包括提供具有与RF传输线的特性阻抗基本相等的输入阻抗的匹配网络，该匹配网络用于通过RF传输线接收来自RF发生器的RF电流，其中，匹配网络的输入阻抗与RF传输线的特性阻抗基本等于给定值，该给定值被设定为低于50Ω，RF发生器用于将RF功率传输至具有给定值的负载中。

下面，将结合以下的附图和本发明的详细描述来更详细地描述本发明的这些和其它特征。

附图说明

通过实例示出了本发明，但是本发明不限于此，在附图中，相同的参考标号表示相同的元件，其中：

为了方便描述，图1示出了用于蚀刻的现有技术的电感等离子体处理室；

图2是示出用于在示例性电感耦合等离子体处理室中，将RF功率传输至等离子体的示例性RF功率传输配置的各个电子组件的框图；

图3更详细地示出了图2的源RF功率系统；

图4A是示出在某些源RF传输功率设定点处经受源RF功率传输处理的不稳定性的示例性曲线图；

图4B示出了当源RF传输功率变得不稳定时观察到的等离子体发光；

图5象征性地示出了匹配网络输入阻抗Z_M、负载阻抗Z_T、以及发生器输出功率P_G之间的关系；

图6示意性地示出了P_G与Z_T以及Z_T与P_G的相互关系，其中，P_G是实数且Z_T是复数；

图7A模拟了在时标快于发生器反馈控制带宽时出现发生器负载阻抗改变的情况下包括具有输出阻抗Z_OUT和负载阻抗Z_LOAD的RF电压源的RF发生器；

图7B示出了当针对时标快于发生器反馈电路响应时间出现了负载阻抗Z_LOAD改变时，作为理想RF发生器的负载阻抗Z_LOAD的函数的示例性RF功率输出等值线；

图8A、8B、8C、8D、和8E是示出利用附加电阻来减少阻抗导数并改进等离子体稳定性的本发明各个实施例的示例性电路图；

图9示出了通过诸如R_Y的附加电阻有意地减小阻抗导数，以减小阻抗导数并改进等离子体稳定性的另一实施例；

图10A示出了通过使用RF功率衰减器来减小阻抗导数的另一实施例；

图10B示出了示例性∏型RF功率衰减器的配置；

图11示出了本发明的另一实施例，其中，通过将RF传输线设计成具有较低特性阻抗R₀来减小阻抗导数；

为了进一步说明本发明的非显而易见性，图12示出了仅消耗附加电阻器的功率而不会具有改进RF功率稳定性的优点的实施例；

图13A和图13B示出了减小阻抗导数对于RF功率传输稳定性的影响；

图14示出了便于

计算的L匹配网络的复合阻抗；

图15示出了便于

计算的T匹配网络的复合阻抗；

图16示出了根据本发明一个实施例的用于确定附加的电阻值(例如，图8A中的R_X)以使不稳定的等离子体更稳定的技术；

图17A将等离子体表示为示图，其具有沿着x轴标出的实部以及相对于y轴标出的虚部

图17B示出了对于示例性RF发生器的RF发生器的稳定操作区域；

图17C示出了对于示例性RF发生器的发生器输出功率乘以等离子体阻抗导数的值，该值是永远稳定的而不用考虑的相位；

图17D示出了对于示例性RF发生器的发生器输出功率乘以等离子体阻抗导数的值，该值是稳定的但是由于

相位的改变可以变得不稳定；以及

图17E示出了对于示例性RF发生器的区域图，其中，

导致不稳定操作，而不是由于的相位。

具体实施方式

现在，将参照在附图中所示的本发明的几个优选实施例详细描述本发明。在以下描述中，阐述了许多具体细节以提供对本发明的透彻理解。然而，对于本领域技术人员显而易见的是，没有这些具体细节中的一些或全部也可以实施本发明。在其他实例中，没有详细描述众所周知的过程步骤和/或结构，以免使本发明产生不必要的模糊。

为了论述相对于传输的RF功率的电子负载阻抗导数对RF功率稳定性的影响，示例性RF功率传输配置的简要评述是有用的。图2是示出了示例性RF功率传输配置的各个电子组件的方框图，其涉及将RF功率传输至在示例性电感耦合等离子体处理室中的等离子体。应当记住，尽管为了方便描述而任意选择了电感耦合等离子体处理系统，但本发明同样可以很好的应用于电容耦合等离子体处理系统，以及使用其它方法来生成和/或保持其等离子体的其它等离子体处理系统。

图2中示出了连接至控制计算机204和源RF天线206的源RF电源系统202。控制计算机204是反馈控制回路的一部分，其采用来自传感器208和210、和/或来自源RF发生器212的反馈来控制源RF发生器212和阻抗匹配网络214。传感器208包括用于监控反映源RF发生器212性能的参数的传感器。由此，可以通过传感器208来测量参数，例如，RF电流和电压的大小和/或相位、从源RF发生器至阻抗匹配网络的前向RF功率、从阻抗匹配网络至源RF发生器的反射RF功率等。由控制计算机204和源RF发生器212来使用由传感器208获得的信息，以在处理期间调节来自源RF发生器212的RF功率传输。

传感器210包括用于监控反映阻抗匹配网络214性能的参数的传感器。由此，可以通过传感器210来测量参数，例如，RF电流和电压的大小和/或相位、从源RF发生器至阻抗匹配网络的前向RF功率、从阻抗匹配网络至源RF发生器的反射RF功率等。在操作期间，源RF发生器生成RF功率，如图所示，该功率通过源RF传输线216和阻抗匹配网络214被传输至源RF天线206。

在图2中，还示出了偏置RF电源系统222，其连接至控制计算机204和偏置RF电极226。在偏置RF电源系统222中，控制计算机204起到类似作用。即，控制计算机204是反馈控制回路的一部分，其采用来自传感器228和230、和/或来自偏置RF发生器232的反馈来控制偏置RF发生器232和阻抗匹配网络234。传感器228和230执行的功能与源RF电源系统202中的传感器208和210所执行的功能类似。在操作期间，偏置RF发生器232生成RF功率，如图所示，该功率通过偏置RF传输线236和阻抗匹配网络234被传输至偏置RF电极226。

图3更详细地示出了图2的源RF电源系统202，包括在系统中的各个点处标记各个电参数。在图2中，为了方便描述，随意地将阻抗匹配网络选择为T型匹配网络。然而，应当注意，本发明也可以采用其它类型的匹配网络，例如，L型或∏型匹配网络。

参照图3，示出了具有表示等离子体复数阻抗的等离子体阻抗Z_P的等离子体。

Z_P＝R_P+jωL_P，其中，R_P和L_P分别是等离子体电阻和电感，

j = \sqrt{- 1},

并且ω＝2πf(f是RF频率，以Hz为单位)。

对于该电感等离子体源的实例，可以将等离子体模拟为变压器的二次回路，其中，RF天线是变压器的一次回路。在该模型中，将等离子体阻抗Z_P转换为与天线串联的有效阻抗Z_S。

Z_S＝R_S+jX_S，其中，通过下式给定R_S和X_S(电阻)：

R_{S} = (\frac{ω^{2} M^{2} R_{P}}{R_{P}^{2} + ω^{2} L_{P}^{2}})

X_{S} = (\frac{- ω^{3} M^{2} L_{P}}{R_{P}^{2} + ω^{2} L_{P}^{2}})

其中，M是电感L_A和L_P之间的互感系数。

(例如，在Albert Lamm的“Observations Of Standing Waves OnAn Inductive Plasma Cell Modeled As A Uniform Transmission Line”，J.Vac.Sci.Technol.A15.2615(1997)中可以获得该导数，其全部内容结合与此作为参考。)

