CN111786564B

CN111786564B - 一种高效率紧凑型快充电源

Info

Publication number: CN111786564B
Application number: CN202010678222.4A
Authority: CN
Inventors: 范剑平; 金小平
Original assignee: Jiangsu Corenergy Semiconductor Co ltd
Current assignee: Jiangsu Corenergy Semiconductor Co ltd
Priority date: 2020-07-15
Filing date: 2020-07-15
Publication date: 2022-03-01
Anticipated expiration: 2040-07-15
Also published as: CN111786564A

Abstract

本发明公开了一种高效率紧凑型快充电源，包括反激式开关电路及驱动保护电路，其中，所述反激式开关电路包括反激变压器、功率开关及用于抑制电压过冲和振荡的吸收电路，所述功率开关包括氮化镓开关器件；所述驱动保护电路包括稳压源及用于连接所述稳压源与所述功率开关的二极管。本发明使用D型或E型氮化镓器件作为反激电路中的功率开关器件的同时，改进反激电路中的驱动保护电路来控制功率开关的关断偏置电压，既降低了开关损耗，又提高了电路稳定性。

Description

一种高效率紧凑型快充电源

技术领域

本发明涉及电源领域，特别涉及一种高效率紧凑型快充电源。

背景技术

随着电子产品的日趋小型化，便携式电子设备像智能手机、手提电脑等越来越广泛地进入到人们的生活中，而每一台便携式电子设备都需要配备一个电池充电器。由于各种便携式电子设备的电池容量的不同和充电接口的不兼容性，几乎每个人或每个家庭都需要有多个不同的充电器，而且由于老一代的充电器的效率和功率密度比较低，充电器的体积和重量都比较大，充电速度也比较慢，这一现象极需要随着技术的进步得到改进。

随着功率电子技术和信息技术的发展新一代的快充电源已经开始逐步推向市场。新一代的快充电源由于采用了更先进的功率电子器件如氮化镓器件等，开关频率能够做得更高，转换效率也更高，从而能够极大地减小充电器的体积和重量，而且能够提供更大的功率，加快充电速度。同时各种便携式电子设备逐渐采用统一的充电接口和智能充电功能，一个紧凑型的快充电源能够为多种便携式电子设备进行充电，为充电需求提供了极大的方便。

与此同时，随着快充电源在体积、重量、性能等方面日趋激烈的竞争，对设计的挑战性也越来越高。为了减小尺寸、增加功率密度电源的开关频率和转换效率需要同时提高，并且要保证优良的工作温度、电磁干扰等性能指标。由于在通常情况下电源的开关损耗和开关频率成正比关系，特别在采用反激式电路拓扑时隔离变压器的漏感损耗在高频开关操作过程中往往比功率开关器件的损耗还要大，这些损耗使得电源的效率随着开关频率的增高呈下降趋势，进一步引起功率器件和整个产品的过热，所以如何能够在提高开关频率的同时保持高效率就成为新一代快充电源设计的一个挑战。另外由于新一代快充电源要能够满足所有便携式电子设备的电池充电要求，输出电压范围非常宽，最少需要覆盖5V到20V的范围，而且负载电流变化范围也非常宽，如何在这种情况下保持最佳电源效率和功率器件的可靠工作也是一个挑战性的设计课题。另一方面因为新一代快充电源的空间设计非常紧凑，元器件之间和导线之间的电磁干扰耦合也相对比较强，从而使得电磁兼容性设计也更具挑战性。

发明内容

为了克服现有技术存在的不足，本发明提供了一种高效率紧凑型快充电源，降低电源操作中的功耗，在实现高功率密度的同时实现高效率操作，减小电磁干扰耦合，并保证功率器件工作的可靠性，技术方案如下：

本发明提供了一种高效率紧凑型快充电源，包括反激式开关电路及驱动保护电路，其中，所述反激式开关电路包括反激变压器、功率开关及用于抑制电压过冲和振荡的吸收电路，所述功率开关包括氮化镓开关器件；

