CN104242851B - 二次曲线电调增益均衡电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种二次曲线电调增益均衡电路，包括3dB电桥，第一、第二衰减单元，变容二极管D1、D2，第一、第二谐振电路，电容C1、C2，电压控制单元；3dB电桥的第一输出口、第二输出口分别连接第一衰减单元、第二衰减单元；电容C1设置在3dB电桥的第一输出口与第一衰减单元之间、电容C2设置在第二输出口与第二衰减单元之间，或者电容C1设置在输入口、电容C2设置在合路口；变容二极管D1的负极连接第一衰减单元，正极连接所述第一谐振电路；变容二极管D2的负极连接第二衰减单元，正极连接第二谐振电路；第一、第二谐振电路的另一端均接地；电压控制单元一端分别与变容二极管D1、D2的负极连接，另一端接地。本发明能够实现对二次增益曲线的电调均衡。

Description

二次曲线电调增益均衡电路

【技术领域】

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种二次曲线电调增益均衡电路。

【背景技术】

在移动通信网络中，功率放大器(以下简称功放)的典型增益曲线如图1所示，为凸形的曲线。功放的推动级与末级通常采用LDMOS(横向扩散金属氧化物半导体)功放管，LDMOS功放管的输入输出阻抗通常是随频率变化的，通过内匹配与外匹配的作用就使得在工作频段f1～f2内增益较大，且增益曲线呈抛物线型(即二次曲线型)，在中心频点f0附近增益达到最大值。

功放抛物线型的增益曲线会对通信系统产生诸多不利影响，主要会恶化功放的线性指标与效率指标。以大功率宽带数字预失真(Digital Pre-Distortion，DPD)功放为例，采用前控的输出功率电平自动控制(Automatic Level Control，ALC)方式，较大的增益波动将产生较大输出ALC功率波动，通常会大于1dB甚至更高；当f1与f2频点达到额定输出功率时，f0频点输出功率将显著大于额定输出功率，这会导致f0频点初始线性更差，对消后线性无法满足通信系统的要求，这种情况下只能降低整个频段的输出功率等级，又造成额定输出功率变小，效率也会变差。所以需要一种增益均衡技术，使功放获得较平坦的增益曲线。

现有增益均衡技术可分为3大类：(1)一次曲线增益均衡器，该类均衡器只能均衡正斜率或负斜率直线型增益曲线，都属于一次曲线，无法均衡抛物线型增益曲线；(2)二次曲线增益均衡器，该类均衡器可以均衡抛物线型增益曲线，但现有技术中的二次曲线增益均衡器实现方式较复杂，实用性无法满足功放产品的要求；(3)数字增益均衡器，理论上这类均衡器可以均衡任意形状增益曲线，利用单片机或FPGA等数字芯片的计算能力，在数字域进行均衡处理，然后由中频变频到射频，但数字增益均衡器只能应用在具有较强数字计算资源和变频功能的产品中，适用的范围较小。

【发明内容】

基于此，本发明为解决现有的增益均衡技术存在的问题，提供一种电路实现简单、实用性较强的二次曲线电调增益均衡电路，通过调节电压实现对二次曲线型增益的均衡校正，满足了通信系统的需求。

本发明实施例的内容如下：

一种二次曲线电调增益均衡电路，包括3dB电桥，第一衰减单元、第二衰减单元，变容二极管D1、D2，第一谐振电路、第二谐振电路，电容C1、C2，电压控制单元；

所述3dB电桥的第一输出口、第二输出口分别连接所述第一衰减单元、第二衰减单元；

所述电容C1设置在所述3dB电桥的第一输出口与所述第一衰减单元之间、所述电容C2设置在所述3dB电桥的第二输出口与所述第二衰减单元之间，或者所述电容C1设置在所述3dB电桥的输入口、所述电容C2设置在所述3dB电桥的合路口；