源RF天线电感L_A(以亨利为单位)可归因于图2的源RF天线206。

X_A＝ωL_A是源RF天线的感抗，以欧姆为单位。

出于描述的目的，随意地将图2的阻抗匹配网络214选择为图3中的T型匹配网络，其由三个示例性的电容器表示：C_a、C_b、和C_c，其中，C_a和C_c可以是可调的。尽管可以使用电感器、或电容器和电感器的组合，但是在图3中，阻抗匹配网络是通过电容器实现的。此外，还示出了与源RF天线电感L_A串联的终接电容器C_d。

X_{a} = \frac{- 1}{ω C_{a}};

X_{b} = \frac{- 1}{ω C_{b}};

X_{c} = \frac{- 1}{ω C_{c}}

为电容器C_a、C_b、和C_c的容抗，以欧姆为单位。

X_{d} = \frac{- 1}{ω C_{d}}

是终接电容器C_d的容抗，以欧姆为单位。

Z_M是阻抗匹配网络的输入阻抗，包括有效串联等离子体阻抗Z_S、源RF天线电感L_A、匹配网络部件C_a、C_b、和C_c的阻抗、以及任一终接电容器C_d的阻抗。

Z_M＝R_M+jX_M

R_{M} = \frac{X_{b}^{2} R_{S}}{R_{S}^{2} + {(X_{b} + X_{3})}^{2}}

X_{M} = \frac{X_{b} R_{S}^{2} + X_{b} X_{3} (X_{b} + X_{3})}{R_{S}^{2} + {(X_{b} + X_{3})}^{2}} + X_{a}

其中，X₃＝X_c+X_S+X_A+X_d

在阻抗匹配网络的通常操作中，通常调节电容器C_a和C_c使得X_M＝0以及R_M＝R₀，其中，R₀是源RF传输线的特性电阻。

通过源RF传输线将阻抗匹配网络的输入阻抗Z_M转换为通过下式给定的转换值Z_T：

Z_{T} = R_{0} \frac{Z_{M} + j R_{0} \tan (2 πL / λ)}{R_{0} + j Z_{M} \tan (2 πL / λ)}

等式1

其中，R₀是RF传输线的特性电阻，L是RF电缆的长度，以及λ是传输线(假设为无损耗电缆)中RF波的波长。(例如，见Electronics Engineers’Handbook，第三版，D.Fink和D.Christiansen编写，McGraw-Hill，NY，1989，9-3页)

通常，调谐的操作为X_M＝R₀，并且Z_T＝R₀。

P_G表示发生器输出功率，以瓦特为单位，而P_P表示实际传输至等离子体的功率。P_G等于P_P加上返回至发生器或匹配电路元件中消耗的所有功率之和。

如上所述，为了实现满意的处理结果，RF功率传输的稳定性是非常重要的。图4A是示出在特定源RF传输功率设定点处经历源RF功率传输不稳定性的处理的示例性曲线图。在示例性的图4A中，当源RF传输的功率设定点高于370瓦特时，处理是稳定的。低于370瓦特时，传输至等离子体的源RF功率不再稳定，并且反射的RF功率(例如，由图2的传感器208测量的)变得很高。

图4B示出了当源RF传输功率变得不稳定时观察到的等离子体发光。如所知的，带宽发光强度起伏很大，在不稳定周期期间其具有超过25％的摆动幅度。本领域的技术人员能够理解，这种起伏严重地恶化了处理结果并且必需被校正。

在过去，通过测试不同的RF发生器/传输电线长度组合直到由所选的处理方法实现了稳定RF功率传输，来处理RF功率传输不稳定的问题。已经通过电学术语描述了示例性的电感耦合源RF电源系统的特征，现在将根据图2和图3的特征描述来论述对于任意RF电源系统的RF功率稳定性的问题。

通常，负载阻抗Z_L(如通过匹配网络得到的)包括依赖于传输至等离子体的功率P_P的Z_S。匹配网络将负载阻抗Z_L转换为匹配网络输入阻抗Z_M。因此，匹配网络输入阻抗Z_M是传输至等离子体的功率P_P的函数，或者

Z_M＝Z_M(P_P)

通常，当匹配网络调谐时，Z_M是(50+0j)Ω。

RF发生器系统通常包括用于将发生器前向(即，输出)功率或传输功率(即，前向功率减去反射功率)保持在某一预选值的主动反馈回路。对于在慢于反馈电路的响应时间的时标上出现的负载阻抗ZT(如通过发生器得到的)的改变，由于反馈电路的，发生器前向(或传输)功率将保持恒定，以操作反馈电路。

然而，发生器输出功率P_G会随着类似于或快于反馈电路的响应时间的时标上出现的负载阻抗Z_T的变化而改变。因此，对于类似于或快于反馈电路的响应时间的时标，发生器输出功率P_G是负载阻抗Z_T的函数，或者

P_G＝P_G(Z_T)

如上所述，负载阻抗Z_L(如通过匹配网络得到的)取决于传输至等离子体的功率P_P。对于在慢于阻抗匹配网络的响应时间的时标上出现的等离子体阻抗Z_S的变化，匹配网络输入阻抗Z_M＝R₀，并且匹配网络输入阻抗Z_M和负载阻抗Z_T不依赖于传输至等离子体的功率P_P和发生器输出功率P_G。

然而，在等于或快于阻抗匹配网络的响应时间的时标上出现的等离子体阻抗Z_S的变化导致Z_M≠R₀，并且负载阻抗Z_T是传输至等离子体P_P的函数，或Z_T＝Z_T(P_P)。如果P_G与P_P之间的关系已知，则可以将负载阻抗表示为P_G的函数，如下所示：

Z_T＝Z_T(P_G)

图5中象征性地示出了匹配网络输入阻抗Z_M、负载阻抗Z_T、以及发生器输出功率P_G之间的关系。

应当认为，RF功率传输的不稳定性取决于发生器负载阻抗Z_T与发生器输出功率P_G之间的反馈回路的回路增益。更具体地，负载阻抗Z_T与发生器输出功率P_G之间相互影响的回路的总增益基本上导致了RF功率传输的不稳定性。

对于当Z_T的值大约为R₀的值时负载阻抗Z_T小的改变，可以将Z_T与发生器输出功率P_G的相关性表示为导数

\frac{{&PartialD; Z}_{T}}{&PartialD; P_{G}} |_{Z_{T} = R_{O},}

其是复数。

发生器输出功率P_G与负载阻抗Z_T的相关性可以表示为梯度P_G(Z_T)，其也是复数。

图6中示意性地示出了Z_T与P_G的相互关系以及P_G与Z_T的相互关系，其中P_G是实数并且Z_T是复数。RF功率传输系统稳定或不稳定的趋向取决于

其中·是点乘。

此外，假设当

的值减少时，传输至等离子体的RF功率趋于更加稳定。根据本发明的一个方面，

的减少是通过发生“消耗”一部分RF发生器输出功率P_G的技术来实现的，从而需要增加P_G以保持传输至等离子体的相同功率P_P。然而，需要确定RF发生器输出功率P_G的增加不会引起P_G(Z_T)的不利改变，P_G(Z_T)可消除减少

