CN103187873A - 开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种开关电源电路(1)，该开关电源电路(1)具有：施加输入电压(Vdc)的一对输入节点(N1、N2)；将输出电压输出且与负载(6)连接的一对输出节点(N3、N4)；连接在输入节点(N2)和输出节点(N4)之间的共源共栅元件(CAS)和线圈(L)；以及输出对共源共栅元件(CAS)的导通状态进行控制的驱动信号(DRV)的控制电路(10)。控制电路(10)按照构成共源共栅元件(CAS)的常导通型晶体管(Tr_non)和常截止型晶体管(Tr_noff)的连接点(M)的电位，对共源共栅元件(CAS)的导通状态进行控制。

Description

开关电源电路
技术领域
本发明涉及开关电源电路，特别涉及具有共源共栅（cascode）元件的开关电源电路。
背景技术
电视机、冰箱、洗衣机等家电产品具备电源电路，该电源电路对交流电压进行整流以生成稳定的直流电压，或将直流电压转换成电压不同的直流电压。电源电路因其变换作用而常被成为变换器。电源电路中具有正激式变换器、反激式变换器、升压变换器、以及降压变换器等种类，根据交流电压、直流电压、甚至是变换的电压的组合或所处理的功率而分别使用。
在日本专利特开2004－194372号公报中揭示了一种升压变换器电路，该升压变换器电路通过使一次电源经由电感器及二极管来对输出电容器进行蓄电，由此生成升压后的直流输出电压。在输出与直流输出电压相对应的控制信号的控制电路中，通过对控制电感器的电流的功率MOSFET的栅极端子进行控制，由此将升压变换器电路的输出电压保持为一定。
在日本专利特开2010－130881号公报中揭示了一种具有PFC(PowerFactor Control:功率因数调节)电路的开关电源电路。在整流电路的输出端子和变压器的初级绕组一侧的一个端子之间，串联连接扼流圈和二极管，用PFC电路来控制流过该扼流圈的电流。PFC电路具有开关元件和电阻，该开关元件和电阻串联连接在扼流圈及二极管的连接点、与整流电路的输出一侧端子之间。开关元件的开/关是根据开关元件和电阻的连接点的电位、以及输入了变压器的初级绕组一侧的电压的触发器电路的输出来控制的。
在日本专利特开2011－142265号公报中揭示了一种共源共栅连接电路，该共源共栅连接电路由常导通型晶体管和常截止型晶体管构成。常导通型晶体管是氮化物半导体晶体管，常截止型晶体管是硅半导体晶体管。利用这样的结构，实现了使氮化物半导体晶体管在通常截止的状态下动作。
在以往的开关电源电路中，将开关元件和电阻的连接点的电位反馈至开关元件，对流过扼流圈的电流进行控制。由于扼流圈的电流还经由开关元件流过电阻，因此在电阻上会产生热损耗。这种热损耗成为使开关电源电路整体的可靠性下降的原因。例如，在4Arms的电流恒定地流过电阻值为0.2Ω的电阻的情况下，电阻上产生的热损耗成为3.2W。
另外，由于存在这样的发热元器件(电阻)，因此，难以进行开关电源电路整体的散热设计。在存在如电解电容器那样会因温度上升而导致故障率提高的元器件的情况下，会成为开关电源电路整体的寿命下降的原因。
发明内容
本发明所涉及的开关电源装置具有：施加输入电压的一对输入节点；将输出电压输出的一对输出节点；串联连接在一对输入节点之间、或一对输入节点之中的高电位侧输入节点和一对输出节点之中的高电位侧输出节点之间的线圈和共源共栅元件；以及输出对共源共栅元件的导通状态进行控制的驱动信号的控制电路。共源共栅元件具有进行了共源共栅连接的常导通型晶体管和常截止型晶体管。共源共栅元件在驱动信号为第1状态和第2状态的情况下，分别被控制为导通状态和非导通状态。控制电路按照从常导通型晶体管和常截止型晶体管的中间点输出的中间点电位，使驱动信号从第1状态变化为第2状态。
根据本发明，通过将具有高速响应且低损耗的特点的共源共栅元件作为开关元件来使用，能够谋求变换器的小型化和低损耗化，且能够实现快速的开关电源电路的异常检查和保护动作。
附图说明
图1是本发明的实施方式1所涉及的开关电源电路的电路图。
图2是本发明的实施方式1所涉及的共源共栅元件的电路图。
图3是本发明的实施方式1所涉及的控制电路的电路图。
图4是表示本发明的实施方式1所涉及的控制电路的动作的时序图。
图5是本发明的实施方式1的变形例1所涉及的控制电路的电路图。
图6是表示本发明的实施方式1的变形例1所涉及的控制电路的动作的时序图。
图7是本发明的实施方式1的变形例2所涉及的控制电路的电路图。
图8是表示本发明的实施方式1的变形例2所涉及的控制电路的动作的时序图。
图9是本发明的实施方式1的变形例3所涉及的控制电路的电路图。
图10是表示本发明的实施方式1的变形例3所涉及的控制电路的动作的时序图。
图11是本发明的实施方式1的变形例4所涉及的开关电源电路的电路图。
图12是本发明的实施方式1的变形例4所涉及的控制电路的电路图。
图13是本发明的实施方式2所涉及的开关电源电路的电路图。
图14是本发明的实施方式2所涉及的控制电路的电路图。
图15是本发明的实施方式2的变形例1所涉及的开关电源电路的电路图。
图16是本发明的实施方式2的变形例1所涉及的控制电路的电路图。
图17是表示本发明的实施方式2的变形例1所涉及的控制电路的动作的时序图。
图18是本发明的实施方式3所涉及的开关电源电路的电路图。
图19是本发明的实施方式3所涉及的控制电路的电路图。
图20是本发明的实施方式4所涉及的开关电源电路的电路图。
图21是本发明的实施方式4所涉及的控制电路的电路图。
图22是本发明的实施方式5所涉及的开关电源电路的电路图。
图23是本发明的实施方式5所涉及的控制电路的电路图。
图24是表示本发明的实施方式5所涉及的控制电路的动作的时序图。
具体实施方式
下面，参照附图来说明本发明的实施方式。此外，在以下的实施方式的说明中，当提及个数、量值等时，除了有特别记载的情况之外，本发明的范围并不一定限于该个数、量值等。在实施方式的附图中，设相同的参考标号或参考编号表示相同部分或相应部分。另外，在实施方式的说明中，对于附有相同参考标号等的部分等，有时不再重复进行说明。
[实施方式1]
图1，对本发明的实施方式1所涉及的开关电源电路1的电路图进行说明。
开关电源电路1具有：施加直流输入电压Vdc(也有时意味着直流输入电源Vdc)的低电位侧输入节点N1(下面也称为输入节点N1)和高电位侧输入节点N2(下面也称为输入节点N2)；以及输出对直流输入电压Vdc进行降压后的直流输出电压、且与负载6连接的低电位侧输出节点N3(下面也称为输出节点N3)和高电位侧输出节点N4(下面也称为输出节点N4)。共源共栅元件CAS的漏极端子D与施加直流输入电压Vdc的输入节点N2连接。输出节点N3与开关电源电路1的接地电位连接。
共源共栅元件CAS的源极端子S与线圈L的一侧端子连接，而该线圈L的另一侧端子与输出节点N4连接。与线圈L的一侧端子及输出节点N3分别连接有二极管Di的阴极K和阳极A。在输出节点N3与N4之间，连接有电容器C和生成输出电压监视信号VO(下面作为信号名称而标注的标号也意味着该信号的值)的输出电压监视电路VOM。输出电压监视电路VOM具有串联连接在输出节点N3与N4之间的电阻R1和电阻R2，从该连接点输出对直流输出电压进行分压而得到的值作为输出电压监视信号VO。
开关电源电路1还具有控制电路10。控制电路10具有输入端子10_VM、输入端子10_VS、以及输入端子10_VO，且分别施加有由共源共栅元件CAS的中间点端子M输出的中间点电位VM、由共源共栅元件CAS的源极端子S输出的源极电位VS、以及输出电压监视信号VO。控制电路10根据施加在这些输入端子上的信号来生成驱动信号DRV，并输出到共源共栅元件CAS的栅极端子G。
开关电源电路1构成降压变换器。作为一个示例，在输入节点N1与N2之间施加40V的直流输入电压，将降压到3V的直流输出电压输出到输出节点N3与N4之间。另外，在输入节点N1与N2之间也有时通过二极管桥式电路和线路滤波器而与商用交流电源连接。输出电压监视电路VOM将降压到3V的直流输出电压分压成例如1V左右的电压，并作为输出电压监视信号VO输出。
图2，对本发明的实施方式1所涉及的共源共栅元件的电路图进行说明。
常导通型晶体管Tr_non例如为高耐压的JFET((Junction Field EffectTransistor：结型场效应晶体管)、接型FET)，或者为GaNFET((GalliumNitride FET：氮化镓场效应晶体管)、氮化镓FET)。常截止型晶体管Tr_noff为低耐压的SiFET((Silicon Field Effect Transistor：硅场效应晶体管)、硅FET)。
常导通型晶体管即JFET或GaNFET在栅极G_non和源极S_non的电位相同的情况下呈导通状态，在栅极G_non相对于源极S_non成为负电压(例如为－1.5V)的情况下呈非导通状态。总之，常导通型晶体管Tr_non具有－1.5V的阈值。这些JFET或GaNFET由于在导通状态时的漏极－源极之间的电阻即导通电阻较小，且响应速度较快，因此，是一种能以较小的损耗来进行大电流的高速开关的器件。常截止型晶体管即SiFET是具有正的阈值的晶体管。
将常导通型晶体管Tr_non和常截止型晶体管Tr_noff通过中间点M进行共源共栅连接而形成共源共栅元件CAS，该共源共栅元件CAS作为一个整体而具有漏极端子D、栅极端子G、源极端子S、以及中间点端子MP，作为具有常截止型晶体管Tr_noff的正的阈值的晶体管进行动作。
共源共栅元件CAS的漏极端子D与常导通型晶体管Tr_non的漏极D_non连接，该共源共栅元件CAS的栅极端子G与常截止型晶体管Tr_noff的栅极G_noff连接，该共源共栅元件CAS的源极端子S与常截止型晶体管Tr_noff的源极S_noff及常导通型晶体管Tr_non的栅极G_non连接，该共源共栅元件CAS的中间点端子M与常截止型晶体管Tr_noff的漏极D_noff及常导通型晶体管Tr_non的源极S_non连接。