所述变容二极管D1的负极连接所述第一衰减单元，正极连接所述第一谐振电路；

所述变容二极管D2的负极连接所述第二衰减单元，正极连接所述第二谐振电路；

所述第一谐振电路、第二谐振电路的另一端均接地；

所述电压控制单元一端分别与变容二极管D1、D2的负极连接，另一端接地。

本发明通过调节变容二极管的反向偏压实现增益曲线左右平移的调节，通过合理设置衰减单元实现增益曲线凹形深度调节，因此本发明的增益均衡电路能够实现对二次增益曲线的电调均衡，应用形式灵活方便。基于本发明的增益均衡电路通过合理设置后可以实现对称互易，输入输出回波损耗较低，具有较好的一致性，可生产性也较强。另外本发明的增益均衡电路构造简单，具有较好的实用性与成本优势。

【附图说明】

图1为现有技术中功率放大器的典型增益曲线；

图2为本发明实施例中二次曲线电调增益均衡电路的结构示意图；

图3为本发明另一实施例中二次曲线电调增益均衡电路的结构示意图；

图4为本发明实施例中的均衡电路在不同衰减电阻下的增益曲线；

图5为本发明实施例中的均衡电路在不同控制电压Vctr1下的增益曲线；

图6为本发明实施例中的均衡电路实际应用效果示意图；

图7为本发明另一实施例中二次曲线电调增益均衡电路的结构示意图。

【具体实施方式】

下面结合具体的实施例对本发明的内容作进一步阐述。

如图2所示，一种二次曲线电调增益均衡电路，包括3dB电桥1，第一衰减单元21、第二衰减单元22，变容二极管D1、D2，第一谐振电路31、第二谐振电路32，电容C1、C2，电压控制单元。

3dB电桥具有4个端口，如图所示，分别为a、b、c、d，其中端口a为输入口，端口b为合路口，端口c为第一输出口，端口d为第二输出口，射频输入信号从端口a输入后，从端口c、d产生等幅且具有90°相位差的两路信号。

所述3dB电桥1的第一输出口c、第二输出口d分别连接第一衰减单元21、第二衰减单元22；电容C1设置在3dB电桥1的第一输出口c与第一衰减单元21之间，电容C2设置在3dB电桥1的第二输出口d与第二衰减单元22之间；变容二极管D1的负极连接第一衰减单元21，正极连接第一谐振电路31；变容二极管D2的负极连接所述第二衰减单元22，正极连接第二谐振电路32；第一谐振电路31、第二谐振电路32的另一端均接地；所述电压控制单元一端分别与变容二极管D1、D2的负极连接，另一端接地。

在图2中，较粗的连接线为射频传输线，较细的传输线为普通直流连接线。3dB电桥是左右互易的器件，为了使得本发明取得较低的输入输出回波损耗，本实施例中的增益均衡电路左右对称，即电容C1、C2相同，第一衰减单元21、第二衰减单元22相同，变容二极管D1、D2相同，第一谐振电路31、第二谐振电路32相同。

下面简述该实施例中增益均衡电路的工作原理。

射频信号从RFin端输入，再经端口a输入到3dB电桥1，因为3dB电桥的固有特性，射频信号会等分地从端口c与端口d输出(两路信号幅度相等，相位相差90度)，以图2中左边一路射频信号为例(即端口c输出的射频信号)，射频信号会依次通过电容C1、第一衰减单元21、变容二极管D1、第一谐振电路31，然后射频信号被反射从原路返回，由端口c再次进入3dB电桥1，同理端口d输出的射频信号反射返回之后再从端口d进入3dB电桥1，此时两路信号到达端口b处进行相加合成，从RFout端输出。

上述的第一衰减单元21和第二衰减单元22是通过电阻或者等效的可调电阻实现射频信号的衰减。

射频信号从RFin端进入到从RFout端输出的过程中，会有部分射频信号功率损耗在第一衰减单元21、第二衰减单元22，变容二极管D1、D2，第一谐振电路31、第二谐振电路32上，余下的射频信号功率由端口RFout输出，所以通过控制第一衰减单元21、第二衰减单元22，变容二极管D1、D2，第一谐振电路31、第二谐振电路32就可以实现对整个电路增益特性的调节。