的好处。图7A和7B示出了与其相反的情况。

当在快于发生器反馈控制带宽的时标上出现发生器负载阻抗变化时，可以将RF发生器模拟为具有输出阻抗Z_OUT和负载阻抗Z_LOAD的RF电压源。图7A示出了该模型。

对于该模型，观察到存在标准化的功率输出等值线，其由发生器特性确定并且具有普通形状G(Z_LOAD)(与输出功率无关)。图7B示出了当快于发生器反馈电路响应时间的时标中出现的负载阻抗Z_LOAD变化时，作为假定RF发生器的负载阻抗Z_LOAD的函数的示例性RF功率输出等值线。在图7B中，随意地将发生器输出阻抗Z_OUT选择为(5+0j)Ω，并且RF发生器具有50Ω的负载中的100％额定输出功率。输出功率在40Ω负载中是120％，以及在60Ω负载中是86％。尽管实际上典型发生器的输出阻抗的虚部不是零，而典型发生器的输出阻抗的实部都很低(大约几个欧姆)，但为了保持高效率，假设的发生器可以适当地模拟典型RF发生器。包括非零虚部将略微改变功率等值线的形状，但不会改变这些等值线存在的前提。

应当注意，在对于大大慢于发生器反馈电路的响应时间出现的负载阻抗Z_LOAD的情况下，发生器反馈电路趋向于将输出功率保持基本恒定。此外，对于在与发生器反馈电路响应时间大约相同的时标上出现的负载阻抗Z_LOAD的改变，输出功率取决于反馈电路的详情，并且功率等值线可以具有比图7B所示的更复杂的形状。

在负载阻抗Z_LOAD的改变快于发生器反馈电路响应时间的情况下，可以通过单个发生器的具体特性来确定RF功率等值线，该等值线具有与输出功率无关的一般形状G(Z_LOAD)。假设关于负载阻抗R₀的发生器输出功率为P_G(R₀)，则通过下式给出对于任一其它负载阻抗Z_LOAD的发生器输出功率：

P_G(Z_Load)＝P_G(R₀)*G(Z_LOAD)，以及 P_G＝P_GG

在该假设之下，可以通过下式来确定RF功率传输的稳定性：

\frac{{&PartialD; Z}_{T}}{&PartialD; P_{G}} \cdot {&dtri; P}_{G} = P_{G} \frac{{&PartialD; Z}_{T}}{{&PartialD; P}_{G}} \cdot &dtri; G = P_{G} \frac{{dP}_{P}}{d P_{G}} \frac{&PartialD; Z_{T}}{&PartialD; P_{P}} \cdot &dtri; G

等式2

其中，项G取决于发生器的特性，并且通常与发生器输出功率P_G无关。项

取决于等离子体的特性(由气体合成、压力、传输功率P_P等限定)、阻抗匹配网络、以及RF传输线的长度。此外，应当注意，RF传输线的长度影响方向，而不影响阻抗导数的大小(见附录A)。

可以得出，对于给定的RF发生器，相比于具有高的

值的等离子体，具有低的值的等离子体(由气体合成、压力、传输功率P_P等限定)在更宽的RF传输线长度范围内是稳定的。

从这些观察和推导中可以理解，可以通过至少两种机制来改进对等离子体负载的RF功率传输的稳定性：改变阻抗匹配网络以减小在Z_T＝R₀时估算的

的大小。这种改进可以通过任何现有的或未来的RF发生器来执行；并改变发生器输出特性以减少

| &dtri; G | = \frac{1}{P_{G}} | &dtri; P_{G} |

的大小。

在一个实施例中，可以通过有意地引入与匹配网络输入串联的和/或连接至匹配网络阻抗装置的一个端子的附加电阻，以使流入输入端子的电流也流过附加电阻，来减小

的值(例如，将在稍后讨论的图8B和8D所示的情况)。

作为这里采用的术语，匹配网络具有输入端子和输出端子。匹配网络的输入端子表示向RF发生器设置的端子，而匹配网络的输出端子表示向负载(例如，RF天线)设置的端子。

对于该实施例，包括现有匹配网络和附加电阻器的匹配电路保持调谐，即，非失谐的。作为其中采用的术语，当匹配电路的输入阻抗基本上等于RF传输线的特性阻抗(即，认为这两个值在工业允许的容差内，这是因为在现实世界中绝对精确的匹配是不可能或不一定能够实现的)时认为匹配电路是调谐的，或者处于调谐状态。

图8A是示出该实施例的示例性电路图。在图8A中，插入与T-匹配网络802的输入串联的功率电阻器R_X。为了方便论述，假设R_X具有25Ω的值。即使此时匹配网络802本身仅调谐至25Ω(即，Z_M1＝25+0jΩ)，但是与匹配网络802的输入串联添加的高功率25Ω RF电阻器可以使包括R_X的改变的匹配电路保持调谐至50Ω(即Z_M2＝50+0j)。将匹配网络802调谐至Z_M1＝25Ω有效地将R_M值减半，并且根据附录C的等式C6，将阻抗导数

减半。

可以得出，匹配网络将Z_S转换为Z_M1＝(25+0j)Ω，并且在处理中将阻抗导数以

| \frac{{dZ}_{M 1}}{d Z_{S}} | = \frac{25 Ω}{R_{S}}

的比率放大。但是由于Z_M2＝25Ω+Z_M1(25Ω部分不取决于传输至等离子体的功率P_P)，所以

| \frac{{&PartialD; Z}_{M 2}}{&PartialD; P_{P}} | = | \frac{&PartialD; Z_{M 1}}{&PartialD; P_{P}} | = \frac{25 Ω}{R_{S}} * | \frac{&PartialD; Z_{S}}{&PartialD; P_{P}} |,

其仅是未改变的匹配网络的值

的一半。

通过下式给出了被认为是造成不稳定性的原因的总回路增益：

P_{G} \frac{&PartialD; Z_{T}}{&PartialD; P_{G}} \cdot &dtri; G = P_{G} \frac{{dZ}_{T}}{d Z_{M}} \frac{d Z_{M}}{{dZ}_{S}} \frac{{dP}_{P}}{{dP}_{G}} \frac{&PartialD; Z_{S}}{&PartialD; P_{P}} \cdot &dtri; G .

在R_X＝25Ω的该实例中，P_G为对于R_X＝0情况的两倍，的大小等于1，

具有对于R_X＝0情况一半的大小，

\frac{{dP}_{P}}{d P_{G}} = 0.5,

并且

和G相同，所以实际效果是回路增益的大小减小了因数2x。

应当注意，在这种情况下，包括匹配网络802和电阻器R_X的匹配电路806保持与RF传输线的特性阻抗的调谐。不存在从匹配网络反射的RF功率。发生器接近一半的功率将消耗在25Ω的电阻器R_X中，所以发生器输出P_G应当是传输至等离子体的相同功率P_P的两倍。此外，电阻器R_X需要处理大量功率消耗，并且应当进行适当地选择和/或设计。例如，在一些情况中，可以采用液体冷却的高功率电阻配置。

应当注意，在图8A中，尽管示出了电阻器沿流经可变电容器C_a的电流路径设置于匹配网络的可变电容器C_a左侧(即，该电阻器设置于RF传输线与匹配网络的输入端子之间)，但是该电阻器也可以设置于可变电容器C_a与匹配网络的端子804之间(图8A中的T-接点)。在另一实施例中，在连接至地之前，匹配网络802的可变电容器C_b和终接电容器C_d连接在一起。图8B中示出了这种情况。在这种情况中，可以沿流经由电容器C_b和C_d并联形成的等效阻抗与地的电流路径设置电阻器R_X。

此外，尽管应当注意对于L-匹配网络和∏匹配网络(见本文附录B和C)同样可以获得分析结果，但是在图8A中，采用了T-匹配网络作为实例。在L-匹配网络中，例如，可以如图8C所示地将附加电阻设置于RF传输线与L-匹配网络的输入端子之间，或者可以串联设置在由阻抗元件Z_L1和Z_L2并联形成的等效阻抗与地之间(如图8D所示)。在任一情况(例如，图8C或图8D)中，认为附加电阻与匹配网络的输入串联。