当共源共栅元件CAS的栅极端子G相对于源极端子S的电位为0V时，共源共栅元件CAS呈截止状态。此时，常截止型晶体管Tr_noff和常导通型晶体管Tr_non同为截止状态。此时，向漏极端子D施加直流输入电压Vdc的40V。另外，当共源共栅元件CAS为截止状态时，因为二极管Di为导通状态，所以源极端子S为0V。于是，中间点端子M(即中间点MP)的电位成为1.5V。共源共栅元件CAS在截止状态时，栅极G_non相对于源极S_non的电位稳定为常导通型晶体管Tr_non的阈值－1.5V附近的值。由于栅极G_non与源极端子S连接，因此中间点端子M相对于源极端子S如上所述成为1.5V。
若将共源共栅源极CAS的栅极端子G相对于源极端子S的电位设定为常截止型晶体管Tr_noff的阈值以上，则常截止型晶体管Tr_noff呈导通状态，其漏极D_noff的电位基本与源极端子S相等。其结果是，常导通型晶体管Tr_non的栅极G_non相对于源极S_non的电位基本成为0V，由于大于其阈值－1.5V，因此，常导通型晶体管Tr_non导通。
如上所述，共源共栅元件CAS作为具有高耐压、低导通电阻和高速响应的特征的常截止型晶体管进行动作。
参照图3，对本发明的实施方式1所涉及的控制电路10的电路图进行说明。另外，图1的DRV信号控制相对于源极端子S的电位的栅极端子G的电位。因此，虽然严格地说DRV信号相对于电路的接地电位是形成相互绝缘的结构，但是此处为了简化说明而省略绝缘结构。
控制电路10具有差动放大电路AMP、第1保护电路PTVM、输出电压判定电路VOD、或门电路OR10、振荡器OSC、非门INV1、或非门电路NOR1、以及驱动信号输出电路FF1。
差动放大电路AMP为由运算放大器OPm、电阻Rm、Rs、Rg、及Rf构成的一般的电路，分别向其输入端子10_VM以及输入端子10_VS输入中间点电位VM以及源极电位VS。运算放大器OPm对共源共栅元件CAS中的相对于源极端子S的中间点电位VM的电位进行放大，并作为中间点－源极间电压VMS输出。
中间点－源极间电压VMS的电压通过如下方法计算。
VMS的电压＝r2/r1*(VM-VS)
式中，r1＝Rm＝Rs，r2＝Rf＝Rg，符号“/”以及“*”分别表示除法以及乘法。如上述计算公式所示，中间点－源极间电压VMS是共源共栅元件CAS的相对于源极端子S的中间点端子M的电压。
当共源共栅元件CAS为截止状态时，由于相对于接地电位基准的源极电位VS为0V，中间点电位VM为1.5V，因此，中间点－源极间电压VMS为对1.5V乘以r2/r1的系数后得到的电压值。当共源共栅元件CAS为导通状态时，相对于接地电位基准的源极电位VS大致成为40V。另外，中间点电位VM如后所述，成为对源极电位40V加上取决于流过共源共栅元件CAS的电流的电压后得到的值。
第1保护电路PTVM具有开关SW1、比较器OP1、以及参考电源Vref1。
开关SW1具有输入端子A、输入端子B、选择端子Se、以及输出端子。根据施加在选择端子Se上的驱动信号DRV，将施加在输入端子A或输入端子B之中的任一个上的信号作为中间点－源极间电压VMS1输出。向输入端子A施加中间点－源极间电压VMS，向输入端子B施加接地电位。在驱动信号DRV为高电平的情况下，将中间点－源极间电压VMS作为中间点－源极间电压VMS1输出，在驱动信号DRV为低电平的情况下，将接地电位作为中间点－源极间电压VMS1输出。
比较器OP1对输入正端子的中间点－源极间电压VMS1和输入负端子的参考电源Vref1(参考电源Vref1等也意味着该电源的输出电压值。下面也一样。)进行比较，将其结果作为第1保护信号VM10输出。第1保护信号VM10具有2个值，在中间点－源极间电压VMS1大于参考电源Vref1的情况下成为高电平，在中间点－源极间电压VMS1小于参考电源Vref1的情况下成为低电平。
输出电压判定电路VOD具有比较器OPVO和参考电源Vref_VO。比较器OPVO将输入其正端子的输出电压监视信号VO和输入其负端子的参考电源Vref_VO的电压进行比较，并将其结果作为输出电压控制信号VOC输出。输出电压控制信号VOC具有2个值，在输出电压监视信号VO大于参考电源Vref_VO的情况下成为高电平，在输出电压监视信号VO小于参考电源Vref_VO的情况下成为低电平。
该输出电压监视信号VO是具有用输出电压监视电路VOM对开关电源电路1的直流输出电压进行分压后得到的值的信号。根据该输出电压控制信号VOC，能够检测出开关电源电路1的直流输出电压超出规定的设定值的情况。此处，输出电压判定电路VOD为了将直流输出电压保持为一定的值，利用输出电压监视信号VO来进行负反馈(反馈控制)。
严格地说，输出电压判定电路VOD进行P(比例)控制或I(积分)控制，相对于目标值和输出电压监视信号VO的差分来计算比例常数或积分常数，由此生成输出电压控制信号VOC。图3和其后的附图中所示出的输出电压监视电路VOM中，省略了进行那些P控制或I控制等的电路图。
2输入或门电路OR10对第1保护信号VM10和输出电压控制信号VOC进行或运算处理，并作为驱动复位信号VRST输出。当开关电源电路1的直流输出电压超过规定的值时，从输出电压判定电路VOD输出的输出电压控制信号VOC从低电平变化为高电平。从2输入或门电路OR10输出的驱动复位信号VRST的值反映了这种变化。
驱动信号输出电路FF1是RS闩锁型的触发器，按照输入到置位端子S及复位端子R的2值输入信号，从输出端子Q输出驱动信号DRV。驱动信号DRV具有2个值，当为高电平时使共源共栅元件CAS为导通状态，当为低电平时使共源共栅元件CAS为非导通状态。
驱动信号输出电路FF1的输出按照施加到置位端子S及复位端子R的输入信号的上升沿而变化。只要不向置位端子S及复位端子R输入该输入信号的上升沿，从输出端子Q输出的驱动信号DRV就保持输出状态(2个值中的某一个值)。
将振荡器OSC的输出经由非门INV1及2输入或非门电路NOR1输入到置位端子S。根据该振荡器OSC的输出，驱动信号输出电路FF1输出使共源共栅元件CAS呈导通状态的驱动信号DRV，以增大开关电源电路1的直流输出电压。每隔由振荡器OSC的频率而确定的规定的周期进行该动作。
非门INV1及2输入或非门电路NOR1是用于使驱动信号输出电路FF1的置位端子S及复位端子R不同时成为高电平的电路，以驱动复位信号VRST的高电平优先，取消此时的振荡器的OSC的上升沿。
将2输入或门电路OR10输出的驱动复位信号VRST输入到复位端子R。驱动复位信号VRST具有2个值，当第1保护信号VM10或者输出电压控制信号VOC的至少一个从低电平变化为高电平时，用其上升沿使驱动信号输出电路FF1复位。
利用输出电压控制信号VOC将驱动信号输出电路FF1进行复位的动作是开关电源电路1正常时的动作。利用该动作进行控制，由此使开关电源电路1的输出电压成为固定值。另一方面，当开关电源电路1发生异常时，驱动信号输出电路FF1利用第1保护信号VM10来复位。根据从共源共栅元件CAS的中间点端子M输出的中间点电位VM来生成该第1保护信号VM10。
参照图4，对本发明的实施方式1所涉及的控制电路10的动作进行说明。
<正常时的动作>
图4(a)示出了驱动信号输出电路FF1输出的驱动信号DRV的波形。驱动信号输出电路FF1根据在时刻t1产生的振荡器OSC的输出，来输出高电平的驱动信号DRV。利用处于高电平的驱动信号DRV使共源共栅元件CAS呈导通状态。
在时刻t2，若直流输出电压成为设定值即3V以上，则图3所示的输出电压监视信号VO的值超过参考电源Vref_VO，输出电压控制信号VOC从低电平变化为高电平。将该上升沿传送到驱动信号输出电路FF1的复位端子R，驱动信号DRV从高电平变化为低电平，共源共栅元件CAS呈非导通状态。
图4(b)示出了共源共栅元件CAS的漏极端子D－源极端子S之间的电压Vds的波形。在从时刻t1到时刻t2的期间，向共源共栅元件CAS的栅极端子G施加相对于源极端子S为15V的电压，构成共源共栅元件CAS的常截止型晶体管Tr_noff以及常导通型晶体管Tr_non都为导通状态，漏极端子D－源极端子S之间的电压Vds大致成为0V。
在时刻t2，共源共栅元件CAS成为非导通状态，其漏极端子D－源极端子S之间的电压一直上升到接近直流输入电压Vdc的40V的值为止。
图4(c)示出了流过线圈L的线圈电流IL的波形。在从时刻t1到时刻t2的期间，电流从开关电源电路1的输入节点N2经由共源共栅元件CAS流入线圈L。在这期间流入线圈L的电流等于流入共源共栅元件CAS的漏极端子D的漏极电流Id。漏极电流Id呈具有正斜率的直线形的方式从时刻t1时的10A一直增加到时刻t2时的15A为止。在该从时刻t1到时刻t2的期间，开关电源电路1的直流输出电压持续上升。
在从时刻t2到时刻t3的期间，由共源共栅元件CAS不向线圈L提供电流。但是，利用线圈L的积蓄能量，由电容器C向二极管Di流过阳极电流Ia。该阳极电流Ia的值呈直线性地从15A减少至10A。
图4(d)示出了图3所示的差动放大电路AMP所输出的中间点－源极间电压VMS的波形。中间点－源极间电压VMS示出了中间点电位VM相对于共源共栅元件CAS的源极端子S的值。即，输出在常截止型晶体管Tr_noff流过漏极电流Id的情况下的、输出源极S_noff与漏极D_noff之间的电压的测定结果。
若在时刻t1共源共栅元件CAS成为导通状态，则其中间点电位VM的值成为常截止型晶体管Tr_noff的导通电阻与漏极电流之积。所谓导通电阻，是晶体管为导通状态时的、外表上观察到的漏极－源极间的电阻值。例如，其导通电阻假定为10mΩ。在从时刻t1到时刻t2，设定线圈电流IL从10A增大到15A。由于中间点－源极间电压VMS是共源共栅元件CAS的中间点端子M相对于源极端子S的电位，因此，在从时刻t1到时刻t2的期间，中间点－源极间电压VMS从100mV(=10mΩ*10A)增大到150mV(=10mΩ*15A)。
在从时刻t2到时刻t3的期间，因为共源共栅元件CAS成为非导通状态，因此，中间点－源极间电压VMS成为接近常导通型晶体管Tr_non的阈值电压即1.5V的值。在这期间，线圈L向二极管Di流入阳极电流Ia。在处于非导通状态的共源共栅元件CAS中不能观测到该阳极电流Ia。
在从时刻t2到时刻t3的期间，除了示出实际的中间点－源极间电压VMS的波形，另外示出了从0.15V变化为0.1V的虚线的中间点－源极间电压VMS的波形。该虚线所示的波形是假设使上述阳极电流Ia流过共源共栅元件CAS的情况下、设定作为中间点－源极间电压VMS的波形。