3dB电桥1端口c的负载主要由三部分组成：第一衰减单元21的阻抗、变容二极管D1的阻抗、第一谐振电路31的阻抗。电容C1容值较大，阻抗很小，此处可以忽略。端口d的负载情况与端口c类似。

较佳的，本实施例中谐振电路采用LC并联谐振电路。第一谐振电路31、第二谐振电路32具有固定的谐振频率，在谐振频率点其阻抗为无穷大，远大于传输线的特征阻抗。为了便于说明，将射频信号的频率分为高频段、低频段和中间频段。在高频段时，射频信号的频率越靠近谐振频率点，谐振电路对外阻抗越大，射频信号接近全反射，大部分射频信号从3dB电桥1的端口b输出，整个电路插入损耗(以下简称插损)较小，增益较大；在低频段时，射频信号的频率远离谐振频率点，谐振电路对外阻抗很小，相当于短路，但在低频段变容二极管D1、D2的阻抗却很大，远大于传输线的特征阻抗，此时射频信号也接近全反射，整个电路插损较小，增益较大；在中间频段时，射频信号的频率处于中间频率范围，只有小部分射频信号被反射从端口b输出，大部分经过第一衰减单元21、第二衰减单元22，变容二极管D1、D2，第一谐振电路31、第二谐振电路32，整个电路产生较大的插损，增益较小。因此，基于上述谐振电路的特性使得整个电路的增益曲线为二次曲线，增益曲线形态为凹形。另外，第一谐振电路31、第二谐振电路32对直流电压是短路的，这也为变容二极管的直流控制电压提供完整的直流回路。

电容与电感都是电抗元件，只会暂时地储存与释放能量，起到缓冲的作用，不会消耗能量，所以变容二极管D1、D2，第一谐振电路31、第二谐振电路32不会使得整个电路的插损变大。第一衰减单元21、第二衰减单元22主要由电阻或等效可调电阻构成，电阻会消耗射频能量，使得插损较大，当第一衰减单元21、第二衰减单元22的阻值与射频传输线的特征阻抗匹配时插损最大，基本上会消耗所有的能量，不会有功率输出。以射频传输线的特征阻抗为50Ω为例，当第一衰减单元21的阻值R大于50Ω时，R越大插损越小，R为无穷大时插损为0；当R小于50Ω时，R越小插损越小，R为0Ω时插损为0。因此，调节第一衰减单元21、第一衰减单元22可以调节整个电路的凹形增益曲线的深度。

从上面的描述可知，上述的高频段是按照当前频率是否接近谐振频率点来划分的，而低频段则是以当前频率对应的变容二极管的阻抗是否远大于传输线的特征阻抗来划分的，因此，变容二极管D1、D2的容值变化可使得低频段区域在频率轴上左右移动，而变容二极管D1、D2的容值是由加在两端的直流电压决定的，该电压由所述的电压控制单元提供，电压大小可调节，即改变电压控制单元的直流电压就可以使得整个电路的凹形增益曲线在频谱上左右平移，实现增益曲线的电压调节功能。

在本实施例中，由于整个电路是左右对称的，所以端口c与端口d处对外阻抗是相同的，再加上3dB电桥固有特性，由端口c、d进入3dB电桥1的射频信号不会由端口a输出，即没有射频信号返回到RFin端，所以整个电路的输入回波情况较好，同理，整个电路的输出回波也较好，整体输入输出回波损耗低。

在本实施例中，电容C1、C2的作用在于隔离电压控制单元产生的直流电流，防止该直流电流通过3dB电桥进入RFin端、RFout端，避免电路不可控。电容C1、C2也可以分别设置在3dB电桥的端口a、端口b处，即端口a与RFin端之间有电容C1，端口b与RFout端之间有电容C2，同样可以起到上述的隔离直流电流的效果。

在一种实施方式中，上述的第一衰减单元21可以为电阻或等效可调电阻，同理第二衰减单元22也可为电阻或等效可调电阻。下面就以第一衰减单元21、第二衰减单元22同时为电阻或同时为等效电阻来进行说明。