在图8C的L-匹配网络(并且与图8D类似)的情况中，附加电阻可选地被设置在位置840或842处。尽管当附加电阻设置于位置840或842时不认为将附加电阻与匹配网络的输入串联，但是将附加电阻设置这些位置同样会减小阻抗导数并改进等离子体的稳定性。

在诸如图8E所示的∏-匹配网络的情况下，例如，可以将附加电阻设置于∏-匹配网络的输入端子862与线路侧T-接点860之间由参考标号850表示的位置。例如，附加电阻可以选择性地设置于∏-匹配网络的线路侧T-接点860与电容器Z_∏2之间由参考标号858表示的位置。例如，附加电阻可以选择性地设置于∏-匹配网络的电极侧T-接点864与电容器Z_∏3之间由参考标号856表示的位置。例如，附加电阻可以选择性地连接在∏-匹配网络的线路侧T-接点860与∏-匹配网络的电极侧T-接点864之间由参考标号852表示的位置。关键在于附加电阻连同调谐至较低值的匹配网络要与具有基本上等于RF传输线的特性阻抗的输入阻抗的匹配电路相结合。

例如，当在位置852、856、或858形成附加电阻时，将阻抗导数减小特定百分点所需的附加电阻的值不同于在与匹配网络的输入阻抗串联(例如，在位置850)形成附加电阻R_X时，将阻抗导数减小相同百分点所需的附加电阻R_X的值。

此外，匹配网络(T-匹配网络802、或L-匹配网络、或∏-匹配网络)的可变阻抗元件可以使用电感器或电感器/电容器的组合来替代。期望的是，可以上述方式类似地将电阻器R_X设置到将电感器或电感器/电容器的组合用于匹配网络的阻抗元件的RF电源系统中。

此外，尽管为了方便论述选择25Ω作为R_X的值，但是R_X可以具有任一期望值。在一个实施例中，附加电阻器的电阻值在匹配电路(例如，图8A中的806)总输入阻抗的10％至90％之间。在另一实施例中，电阻器的电阻值在匹配电路总输入阻抗的20％至80％之间。因此，当附加电阻器R_X的电阻值大于沿现有RF电源系统中的相同电流路径的通常固有阻抗时可以改变附加阻抗，从而在向给定处理提供期望的等离子体稳定效应的同时减小功率“消耗”。

此外，附加电阻器R_X还可以是可变电阻器或开关电阻器。即，可以根据不同的处理，来改变附加电阻器R_X的阻值，或者在不需要时断开电阻器。例如，某些处理可以在无需使用电阻器R_X的情况下也是稳定的。在这种情况下，可以断开电阻器R_X，并且仅当另一处理方法需要其额外的等离子体稳定效应时接通。因为电阻器越大“消耗”的功率就越多，所以优选地，采用可变电阻器，从而可以采用足以向给定处理提供期望的等离子体稳定效应的适当大小的电阻值。

应当注意的一点是，电阻器R_X不必是分立电阻器。例如，可以将低电导率(例如，较高电阻率)的材料用于诸如固定电感器的元件(例如，在某些匹配网络中使用的那些电感器)，诸如在RF传输线与匹配网络的输入之间导体或母线(strap)的连接器，或者沿着相关电流路径的匹配网络元件之间(例如，在图8A的实例中的电容器C_a与端子804)的连接器。低电导率的材料表示材料的电阻高于与普通导体(例如，铜、镀银的铜、铝、或其合金)相关的电阻，例如，其可以包括316不锈钢、镍铬铁合金、镍铬合金、石墨、SiC等。关键在于电阻器R_X通常会大于普通导体的固有电阻，并且可以多种方式实现。

图9示出了另一可选的实施例，其中，通过有意地附加与有效串联等离子体阻抗串联的电阻R_Y来减小阻抗导数。参照附录C的等式C6，通过以新的阻抗Z_S+R_Y＝X_S+R_S+R_Y来代替阻抗Z_S＝X_S+R_S基本上实现了图9的示例性电路。因此，附录C的变更等式C6为：

| \frac{{dZ}_{M}}{d (Z_{S} + R_{Y})} | = \frac{R_{M}}{R_{S} + R_{Y}} .

在这种情况下，由于R_Y是定值电阻器，其值不取决于传输至等离子体的功率P_P，并且

| \frac{{dZ}_{M}}{d (Z_{S} + R_{Y})} | = | \frac{{dZ}_{M}}{d Z_{S}} | .

通过添加电阻器R_Y，相对于串联等离子体阻抗Z_S的匹配网络输入阻抗Z_M的变化量，会比不存在R_Y时低因数

在该实例中，发生器输出功率P_G的分数

消耗在电阻器R_Y中，因此发生器输出功率必须增加因数

以使传输至等离子体的功率P_P保持不变。

P_{G} \frac{&PartialD; Z_{T}}{&PartialD; P_{G}} \cdot &dtri; G = P_{G} \frac{{dZ}_{T}}{d Z_{M}} \frac{{dZ}_{M}}{d Z_{S}} \frac{{dP}_{P}}{d P_{G}} \frac{&PartialD; Z_{S}}{&PartialD; P_{P}} \cdot &dtri; G .

相对于没有附加电阻R_Y的情况，附加电阻器R_Y需要P_G增加因数

的大小等于1，

的大小减小了因数

减小了

并且和G不变，所以实际效果是回路增益的大小减小了因数

应当注意，优选地，包括匹配网络902和附加电阻器R_Y的匹配电路仍然调谐至RF传输线的特性阻抗，例如，50Ω。例如，在通过附加电阻器R_Y来改进现有匹配电路的情况中，可以在添加附加电阻器R_Y之后调谐匹配网络的阻抗元件，以将匹配网络的输入阻抗调谐为基本等于RF传输线的特性阻抗。

如果在该实例中R_S＝R_Y，则不稳定的回路增益大小仅为不存在R_Y情况下的一半。对于R_S＝R_Y的实例，大约一半的发生器功率将消耗在电阻器R_Y中，所以发生器输出功率P_G应当至少为传输至等离子体的相同功率P_P的两倍。如图8A所示的实例，电阻器R_Y需要处理大量的功率消耗并且应当进行相应的选择。此外，在图9的情况中，R_Y等于R_S，其基本上低于25Ω。应当注意的一点是，图9中由电容器C_b、C_c、和L_A形成的谐振电路两端的电压很高。在选择电阻器R_Y时需要考虑到这些因素。

应当注意，在图9中，尽管示出了电阻器R_Y沿流经感应线圈(表示为源RF天线电感L_A)的电流路径设置于匹配网络的可变电容器C_c与感应线圈之间，但电阻器R_Y可以设置于沿电流回路的其它位置。例如，电阻R_Y可以设置于图9中可选位置910、914、916、918、920、或922中的任意一处。

此外，应当注意，尽管L-匹配网络和∏-匹配网络也可以获得类似的结果(见本文的附录B和C)，但是在图9中，将T-匹配网络用作实例。在L-匹配网络的情况中，图9的电容器C_c和C_b可被认为是T-匹配网络的两个电容器(图中没有电容器C_a并且电容器C_c为可变的)。在这种情况下，例如，电阻器R_Y可以连接至对T-匹配网络的论述中的相同位置处。∏-匹配网络的情况与之类似。

