CN108879994A

CN108879994A - 自谐振式无线供电装置

Info

Publication number: CN108879994A
Application number: CN201810841052.XA
Authority: CN
Inventors: 刘彦明; 李小平; 韩滔; 郭世忠; 韩高
Original assignee: Xidian University
Current assignee: Xidian University
Priority date: 2018-07-27
Filing date: 2018-07-27
Publication date: 2018-11-23
Anticipated expiration: 2038-07-27
Also published as: CN108879994B

Abstract

本发明公开了一种自谐振式无线供电装置，由自谐振电路、耦合器和整流/滤波器组成。本发明的自谐振电路中，保留了自谐振电路频率跟踪的优势，面对电路低压带载的需求，利用MOS管驱动器对多组MOS管进行优化并联，解决了传统自谐振电路多组MOS管并联使存在的开关逻辑混乱的问题。采用的MOS管驱动器驱动开关管，开通、关断明确，可靠性更高。

Description

自谐振式无线供电装置

技术领域

本发明属于电子电路领域以及电力电子技术领域，特别是涉及一种自谐振式无线供电装置。

背景技术

无线电能传输因其电气隔离、无电火花、可分离等特点越来越多的应用于航空、航天、航海、卫星等领域。

目前常见的无线电能传输系统拓扑中，常采用全桥逆变电路等硬开关电路作为逆变器，然而硬开关逆变器由于其工作原理，存在着开关损耗大、感性关断存在电流尖峰、容性开通存在电流尖峰以及电磁干扰严重等问题。这些已存问题严重影响了无线电能传输系统的传输效率，在一些电磁屏蔽要求较高的环境中，由于硬开关电路的电磁干扰问题，硬开关电路对于周围的电路存在极大的影响。除了硬开关电路本身存在的问题，硬开关电路作为逆变器应用无线电能传输系统中，还存在着驱动频率固定的问题，无法根据负载情况和传输距离进行谐振跟踪。

传统自谐振电路作为软开关电路应用于无线电能传输系统中，可以解决硬开关电路作为逆变器存在的一系列问题。

采用自谐振电路作为逆变器，当电路工作在低压状态时，现有MOS管的耐流均偏小，工程上常常将多组开关管并联后使用，多组并联后的开关管可以提升功率容量、减小导通阻抗Rds，但由于开关管的元器件差异，如开通阈值电压、关断阈值电压、导通阻抗、极间电容等参数不尽相同，同时，多组MOS管并联时，栅极电容因并联过大会影响驱动信号，原本过零检测的驱动信号并不是强驱动，驱动信号会被过大的栅极电容拉缓。这些问题会使开关管长期处于未完全开通的状态或是不同步工作状态，发热严重，最终烧毁开关管，影响电路稳定性。

申请号为201510084358.1，公开日为2015年6月10日，发明名称为“基于频率跟踪的无线输电系统ZVS软开关实现装置及方法”，公开了将ZVS软开关电路应用于无线电能传输系统，并未提及多组MOS管并联问题的解决方案。

申请号为201420672031.7，公开日为2015年5月20日，实用新型名称为“一种MOS管并联电平驱动电路”，公开了并联MOS管驱动方式采用了多电平驱动MOS管，采用光耦进行信号传递，过程繁琐而且在一些容易受到光线干扰的地方，光耦不能正常工作，实用性不强。

申请号为201710312808.7，公开日为2017年9月19日，发明名称为“一种并联MOS管均流及短路保护电路”，公开了并联MOS管的均流与短路保护。

申请号为201720910391.X，公开日为2018年3月9日，实用新型名称为“多级MOS管并联开关电路”，公开了采用二极管和三极管及阻值较大的电阻等元器件构成驱动电路对MOS管进行驱动，在该专利中，MOS管栅极串联了阻值为1310欧的电阻，根据实测，栅极串联较大电阻会导致驱动电平平缓，对于MOS管的明确开通和明确关断有影响，

申请号为201420257479.2，公开日为2014年9月10日，实用新型名称为“MOS管并联实现大电流开关控制的结构”，该专利侧重于MOS管并联时的大电流开关结构设计，主要内容是对于载流结构进行设计，并未对多组并联的MOS管进行驱动分析和创新。

发明内容

本发明的目的在于提供一种自谐振式无线供电装置，解决了现有技术中无线电能传输系统不能做到频率跟踪、硬开关电路电磁干扰严重、开关损耗大以及多MOS管并联时工作状态不稳定的问题。