所述驱动保护电路包括稳压源及用于连接所述稳压源与所述功率开关的二极管。

作为一种技术方案，所述功率开关为D型氮化镓开关器件，所述D型氮化镓开关器件在门控电压为零时处于导通状态，且在门控电压为负值时截止；所述D型氮化镓开关器件的源极串联N型MOSFET的漏极，所述N型MOSFET的源极与所述D型氮化镓开关器件的门极连接；

所述驱动保护电路中的二极管的阴极与所述稳压源连接，其阳极连接到所述D型氮化镓开关器件的源极节点与N型MOSFET的漏极节点的中间连接点，所述二极管用于在所述N型MOSFET关断时，将所述D型氮化镓开关器件的门极对源极的负电压钳位在高于所述稳压源电压的水平。

进一步地，所述驱动保护电路还包括与所述二极管并联的高阻值电阻，所述高阻值电阻的阻值大于或等于10MΩ。

进一步地，所述驱动保护电路还包括与稳压二极管，所述稳压二极管与所述二极管串联，以提高所述D型氮化镓开关器件的门极对源极的钳位电压。

作为另一种一种技术方案，所述功率开关为E型氮化镓开关器件，所述E型氮化镓开关器件在门控电压为正时处于导通状态，且在门控电压为零值时截止；

所述驱动保护电路中的二极管的阴极与所述稳压源连接，其阳极连接到所述E型氮化镓开关器件的门极，所述二极管用于通过稳压电源将所述E型氮化镓开关器件的门极电压钳位在安全电压水平。

进一步地，所述驱动保护电路还包括与稳压二极管，所述稳压二极管与所述二极管串联，以提高所述E型氮化镓开关器件的门极的钳位电压。

优选地，所述反激变压器的初级绕组和次级绕组均使用多股导线并排绕制并且所述初级绕组和次级绕组采用多层相互交叠绕制。

可选地，所述反激变压器的初级绕组和次级绕组绕制的导线为单股扁平导线或者多股扁平导线并排，所述初级绕组和次级绕组采用多层相互交叠绕制。

进一步地，所述反激变压器的交流输入端包括集成交流输入电路板和电源主电路板，所述集成交流输入电路板上设有交流输入插头和用于抑制电磁干扰的滤波网络，所述滤波网络的前端电容直接跨接在所述交流输入插头的端口；

所述集成交流输入电路板上的滤波网络与所述电源主电路板上的电源主电路通过焊接实现电连接。

进一步地，所述吸收电路为RCD吸收电路或RC吸收电路。

本发明提供的技术方案带来的有益效果如下：

a.采用反激电路，使电源结构紧凑；

b.使用D型或E型氮化镓器件作为反激电路中的功率开关器件，降低开关损耗，提高电路效率；

c.改进反激电路中的驱动保护电路来控制功率开关的关断偏置电压，提高电路稳定性；

d.改进变压器绕组的导线绕制方式，有效减小漏电感、降低肌肤效应；

e.改进交流输入端的结构设计，降低电磁干扰，同时使整个电源结构更加紧凑和整洁。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1-1是本发明实施例提供的采用D型氮化镓开关器件的反激式开关电路的电路图；

图1-2是本发明实施例提供的基于图1-1中的反激式开关电路加入驱动保护电路的电路图；

图1-3是对图1-2中反激式开关电路的驱动保护电路进一步改进的电路图；

图2-1是本发明实施例提供的采用E型氮化镓开关器件的反激式开关电路的电路图；

图2-2是本发明实施例提供的基于图2-1中的反激式开关电路加入驱动保护电路的电路图；

图2-3是对图2-2中反激式开关电路的驱动保护电路进一步改进的电路图；

图3-1是现有技术中反激变压器的绕组绕制导线的结构示意图；

图3-2是本发明实施例提供的使用多股导线并排绕制的绕组结构示意图；

图3-3是本发明实施例提供的使用单股扁平导线绕制的绕组结构示意图；

图4-1是现有技术中交流进线连接设计结构示意图；

图4-2是本发明实施例提供的交流进线连接设计结构示意图。

其中，附图标记包括：1-集成交流输入电路板，11-交流输入插头，12-滤波网络，13-前端电容，2-电源主电路板，21-电源主电路，3-柔性导线。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，更清楚地了解本发明的目的、技术方案及其优点，以下结合具体实施例并参照附图对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。需要说明的是，附图中未绘示或描述的实现方式，为所属技术领域中普通技术人员所知的形式。另外，虽然本文可提供包含特定值的参数的示范，但应了解，参数无需确切等于相应的值，而是可在可接受的误差容限或设计约束内近似于相应的值。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。除此，本发明的说明书和权利要求书中的术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、装置、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