此外，代替使用电感器，可采用匹配网络(T-匹配网络、或L-匹配网络、或∏-匹配网络)的阻抗元件。所期望的是，可以上述利用用于匹配网络的阻抗元件的电感器的RF电源系统中的方式类似地设置电阻R_Y。

应当注意，尽管为了减化论述选择R_Y具有R_S值(即，串联等效等离子体负载电阻)，但是R_Y可以具有任一期望值(因此，这无疑会改变功率消耗量以及稳定性改进的等级)。在一个实施例中，附加电阻器的电阻值在电阻R_S+R_Y的10％至90％之间。在另一实施例中，电阻器的电阻值在电阻R_S+R_Y的20％至80％之间。因此，在附加电阻器R_Y的电阻值大于沿现有RF电源系统中的相同电流路径的普通固有阻抗时可以改变附加电阻器R_Y的电阻值，从而在向给定处理提供期望等离子体稳定质量的同时减小了功率“消耗”。

此外，附加电阻器R_Y还可以是可变电阻器或开关电阻器。即，，附加电阻器R_Y的阻值可以根据不同的处理而改变，或者在不需要时断开。例如，某些处理在无需使用电阻器R_Y的情况下也可以稳定。在这种情况下，电阻器R_Y可以断开，并且仅当另一处理方法需要其额外的等离子体稳定效应时接通。因为电阻器越大则“消耗”的功率就越大，所以优选地，可以采用可变电阻器，从而可以采用足以向给定处理提供期望的等离子体稳定效应的适当大小的电阻值。

应当注意的一点是，电阻器R_Y不必是分立电阻器。例如，可以将低电导率的材料用于诸如固定电感器的元件(例如，在某些匹配网络中使用的那些电感器)，诸如沿着相关电流路径(例如，沿经过可变电容器C_b和C_c、Z_S、电感器L_A、以及C_d的电流回路)的匹配网络元件与其端子之间的导体或母线，或者沿着相关路径的各部件之间的连接器。低电导率的材料表示材料的电阻高于与普通RF导体(例如，铜、镀银的铜、铝、或其合金)相关的电阻，例如可以包括316不锈钢、镍铬铁合金、镍铬合金、石墨、SiC等。关键在于电阻器R_Y通常会大于普通导体的固有电阻，并且可以多种方式实现。

图10A示出了通过使用RF功率衰减器来减小阻抗导数的另一实施例。应当注意，尽管通过多种不同衰减器配置中的任一种(包括∏型网络(图10b)、L型网络、桥接T型网络等)也可以获得相同的结果，但是在图10A中，衰减器由排列成T型网络的三个电阻组成。

如图10A所示，如图所述，将RF功率衰减器1002和RF传输线1004串联地插入RF传输线1006与匹配网络1008之间。应当注意，在图10A的实例中，匹配网络1008仍然调谐至50Ω。在RF发生器1010的输出处存在50Ω的负载阻抗。在RF发生器的输出处，RF功率衰减器1002将负载阻抗转换为50Ω。换句话说，只要涉及阻抗，RF功率衰减器1002就本质上无效。然而，RF功率衰减器1002对于通过在一端输出阻抗之前以某一比率放大另一端的阻抗大小来改变阻抗是有效果的。

响应于阻抗的变化，可以根据需要改变电阻器R₁、R₂、和R₃的值，以获得期望的功率衰减。如果R₁＝R₃＝8.55Ω，并且R₂＝141.9Ω，则RF功率衰减器发送50％的功率并消耗50％的功率。

然而，如下所示，衰减器将

的大小减小为0.5。参照图10A，Z_M是匹配网络的输入阻抗，Z₄是由传输线1004转换的匹配网络的阻抗，Z₅是衰减器的输入阻抗，以及Z_T是由传输线1006转换的衰减器的输入阻抗。如附录A中所示，

和

的大小等于1.0。

衰减器1002具有由下式给出的输入阻抗Z₅：

Z_{5} = R_{1} + \frac{R_{2} (R_{3} + Z_{4})}{R_{2} + R_{3} + Z_{4}} = R_{1} + [R_{2} (R_{3} + Z_{4})] [R_{2} + R_{3} + Z_{4}]^{- 1}

对于Z₄＝50Ω以及上面给出的R₁、R₂、和R₃的值，Z₅＝50Ω。

可以对Z₅的等式求微分，以给出相对于Z₄改变的Z₅的变分：

\frac{{dZ}_{5}}{d Z_{4}} = R_{2} [{(R_{2} + R_{3} + Z_{4})}^{- 1} - (R_{3} + Z_{4}) {(R_{2} + R_{3} + Z_{4})}^{- 2}]

= \frac{R_{2}^{2}}{{(R_{2} + R_{3} {+ Z}_{4})}^{2}}

求Z₄＝50Ω处的值；

{| \frac{{dZ}_{5}}{d Z_{4}} |}_{Z_{4} = R_{0}} = \frac{{(141.9 Ω)}^{2}}{{(141.9 Ω + 8.55 Ω + 50 Ω)}^{2}} = \frac{1}{2}

同样，减小了由发生器得到的负载阻抗导数，并且改进了等离子体的稳定性。

应当注意，在图10A所示的情况中，匹配网络是调谐的，即，不是失调的。在图10A的实例中，大约一半的发生器功率将消耗在RF功率衰减器中，所以发生器的输出功率应当为传输至等离子体的相同功率P_P的两倍。应当注意，尽管将T型衰减器配置用于讨论图10A的实施，但是也可以采用其它类型的衰减器。例如，可以通过具有R1＝R3＝292.4Ω、R2＝17.6Ω的∏型衰减器来实现50％的衰减。图10B示出了这种∏型RF功率衰减器的配置。在任一RF功率衰减器配置中，响应于阻抗的改变，可以根据需要来改变组成电阻器的值，以获得期望的功率衰减。

P_{G} \frac{&PartialD; Z_{T}}{&PartialD; P_{G}} \cdot &dtri; G = P_{G} \frac{{dZ}_{T}}{d Z_{5}} \frac{{dZ}_{5}}{d Z_{4}} \frac{{dZ}_{4}}{{dZ}_{M}} \frac{{dZ}_{M}}{{dZ}_{S}} \frac{{dP}_{P}}{d P_{G}} \frac{&PartialD; Z_{S}}{&PartialD; P_{P}} \cdot &dtri; G

在衰减器消耗RF功率的1/2的实例中，P_G必须是原来的两倍，以使传输至等离子体的功率与没有衰减器时相同。

和

的大小等于1，

的大小等于0.5，

\frac{{dP}_{P}}{d P_{G}} = 0.5,

和G不变，所以实际效果是回路增益的大小减小因数2x。

与图8A和图9的情况相同，这里的匹配网络可以具有其它配置(例如，L-匹配网络、∏-匹配网络、变压器等)。此外，可以使用电感器来代替、或者使用电感器与电容器的组合来实现匹配网络中的阻抗装置。

应当注意，尽管图10A中示出了RF传输线1004和1006，但不是绝对必须具有两条RF传输线。例如，图10A的RF电源系统可以仅通过RF传输线1004来实现，或者可以仅通过RF传输线1006来实现。存在用于确定从RF发生器所得到的阻抗导数的相位的1004和1006的组合长度，并且该组合长度可以通过一条或多条RF传输线来形成。

图11示出了通过将RF传输线设计成具有较低的特性阻抗R0来减小阻抗导数的另一实施例。在图11的实例中，RF传输线1102具有25Ω的特性阻抗R₀，来代替广泛接受的50Ω。例如，可以采用并联的两个50Ω的RF线，以提供具有25Ω的特性阻抗R₀的RF传输线。在这种情况下，阻抗匹配网络1104调谐至25Ω的额定值，以代替广泛接受的50Ω，并且将RF发生器1106设计为以25Ω的负载运行，代替了广泛接受的50Ω。