本发明所采用的技术方案是，自谐振式无线供电装置，由自谐振电路、耦合器和整流/滤波器组成，

所述自谐振电路，用于将直流电流变为交流电流，并将交流电流传输至耦合器；

所述耦合器，用于耦合传输交流电流至非接触的另一端，并传输至整流/滤波器；

所述整流/滤波器，用于整流滤波输出直流电流。

进一步的，所述耦合器由初级线圈L₃和次级线圈L₄组成。

进一步的，所述自谐振电路由第一启动电阻R₁、第二启动电阻R₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一开关管Q0A、第二开关管Q0B、第三开关管Q1A、第四开关管Q1B、第一MOS管驱动器U1A、第二MOS管驱动器U1B、第一储能电感L₁、第二储能电感L₂、谐振电容C₁组成；

直流输入正极与第一储能电感L₁的一端、第二储能电感L₂的一端、第一启动电阻R₁的一端和第二启动电阻R₂的一端相连，第一启动电阻R₁另一端与第一开关管Q0A的栅极、第二二极管D₂的正极、第一MOS管驱动器U1A输入端相连，第二启动电阻R₂另一端与第二开关管Q0B的栅极、第一二极管D₁的正极、第二MOS驱动器U1B输入端相连，第一储能电感L₁的另一端与第一二极管D₁的负极、第一开关管Q0A的漏极、第三开关管Q1A的漏极、谐振电容C₁的一端、初级线圈L₃同名端相连，第二储能电感L₂的另一端与第二二极管D₂的负极、第二开关管Q0B的漏极、第四开关管Q1B的漏极、谐振电容C₁的另一端、初级线圈L₃异名端相连，第一MOS管驱动器U1A的输出端与第三开关管Q1A的栅极相连，第二MOS管驱动器U1B的输出端与第四开关管Q1B的栅极相连，直流输入负极与第一开关管Q0A的源极、第二开关管Q0B的源极、第三开关管Q1A的源极、第四开关管Q1B的源极相连。

进一步的，所述整流/滤波器由第一整流二极管D₃、第二整流二极管D₄、第三整流二极管D₅、第四整流二极管D₆、滤波电容C₂以及负载R_L组成，

所述第一整流二极管D₃的输入端与第四整流二极管D₆的输出端、次级线圈L₄的异名端相连接，第二整流二极管D₄的输出端与第一整流二极管D₃的输出端、滤波电容C₂的一端、负载R_L的一端相连接，第二整流二极管D₄的输入端与第三整流二极管D₅的输出端、次级线圈L₄的同名端相连接，第三整流二极管D₅的输入端与第四整流二极管D₆的输入端、滤波电容C₂的另一端、负载R_L的另一端相连接。

进一步的，所述自谐振电路中的开关管数量至少为四个。

进一步的，所述整流/滤波器中的整流二极管数量至少为四个。

进一步的，所述自谐振电路每增加两个并联的开关管，同时需要增加两个并联且与开关管对应的MOS管驱动器。

本发明的有益效果是，与现有的传输系统相比，有以下的优点：

1.采用自谐振电路作为无线电能传输系统的逆变器，逆变频率随系统的带载多少、传输距离参数动态调整，整个系统保持谐振状态，传输效率高。

2.采用自谐振电路作为无线电能传输系统的逆变器，摒弃了传统采用硬开关电路存在的电磁干扰大、开关损耗大、存在电流尖峰等问题，电路开通、关断时更安全可靠，更适用于电磁屏蔽要求严格的场合。

3.采用MOS管驱动器并行驱动自谐振电路中多组并联的MOS管作为改进，MOS管开通、关断更加明确，不存在MOS管开通、关断逻辑错误，电路工作稳定可靠。

4.采用非接触方式实现能量传输，两个能量传输回路之间电气隔离，设备使用安全可靠。

5.传输部件之间无电气触点，避免使用贵金属制作电刷和滑环，有效降低成本和制造难度；无机械磨损，提高装置的使用寿命和可靠性。

6.区别于电接触式滑环，非接触式能量传输装置之间即使有水、灰尘等杂质，传输部件可进行防腐蚀处理，可用于潮湿环境，无腐蚀，也不会影响正常传输，降低了使用要求。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是自谐振式无线供电装置的原理示意图；

图2是自谐振式无线供电装置的自谐振电路、耦合器及整流/滤波器电路图；

图3是自谐振式无线供电装置的自谐振电路进行多组MOS管并联方案电路图。

图中，101.自谐振电路，102.耦合器，103.整流/滤波器。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

自谐振式无线供电装置，如图1所示，由自谐振电路101、耦合器102和整流/滤波器103组成，

自谐振电路101，用于将直流电流变为交流电流，并将交流电流传输至耦合器102；

耦合器102，用于耦合传输交流电流至非接触的另一端，并传输至整流/滤波器103；

整流/滤波器103，用于整流滤波输出直流电流。

耦合器102由初级线圈L₃和次级线圈L₄组成。

自谐振电路101由第一启动电阻R₁、第二启动电阻R₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一开关管Q0A、第二开关管Q0B、第三开关管Q1A、第四开关管Q1B、第一MOS管驱动器U1A、第二MOS管驱动器U1B、第一储能电感L₁、第二储能电感L₂、谐振电容C₁组成；