图4(e)示出了图3所示的第1保护电路PTVM所输出的第1保护信号VM10的波形。在第1保护电路PTVM中，因为向开关SW1的选择端子Se输入高电平的驱动信号DRV，所以选择施加在开关SW1的输入端子A上的中间点－源极间电压VMS，且将其输入到比较器OP1。比较器OP1将参考电源Vref1(在本实施方式1中设定为0.22V)与中间点－源极间电压VMS进行比较。
在从时刻t1到时刻t2的期间，因为共源共栅元件CAS在正常动作时在所设定的范围内流过漏极电流Id，因此，中间点－源极间电压VMS处于低于参考电源Vref1即0.22V的从0.1V到0.15V的范围内。因此，比较器OP1所输出的第1保护信号VM10在此期间保持低电平的值(图4(e))。
在从时刻t2到时刻t3的期间，因为驱动信号DRV为低电平，所以图3的第1保护电路PTVM所具有的开关SW1将施加到输入端子B的接地电位(0V)作为中间点－源极间电压VMS1输入到比较器OP1。因为参考电源Vref1设定为0.22V，因此，第1保护信号VM10保持为低电平(图4(e))。
图4(f)示出了图3所示的2输入或门电路OR10所输出的驱动复位信号VRST的波形。驱动复位信号VRST是对第1保护信号VM10和输出电压控制信号VOC进行了或运算处理后的信号。
在从时刻t1到时刻t2的期间，第1保护信号VM10如上所述保持为低电平。输出电压控制信号VOC也保持为低电平。这是因为开关电源电路1的直流输出电压小于规定的值(3V)、且输出电压监视信号VO小于参考电源Vref_VO的缘故。因此，驱动信号输出电路FF1不会被驱动复位信号VRST复位。
在从时刻t2到时刻t3的期间，第1保护信号VM10如上所述保持为低电平。另一方面，输出电压控制信号VOC从低电平变化为高电平。这是由于开关电源电路1的直流输出电压超过了规定的值、而导致比较器OPVO的输出反相的结果。因此，驱动复位信号VRST从低电平变化为高电平，使驱动信号DRV转换为低电平。
<检测出异常时的动作>
参照图4，对从时刻t3到时刻t4的期间中的、控制电路10检测出异常时的动作进行说明。
正如图4(a)所示，在时刻t3，驱动信号DRV的电平根据振荡器OSC的输出而从低电平变化为高电平。然后，假定如下情况：即，在时刻ts连接在开关电源电路1的输出节点之间的负载6发生短路，或线圈L因发热而发生饱和。
正如图4(c)所示，由于负载6的短路或线圈的发热，在时刻ts以后，共源共栅元件CAS的漏极电流Id急剧增大。
正如图4(d)所示，从时刻ts起发生的漏极电流Id的急剧增大导致图3所示的中间点电位VM的增大，其结果是，差动放大电路AMP所输出的中间点－源极间电压VMS的值也急剧增大。在从时刻t1到时刻t2的正常动作时的期间，中间点－源极间电压VMS的值落在从0.1V至0.15V的范围内。但是，在时刻ts以后急剧地增大，在时刻te中间点－源极间电压VMS的值达到0.22V。
因为从时刻t3起将驱动信号DRV设定为高电平，因此，图3所示的第1保护电路PTVM的开关SW1选择中间点－源极间电压VMS，并输出到比较器OP1。
正如图4(e)所示，第1保护信号V10在时刻te从低电平变化为高电平。在时刻te，若中间点－源极间电压VMS超过了参考电源Vref1，则图3所示的第1保护电路PTVM使第1保护信号VM10的电平从低电平变化为高电平。
正如图4(f)所示，若在时刻te第1保护信号V10变化为高电平，则驱动复位信号VRST也从低电平变化为高电平。其结果是，将驱动信号输出电路FF1复位。由于驱动信号输出电路FF1通过输入置位端子S及复位端子R的上升沿脉冲进行动作，因此，利用产生为脉冲状的保护信号VM10使DRV信号变为低电平。直到输入下一个振荡器OSC的输出为止，保持低电平。其结果是，当正常时，驱动信号DRV应该在时刻t4被复位，但是由于检测出异常而在之前的时刻te被复位。
正如图4(a)所示，若驱动复位信号VRST在时刻te变化为高电平，则将图3所示的驱动信号输出电路FF1复位，驱动信号DRV从高电平下降为低电平。
正如图4(b)所示，若驱动信号DRV在时刻te下降为低电平，则图1所示的共源共栅元件CAS变为非导通状态，其源极端子S和漏极端子D之间的电压上升到接近直流输入电压Vdc的40V左右。
正如图4(c)所示，若共源共栅元件CAS在时刻te变成非导通状态，则不再从直流输入电压Vdc向线圈L提供能量。
另外，由于图4所示的各个信号是由模拟电路或数字电路进行处理的，因此，在各个信号之间会发生因这些电路等而引起的延迟。然而，为了简化说明，从图4(a)至图4(f)所示的信号记载为在同一时刻发生变化。在说明控制电路的动作的其它时序图中也同样采用该简化表现。
正如以上说明所述，作为共源共栅元件CAS的中间点电位VM来检测出因负载短路等而引起的线圈电流IL的异常增大，且利用第1保护电路PTVM所输出的第1保护信号VM10将其传送给驱动信号输出电路FF1。由于接受了该信号，利用驱动信号输出电路FF1，会强制地使处于导通状态的共源共栅元件CAS变为非导通状态，因此，能够保护负载6和开关电源电路1。
共源共栅元件CAS作为具有高速响应且低损耗的优点的开关元件来进行动作。利用具有高速响应性能的共源共栅元件，能够谋求开关速度的高频化。其结果是，能够在实现线圈小型化的基础上，进一步实现变换器的小型轻量化。另外，利用具有低损耗性能的共源共栅元件CAS，不需要以往必需的异常电流检测用的电阻，能够实现降低变换器的损耗。
在图4中，说明了在时刻ts线圈电流IL发生异常时的控制电路10的动作。即使在时刻t6以后，线圈电流IL也有可能数次发生异常。即使在这种情况下，控制电路10也根据中间点电位VM来检测出这些异常的发生，对负载6和开关电源电路1进行保护动作。
[实施方式1的变形例1]
参照图5，对本发明的实施方式1的变形例1所涉及的控制电路11的电路图进行说明。
控制电路11具有差动放大电路AMP、第2保护电路PTVMa、输出电压判定电路VOD、或门电路OR11、振荡器OSC、非门INV1、或非门电路NOR1、驱动信号输出电路FF1、以及开关控制电路FF2。
开关控制电路FF2是RS闩锁型的触发器，按照输入到置位端子S及复位端子R的2值输入信号，从输出端子Q输出开关控制信号DRV2。分别对置位端子S及复位端子R输入或非门电路NOR1的输出信号及驱动复位信号VRST。
差动放大电路AMP、输出电压判定电路VOD、振荡器OSC、非门INV1、或非门电路NOR1、以及驱动信号输出电路FF1与图3所示的实施方式1所涉及的控制电路10具有相同的结构，省略对它们的结构和动作的说明。
第2保护电路PTVMa是如下所述的保护电路：即，使得在图3所示的第1保护电路PTVM中，在驱动信号DRV为高电平和低电平的期间都进行中间点－源极间电压VMS与参考电压的比较。
第2保护电路PTVMa具有开关SW1和开关SW2，且该开关SW1和该开关SW2分别具有输入端子A、输入端子B、选择端子Se、以及输出端子。开关SW1及SW2在向选择端子Se施加高电平的期间，将输入到输入端子A的中间点－源极间电压VMS的值分别作为中间点－源极间电压VMS1及VMS2输出。另外，开关SW1及SW2两者都在向选择端子Se施加低电平的期间，将输入到输入端子B的接地电位分别作为中间点－源极间电压VMS1及VMS2输出。
向开关SW1的选择端子Se施加开关控制信号DRV2，向开关SW2的选择端子Se施加由非门INVSW反相后的开关控制信号DRV2。即，开关控制信号DRV2为高电平的期间，从开关SW1输出中间点－源极间电压VMS，在开关控制信号DRV2为低电平的期间，从开关SW2输出中间点－源极间电压VMS。
在图3所示的实施方式1所涉及的控制电路10中，利用从驱动信号输出电路FF1所输出的驱动信号DRV来控制第1保护电路PTVM。与此不同的是，实施方式1的变形例1所涉及的控制电路11除了具有控制共源共栅元件CAS的导通状态的驱动信号输出电路FF1，另外具有控制第2保护电路PTVMa的开关控制电路FF2。
中间点－源极间电压VMS1及VMS2的值分别在比较器OPS1及OPS2中与参考电源Vref1及Vref2进行比较。参考电源Vref1及Vref2两者的电压值都设为0.22V。这个值是在开关电源电路1正常动作的情况下、对共源共栅元件CAS所检测出的中间点－源极间电压VMS的最大值即0.15V具有余量的值。
比较器OPS1及OPS2分别输出具有2个值的中间点－源极间电压VMS1及VMS2。或门电路ORSW对中间点－源极间电压VMS1及VMS2进行或运算处理以生成第2保护信号VM11，并将其输出到或门电路OR11。第2保护信号VM11从第2保护电路PTVMa输出。
参照图6，对本发明的实施方式1的变形例1所涉及的控制电路11的动作进行说明。
<正常时的动作>
在图6中，在共源共栅元件CAS为导通状态的期间即从时刻t1到时刻t2的期间、以及在共源共栅元件CAS为非导通状态的期间即从时刻t2到时刻t3的期间，各个信号的变化与图4中对应的信号的变化相同，省略说明。
<检测出异常时的动作>
参照图6，对从时刻ts到时刻te的期间中的、控制电路11检测出异常时的动作进行说明。作为开关电源电路1的异常状态，例如假定为因噪声等的影响而使共源共栅元件CAS错误地变为导通状态的情况。
正如图6(a)所示，在时刻t4，驱动信号DRV从高电平变化为低电平。这是由于，因为开关电源电路1的直流输出电压超过规定的值(3V)，所以图5所示的输出电压控制信号VOC从低电平变化为高电平。
正如图6(c)所示，在时刻t4以后，共源共栅元件CAS变为非导通状态，若停止从直流输入电源Vdc向线圈L供给电流，则之后线圈电流IL减小。在共源共栅元件CAS为非导通状态的时刻ts发生误导通(在图6(a)中，虚线所示的驱动信号DRV从低电平变化为高电平)，线圈电流IL在时刻te增加到21.5A。另一方面，利用保持低电平的开关控制信号DRV2，由图5所示的开关SW2来选择中间点－源极间电压VMS，并将其输入到比较器OPS2。
将共源共栅元件CAS配置成远离图5所示的驱动信号输出电路FF1。其结果是，驱动信号DRV变长，容易受到噪声的影响。另一方面，开关控制电路FF2及第2保护电路PTVMa包括在控制电路11中，开关控制信号DRV2与驱动信号DRV相比，较难受到噪声的影响。因此，能够利用开关控制电路FF2和第2保护电路PTVMa来检测出共源共栅元件CAS为非导通状态的期间的异常动作，由此进行保护动作。