匹配网络将Z_S转换为Z_M＝25Ω，并且在处理中将相对于等离子体传输功率P_P的阻抗导数放大

因此，

的大小仅为Z_M＝50Ω时的二分之一。

应当注意，在这种情况下，匹配网络再次调谐，即，不是失调的。然而，与图8A-8E、图9、以及图10A-10B的情况不同，部分发生器功率没有消耗在匹配电路中，以达到改进的稳定性。此外，尽管为了方便论述选择25 Ω作为RF传输线的特性阻抗值，但是可以将RF传输线的特性阻抗R₀减小任一的期望值(该值的改变无疑会阻抗导数减小的值)。

重要的是，实际上阻抗导数的大小减小了，而功率传输效率本身没有降低，这改进了RF功率传输稳定性。这一点是不明显的，并且需要强调。通过图11的实施证明了这一点，其中，无需消耗功率来改进RF功率传输稳定性。为了进一步描述本发明的非显而易见性，图12示出了仅在附加电阻器中消耗功率而不会带来改进RF功率传输稳定性的好处的实施。在图12中，在RF发生器1202与RF传输线1204之间串联添加了附加电阻器R_Z，在该实例中，该电阻器具有50Ω的特性阻抗。

为了简化论述，同样将附加电阻器R_Z的值给定为50Ω。下面，示出了尽管减小了传输功率，但是阻抗导数没有改变的证据。

{| \frac{d Z_{M}}{{dZ}_{S}} |}_{Z_{M} = R_{O}} = \frac{R_{O}}{R_{S}}

| \frac{{dZ}_{T}}{{dZ}_{M}} | = 1

| \frac{{dZ}_{6}}{d Z_{T}} | = 1

所以，

| \frac{{dZ}_{6}}{d Z_{T}} | = \frac{R_{O}}{R_{S}}

没有改变。

换句话说，对于附加电阻器R_Z＝50Ω，在

没有改变的情况下，发生器功率P_G消耗了一半。在图12的实施当中，对于R_Z＝50Ω，发生器1202(设计为50Ω负载)与总负载阻抗(为100Ω)之间存在失配。应当注意的一点是，在图12的情况中，由于失配程度会相对于等离子体阻抗的改变而改变，所以RF功率传输稳定性仍旧会受到影响。同样，当RF发生器遇到不同的负载(该负载改变计算G处的值)时，RF功率传输稳定性也会受到影响。

图13A和13B示出了减小阻抗导数对RF功率传输稳定性的影响。相对于图13A，示出了对于等离子体功率(P_P)与RF电缆长度的各种组合的两个示例性确定的不稳定性区域1302和1304。在图13中，通过采用RF功率衰减器(如图10所示)来减小阻抗导数，并且图13B的不稳定性区域1306基本上小于图13A中的不稳定性区域。

存在每个等离子体处理都具有某一

值的情况。该值是具有

的幅值和

θ = \arg (\frac{&PartialD; Z_{T}}{&PartialD; P_{G}})

的相位的复数。为了改进等离子体的稳定性，在一个实施例中，本发明包括确定可以附加至现有RF电源系统的电阻值，以将不稳定等离子体的值变为基本上相同和/或更接近稳定的等离子体的值。

图16示出了根据本发明一个实施例的用于确定附加电阻(例如，图8a中的R_X)值以使不稳定的等离子体更加稳定的方法。作为起始点，首先(在步骤1602和步骤1604中)确定两个值，

一个是不稳定等离子体的，另一个是稳定等离子体的。

对于稳定等离子体的

值可以是测量值，或者可以是对应于稳定等离子体已知的值的范围中选取的值。发明人相信，对任一适当处理(采用以任一适当参数设定的任一气体)都可以获得对于稳定等离子体的

值。一旦等离子体处理系统获得了对于一个或多个稳定等离子体的目标值，则可以将相关处理的值减小至获得的目标值，从而产生对于相关处理的稳定等离子体。

对于不稳定等离子体的

值可以是测量值，或外推值，例如，在难以对不稳定等离子体进行测量的情况下。例如，可以等离子体被认为是稳定的情况下的参数设定来进行

的测量，之后可以对这些测量值进行外推，来获得在相关参数设定下的

外推值。

发生器输出功率P_G是发生器的已知输出功率。在一个实施例中，通过在发生器输出功率的额定值处使匹配网络与发生器输出功率调谐来测量

的值。一旦这样调谐了匹配网络，则使匹配网络的调谐元件值保持不变，然后改变发生器输出功率P_G。

使用适当的传感器(例如，图2中的传感器208)，然后可以测量作为P_G函数的负载阻抗Z_T，从而获得

。在另一实施例中，通过在发生器输出功率的额定值处使匹配网络与发生器输出功率调谐来测量

的值。一旦这样调谐了匹配网络，则使匹配网络的调谐元件值保持不变，然后改变发生器输出功率P_G。使用适当的传感器(例如图2中的传感器210)，然后可以测量阻抗匹配网络的输入阻抗Z_M，从而获得

。由于根据等式A4，dZ_T与dZ_M是相关的，所以可将等式A4用于将

转换为

一旦确定了不稳定等离子体和目标稳定等离子体的

值，则可以不稳定等离子体的

与稳定等离子体的的比率减少不稳定等离子体的匹配网络调谐输入阻抗Z_M(步骤1606)(参见等式A6和B5)。

如前所述，通过弥补差值的附加电阻，可以将匹配网络调谐至任一较低的调谐点，以获得稳定的等离子体。例如，在一个实施例中，匹配网络输入阻抗被调谐至大约5Ω，结果“消耗”了大约90％的功率(假设RF传输线具有50Ω的特性阻抗)。作为另一实例，将匹配网络输入阻抗调谐至大约45Ω将造成大约10％的功率“消耗”。作为再一实例，将匹配网络输入阻抗调谐至大约10Ω将造成大约80％的功率“消耗”，而将匹配网络输入阻抗调谐至大约40Ω将造成大约20％的功率“消耗”。根据处理方法，通过弥补差值的附加电阻，无疑可以将匹配网络调谐至任一期望值，以实现稳定的等离子体。

下面，添加足够的电阻(图8A-图8E中的R_X、或图9中的R_Y)以将“匹配电路”(现在包括附加电阻器和匹配网络)的输入阻抗恢复为匹配网络的原始值，例如，50Ω。在步骤1608中示出了该过程。

如果需要，可以根据等式A6改变RF传输线(图2中的216或236)的长度，以使对于不稳定等离子体(具有附加电阻器R_X)的

的相位与对于稳定等离子体的

的相位相匹配(步骤1610)。

然而，在某些情况下，如果

的幅值足够小，则该系统会对所有的相位值都是稳定的，在该情况下，将不必改变RF电缆的长度。对于特定的RF发生器，可以认为复数

的值确定了给定的等离子体是稳定的或是不稳定的。稳定的或不稳定的值的范围取决于发生器的特性，因此对于特定的发生器不稳定的

值对于不同的发生器可能是稳定的。

在过去，难以与RF发生器制造商传递制造对于所有处理都产生稳定等离子体的RF发生器所需的参数或特性。这一困难的一个原因在于缺少对等离子体不稳定性的根本原因的了解。事实上，对于普通的等离子体，很多事情仍不能通过当前的科学完全了解。另一个原因涉及难以量化与RF发生器设计相关的参数，该参数影响对相关处理的等离子体稳定性。