如图3所示的二次曲线电调增益均衡电路，第一衰减单元为电阻R1，第二衰减单元为电阻R2，所述电压控制单元包括射频隔离装置S1、S2；射频隔离装置S1一端连接在变容二极管D1的负极，射频隔离装置S2一端连接在变容二极管D2的负极，射频隔离装置S1、S2的另一端均接入电压源Vctr1。所述的射频隔离装置为电阻或电感，该电阻的阻值(或电感的感抗值)远大于传输线的阻抗时，就能隔离射频信号。

图4显示的是基于本实施例的二次曲线电调增益均衡电路在不同衰减电阻下的增益曲线，横轴为频率freq，纵轴为增益，改变电阻R1、R2阻值的大小就可以实现增益曲线的凹形的深度调节，在该实施例中R1与R2的阻值相同，依次取5Ω、15Ω、25Ω时，增益曲线的凹形逐渐加深，形成图4所示的曲线。在实际仿真时可以明显看出，R1、R2的阻值越接近传输线的特征阻抗50Ω，增益曲线的凹形越深。针对被均衡对象的增益曲线的凸形的高度选择合适阻值的电阻R1、R2，即可实现较好的均衡效果。

图5显示的是基于本实施例的二次曲线电调增益均衡电路在不同控制电压下的增益曲线，其中横轴为频率freq，纵轴为增益，电压源Vctr1的控制电压Vctr分别为3V、4V、5V，改变电压源Vctr1直流控制电压的大小就可以实现增益曲线的左右平移；图5中端口Vctrl处的控制电压分别取3V、4V、5V时，凹形增益曲线的中心频点逐渐往右移。所以针对被均衡对象的凸形增益曲线的中心频点位置，调节端口Vctrl处的控制电压大小，即可实现较好的均衡效果。

图6为本实施例的实际应用效果示意图，被均衡对象为凸形的增益曲线(图6曲线1)，通过调节端口Vctr1控制电压与电阻R1、R2的阻值，可以获得与被均衡对象相反的增益曲线(图6曲线2)，两者相加后得到了平坦的增益曲线(图6曲线3)。本实施例的增益均衡电路构造简单，可实现对二次增益曲线的均衡，具有较好的实用性与成本优势。

如图7所示，在另一实施例中，第一衰减单元包括PIN二极管D3、射频隔离装置S3、S5、电容C3；PIN二极管D3的正极与3dB电桥1的第一输出口c以及射频隔离装置S3连接，PIN二极管D3的负极与电容C3以及射频隔离装置S5连接，电容C3与变容二极管D1的负极连接，射频隔离装置S3的另一端接入电压源Vctr2，射频隔离装置S5的另一端接地。

在本实施例中，第二衰减单元的电路结构与第一衰减单元相同，包括PIN二极管D4、射频隔离装置S4、S6、电容C4；PIN二极管D4的正极与3dB电桥1的第二输出口d以及射频隔离装置S4连接，PIN二极管D4的负极与电容C4以及射频隔离装置S6连接，电容C4与变容二极管D2的负极连接，射频隔离装置S4的另一端接入电压源Vctr2，射频隔离装置S6的另一端接地。

本实施例与上述实施例不同之处在于，利用子电路模块41、51替代了原固定电阻R1、R2，并增加了第二个直流控制电压端口即端口Vctr2。其中PIN二极管是一种特殊的二极管，其实质功能可表现为一个压控电阻，即改变PIN二极管两端的直流电压压降就可以得到不同的电阻阻值。所以，通过改变端口Vctr2的直流电压，就可以对整个电路的凹形增益曲线的凹形的深度进行调节，实现增益曲线的电压调节功能。其中，射频隔离装置S3、S4、S5、S6都是为了隔离射频信号通直流，可选用较大阻值的电阻或大感抗值的电感。电容C3、C4的作用在于隔直流，防止端口Vctr2输入的直流电压进入变容二极管D1、D2。