正如图6(d)所示，在时刻te，比较器OPS2将该中间点－源极间电压VMS和参考电源Vref2进行比较，再经由或门电路ORSW，以使第2保护信号VM11从低电平变化为高电平。利用该信号的变化，驱动复位信号VRST从低电平变化为高电平，驱动信号输出电路FF1使驱动信号DRV变化为低电平以使共源共栅元件CAS变为非导通状态。
实施方式1的变形例1所涉及的开关电源电路1即使在共源共栅元件处于非导通状态的期间，也能够检测出开关电源电路1的异常，实现对系统的保护。
在图6中，为了简化说明，对在时刻ts发生一次异常时的动作进行了说明。假定因噪声而引起的误动作反复发生，则对如时刻ts那样发生异常的次数进行计数，当发生了某个规定次数以上时，将整个系统作为故障模式并使其停止。
此处作为系统，例如假定为液晶电视机，开关电源电路1设定为对液晶电视机的背光源或液晶面板进行供电的电路。液晶电视机另外还具有待机系统的省电电源，对控制液晶电视机的系统微机进行供电。系统微机管理整个液晶电视机发生异常的情况，当开关电源电路1发生异常时，进行锁定而使液晶电视机不动作。液晶电视机发生异常的情况利用该液晶电视机本体所具有的LED等来告知用户，通知需要进行修理。
[实施方式1的变形例2]
参照图7，对本发明的实施方式1的变形例2所涉及的控制电路12的电路图进行说明。
控制电路12具有差动放大电路AMP、第1保护电路PTVM、输出电压判定电路VOD、或门电路OR12、振荡器OSC、非门INV1、或非门电路NOR1、驱动信号输出电路FF1、以及保持电路HOLD。在控制电路12中，除了保持电路HOLD以外的其它电路与图3所示的实施方式1所涉及的控制电路10的结构相同，省略对它们的结构和动作的说明。
保持电路HOLD具有保持电路SR和计时器TMR。若对保持电路SR的输入端子S输入高电平的第1保护信号VM12(下面有时也记载为标志信号FLG。)则按照该第1保护信号VM12的上升沿信号，从输出端子(未图示)输出高电平的锁定信号(LOCK)。利用该动作，直到向复位端子R输入上升沿脉冲为止使锁定信号(LOCK)保持为高电平。
计时器TMR从输入锁定信号LOCK起经过规定时间(例如3秒)之后，将复位信号RST输出到保持电路SR。若向保持电路SR的复位端子R输入复位信号RST，则保持电路SR将锁定信号LOCK从高电平变化为低电平。
总之，若输入高电平的第1保护信号VM12（标志信号FLG），则保持电路HOLD在规定时间(3秒)内持续输出高电平的锁定信号LOCK。若经过规定时间，则锁定信号LOCK从高电平变化为低电平。利用该保持电路，能够使得利用第1保护信号VM12将驱动信号输出电路FF1进行复位的复位时间(使共源共栅元件CAS为非导通状态的时间)保持规定时间。
参照图8，对本发明的实施方式1的变形例2所涉及的控制电路12的动作进行说明。
<正常时的动作>
在图8中，在共源共栅元件CAS为导通状态的期间即从时刻t1到时刻t2的期间、以及在共源共栅元件CAS为非导通状态的期间即从时刻t2到时刻t3的期间，各个信号的变化与图4中对应的信号的变化相同，省略说明。另外，图8中的第1保护信号V12与图4中的第1保护信号V10对应。即，两个保护信号都由第1保护电路PTVM输出。
<检测出异常时的动作>
参照图8，对从时刻ts到时刻te的期间中的、控制电路12检测出异常时的动作进行说明。
正如图8(a)所示，在时刻t3，驱动信号DRV的电平根据振荡器OSC的输出而从低电平变化为高电平。然后，假定在时刻ts开关电源电路1的负载6发生短路，或线圈发生饱和。
正如图8(c)所示，由于负载6的短路或线圈的异常，在时刻ts以后，共源共栅元件CAS的漏极电流Id急剧增大。
正如图8(d)所示，从时刻ts起发生的漏极电流Id的急剧增大导致图3所示的中间点电位VM的增大，其结果是，差动放大电路AMP所输出的中间点－源极间电压VMS的值也急剧增大。在从时刻t1到时刻t2的正常动作时的期间，中间点－源极间电压VMS的值落在从0.1V至0.15V的范围内。但是，在时刻ts以后急剧地增大，在时刻te中间点－源极间电压VMS的值达到0.22V。
因为从时刻t3起使驱动信号DRV保持为高电平，因此，图7(具体的电路结构为图3)所示的第1保护电路PTVM的开关SW1向比较器OP1输出中间点－源极间电压VMS。
正如图8(e)所示，第1保护信号V12(FLG)在时刻te从低电平变化为高电平。这是因为中间点－源极间电压VMS的值超过了用参考电源Vref1所设定的异常检测电压0.22V。
正如图8(f)所示，保持电路(HOLD)从时刻te起到用计时器TMR所设定的保持时间t_HOLD(3秒)为止，输出保持为高电平的锁定信号LOCK。
正如图8(g)所示，在锁定信号LOCK保持为高电平的期间，驱动复位信号VRST保持为高电平。在此期间，驱动信号输出电路FF1输出低电平的驱动信号DRV，使共源共栅元件CAS保持非导通状态。此期间所产生的振荡器OSC的上升沿脉冲被INV1和NOR1清除，不会提供给驱动信号输出电路FF1。这是因为，在2输入或门电路OR12的输出为高电平的期间，振荡器OSC所输出的高电平利用非门INV1变为低电平，且2输入或非门电路NOR1因高电平和低电平的输入而变为低电平。
在锁定信号LOCK保持为高电平的期间，不会在线圈L中存储能量，提供给开关电源电路1的负载6的功率也几乎成为零，由此来保护负载或开关电源电路1。而且，在由保持电路HOLD所设定的期间内，共源共栅元件CAS保持非导通状态。在此期间，能够利用未图示的系统微机对包括开关电源电路1的整个系统进行异常诊断。在检测出异常的情况下，使系统停止，在没有检测出异常的情况下，在经过由计时器TMR所设定的时间之后，解除锁定信号LOCK(从高电平变换为低电平)。
实施方式1的变形例2是采用组合有第1保护电路PTVM和保持电路HOLD的结构。但是，用组合第2保护电路PTVMa和保持电路HOLD的结构来代替组合第1保护电路PTVM和保持电路HOLD的结构，也能起到同样的作用和效果。
[实施方式1的变形例3]
参照图9，对本发明的实施方式1的变形例3所涉及的控制电路13的电路图进行说明。
控制电路13是对于图3所示的控制电路10追加输出功率监视电路PTOC后得到的结构。与此同时，将生成驱动复位信号VRST的2输入的或门电路OR10(图3)置换成3输入的或门电路OR13。
输出功率监视电路PTOC具有限幅电路CLP、乘法电路MUL、比较器OPC、以及参考电源Vrefc。限幅电路CLP生成将中间点－源极间电压VMS限幅到0.2V以下的中间点限幅电压VMC。乘法电路MUL将输出电压监视信号VO与中间点限幅电压VMC的乘积值、即输出功率信号PWRO输出。比较器OPC将输出功率信号PWRO和参考电源Vrefc进行比较，输出具有2个值的第3保护信号OPM。图9所示的其它结构与图3中示出的标有相同标号的对应结构相同，省略说明。
输出功率监视电路PTOC根据流过图1所示的共源共栅元件CAS的电流和开关电源电路1的直流输出电压，推定开关电源电路1提供给负载6的功率值。在推定出的功率超过规定的值的情况下，共源共栅元件CAS从导通状态变换为非导通状态。
参照图10，对本发明的实施方式1的变形例3所涉及的控制电路13的动作进行说明。
<正常时的动作>
正如图10所示，在从时刻t1到时刻t2的期间，利用共源共栅元件CAS导通，使线圈L的线圈电流IL从10A增大到15A。在此期间，中间点－源极间电压VMS大约在从0.1V到0.15V的范围内增加。因此，中间点－源极间电压VMS不会被限幅电路CLP限幅，而是保持其值以作为中间点限幅电压VMC输出。此期间的输出功率信号PWRO的值从P1增加到P2。但是，这个值不会超过参考电源Vrefc的值，第3保护信号OPM保持为低电平。
正如图10(c)所示，在从时刻t2到时刻t3的期间，共源共栅元件CAS变为非导通状态。其结果是，共源共栅元件CAS的漏极电流Id成为零，从线圈L流入二极管Di的阳极电流Ia从15A减小到10A。在此期间，中间点－源极间电压VMS的值成为共源共栅元件CAS的常导通型晶体管Tr_non的阈值电压、即1.5V左右的电压。
正如图10(d)所示，具有1.5V的值的中间点－源极间电压VMS的超过0.2V的值被限幅电路CLP限幅，且作为具有0.2V的值的中间点限幅电压VMC被输出到乘法电路MUL。在从时刻t2到时刻t3中，除了用实线示出的中间点限幅电压VMC，另外用从0.15V减小到0.1V的虚线来表示。该虚线是假设在用共源共栅元件CAS检测出流过二极管Di的阳极电流Ia的情况下的、中间点－源极间电压VMS的波形。
在从时刻t2到时刻t3的期间，能够利用中间点－源极间电压VMS来准确地测定流过线圈L的电流。但是，在从时刻t2到时刻t3的期间，处于非导通状态的共源共栅元件CAS的中间点电位VM变为浮动状态。该中间点电位VM的常导通型晶体管Tr_non的栅极G_non相对于源极S_non的电位稳定为常导通型晶体管Tr_non的阈值电压附近。
总之，在共源共栅元件CAS处于非导通状态的期间，根据中间点电位VM的电位，不能准确地测定线圈L的电流。因此，利用限幅电路CLP，将示出1.5V左右的值的中间点－源极间电压VMS的值限幅为例如0.2V。利用该限幅电路CLP，能够尽可能地排除因不能利用处于非导通状态的共源共栅元件CAS来测定线圈L的电流而造成的误差。
中间点－源极间电压VMS是利用共源共栅元件CAS将流过线圈L的线圈电流IL变换为电压后得到的值。在共源共栅元件处于非导通状态的期间，该线圈电流IL用上述虚线来表示。在本实施方式中，用限幅电路CLP对该期间的中间点－源极间电压VMS的值进行限幅，以将其作为具有0.2V的值的中间点限幅电压VMC。将该中间点限幅电压VMC设定作为近似于用该虚线表示的阳极电流Ia(共源共栅元件CAS处于非导通期间的线圈电流IL)的值。
因该近似而造成的测定误差为50％左右，在需要进一步提高测定精度的情况下，可以将限幅电压向下调整到例如0.17V。设定的该限幅电压最小值是考虑了共源共栅元件CAS在导通期间的中间点－源极间电压VMS的最大值而确定的。
<检测出异常时的动作>
正如图10(c)所示，当共源共栅元件CAS在时刻t3再次变为导通状态之后，在时刻ts线圈L发生饱和，在时刻te，线圈电流IL增大到21.5A。