在本发明的一个实施例中，提供了一种高效率紧凑型快充电源，包括反激式开关电路及驱动保护电路，其中，所述反激式开关电路包括反激变压器、功率开关及用于抑制电压过冲和振荡的吸收电路，所述功率开关包括氮化镓开关器件；所述驱动保护电路包括稳压源及用于连接所述稳压源与所述功率开关的二极管。具体地，所述吸收电路优选为RCD吸收电路，参见图1-2所示，二极管D1与电阻R1串联，电容C1与该电阻R1并联，形成吸收电路。

本发明实施例采用的电源转换主电路采用准谐振式反激开关电路，该种电路拓扑使用功率元器件最少，有利于紧凑型电源设计，材料成本也最低，在快充电源的设计中是一个比较好的选择。但是如所周知，反激式开关电路的开关损耗比较大，而且开关操作过程中的电压过冲等所产生的电磁干扰也比较高，对于高效率低噪音干扰的设计要求是一个极大的挑战。

这种反激式开关电路操作的开关损耗主要由两部分组成，一部分是功率开关的开关损耗，另一部分是变压器初级绕组的漏电感所形成的开关损耗。因为在反激操作过程中储存在初级漏电感中的电磁能量无法传递到次级来形成有效的输出，而且会在功率开关关断时形成很强的电压过冲和振荡，严重时会使功率开关处于过电压状态，同时增加开关损耗并产生强烈的电磁干扰。为了减缓这种效应，除了有源钳位式反激电路以外(该种电路需要使用两个功率开关器件和悬浮驱动电路，成本较高，故而不在本发明设计的考虑范围内)的反激电路都需要使用吸收电路来抑制上述电压过冲和振荡，吸收电路的吸收强度随漏电感储能的大小来定，漏电感储能越多，吸收强度就要越高，但由此而产生的功耗也越大，RCD吸收电路或RC吸收电路均可以实现本发明的技术方案。

针对以上所说的第一部分的功率开关的开关损耗，本发明实施例的降低开关损耗的措施之一是使用性能优良、开关损耗比较小的功率开关器件，如图1-1所示，功率开关器件(以下简称Q1)采用D型氮化镓器件，如图2-1所示，使用E型氮化镓开关器件。在图1-1中，由于D型氮化镓器件Q1在门控电压为零时处于导通状态，在门控电压为负值时截止，所以在器件的源极下方串联一个低压N型MOSFET(以下简称Q2)，其漏极和Q1的源极相连接，其源极和Q1的门极相连接，Q2的门极接受开关驱动信号，这样通过控制Q2的门极驱动信号就能够实现当驱动信号为零时开关电路关断，当驱动信号为正时开关电路导通。由于氮化镓器件的寄生电容大大地低于其他类型的功率开关器件如MOSFET等，器件本身的开关损耗能够极大地减小，从而能够工作在更高的开关频率。其他类型的氮化镓开关器件如E型功率开关也同样具有低开关损耗、高工作频率的优点，同样可以使用在本发明的设计方案中而不影响本发明的实质技术特征，当使用E型氮化镓开关器件时，由于其正门极电压导通，零门极电压截止的特性，可以用正电压驱动电路直接驱动，无需使用串联MOSFET，如图2-1所示。在图1-1所示的电路中因为Q2的输出寄生电容和Q1的寄生电容所形成的串联电容不会大于Q1的寄生电容，开关损耗不会增加。另一方面，因为低压N型MOSFET Q2的导通电阻非常低，通常小于所配合的氮化镓开关管的十分之一，串联后的总导通电阻变化也不大。