在该实施例中，通过调节端口Vctr1控制电压与端口Vctr2的控制电压，调整二次增益曲线的凹形深度以及左右平移距离，从而获得与被均衡对象相反的增益曲线，两者均衡后得到了平坦的增益曲线，实现了二次曲线电调增益均衡的目的。

综合以上内容，本发明通过调节变容二极管的反向偏压来调节其容值，从而实现增益曲线左右平移的调节；通过合理设置衰减单元(电阻或等效可调电阻)实现增益曲线凹形深度的调节，因此本发明的增益均衡电路能够实现对二次增益曲线的电调均衡，应用形式灵活方便。基于本发明的增益均衡电路通过合理设置后实现对称互易，输入输出回波损耗较低，具有较好的一致性、可生产性。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种二次曲线电调增益均衡电路，其特征在于，包括3dB电桥，第一衰减单元、第二衰减单元，变容二极管D1、D2，第一谐振电路、第二谐振电路，电容C1、C2，电压控制单元；

所述3dB电桥的第一输出口、第二输出口分别通过射频传输线连接所述第一衰减单元、第二衰减单元；所述变容二极管D1的负极通过射频传输线连接所述第一衰减单元，正极连接所述第一谐振电路；所述变容二极管D2的负极连接所述第二衰减单元，正极通过射频传输线连接所述第二谐振电路；所述第一谐振电路、第二谐振电路的另一端均接地；所述电压控制单元一端分别与变容二极管D1、D2的负极连接，另一端接地；所述电容C1设置在所述3dB电桥的第一输出口与所述第一衰减单元之间、所述电容C2设置在所述3dB电桥的第二输出口与所述第二衰减单元之间，或者所述电容C1设置在所述3dB电桥的输入口、所述电容C2设置在所述3dB电桥的合路口。

2.根据权利要求1所述的二次曲线电调增益均衡电路，其特征在于，所述电压控制单元包括射频隔离装置S1、S2；所述射频隔离装置S1一端连接在所述变容二极管D1的负极，所述射频隔离装置S2一端连接在所述变容二极管D2的负极，所述射频隔离装置S1、射频隔离装置S2的另一端均接入电压源Vctr1。

3.根据权利要求1所述的二次曲线电调增益均衡电路，其特征在于，所述第一衰减单元包括电阻R1。

4.根据权利要求1所述的二次曲线电调增益均衡电路，其特征在于，所述第二衰减单元包括电阻R2。

5.根据权利要求1所述的二次曲线电调增益均衡电路，其特征在于，所述第一衰减单元包括PIN二极管D3、射频隔离装置S3、S5、电容C3；所述PIN二极管D3的正极与所述3dB电桥的第一输出口以及所述射频隔离装置S3连接，所述PIN二极管D3的负极与电容C3以及射频隔离装置S5连接，所述电容C3的另一端与所述变容二极管D1的负极连接，所述射频隔离装置S3的另一端接入电压源Vctr2，所述射频隔离装置S5的另一端接地。

6.根据权利要求1所述的二次曲线电调增益均衡电路，其特征在于，所述第二衰减单元包括PIN二极管D4、射频隔离装置S4、S6、电容C4；所述PIN二极管D4的正极与所述3dB电桥的第二输出口以及所述射频隔离装置S4连接，所述PIN二极管D4的负极与电容C4以及射频隔离装置S6连接，所述电容C4的另一端与所述变容二极管D2的负极连接，所述射频隔离装置S4的另一端接入电压源Vctr2，所述射频隔离装置S6的另一端接地。

7.根据权利要求2所述的二次曲线电调增益均衡电路，其特征在于，所述射频隔离装置S1、S2为电阻或电感。

8.根据权利要求5所述的二次曲线电调增益均衡电路，其特征在于，所述射频隔离装置S3、S5为电阻或电感。

9.根据权利要求6所述的二次曲线电调增益均衡电路，其特征在于，所述射频隔离装置S4、S6为电感或电阻。

10.根据权利要求1至9中任一项所述的二次曲线电调增益均衡电路，其特征在于，所述第一谐振电路、第二谐振电路均为LC并联谐振电路。