自谐振电路101中，直流输入正极与第一储能电感L₁的一端、第二储能电感L₂的一端、第一启动电阻R₁的一端和第二启动电阻R₂的一端相连，第一启动电阻R₁另一端与第一开关管Q0A的栅极、第二二极管D₂的正极、第一MOS管驱动器U1A输入端相连，第二启动电阻R₂另一端与第二开关管Q0B的栅极、第一二极管D₁的正极、第二MOS驱动器U1B输入端相连，第一储能电感L₁的另一端与第一二极管D₁的负极、第一开关管Q0A的漏极、第三开关管Q1A的漏极、谐振电容C₁的一端、初级线圈L₃同名端相连，第二储能电感L₂的另一端与第二二极管D₂的负极、第二开关管Q0B的漏极、第四开关管Q1B的漏极、谐振电容C₁的另一端、初级线圈L₃异名端相连，第一MOS管驱动器U1A的输出端与第三开关管Q1A的栅极相连，第二MOS管驱动器U1B的输出端与第四开关管Q1B的栅极相连，直流输入负极与第一开关管Q0A的源极、第二开关管Q0B的源极、第三开关管Q1A的源极、第四开关管Q1B的源极相连。

自谐振电路101工作时，直流电源通过第一启动电阻R₁和第二启动电阻R₂为第一开关管Q0A和第二开关管Q0B提供一定的偏置电压，促使第一开关管Q0A和第二开关管Q0B导通，由于开关管的个体差异，导致第一开关管Q0A和第二开关管Q0B发生未同时导通的情况。设第一开关管Q0A先导通，由于第一MOS管驱动器U1A的电压整形能力，与第一开关管Q0A并联的第三开关管Q1A开通，第二开关管Q0B和第四开关管Q1B仍处于截止状态，此时节点c相当于接地，直流电源通过第二储能电感L₂向谐振电容C₁充电，d节点电势高，c节点电势低，谐振电容C₁充电至节点d与节点c压差最大时，谐振电容C₁向耦合器102的初级线圈L₃放电，方向为由d向c，当谐振电容C₁放电完毕后，耦合器102的初级线圈L₃中储能完毕，此时次级线圈L4感应电流为正半周，节点d与节点c等电势，第二二极管D₂将a处电势拉低，第一开关管Q0A关闭，由于直流电源电压的偏置作用，第二开关管Q0B导通，同时由于第二MOS管驱动器U1B的电压整形能力，与第二开关管Q0B并联的第四开关管Q1B开通，此时节点d相当于接地，直流电源通过第一储能电感L₁向谐振电容C₁充电，c节点电势高，d节点电势低，谐振电容C₁充电至节点c与节点d压差最大时，谐振电容C₁向耦合器102的初级线圈L₃放电，方向为由c向d，当谐振电容C₁放电完毕后，耦合器102的初级线圈L₃中储能完毕，此时次级线圈L₄感应电流为负半周，节点c与节点d等电势，第一二极管D₁将b处电势拉低，第二开关管Q0B关闭，由于直流电源电压的偏置作用，第一开关管Q0A导通，由于第一MOS管驱动器U1A的电压整形能力，与第一开关管Q0A并联的第三开关管Q1A开通。如此循环往复，自谐振电路101在耦合器102的初级线圈L₃上产生正弦交流电流。

根据自谐振电路101的工作原理，自谐振电路101中的开关管数量至少为四个，若需要提升电路的带载能力，可以对开关管进行并联，每增加两个并联的开关管，同时需要增加两个并联且与开关管对应的MOS管驱动器，多组并联方式如图3所示，对自谐振电路101中任意一个开关管按照所述MOS管驱动器并联方案进行并联。

整流/滤波器103由第一整流二极管D₃、第二整流二极管D₄、第三整流二极管D₅、第四整流二极管D₆、滤波电容C₂以及负载R_L组成，

第一整流二极管D₃的输入端与第四整流二极管D₆的输出端、次级线圈L₄的异名端相连接，第二整流二极管D₄的输出端与第一整流二极管D₃的输出端、滤波电容C₂的一端、负载R_L的一端相连接，第二整流二极管D₄的输入端与第三整流二极管D₅的输出端、次级线圈L₄的同名端相连接，第三整流二极管D₅的输入端与第四整流二极管D₆的输入端、滤波电容C₂的另一端、负载R_L的另一端相连接。