正如图10(e)所示，若中间点－源极间电压VMS超过正常时的最大值0.15V，则在时刻te，输出功率信号PWRO超过参考电源Vrefc的值。其结果是，输出功率监视电路PTOC使第3保护信号OPM从低电平变化为高电平(图10(f))。利用该第3保护信号OPM的变化，驱动复位信号VRST将驱动信号输出电路FF1进行复位，驱动信号DRV使共源共栅元件CAS变为非导通状态(图10(g))。
正如图10(e)、(f)及(g)所示，若线圈电流IL(二极管Di的阳极电流Ia)减小，则输出电压监视信号VO下降，在时刻tr，输出功率信号PWRO变为参考电源Vrefc以下。于是，第3保护信号OPM从高电平变化为低电平，驱动复位信号VRST也从高电平变化为低电平，从而恢复到通常的动作状态。
该输出功率监视电路PTOC检测由开关电源电路1向负载6供电是否发生异常。当检测出异常时，停止从共源共栅元件CAS向线圈L提供电流，来保护开关电源电路1和负载6。
由输出功率监视电路PTOC对开关电源电路1的异常进行的检测，能够换为第1保护电路PTVM，与由第2保护电路PTVMa进行的异常检测同时进行。另外，也可以是如下结构：即，将第1保护电路PTVM或第2保护电路PTVMa的输出向图7所示的保持电路HOLD进行输入，用保持电路HOLD输出的锁定信号LOCK将驱动信号输出电路FF1进行复位。
[实施方式1的变形例4]
参照图11，对本发明的实施方式1的变形例4所涉及的开关电源电路1a的电路图进行说明。
开关电源电路1a的结构是对于图1所示的开关电源电路1追加生成输入电压监视信号VI的输入电压监视电路VIM、且将图1的控制电路10置换成控制电路14后得到的结构。
输入电压监视电路VIM具有串联连接在开关电源电路1a的输入节点N1和N2之间的电阻R3和电阻R4。从电阻R3和电阻R4的连接点输出作为将施加到输入节点N1和N2之间的直流输入电压Vdc（40V）例如分压为1V的输入电压监视信号VI。控制电路14是对于图3所示的本发明的实施方式1所涉及的控制电路10新追加将输入电压监视信号VI进行输入的输入端子15_VI后得到的结构。
参照图12，对本发明的实施方式1的变形例4所涉及的控制电路14的电路图进行说明。
控制电路14所包括的平均输入功率监视电路PTIA具有均化电路AVR、乘法电路MUL、比较器OPA、以及参考电源Vrefa。均化电路AVR对开关SW1输出的中间点－源极间电压VMS1进行均化，输出平均中间点电位VMA。乘法电路MUL将输入电压监视信号VI和平均中间点电位VMA的乘积值作为均化输入功率信号PWRAI，输出到比较器OPA。
比较器OPA将平均输入功率信号PWRAI和参考电源Vrefa进行比较，将其比较结果作为具有2个值的第4保护信号AIPM输出。第4保护信号AIPM与第1保护信号VM14和输出电压控制信号VOC一起输入到3输入或门电路OR14。图12所示的其它结构与图3中示出的标有相同标号的对应结构相同，省略说明。
共源共栅元件CAS的中间点－源极间电压VMS1及输入电压监视信号VI分别根据开关电源电路1a的输入电流和输入电压来生成。平均输入功率监视电路PTIA根据由此生成的各个信号来计算出开关电源电路1a的平均输入功率。在该计算值超过规定的值的情况下，用第4保护信号AIPM将驱动信号输出电路FF1进行复位，从而保护开关电源电路1a。
作为输入电压与输入电流之积而求出图11所示的开关电源电路1a的输入功率。正如图12所示，将输入电压变换为输入电压监视电路VIM输出的输入电压监视信号VI。将输入电流变换为根据流过共源共栅元件CAS的电流而生成的中间点－源极间电压VMS1。
输入电压监视信号VI不取决于共源共栅元件CAS处于导通状态或非导通状态，而是根据施加到输入节点N1和N2之间的直流输入电压Vdc来生成。另一方面，中间点－源极间电压VMS1是如下值：即，在共源共栅元件CAS处于导通状态时，常截止型晶体管Tr_noff的导通电阻(在漏极D_noff与源极S_noff之间观察到的电阻值)和共源共栅元件CAS的漏极电流Id之积、即这样得到的电压。
共源共栅元件CAS处于导通状态的期间所流过的电流的平均值相当于开关电源电路1a的输入电流。在共源共栅元件CAS处于非导通状态的情况下，在图12中，因为在驱动信号DRV为低电平的期间开关SW1输出接地电位(0V)，因此该电流的平均值成为0。总之，乘法电路MUL的输出成为开关电源电路1a的输入功率的信息。
在开关电源电路1a正常动作时，平均输入功率信号PWRAI的值不会超过参考电源Vrefa的值，利用输出电压控制信号VOC和第1保护信号VM14来控制共源共栅元件CAS的导通状态。
另一方面，在开关电源电路1a的负载发生短路或线圈L发生饱和时，输入电流异常地增大。该输入电流的异常增大会使中间点－源极间电压VMS1增大，进而会使平均输入功率信号PWRAI增大。若平均输入功率信号PWRAI超过参考电源Vrefa，则第4保护信号AIPM从低电平变化为高电平，且将驱动信号DRV设定为低电平。
如上所述，平均输入功率监视电路PTIA检测出对开关电源电路1a的异常供电。在检测出异常的情况下，将共源共栅元件CAS设定为非导通状态，对开关电源电路1a、线圈L、或者负载6进行保护。
实施方式2
参照图13，对本发明的实施方式2所涉及的开关电源电路2的电路图进行说明。
开关电源电路2具有：施加直流输入电压Vdc的输入节点N1和N2；以及输出将直流输入电压Vdc升压后的直流输出电压、且与负载6连接的输出节点N3和N4。线圈L的一个端子和另一个端子分别与输入节点N2及共源共栅元件的漏极端子D连接。共源共栅元件CAS的源极端子S与输入节点N1连接。
开关电源电路2构成升压变换器。作为一个示例，在输入节点N1与N2之间施加100V的直流输入电源，从输出节点N3和N4输出被升压到400V的直流输出电压。另外，在输入节点N1和N2之间，也有时通过二极管桥式电路和线路滤波器与商用交流电源连接。输出电压监视电路VOM将被升压到400V的直流输出电压分压成例如1V左右的电压，并作为输出电压监视信号VO输出。
二极管Di的阳极A和阴极K分别与线圈L的另一个端子及输出节点N4连接。在输出节点N3和N4之间，连接有生成输出电压监视信号VO的输出电压监视电路VOM。
开关电源电路2还具有控制电路20。控制电路20具有输入端子20_VM、输入端子20_VO、以及输出端子20_DRV，且分别施加从共源共栅元件CAS的中间点端子M输出的中间点电位VM、以及输出电压监视信号VO。控制电路20根据施加在这些输入端子上的信号来生成驱动信号DRV，并输出到共源共栅元件CAS的栅极端子G。另外，共源共栅元件CAS的结构正如图2所示的那样，省略说明。
参照图14，对本发明的实施方式2所涉及的控制电路20的电路图进行说明。
控制电路20的结构为从图7所示的本发明的实施方式1的变形例2所涉及的控制电路12中除去差动放大电路AMP后得到的结构。在实施方式1中，共源共栅元件CAS的源极端子S的电位发生变化。为了求出以该源极端子S为基准的中间点端子M的电位，需要差动放大电路AMP。但是，在实施方式2中，源极端子S是接地电位，因此不需要差动放大电路AMP。
第1保护电路PTVM在驱动信号DRV为高电平的期间，将所输入的中间点电位VM和参考电源Vref1进行比较，在发生异常的情况下，将第1保护信号VM20变化为高电平。保持电路HOLD在规定的期间将锁定信号LOCK保持为高电平，将驱动信号输出电路FF1进行复位，并将驱动信号DRV保持为低电平。在锁定信号LOCK为高电平的期间，利用非门INV1、2输入或非门电路NOR1将振荡器OSC的上升沿脉冲信息清除，不提供给驱动信号输出电路FF1。
在图13中，在共源共栅元件CAS处于导通期间，若将电压值与导通占空时间(从时刻t1到时刻t2的时间)进行交换，则当负载6发生短路或线圈L发生饱和时的控制电路20的动作与图8所示的实施方式1的变形例2相同。
共源共栅元件CAS为导通状态时的中间点电位VM成为由共源共栅元件CAS的漏极端子D的漏极电流Id与常截止型晶体管Tr_noff的导通电阻之积而确定的电压。该中间点电位VM发生异常的电压上升表示因负载6发生短路、或线圈L发生饱和而引起了漏极电流Id的异常。因此，通过对共源共栅元件CAS处于导通状态的期间的中间点电位VM的电压值进行监视，能够保护开关电源电路2。
由此，本发明的实施方式也能适用于升压变换器。
[实施方式2的变形例1]
参照图15，对本发明的实施方式2的变形例1所涉及的开关电源电路2a的电路图进行说明。
开关电源电路2a的结构是对于图13所示的开关电源电路2追加生成输入电压监视信号VI的输入电压监视电路VIM、且将图13的控制电路20置换成控制电路21后得到的结构。
输入电压监视电路VIM具有串联连接在开关电源电路2a的输入节点N1和N2之间的电阻R3和电阻R4。从电阻R3和电阻R4的连接点输出作为将施加到输入节点N1和N2之间的直流输入电压Vdc(100V)例如分压为1V的输入电压监视信号VI。
参照图16，对本发明的实施方式2的变形例1所涉及的控制电路21的电路图进行说明。
控制电路21是对于图14所示的控制电路20的结构追加输入功率监视电路PTIC、且与此同时将2输入或门电路OR20置换成3输入或门电路OR21后得到的结构。
输入功率监视电路PTIC具有限幅电路CLP、乘法电路MUL、比较器OPC、以及参考电源Vrefc。限幅电路CLP生成将中间点电位VM限幅成规定的电压后得到的中间点限幅电压VMC。乘法电路MUL将输入电压监视信号VI与中间点限幅电压VMC的乘积值作为输入功率信号PWRI输出。比较器OPC将输入功率信号PWRI和参考电源Vrefc进行比较，输出具有2个值的第5保护信号CIPM。图16所示的其它结构与图14中示出的标有相同标号的对应结构相同，省略说明。
参照图17，对本发明的实施方式2的变形例1所涉及的控制电路21的动作进行说明。
<正常时的动作>
正如图17(c)及(d)所示，在从时刻t1到时刻t2的期间，利用共源共栅元件CAS导通，使线圈L的线圈电流IL从2A增大到3A。在此期间，中间点－源极间电压VMS大约从0.1V增大到0.15V。因此，中间点－源极间电压VMS不会被限幅电路CLP限幅，而是保持其值以作为中间点限幅电压VMC输出。在此期间的中间点－源极间电压VMS对应于共源共栅元件CAS处于导通状态的期间的、由直流输入电源Vdc提供给线圈L的电源电流的值。