根据本发明的一个实施例，提出了用于向RF发生器制造商传达并指定参数的技术，如果这些参数是满意的，则得到的RF发生器可能生产对相关处理的稳定等离子体。

如图17A所示，对于固定的RF电缆长度，可以将特定等离子体表示为由

的实部给出的x轴且由

的虚部给出的y轴的小块区域上的点。根据一个实施例，类似地标绘了对所有相关的等离子体(即，对所有相关处理的等离子体)，从而可以获得表示所有相关等离子体的值的所有数据点的坐标。

给定RF发生器还具有稳定的操作区域，并且稳定区域的示图可通过实验测量或从RF发生器制造商处获得。图17B中示出了对于示例性RF发生器的示例性小块区域。对于该发生器，具有阴影区域中的

值的等离子体将是稳定的。具有阴影区域之外的值的等离子体将是不稳定的。在图17B中，尽管稳定区域被示作椭圆形，但事实上，其可以是任一形状的。在图17B的情况中，RF发生器稳定操作区域具有中心部分(图1 7C中的交叉阴影区域)，其总是稳定的而与

的相位无关。在该区域中的等离子体点将是稳定的而与RF电缆的长度无关。图17B的发生器稳定操作区域具有另一部分(图17D中的交叉阴影区域)，该区域对于

的某些相位值是稳定的且对其它值是不稳定的。最后，发生器具有对所有点都是不稳定的区域(图17E中的交叉阴影区域)，其与相位无关。其它RF发生器可以具有类似的区域，尽管它们的形状和尺寸可以与图17B-图17E中所示的不同。

通过比较图17B中表示RF发生器的稳定操作区域的示图与表示所有相关等离子体的

值的所有数据点的小块区域，可以预知RF发生器是否对所有相关处理均产生稳定的等离子体。

此外，表示所有相关等离子体的

值的所有数据点的小块区域可用作发生器的详细说明(specification)。该详细说明可以是发生器具有如图17B所示的稳定区域，该稳定区域包含表示所有相关等离子体的

值的所有数据点。然后，RF发生器制造商可以利用该信息来设计可以产生对所有相关处理都稳定的等离子体的RF发生器。

如果需要，RF制造商可以指示如果数据点的相位旋转一定量(例如，通过改变RF传输线的长度)，则提供的RF发生器的稳定区域事实上将包含表示所有相关等离子体(相位旋转之后)的

值的数据点。相位旋转的确切值可以通过计算或实验来确定。然后，RF电源系统的设计者将该信息用于选择正确的RF传输线长度，从而通过提供的发生器来实现对所有相关处理都稳定的等离子体。

附录A.计算对于RF电缆的|DZ_T/DZ_M|，以示出RF电缆长度对阻抗导数的影响：

由等式1：

Z_{T} = R_{0} \frac{Z_{M} + j R_{0} \tan (2 πL / λ)}{R_{0} + j Z_{M} \tan (2 πL / λ)}

等式A1

可以将等式A1重写为等式A2：

Z_{T} = R_{0} \frac{Z_{M} + j R_{0} \tan (2 πL / λ)}{R_{0} + j Z_{M} \tan (2 πL / λ)} = R_{0} (Z_{M} + j R_{0} \tan θ) {(R_{0} + j Z_{M} \tan θ)}^{- 1}

等式A2

其中，θ≡2πL/λ

L是传输线的长度，以及λ是传输线中RF的波长。

\frac{{dZ}_{T}}{d Z_{M}} = R_{0} {(R_{0} + j Z_{M} \tan θ)}^{- 1} + R_{0} (Z_{M} + j R_{0} \tan θ) (- 1) (j \tan θ) {(R_{0} + j Z_{M} \tan θ)}^{- 2}

= \frac{R_{0}}{(R_{0} + j Z_{M} \tan θ)} [1 - \frac{j \tan θ (Z_{M} + j R_{0} \tan θ)}{(R_{0} + j Z_{M} \tan θ)}]

= \frac{R_{0}^{2} (1 + \tan^{2} θ)}{{(R_{0} + j Z_{M} \tan θ)}^{2}}

等式A3

在调谐点，Z_M＝R₀，并且

\frac{{dZ}_{T}}{{dZ}_{M}} = \frac{(1 + \tan^{2} θ)}{{(1 + j \tan θ)}^{2}}

等式A4

| \frac{{dZ}_{T}}{{dZ}_{M}} | = 1

等式A5

Argument (\frac{{dZ}_{T}}{d Z_{M}}) = - 2 θ

等式A6

换句话说，如等式A5所示，当终端电阻R_M等于传输线特性阻抗R₀时，无损传输线长度的减小不会改变阻抗导数的大小。相位可以在电缆的两端改变(电缆两端的Z_M对Z_T)，但是改变量(即，导数)是相同的(例如，Z_M 1Ω的改变将导致Z_T 1Ω的增加或减小，而改变量不会发生改变)。

附录B，L-匹配网络dZ_M/dZ_S的计算：

对于图14的L-匹配网络

Z_{M} = \frac{Z_{2} Z_{3}}{Z_{2} + Z_{3}}

等式B1

其中，Z₂＝jX₂是并联阻抗，并且Z₃＝R_S+jX₃是几个阻抗之和，包括有效串联等离子体阻抗Z_S。下面给出了求微分：

\frac{{dZ}_{M}}{d Z_{3}} = Z_{2} [{(Z_{2} + Z_{3})}^{- 1} - Z_{3} {(Z_{2} + Z_{3})}^{- 2}]

= \frac{Z_{2}^{2}}{{(Z_{2} + Z_{3})}^{2}}

= \frac{j^{2} X_{2}^{2}}{{[R_{S} + j (X_{2} + X_{3})]}^{2}}

等式B2

\frac{{dZ}_{M}}{{dZ}_{3}} = \frac{{dZ}_{M}}{d Z_{S}},

这是由于Z_S仅是Z₃随相关时标而变化的部分(即，时标快于匹配电路的响应时间，因此可以假设匹配电容器是不变的)。

对于Z_M等于R_M，以及X_M等于0的条件：

X_{3} = &PlusMinus; sqrt (R_{M} R_{S} - R_{S}^{2})

X_{2} = \frac{μ R_{M} R_{S}}{sqrt (R_{M} R_{S} - R_{S}^{2})}

等式B3

在调谐点，对于+或-的解决方案：

\frac{{dZ}_{M}}{d Z_{S}} = \frac{\frac{- R_{M}^{2} R_{S}^{2}}{R_{M} R_{S} - R_{S}^{2}}}{{[R_{S} + j (\frac{R_{S}^{2}}{\sqrt{R_{M} R_{S} - R_{S}^{2}}})]}^{2}}

= \frac{- R_{M}^{2}}{R_{M} R_{S} - 2 R_{S}^{2} + 2 j R_{S} \sqrt{R_{M} R_{S} - R_{S}^{2}}}

= \frac{- r_{S} + 2 r_{S}^{2} + 2 j r_{S} \sqrt{r_{S} - r_{S}^{2}}}{(r_{S} - 2 r_{S}^{2}) + 4 r_{S}^{2} (r_{S} - r_{S}^{2})}; r_{S} = R_{S} / R_{M}

等式B4

= \frac{- r_{S} + 2 r_{S}^{2} + 2 j r_{S} \sqrt{r_{S} - r_{S}^{2}}}{r_{S}^{2}}

= - \frac{1}{r_{S}} + 2 + 2 j \sqrt{\frac{1}{r_{S}} - 1}

= 2 - \frac{R_{0}}{R_{S}} + 2 j \sqrt{\frac{R_{M}}{R_{S}} - 1}

以及

| \frac{{dZ}_{M}}{d Z_{S}} | = sqrt [(2 - \frac{R_{M}}{R_{S}} + 2 j \sqrt{\frac{R_{M}}{R_{S}} - 1}) (2 - \frac{R_{M}}{R_{S}} + 2 j \sqrt{\frac{R_{0}}{R_{S}} - 1})]