在图1-1所示电路的操作过程中当Q2关断时，Q2的D极电压，也即Q1的源极电压上升，在Q1的门极和源极之间形成负电压偏置，所形成的电压幅值主要由Q1和Q2的输出寄生电容的分压效应来决定；另一方面Q1和Q2关断后的漏电流也会对由上述电容分压所形成的偏执电压分别产生充电和放电的作用：当Q1的漏电流大于Q2的漏电流时偏置电压会在充电作用下逐渐上升，反之，当Q1的漏电流小于Q2的漏电流时偏置电压会在放电作用下逐渐下降。在上述电容分压和漏电流充放电的综合效应下，在关断期间Q1的门极负偏置电压有可能高过门极和源极之间的安全耐压值而造成过压击穿损坏，也有可能由于漏电流的放电作用而降到低于Q1门极的阈值关断电压，从而造成Q1导通并进一步造成电路损坏或失效。虽然上述现象有可能通过Q1和Q2之间的参数配合来把关断偏置电压控制在相对安全的范围内，但由于Q1和Q2参数的离散性以及参数在操作过程中随操作条件变化所产生的漂移等，仍然会存在上述情形下电路失效的风险，同时也会对元器件的选择和生产过程的控制造成困难。下述的电路设计是本发明的其中一个发明点，能够很可靠地解决这个问题。详述如下：

图1-2中所示为使用D型氮化镓开关器件的例子。所示电路中VCC是一个电压比较稳定的电压源，其电压变化范围在能够使Q1可靠关断并且不超过Q1最大门极安全电压的范围之内。二极管D2的阴极连接到上述电压源，其阳极连接到Q1源极和Q2漏极的节点之间。利用这一电路结构，当Q2关断，其漏极电压上升到略高于上述电压源的电压时，D2由于被正偏值而导通，把Q1的门极对源极的负电压钳位在略高于电压源电压的水平。作为更优选的实施例，在图1-2所例示的电路中还使用了一个高阻值电阻R2和D2并联，其作用是消除Q1、Q2的漏电流对Q1门极电压的影响，如果没有R2的存在，当Q2的漏电流大于Q1的漏电流时，Q1的门极负偏置电压会由于漏电流的放电作用而下降，随着阳极电压的下降D2会由于进入反偏置状态而失去钳位作用，无法阻止Q1门极负偏置电压的下降，甚至可能导致Q1进入导通状态，这时由于R2的存在钳位电压源会通过R2提供电流来抵消Q2漏电流所产生的放电作用，把Q1的门极负偏置电压维持在接近于电压源电压的水平。这样通过上述电路的功能，Q1在关断期间的门极负偏置电压就能够维持在一个稳定而又安全的水平。同样当驱动信号不工作时或者长时间处于低电平时也能通过R2的作用把Q1的门极负偏置电压维持在一个稳定而又安全的关断水平。当Q2和Q1导通时D2处于反偏置状态，不影响电路工作，而R2是一个高阻值电阻，比如其阻值高于10MΩ，优选阻值高于20MΩ，从钳位电压源所吸取的电流基本上可以忽略不记。

图2-2中所示为使用E型氮化镓开关器件的例子。众所周知，E型氮化镓器件的门极对驱动电压非常敏感，驱动电压需要高于5V才能保证全导通，但当门极电压高于7V时就有过电压击穿的危险，所以在实际操作过程中，特别是在高频开关操作的情况下，由驱动电路的寄生电感和氮化镓器件的门极输入电容所产生的寄生振荡很容易引起门极过电压。在图2-2所示的电路例子中钳位二极管的阳极直接连接在E型氮化镓开关Q1的门极，通过电压源V1把Q1的门极电压稳定地钳在安全水平，即将所述E型氮化镓开关器件的门极电压钳位在安全电压水平，所谓安全电压水平即指排除功率器件被电压击穿风险的电压水平。