在从时刻t2到时刻t3的期间，因为共源共栅元件CAS处于非导通状态，因此中间点电位VM成为1.5V。限幅电路CLP将中间点电位VM限幅成0.2V，将其作为具有0.2V的值的中间点限幅电压VMC输出到乘法电路MUL（图17(d)）。
在从时刻t2到时刻t3中，除了用实线示出的中间点限幅电压VMC，另外用从0.15V减小到0.1V的虚线来表示(图17(d))。该虚线是假设在用共源共栅元件CAS检测出从线圈L流过二极管Di的阳极电流Ia的情况下的、中间点－源极间电压VMS的波形。用虚线所示的中间点－源极间电压VMS对应于共源共栅元件CAS处于非导通状态的期间的、由直流输入电源Vdc提供给线圈L的电源电流的值。
限幅电路CLP通过将作为中间点－源极间电压VMS输出的1.5V电压限幅成0.2V，由此输出与用虚线示出的原值近似的值。因该近似而造成的测定误差为50％左右，在需要进一步提高测定精度的情况下，可以将限幅电压向下调整到例如0.17V。设定的该限幅电压最小值是考虑了共源共栅元件CAS在导通期间的中间点－源极间电压VMS的最大值而确定的。
在共源共栅元件CAS处于导通状态的从时刻t1到时刻t2的期间，线圈L的电流能够根据中间点－源极间电压VMS来准确地测定。但是，在从时刻t2到时刻t3的期间，处于非导通状态的共源共栅元件CAS的中间点电位VM变为浮动状态。因为常导通型晶体管Tr_non的栅极G_non相对于源极S_non的电位稳定在常导通型晶体管Tr_non的阈值电压附近，因此该期间的中间点电位VM能够根据中间点电位VM的电位来准确地测定线圈L的电流。
因此，利用限幅电路CLP，将示出1.5V左右的值的中间点－源极间电压VMS的值限幅为例如0.2V。利用该限幅电路CLP，能够尽可能地排除因不能利用处于非导通状态的共源共栅元件CAS来测定线圈L的电流而造成的误差。
正如图17(e)及(f)所示，在开关电源电路2a正常动作的从时刻t1到时刻t3的期间，输入功率信号PWRI从P1(时刻t1)增加到P2(时刻t2)，然后减少到P1(时刻t3)。在此期间，由于输入功率信号PWRI的值没有超过参考电源Vrefc的值，因此第5保护信号CIPM保持为低电平(0V)。
<检测出异常时的动作>
正如图17(c)所示，当共源共栅元件CAS在时刻t3再次变为导通状态之后，在时刻ts负载6发生故障(短路)，在时刻te，线圈电流IL增大到3.5A。
正如图17(d)至(g)所示，在时刻te，若中间点－源极间电压VMS超过正常时的最大值0.15V，则输入功率信号PWRI的值达到参考电源Vrefc的值(图17(e))。此时，图16的输入功率监视电路PTIC使第5保护信号CIPM从低电平变化为高电平(图17(f))，接受到该信号的变化，驱动复位信号VRST也变化为高电平(图17(g))。
若在时刻te驱动信号DRV变化为低电平(图17(a))，则线圈电流IL的值从3.5A起转变为减小(图17(c))。在时刻te中间点－源极间电压VMS超过0.15V达到限幅电压0.2V为止的时间，输入功率信号PWRI增大，然后转变为减少。在时刻tr，若输入功率信号PW RI变为小于参考电源Vrefc(图17(e))，则第5保护信号CIPM从高电平变化为低电平，与之相对应，驱动复位信号VRST也变化为低电平，之后恢复到通常动作模式(图17(f)、(g))。
实施方式2的变形例1所涉及的开关电源电路2a在共源共栅元件CAS的整个导通及非导通期间，根据其直流输入电压Vdc及利用共源共栅元件CAS所求出的输入电流，一直对所输入的功率进行监视。由此，在开关电源电路2a或负载6发生不正常的情况下，能迅速地停止供电，保护开关电源电路2a或负载。
实施方式3
参照图18，对本发明的实施方式3所涉及的开关电源电路3的电路图进行说明。
开关电源电路3是具有电流连续模式的功率因数改善电路的升压变换器电路。开关电源电路3除了以下几点之外，与图15所示的实施方式2的变形例1所涉及的开关电源电路2a相同。开关电源电路3在电阻R4和输出节点N3的连接点与输入节点N1之间具有检测电阻RS，从检测电阻RS的一个端子输出电源电流信号CS。
在输入节点N1和输入节点N2之间，施加用二极管桥式电路DB对交流电源AC进行整流后的输入电压。该输入电压的波形是对交流电源AC的正弦波电压进行全波整流后的波形，是以100/120Hz的频率(是商用电源频率50/60Hz的2倍)从0V变化为141V(100Vrms的√2倍)的电压波形。
而且，与图15所示的控制电路21不同，向控制电路30的输入端子30_CS输入电源电流信号CS。电源电流信号CS是将开关电源电路3的接地侧电源电流变换为电压而得到的，电源电流与流过线圈L的电流几乎相等。
图18所示的开关电源电路3的输入节点N1和输入节点N2之间连接有二极管桥式电路DB，将对交流电源AC的交流电压进行了全波整流之后的电压施加到输入节点N1和N2之间。
参照图19，对本发明的实施方式3所涉及的控制电路30的电路图进行说明。
作为构成要素，控制电路30具有第1保护电路PTVM、2输入或门电路OR30、振荡器OSC、非门INV1、2输入或非门电路NOR1、驱动信号输出电路FF1、以及电流连续模式的功率因数改善电路CCM。除了第1保护电路PTVM及电流连续模式的功率因数改善电路CCM以外的各个结构要素与图3等中标有相同标号的结构是相同的，省略对其结构和功能的说明。
对第1保护电路PTVM所具有的开关SW1的输入端子A，施加表示共源共栅元件CAS的中间点端子M的电位的中间点电位VM。利用驱动信号DRV而处于导通状态的共源共栅元件CAS的中间点电位VM是由流过共源共栅元件CAS的漏极端子D的漏极电流Id和常截止型晶体管Tr_noff的导通电阻之积所决定的电压，从开关SW1作为中间点－源极间电压VMS1输出，并用比较器OPS1与输入电压监视信号VI进行比较。在开关电源电路3中发生异常时，比较器OPS1所输出的第1保护信号VM30a从低电平变化为高电平，使共源共栅元件CAS呈非导通状态。
第1保护电路PTVM与图3的不同点在于比较器OPS1的基准成为输入电压监视信号VI这一点。输入电压监视信号VI是输入电压的全波整流正弦波的信息。总之，是用于与交流电源相位的电压状态相适应而理想地检测出异常状态的信号。
为了改善开关电源电路3的输入即交流电源AC的功率因数，必须使交流电源AC的电压和流过的电流这两者的波形大致一致。因此，输入电压监视信号VI接近零时，缩短共源共栅元件CAS的导通时间，减小流过线圈L的电流。另一方面，在输入电压监视信号VI较大的情况(日本的100Vrms的情况下峰值大致为140V)下，延长共源共栅元件CAS的导通时间。所以异常时对电流值的判断是根据交流电源AC的相位而变化的。通过将比较器OPS1的基准设定为输入电压监视信号VI，能够理想地检测出异常电压。
电流连续模式的功率因数改善电路CCM具有输出电压判定电路VOD、乘法电路MUL、以及比较器OPCCM。输出电压判定电路VOD将输出电压监视信号VO和参考电源Vref_VO进行比较，输出具有2个值的输出电压控制信号VOC。乘法电路MUL进行该输出电压控制信号VOC和输入电压监视信号VI的乘法计算，将其结果输出到比较器OPCCM。
此处，乘法电路MUL的输出兼具如下2个信息：即，关于开关电源电路3的当前输出电压相对于原本应有的额定输出电压具有多少误差(相对于额定输出电压要小多少)的信息，以及关于为了改善功率因数需要流过多少电流的信息。比较器OPCCM将乘法电路MUL的输出和从检测电阻RS输出的电源电流信号CS进行比较，输出第1功率因数控制信号VM30b。
由此，流过线圈L的电流呈与交流电源AC的电压波形相对应的电流波形，其结果能够改善功率因数。
驱动信号输出电路FF1按照第1功率因数控制信号VM30b，对共源共栅元件CAS的导通状态进行控制，从而使线圈L(图18)的电流波形大致与交流电源AC的电流波形一致，也就是使功率因数接近1。向2输入或门电路OR30输入第1功率因数控制信号VM30b、以及第1保护信号VM30a，其输出向驱动信号输出电路FF1的复位端子R输入。因此，当具有电流连续模式的功率因数改善电路CCM的开关电源电路3中发生线圈饱和或负载短路等的异常情况时，按照第1保护信号VM30a使共源共栅元件CAS变为非导通状态，防止系统被破坏。
由此，本发明的实施方式也适用于具有功率因数改善功能的升压变换器。
实施方式4
参照图20，对本发明的实施方式4所涉及的开关电源电路4的电路图进行说明。
开关电源电路4是具有电流临界模式的功率因数改善电路的升压变换器。所谓临界模式，是指在电流大致成为零的时刻使共源共栅元件CAS接通的动作。在这种模式中，将共源共栅元件CAS的导通时间和截止时间相加得到的开关周期是根据对交流电源AC进行全波整流后得到的正弦波的电压值而变化的。在用图1或图3等说明的开关电源电路中，因为根据振荡器OSC使共源共栅元件CAS的接通时刻为固定的时刻，因此，开关周期是固定的，但是本发明的实施方式中该周期是可变的。本发明的实施方式也适合于这样的可变周期、可变频率。
开关电源电路4除了以下几点之外，与图15所示的实施方式2的变形例1所涉及的开关电源电路2a相同。开关电源电路4具有检测线圈L的电流的电流检测线圈Ld。线圈L和电流检测线圈Ld成为变压器的关系，利用磁耦合从电流检测线圈Ld取出流过线圈L的动作的拷贝值。从电流检测线圈Ld的一个端子输出零电流检测信号ZCD。
电流检测线圈Ld的另一个端子与低电位侧电源布线(接地电平)连接。
而且，与图15所示的控制电路21不同，向控制电路40的输入端子40_ZCD输入零电流检测信号ZCD。
图20所示的开关电源电路4的输入节点N1和输入节点N2之间连接有二极管桥式电路DB，将对交流电源AC的交流电压进行了全波整流之后的正弦波电压施加到输入节点N1和N2之间。
参照图21，对本发明的实施方式4所涉及的控制电路40的电路图进行说明。
控制电路40具有第1保护电路PTVM、2输入或门电路OR40、驱动信号输出电路FF1、以及电流临界模式的功率因数改善电路CRM。除了电流临界模式的功率因数改善电路CRM以外的各个结构要素与图3等中标有相同标号的结构是相同的，省略对其结构和功能的说明。
对第1保护电路PTVM所具有的开关SW1的输入端子，施加表示共源共栅元件CAS的中间点端子M的电位的中间点电位VM。利用驱动信号DRV而处于导通状态的共源共栅元件CAS的中间点电位VM是由流过共源共栅元件CAS的漏极端子D的漏极电流Id和常截止型晶体管Tr_noff的导通电阻之积而决定的电压。