自谐振电路101在耦合器102的初级线圈L₃上产生交变电流，在次级线圈L₄上感应出同频的交变电流，当感应电流为正半周时，对第一整流二极管D₃、第三整流二极管D₅加正向电压，第一整流二极管D₃、第三整流二极管D₅导通；对第二整流二极管D₄、第四整流二极管D₆加反向电压，第二整流二极管D₄、第四整流二极管D₆截止；整流/滤波器103电路中次级线圈L₄、第一整流二极管D₃、负载R_L、第三整流二极管D₅构成通电回路，负载R_L上形成上正下负的半波整流电压，经滤波电容C₂将半波电流滤波为直流电流。当感应电流为为负半周时，对第二整流二极管D₄、第四整流二极管D₆加正向电压，第二整流二极管D₄、第四整流二极管D₆导通；对第一整流二极管D₃、第三整流二极管D₅加反向电压，第一整流二极管D₃、第三整流二极管D₅截止；整流/滤波器103电路中次级线圈L₄、第二整流二极管D₄、负载R_L、第四整流二极管D₆构成通电回路，同样在负载R_L上形成上正下负的另外半波的整流电压，经滤波电容C₂将半波电流滤波为直流电流。如此重复下去，在负载R_L上得到直流电压。从图2中看出，整流/滤波器103的电路中每只整流二极管承受的反向电压等于次级线圈L₄上电压的最大值，比常见的全波整流电路小一半，并且整流/滤波器103将次级感应电流的正负半周全部用于整流，利用率更高。

根据整流/滤波器103的工作原理，在实际电路设计中，对整流/滤波器103中任意一个整流二极管进行并联，所以整流/滤波器103中的整流二极管数量至少为四个。

本发明无线电能传输采用可分离式变压器原理，通过相互耦合的线圈进行电能传输。电路结构为逆变电路、耦合线圈、整流滤波电路和负载；通常，行业内采用硬开关方案例如全桥驱动电路来进行逆变并驱动线圈。本发明提出采用自激振荡式的零电压开关电路完成逆变和线圈驱动任务，优点在于：自激振荡式的零电压开关电路具有频率跟踪功能，能够根据负载状态的不同即时调整谐振频率，保证能量传输效率和功率。

本发明中所述的自谐振电路根据零电压检测控制MOS管通断，为了提高电路带载能力，常将多组开关管并联使用，然而在实际情况中，由于不同MOS管之间存在元件差异等，阈值电压参数并不完全一致，并且，多组MOS管并联导致的输入电容较大，电容充电使驱动信号平缓，MOS管不能明确开通或关断。这些问题可能导致多组并联的MOS管不能同步工作，严重时会由于热量积累导致开关管直接烧毁，影响电路正常工作。本发明采用MOS管驱动器将多组并联工作的开关管进行同步驱动，这样可以保证开关管的工作逻辑严格一致，驱动信号完整平直，开关管开通、关闭迅速，避免上述问题的产生。

本发明将自谐振电路引入无线电能传输系统，具备频率跟踪功能，使无线电能传输系统即时工作在谐振状态，开关损耗小，带载效率高；自谐振电路，保留了原有谐振跟踪功能，通过MOS管驱动器的应用，解决了传统自谐振电路存在的多管并联逻辑混乱问题，避免了MOS管击穿等现象的发生，电路稳定可靠。

本说明书中的各个实施例均采用相关的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims

1.自谐振式无线供电装置，其特征在于，由自谐振电路(101)、耦合器(102)和整流/滤波器(103)组成，

所述自谐振电路(101)，用于将直流电流变为交流电流，并将交流电流传输至耦合器(102)；

所述耦合器(102)，用于耦合传输交流电流至非接触的另一端，并传输至整流/滤波器(103)；

所述整流/滤波器(103)，用于整流滤波输出直流电流。

2.根据权利要求1所述的自谐振式无线供电装置，其特征在于，所述耦合器(102)由初级线圈L₃和次级线圈L₄组成。

3.根据权利要求2所述的自谐振式无线供电装置，其特征在于，所述自谐振电路(101)由第一启动电阻R₁、第二启动电阻R₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一开关管Q0A、第二开关管Q0B、第三开关管Q1A、第四开关管Q1B、第一MOS管驱动器U1A、第二MOS管驱动器U1B、第一储能电感L₁、第二储能电感L₂、谐振电容C₁组成；

4.根据权利要求2所述的自谐振式无线供电装置，其特征在于，所述整流/滤波器(103)由第一整流二极管D₃、第二整流二极管D₄、第三整流二极管D₅、第四整流二极管D₆、滤波电容C₂以及负载R_L组成，

5.根据权利要求3所述的自谐振式无线供电装置，其特征在于，所述自谐振电路(101)中的开关管数量至少为四个。

6.根据权利要求4所述的自谐振式无线供电装置，其特征在于，所述整流/滤波器(103)中的整流二极管数量至少为四个。

7.根据权利要求3所述的自谐振式无线供电装置，其特征在于，所述自谐振电路(101)每增加两个并联的开关管，同时需要增加两个并联且与开关管对应的MOS管驱动器。