在实际应用中上述钳位电压源通常不需要专门设置，系统中的控制电路或驱动电路等的辅助供电电源的电压范围大部分都处于上述所需要的钳位电压范围内。如果钳位电压源的电压低于所需要的钳位电压范围，可以用一个有恒定电压降的器件如稳压二极管等和D2串联起来把钳位电压值提高到所需要的钳位电压范围内，分别如图1-3和图2-3所例示。在上述使用辅助电源做为钳位电压源的做法中，功率开关器件在关断过程中的一部分能量耦合到了辅助电源被重新利用，而不是白白地在电路中消耗掉，所以也进一步提高了电源的效率。

正如上述，反激电路中另一个影响效率的重要因素是变压器绕组的漏电感所形成的开关损耗。如前所述，变压器漏电感在开关过程中所储存的电磁能量无法耦合到次级来产生有效的输出功率，而是白白地消耗在电路内部，而且为了抑制漏感能量所引起的电压过冲的吸收电路还要消耗掉除漏感储能以外的另一部分额外能量，所以除了采用成本较高的有源钳位反激电路，在低成本解决方案中最有效的进一步提高效率的方法是尽可能地减小变压器的漏电感。本发明实施例提出了一种针对具有D型氮化镓开关器件、E型氮化镓开关器件的两种反激式开关电路，均可以采用优化反激变压器的绕组绕制导线的结构来进一步抑制电磁干扰：

现有技术中传统的反激变压器制作方法为变压器的初级和次级绕组通常采用多层相互交叠的方法绕制，这样能有效地降低变压器的漏电感，绕制初级和次级绕组的导线通常使用单股圆形绝缘线，如图3-1所示；在本发明的一个实施例中，所述反激变压器的初级绕组和次级绕组均使用多股导线并排绕制，如图3-2所示，并且所述初级绕组和次级绕组采用多层相互交叠绕制，图3-2中的箭头所指表示绕组使用由三股细导线绞合起来形成的圆形多股绞合线，这样的绕组结构通常能够把变压器的漏电感控制在主电感的3％左右，实际效果会随其他因素如变压器的磁芯气隙、绕组的几何形状等有所变动。这样的做法有如下优点：

第一、由于绕组导线的多股并排结构使得整个导体呈扁平形状，初级绕组和次级绕组交叠绕制时相互贴合地更紧密，两者之间非导体的空间更小，从而更有效地减小了漏电感；

第二、根据实际需要的导体总截面积和线圈骨架的实际尺寸，多股并排导线可以选择不同的单股线径和股数的组合，使得绕组根据圈数所确定的层数每层都能恰好绕满，这样的结构能使得初、次级绕组之间的电磁耦合达到最大程度，从而最大程度地降低漏电感；

第三、在给定导线总截面的情况下，使用多股导线并排，每单股导线的线径自然相应减小，这也正好有利于降低导线的高频集肤效应。

在实际应用中使用上述方法所绕制的变压器能够把漏电感控制在1％以下，极大地提高了电源的转换效率，同时由于电压过冲和寄生振荡随着漏电感的降低而降低，相应地功率开关的开关损耗和电磁干扰辐射也随着降低，使得电源的工作性能更加优良。

上述多股导线并排的方法可以进一步改进为使用单股扁平式导线(如图3-3所示)或多股扁平式导线(未图示)进行绕制，其增加初、次级绕组之间的电磁耦程度、减小漏电感的效果会更加好，同时也能有效地降低高频集肤效应。

在紧凑型快充电源设计中由于元器件以及导线等之间的距离非常近，电磁干扰的耦合，特别是通过空间的耦合会比较强，给设计增加了达到电磁兼容性要求的困难。虽然在在电路设计和结构设计中能够采用各种各样的措施来降低辐射源的强度、减小耦合、增强滤波等，但到目前为止电源的PCB交流进线设计所采用的导线连接方案仍然存在着一个电磁干扰耦合的环节需要得到有效的抑制。参见图4-1，现有技术中的交流进线连接设计中，交流输入插头11和电源主电路板2是分开的，二者之间使用两根柔性导线3连接，为了拆装和组装的方便，所述导线3要有充分的长度，通常需要40毫米左右。当交流输入插头和电路板组装在一起后柔性导线3和交流输入插头会非常靠近电路板上的功率开关器件和变压器等强电磁辐射源而感应到一部分电磁辐射。因为电源输入端的高频滤波网络安装在电路板上，所感应到的高频电磁干扰信号从交流输入插头开始需要经过柔性导线3和电路板上的导体路径才能到达电路板上的高频滤波网络，所以会有一部分感应到的高频电磁辐射信号无法被有效地滤除而通过交流输入插头传输到交流供电端，增加电磁干扰辐射的程度和电磁兼容性达标的困难。