该中间点电位VM作为中间点－源极间电压VMS1从开关SW1输出，并用比较器OP1与输入电压监视信号VI进行比较。在开关电源电路4中发生异常时，比较器OP1所输出的第1保护信号VM40a从低电平变化为高电平，使共源共栅元件CAS呈非导通状态。
图3的第1保护电路PTVM的比较器OP1将中间点－源极间电压VMS1和参考电源Vref1进行比较。与此不同的是，图21的第1保护电路PTVM的比较器OP1将中间点－源极间电压VMS1与输入电压监视信号VI进行比较，并输出第1保护信号VM40a。图21所示的第1保护电路PTVM的结构与图19所示的第1保护电路PTVM的结构相同。
电流临界模式的功率因数改善电路CRM具有输出电压判定电路VOD、乘法电路MUL、以及比较器OPCRM。输出电压判定电路VOD将输出电压监视信号VO和参考电源Vref_VO进行比较，输出具有2个值的输出电压控制信号VOC。乘法电路MUL进行该输出电压控制信号VOC和输入电压监视信号VI的乘法计算，将其结果输出到比较器OPCRM。
此处，乘法电路MUL的输出兼具如下2个信息：即，关于开关电源电路4的当前输出电压相对于原本应有的额定输出电压具有多少误差(相对于额定输出电压要小多少)的信息，以及关于为了改善功率因数需要流过多少电流的信息。
比较器OPCRM将乘法电路MUL的输出和从第1保护电路PTVM输出的中间点－源极间电压VMS1进行比较，输出第2功率因数控制信号VM40b。驱动信号输出电路FF1按照第2功率因数控制信号VM40b，对共源共栅元件CAS的导通状态进行控制，从而使线圈L(图20)的电流波形大致与交流电源AC的电流波形一致，也就是使功率因数接近1。
当交流电源AC大致为0V时，共源共栅元件CAS的导通状态的时间变短。由此，流过线圈L的电流的峰值缩小。另一方面，当交流电源AC大致为140V时(利用日本的100Vrms的情况下的峰值，根据100*√2来求得)，共源共栅元件CAS的导通状态的时间变长，流过线圈L的电流的峰值与交流电源AC为0V时相比，电流值相对变大。根据上述动作，交流电源AC的电压和所流过的电流变为大致相同的全波整流正弦波波形，结果能够改善功率因数。
驱动信号输出电路FF1按照零电流检测信号ZCD，从线圈L的电流变为零开始使共源共栅元件CAS变为导通状态。向2输入或门电路OR40输入第2功率因数控制信号VM40b、以及第1保护信号VM40a，其输出向驱动信号输出电路FF1的复位端子R输入。
开关电源电路4在进行正常动作时，在由根据输入电压监视信号VI及输出电压监视信号VO所生成的第2功率因数控制信号VM40b所确定的时刻，将共源共栅元件CAS接通。因此，线圈L的电流被交流电源AC的电压波形所控制，且被由输出电压监视电路VOM所检测出的输出电压的误差(与额定的输出电压之差)所控制。利用该动作来改善输入的功率因数，使输出电压保持为固定值。
另一方面，当开关电源电路4发生异常时(例如，线圈L发生饱和或负载6发生短路等)，共源共栅元件CAS按照第1保护信号VM40a而变为非导通状态，防止系统被破坏。
如上所述，在本申请的实施方式中，通过使用共源共栅元件CAS的中间点电位VM，能够得到功率因数改善动作和发生异常时的保护动作。对于由第1保护信号VM40a进行的保护动作，利用由输入电压监视信号VI进行了优化后的参考电压来进行控制。为了进行改善功率因数的动作，利用交流电源AC的电压来使流过线圈L的电流的峰值发生变化。因此，通过将输入电压监视信号VI设定为参考电压，能够理想地检测出异常电流。
实施方式5
参照图22，对本发明的实施方式5所涉及的开关电源电路5的电路图进行说明。
开关电源电路5是绝缘型反激式变换器。开关电源电路5具有输入节点N1、输入节点N2、输出节点N3、输出节点N4、变压器TRS、共源共栅元件CAS、二极管Di、电容器C、输出电压监视电路VOM、以及控制电路50。作为一个示例，开关电源电路5对施加在输入节点N1和N2之间的40V的直流输入电压Vdc进行降压，在输出节点N3和N4之间生成3V的直流输出电压。另外，在输入节点N1和N2之间，也有时通过二极管桥式电路和线路滤波器与商用交流电源连接。
在输入节点N1和N2之间施加直流输入电压Vdc，在输出节点N3和N4之间连接负载6。与变压器TRS的初级侧线圈的一个端子和另一个端子分别连接输入节点N2和共源共栅元件CAS的二极管端子D。共源共栅元件CAS的源极端子S与输入节点N1连接。与变压器TRS的次级侧线圈的一个端子和另一个端子分别连接二极管Di的阳极A和输出节点N3。二极管Di的阴极K与输出节点N4连接。在输出节点N3和N4之间连接电容器C。
输出电压监视电路VOM具有串联连接在输出节点N3和N4之间的电阻R1和电阻R2、光电耦合器控制电路PCC、光电耦合器PC、电阻R5、以及电阻R6。光电耦合器控制电路PCC将与利用电阻R1和R2进行分压后的直流输出电压相对应的电流输入到光电耦合器PC。光电耦合器PC用电阻R5将光电耦合器PC的输出电流变换为输出电压监视信号VO，并将其输出。
控制电路50具有：输入共源共栅元件CAS的中间点端子M的中间点电位VM的输入端子50_VM；输入由输出电压监视电路VOM生成的输出电压监视信号VO的输入端子50_VO；以及向共源共栅元件CAS的栅极端子G输出驱动信号DRV的输出端子50_DRV。
参照图23，对本发明的实施方式5所涉及的控制电路50的电路图进行说明。
控制电路50具有第1保护电路PTVM、输出电压判定电路VOD、2输入或门电路OR50、振荡器OSC、非门INV1、2输入或非门电路NOR1、以及驱动信号输出电路FF1。在控制电路50和图3所示的实施方式1的控制电路10中，标有相同标号的各个结构要素具有相同的结构和功能。因此，省略对这些结构要素各自的说明。另外，图3所示的控制电路10中的2输入或门电路OR10和控制电路50中的2输入或门电路OR50都具有相同的功能。
<正常时的动作>
参照图24，对本发明的实施方式5所涉及的控制电路50的动作进行说明。
正如图24(a)所示，在从时刻t1到时刻t2的期间，控制电路50将15V的驱动信号DRV输出到共源共栅元件CAS的栅极端子G。这此期间，利用振荡器OSC，每隔规定时间使驱动信号DRV从低电平置位到高电平。另一方面，在从时刻t2到时刻t3的期间，利用图23所示的输出电压控制信号VOC使驱动信号DRV变换为低电平，从而使直流输出电压变为一定。
正如图24(b)及(c)所示，在从时刻t1到时刻t2的期间，共源共栅元件CAS变为导通状态，变压器TRS的初级侧线圈的电流I_trs从2A增大到3A。在图22中，对于变压器TRS的2个线圈，认为各自的黑点为同一极性。因此，此时次级侧线圈在二极管Di的阳极A侧产生负电压，利用二极管Di来阻止电流流过。变压器TRS的初级侧线圈的电流I_trs作为磁能存储在变压器的磁性体(铁心)中。
在从时刻t2到时刻t3的期间，共源共栅元件CAS变换为非导通状态，变压器TRS的初级侧线圈的电流I_trs变为零。此时，因为变压器TRS的次级侧线圈在二极管Di的阳极A侧生成正电压，因此，存储的能量通过二极管Di向电容器C释放。
正如图24(d)及(e)所示，在时刻t1变为导通状态的共源共栅元件CAS的中间点电位VM(常截止型晶体管Tr_noff的漏极-源极电压)从1.5V下降到0.1V。在时刻t1之前，因为共源共栅元件CAS处于非导通状态，因此，中间点电位VM变为相对于源极端子S的电位上升了常导通型晶体管Tr_non的阈值电压后的值。在时刻t2，利用增加了的共源共栅元件的漏极电流Id在常截止型晶体管的导通电阻上产生电压降，中间点电位VM上升到0.15V左右。从时刻t2到时刻t3的期间的中间点电位VM再次变为时刻t1以前的值。
正如图23所示，在从驱动信号成为高电平的时刻t1到时刻t2的期间，第1保护电路PTVM将由开关SW1所选择的中间点电位VM和参考电源Vref1进行比较。同样地，在从驱动信号成为低电平的时刻t2到时刻t3的期间，将由开关SW1所选择的接地电平和参考电源Vref1进行比较。即使在从时刻t1到时刻t3之中的任意时刻，也因为开关SW1的输出不会超过参考电源Vref1，因此，第1保护信号VM50保持为低电平。
正如图24(f)所示，在从时刻t1到时刻t2的期间，驱动复位信号VRST保持为低电平。这是因为在此期间图23所示的输出电压控制信号VOC保持为低电平。在从时刻t2到时刻t3的期间，驱动复位信号VRST变换为高电平。这是由于输出电压监视信号VO超过参考电源Vref_VO而使输出电压控制信号VOC变换为高电平的结果。
<检测出异常时的动作>
正如图24(c)、(d)、(e)及(f)所示，在时刻t3开始的共源共栅元件CAS的导通期间中，假定在时刻ts变压器TRS的初级侧线圈发生饱和的情况。在时刻ts以后，由于初级侧线圈的电流I_trs急剧增大，因此中间点电位VM在时刻te超过参考电源Vref1的值。于是，第1保护电路PTVM使第1保护信号VM50从低电平变换为高电平，驱动复位信号VRST从低电平变化为高电平。
正如图24(a)、(b)及(c)所示，在时刻te，驱动信号输出电路FF1使驱动信号DRV从高电平变化为低电平，使共源共栅元件CAS从导通状态变化为非导通状态。其结果是，初级侧线圈的电流I_trs的值向着零急剧地减少。
如上所示，当由反激式变换器构成的开关电源电路5中发生异常时，利用控制电路50按照共源共栅元件CAS所输出的中间点电位VM而输出的驱动信号DRV，快速地进行该异常检测和开关电源电路5的保护。
即使开关电源电路5是非绝缘型的变换器，也与实施方式5相同。在非绝缘型变换器的情况下，也可以去掉光电耦合器PC，将输出电压监视电路VOM所生成的输出电压监视信号VO输出给控制电路50。
要将本次公开的实施方式的所有内容认为是用于例示而非用于限制。可认为本发明的范围并不是由上述说明表示，而是由权利要求的范围表示，意味着包含与权利要求的范围同等的意义及范围内的所有变更。

Claims (16)

1.一种开关电源装置，其特征在于，具有：
施加输入电压的一对输入节点(N1、N2)；
将输出电压输出的一对输出节点(N3、N4)；
在所述一对输入节点(N1、N2)之间、或者所述一对输入节点(N1、N2)之中的高电位侧输入节点(N2)和所述一对输出节点(N3、N4)中的高电位侧输出节点(N4)之间串联连接的线圈(L)和共源共栅元件（CAS）；以及