= sqrt (\frac{R_{M}^{2}}{R_{S}^{2}} - 4 \frac{R_{M}}{R_{S}} + 4 + 4 \frac{R_{M}}{R_{S}} - 4)

= \frac{R_{M}}{R_{S}}

等式B5

所以，匹配网络应用于等离子体阻抗实部R_S的相同放大因数也使阻抗导数方法了相同放大因数。R_S任何百分比改变将会导致阻抗导数的相同百分比改变。

所以，为了减小，可以减小R_M或增加R_S。

附录C.T-匹配网络dZ_M/dZ_S的计算：

图15是T-匹配网络的示意图，阻抗Z₃包括电容器C_c和C_d、TCP线圈、以及串联等效等离子体负载阻抗Z_S。

Z_{M} = Z_{1} + \frac{Z_{2} Z_{3}}{Z_{2} + Z_{3}}

等式C1

其中，Z₁＝jX₁以及Z₂＝jX₂是匹配电容器中的两个，并且Z₃＝R_S+jX₃，其中，R_S是串联等效等离子体负载阻抗的实部。由于我们关注高频的不稳定性，所以可以认为在其调谐点Z₁是固定的。为求微分给出等式C2：

\frac{{dZ}_{M}}{{dZ}_{3}} = Z_{2} [{(Z_{2} + Z_{3})}^{- 1} - Z_{3} {(Z_{2} + Z_{3})}^{- 2}] = \frac{Z_{2}^{2}}{{(Z_{2} + Z_{3})}^{2}} = \frac{j^{2} X_{2}^{2}}{{[R_{S} + j (X_{2} + X_{3})]}^{2}}

等式C2

\frac{{dZ}_{M}}{{dZ}_{3}} = \frac{{dZ}_{M}}{{dZ}_{S}},

这是因为Z_S仅是Z₃中根据相关时标变化的部分。对于Z_M等于R_M，以及X_M等于0的条件：

X_{3} = - X_{2} &PlusMinus; \sqrt{\frac{X_{2}^{2} R_{S}}{R_{M}} - R_{S}^{2}}

X_{1} = - X_{2} &PlusMinus; \sqrt{\frac{X_{2}^{2} R_{M}}{R_{S}} - R_{M}^{2}}

等式C3

将上述X₃的值带入等式C2来给出当Z_M＝R_M且X_M＝0时，匹配输入阻抗对于串联等效等离子体负载阻抗的导数：

\frac{{dZ}_{M}}{d Z_{S}} = \frac{- X_{2}^{2}}{R_{S}^{2} &PlusMinus; 2 j R_{S} \sqrt{\frac{X_{2}^{2} R_{S}}{R_{M}} - R_{S}^{2}} - (\frac{X_{2}^{2} R_{S}}{R_{M}} - R_{S}^{2})}

= \frac{- X_{2}^{2}}{2 R_{S}^{2} - \frac{X_{2}^{2} R_{S}}{R_{M}} &PlusMinus; 2 j R_{S} \sqrt{\frac{X_{2}^{2} R_{S}}{R_{M}} {- R}_{S}^{2}}}

= \frac{- X_{2}^{2} (2 R_{S}^{2} - \frac{X_{2}^{2} R_{S}}{R_{M}} μ 2 j R_{S} \sqrt{\frac{X_{2}^{2} R_{S}}{R_{M}} - R_{S}^{2}})}{{(2 R_{S}^{2} - \frac{X_{2}^{2} R_{S}}{R_{M}})}^{2} + 4 R_{S}^{2} (\frac{X_{2}^{2} R_{S}}{R_{M}} - R_{S}^{2})}

等式C4

= \frac{- R_{0}^{2}}{X_{2}^{2} R_{S}^{2}} (2 R_{S}^{2} - \frac{X_{2}^{2} R_{S}}{R_{M}} μ 2 j R_{S} \sqrt{\frac{X_{2}^{2} R_{S}}{R_{M}} - R_{S}^{2}})

= \frac{- 2 R_{M}^{2}}{X_{2}^{2}} + \frac{R_{M}}{R_{S}} &PlusMinus; 2 j \frac{R_{M}^{2}}{X_{2}^{2}} \sqrt{\frac{X_{2}^{2}}{R_{M} R_{S}} - 1}

| {\frac{{dZ}_{M}}{{dZ}_{S}} |}^{2} = \frac{4 R_{M}^{4}}{X_{2}^{4}} - \frac{4 R_{M}^{2}}{X_{2}^{2}} \frac{R_{M}}{R_{S}} + \frac{R_{M}^{2}}{R_{S}^{2}} + \frac{4 R_{M}^{4}}{X_{2}^{4}} (\frac{X_{2}^{2}}{R_{M} R_{S}} - 1)

= \frac{R_{M}^{2}}{R_{S}^{2}}

等式C5

| \frac{{dZ}_{M}}{{dZ}_{S}} | = \frac{R_{M}}{R_{S}}

等式C6

这与L-匹配网络的结果(等式B5)相同。此外，匹配网络应用于等离子体阻抗的实部R_S的相同放大因数也使阻抗导数放大了该相同的放大因数。此外，为了减小

，可以减小R_M或增加R_S。

应当注意，对于∏-匹配网络同样可以获得相同的结果。出于简短的目的，此处不再重复该算法。

所以，尽管根据几个优选的实施例描述了本发明，但是可以在本发明的范围内进行更改、改变、以及等同替换。例如，尽管示出的匹配网络中的阻抗元件为电容器，但是应当理解，这些阻抗元件还可以通过电感器和/或电感器与电容器的组合(两者均为固定或可变的)来实现。如再一实例，在所有处理室配置中，都可以不需要独立的终接电容器C_d(例如，图9所示)。

在又一实例中，尽管在示例性RF电源系统中将顶部RF电极作为RF电极来论述，但是应当理解，当电极本质上是电容性的时，本发明还可以采用诸如偏置电极、或电容耦合等离子体系统中的电极。此外，某些组件是可选的，并且图中可以省略其它可选的和/或常规的组件。对于示出、指示、或提到是连接在一起的组件，应当理解，这些部件在某些情况中可以是物理连接的，在其它情况中可以仅位于相同的电流路径中，该电路路径具有设置于其间的一个或多个组件。

此外，尽管公开了此处论述的示例性RF功率配置具有RF传输线，但是这种RF传输线不是实现本发明所绝对必须的。例如，某些集成的RF功率配置可以无需使用RF传输线来将匹配网络连接至RF发生器。相反地，这些集成的RF功率配置可以直接将RF发生器输出连接至匹配网络，并且在某些情况中，可以直接将RF发生器输出连接到直接与RF负载(例如，RF天线或RF电极)相连接的匹配网络。无论RF传输电缆是否存在，仍然使用附加电阻或功率衰减器以相对于功率来减小负载阻抗，并且实现改进等离子体稳定性。此外，可以将本发明用于向这种集成RF功率配置的制造商转达等离子体稳定性需求，并且向制造商提供一种有效的方式来确定特定的RF发生器和/或匹配网络是否满足对于等离子体稳定性的需求。

应当注意的是，存在多种可选方式来实现本发明的方法和设备。因此，可以期望，将后面所附权利要求理解为包括在本发明实际主旨和范围内的所有这些改造、改变、以及等同替换。