在本发明的一个实施例中，提供了一种针对具有D型氮化镓开关器件、E型氮化镓开关器件的两种反激式开关电路，均可以采用的优化交流输入端的结构来进一步抑制电磁干扰，如图4-2所示：

所述反激变压器的交流输入端包括集成交流输入电路板1和电源主电路板2，所述集成交流输入电路板1上设有交流输入插头11和用于抑制电磁干扰的滤波网络12，所述滤波网络12的前端电容13直接跨接在所述交流输入插头11的端口；即该结构设计采用了一块集成交流输入电路板1，将交流输入插头11和高频滤波网络12一起集成在这块交流输入板1上，而且高频滤波网络12的前端滤波电容13直接跨接在交流输入插头11的端口上，从高频滤波网络12到主电路板2的交流信号传递则通过在集成交流输入板和主电路板的结合处直接焊接或者用其他直接连接的方法而无需使用如图4-1所示的柔性导线3。这样的结构完全排除了输入柔性导线3的需要和其所带来的电磁干扰耦合，并且在电磁干扰信号传输的最前端提供了最有效的滤波，同时也使整个电源的结构更加紧凑和整洁。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种高效率紧凑型快充电源，其特征在于，包括反激式开关电路及驱动保护电路，其中，所述反激式开关电路包括反激变压器、功率开关及用于抑制电压过冲和振荡的吸收电路，所述功率开关包括氮化镓开关器件；

所述驱动保护电路包括稳压源、稳压二极管及用于连接所述稳压源与所述功率开关的二极管；

所述功率开关为D型氮化镓开关器件，所述D型氮化镓开关器件的源极串联N型MOSFET的漏极，所述N型MOSFET的源极与所述D型氮化镓开关器件的门极连接；

所述驱动保护电路中的二极管的阴极通过串联稳压二极管与所述稳压源连接，其阳极连接到所述D型氮化镓开关器件的源极节点与N型MOSFET的漏极节点的中间连接点，所述二极管用于在所述N型MOSFET关断时，将所述D型氮化镓开关器件的门极对源极的负电压钳位在高于所述稳压源电压的水平，并在D型氮化镓开关器件关断过程中将部分能量通过驱动保护电路耦合到辅助电源而被重新利用；

所述反激变压器的初级绕组和次级绕组均使用多股扁平导线并排绕制并且所述初级绕组和次级绕组采用多层相互交叠绕制；

所述反激变压器的交流输入端包括集成交流输入电路板(1)和电源主电路板(2)，所述集成交流输入电路板(1)上设有交流输入插头(11)和用于抑制电磁干扰的滤波网络(12)，所述滤波网络(12)的前端电容(13)直接跨接在所述交流输入插头(11)的端口；所述集成交流输入电路板(1)上的滤波网络(12)与所述电源主电路板(2)上的电源主电路(21)通过焊接实现电连接。

2.根据权利要求1所述的高效率紧凑型快充电源，其特征在于，所述D型氮化镓开关器件在门控电压为零时处于导通状态，且在门控电压为负值时截止。

3.根据权利要求2所述的高效率紧凑型快充电源，其特征在于，所述驱动保护电路还包括与所述二极管并联的高阻值电阻，所述高阻值电阻的阻值大于或等于10MΩ。

4.根据权利要求1-3中任意一项所述的高效率紧凑型快充电源，其特征在于，所述吸收电路为RCD吸收电路或RC吸收电路。