输出对所述共源共栅元件(CAS)的导通状态进行控制的驱动信号的控制电路(10)，
所述共源共栅元件(CAS)具有进行了共源共栅连接的常导通型晶体管(Tr_non)以及常截止型晶体管(Tr_noff)，
所述共源共栅元件(CAS)在所述驱动信号为第1状态和第2状态的情况下，分别被控制为导通状态和非导通状态，
所述控制电路(10)按照从所述常导通型晶体管(Tr_non)及所述常截止型晶体管(Tr_noff)的中间点输出的中间点电位，使所述驱动信号从所述第1状态变化为所述第2状态。
2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
在所述中间点上连接有所述常导通型晶体管(Tr_non)的源极以及所述常截止型晶体管(Tr_noff)的漏极，
所述共源共栅元件(CAS)具有：与所述常导通型晶体管(Tr_non)的漏极连接的漏极端子(D)；与所述常截止型晶体管(Tr_noff)的栅极连接的栅极端子(G)；与所述常导通型晶体管(Tr_non)的栅极及所述常截止型晶体管(Tr_noff)的源极连接的源极端子(S)；以及与所述中间点连接的中间点端子(M)。
3.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，
所述中间点电位是以所述源极端子(S)的电位为基准的所述中间点端子(M)的电位。
4.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，
所述控制电路(10)具有输出所述驱动信号的驱动信号输出电路(FF1)，
所述驱动信号输出电路(FF1)按照所述中间点电位来使所述驱动信号从所述第1状态变化为所述第2状态。
5.如权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于，
所述控制电路(10)还具有第1保护电路(AMP、SW1、OP1)，
所述第1保护电路(AMP、SW1、OP1)在所述驱动信号处于所述第1状态的期间，根据所述中间点电位输出第1保护信号，
所述驱动信号输出电路(FF1)按照所述第1保护信号来使所述驱动信号从所述第1状态变化为所述第2状态。
6.如权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于，
所述控制电路(11)还具有第2保护电路(AMP、SW2、OP2)，
所述第2保护电路(AMP、SW2、OP2)在所述驱动信号处于所述第2状态的期间，根据所述中间点电位输出第2保护信号，
所述驱动信号输出电路(FF1)按照所述第2保护信号来使所述驱动信号从所述第1状态变化为所述第2状态。
7.如权利要求5或6所述的开关电源装置，其特征在于，
所述控制电路(12)还具有将所述第1保护信号或所述第2保护信号保持规定时间的保持电路(HOLD)。
8.如权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于，
所述漏极端子(D)与所述一对输入节点(N1、N2)之中的高电位侧输入节点(N2)连接，
所述源极端子(S)与所述线圈(L)的一个端子连接，
所述线圈(L)的另一个端子与所述一对输出节点(N3、N4)之中的高电位侧输出节点(N4)连接，
所述开关电源装置还具有：阴极与所述线圈(L)的一个端子连接、且阳极与所述一对输出节点(N3、N4)之中的低电位侧输出节点(N3)连接的二极管(Di)；以及
连接在所述线圈(L)的另一个端子和所述一对输出节点(N3、N4)之中的低电位侧输出节点(N3)之间的电容器(C)。
9.如权利要求8所述的开关电源装置，其特征在于，
所述控制电路(13)还具有：
根据所述输出电压来生成输出电压监视信号的输出电压监视电路(VOM)；
输出将所述中间点电位限幅为规定的值后得到的限幅电压的限幅电路(CLP)；
对所述限幅电压和所述输出电压监视信号进行乘法计算的乘法电路(MUL)；以及
根据所述乘法电路(MUL)的输出来输出第3保护信号的第3保护电路(OPC)，
所述驱动信号输出电路(FF1)按照所述第3保护信号来使所述驱动信号从所述第1状态变化为所述第2状态。
10.如权利要求8所述的开关电源装置，其特征在于，
所述控制电路(14)还具有：
根据所述输入电压来生成输入电压监视信号的输入电压监视电路(VOM)；
将所述驱动信号处于所述第1状态的期间中的所述中间点的平均中间点电压输出的均化电路(AVR)；
对所述平均中间点电压和所述输入电压监视信号进行乘法计算的乘法电路(MUL)；以及
根据所述乘法电路(MUL)的输出来输出第4保护信号的第4保护电路(OPA)，
所述驱动信号输出电路(FF1)按照所述第4保护信号来使所述驱动信号从所述第1状态变化为所述第2状态。
11.如权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于，
所述线圈(L)的一个端子与所述一对输入节点(N1、N2)之中的高电位侧输入节点(N2)连接，
所述开关电源装置还具有：阳极与所述线圈(L)的另一个端子连接、且阴极与所述一对输出节点(N3、N4)之中的高电位侧输出节点(N4)连接的二极管(Di)；以及
连接在所述一对输出节点(N3、N4)之间的电容器(C),
所述线圈(L)的另一个端子和所述一对输入节点(N1、N2)之中的低电位侧输入节点(N1)分别与所述漏极端子(D)和所述源极端子(S)连接。
12.如权利要求11所述的开关电源装置，其特征在于，
所述控制电路(21)还具有：
根据所述输入电压来生成输入电压监视信号的输入电压监视电路(VIM)；
输出将所述中间点电位限幅为规定的值后得到的中间点限幅电压的限幅电路(CLP)；
对所述中间点限幅电压和所述输入电压监视信号进行乘法计算的乘法电路(MUL)；以及
根据所述乘法电路(MUL)的输出来输出第5保护信号的第5保护电路(OPC)，
所述驱动信号输出电路(FF1)按照所述第5保护信号来使所述驱动信号从所述第1状态变化为所述第2状态。
13.如权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于，
将对交流电压进行了全波整流后的所述输入电压施加到所述一对输入节点(N1、N2)的高电位侧输入节点(N2)与所述一对输入节点(N1、N2)的低电位侧输入节点(N1)之间，
所述线圈(L)的一个端子与所述高电位侧输入节点(N2)连接，
所述开关电源装置还具有：阳极与所述线圈(L)的另一个端子连接、且阴极与所述一对输出节点(N3、N4)之中的高电位侧输出节点(N4)连接的二极管(Di)；以及
连接在所述一对输出节点(N3、N4)之间的电容器(C),
所述线圈(L)的另一个端子和所述低电位侧输入节点(N1)分别与所述漏极端子(D)和所述源极端子(S)电连接，
所述开关电源装置还具有：连接在所述低电位侧输入节点(N1)和所述低电位侧输出节点(N3)之间、且生成将流入所述低电位侧输入节点(N1)的电流值变换为电压值后得到的电源电流信号的检测电阻(RS)；
根据所述输入电压来生成输入电压监视信号的输入电压监视电路(VIM)；
根据所述输出电压来生成输出电压监视信号的输出电压监视电路(VOM)；以及
根据所述电源电流信号、所述输入电压监视信号、以及所述输出电压监视信号来改善所述高电位侧输入节点(N2)的输入电流和所述输入电压的功率因数的电流连续模式功率因数改善电路(CCM),
所述驱动信号输出电路(FF1)按照所述电流连续模式功率因数改善电路(CCM)的输出来使所述驱动信号从所述第1状态变化为所述第2状态。
14.如权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于，
将对交流电压进行了全波整流后的所述输入电压施加到所述一对输入节点(N1、N2)的高电位侧输入节点(N2)与所述一对输入节点(N1、N2)的低电位侧输入节点之间，
所述线圈(L)的一个端子与所述高电位侧输入节点(N2)连接，
所述开关电源装置还具有：阳极与所述线圈(L)的另一个端子连接、且阴极与所述一对输出节点(N3、N4)之中的高电位侧输出节点(N4)连接的二极管(Di)；以及
连接在所述一对输出节点(N3、N4)之间的电容器(C),
所述线圈(L)的另一个端子和所述低电位侧输入节点分别与所述漏极端子(D)和所述源极端子(S)连接，
所述开关电源装置还具有：检测出所述线圈(L)的零电流并生成零电流检测信号的零电流检测线圈(Ld)；
根据所述输入电压来生成输入电压监视信号的输入电压监视电路(VIM)；
根据所述输出电压来生成输出电压监视信号的输出电压监视电路(VOM)；以及
根据所述输入电压监视信号、所述输出电压监视信号、以及所述中间点电位来改善所述高电位侧输入节点(N2)的输入电流和所述输入电压的功率因数的电流临界模式功率因数改善电路(CRM),
所述驱动信号输出电路(FF1)按照所述电流临界模式功率因数改善电路(CRM)的输出来使所述驱动信号从所述第1状态变化为所述第2状态。
15.如权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于，
所述线圈是变压器(TRS)，
所述变压器(TRS)的初级侧的一个端子与所述一对输入节点(N1、N2)之中的高电位侧输入节点(N2)连接，
所述变压器(TRS)的初级侧的另一个端子和所述一对输入节点(N1、N2)之中的低电位侧输入节点(N1)分别与所述漏极端子(D)和所述源极端子(S)连接，
所述开关电源装置还具有：阳极与所述变压器的次级侧的一个端子连接、且阴极与所述一对输出节点(N3、N4)之中的高电位侧输出节点(N4)连接的二极管(Di)；以及
连接在所述一对输出节点(N3、N4)之间的电容器(C)。
16.如权利要求8至12、15之中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
所述输入电压是施加到所述一对输入节点(N1、N2)的高电位侧输入节点(N2)与所述一对输入节点(N1、N2)的低电位侧输入节点(N1)之间的直流电压。
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