CN107852090A - 具有自适应功率因数校正的反激式pfc变换器 - Google Patents

Abstract

提供了一种开关功率变换器，其在输入电压的每个周期期间使用峰值恒定电流模式以及恒定导通时间模式提供自适应功率因数校正。

Description

具有自适应功率因数校正的反激式PFC变换器

相关领域的交叉参考

本申请要求2015年6月26日提交的美国非临时专利申请No.14/752,700的权益，其通过援引整体并入本文。

技术领域

本申请涉及一种开关功率变换器，并且更具体地，涉及一种具有自适应功率因数校正的开关功率变换器。

背景技术

系统的功率因数与其效率有关，因为系统的功率因数是系统的实际功率与其表观功率的比率。举例来说，诸如电动马达的非线性负载对于AC输电干线表现出大量的电感。在启动时，输入电流必须因而从零斜升，而横跨负载的AC电压继续以AC输电干线电压循环。进入负载的电压和电流因而彼此异相。在电压和电流相互正交(异相90°)时出现关于功率传送的最坏情况，使得功率传送在没有任何实际功率传送的情况下整个反应。但是，表观功率是电压和电流(无相位依赖性)的乘积的量值，使得即使功率因数将会是零，这样的设备也将继续消耗表观功率。相比之下，纯电阻负载不会产生无功功率分量，使得实际功率和表观功率相等，产生最佳功率因数1。随着无功功率分量增加，功率因数从1朝向零降低。

功率因数因而是一个用于诸如反激式变换器的开关功率变换器的重要参数，原因在于它的变压器必然对于AC输电干线表现出非线性负载。因此，常规的是在反激式功率变换器中实施功率因数校正。例如，二极管电桥和电容器可以用来给反激式功率变换器提供整流的输入电压。虽然存在整流，但是输入电压依然对于相对小的(并因而昂贵的)输入电容器具有正弦曲线轮廓。为了获得高的功率因数，在反激式变换器的变压器中通过初级绕组的峰值电流也应该具有相似的正弦曲线轮廓。通过初级绕组的这样的峰值电流与反激式变换器中的相应的开关周期的导通时间(t_on)和输入电压的乘积成比例。该导通时间与峰值初级绕组电流和输入电压之间的比率成比例。如果峰值初级绕组电流振幅与输入电压相关联(因为它应该是用于高功率因数)，则一个人因而可以容易地看到恒定导通时间获得了高的功率因数。

但是产生的恒定导通时间导致在反激式变换器的输出电压中的不期望的纹波。这样，可以看出反激式变换器的输出功率与输入电压和导通时间的乘积的平方成比例。因为输入电压正弦曲线地变化，输出功率(以及因而的输出电压)也对于恒定导通时间功率因数校正呈正弦曲线地变化。反激式变换器接着必须在变压器的次级侧使用相对大的输出电容器以对输出纹波滤波，这增加了成本。为了获得高的功率因数校正，也为了提供严格调节的输出电压，因而常规的是使用多级方法，例如，借助于通过DC-DC开关功率变换器处理来自于反激式变换器的输出电压。但是这样的多级方法由于额外的部件和增加的控制复杂性而是昂贵的。因此，更经济的是使用单极反激式变换器架构。但是这样用户被留有一个具有不良调节的输出电压的改进的功率因数或者具有降低的功率因数的严格调节的输出电压的选择。

因此，在本领域中，需要一种具有功率因数校正和减少的输出电压纹波的单极反激式变换器。

发明内容

反激式开关功率变换器控制器设置有自适应功率因数校正。在该自适应功率因数校正中，控制器在每个输入电压周期中建立恒定峰值电流控制的时期和恒定开关导通时间控制的时期。反激式变换器整流AC主电压以产生整流的输入电压，使得其依然保留整流的正弦曲线轮廓。恒定峰值电流控制时期可以集中在每个输入电压周期中的正弦曲线峰值周围。在这样的实施例中，控制器将控制用于反激式变换器的功率开关，以在每个输入电压周期的初始部分期间和在每个输入电压周期的最终部分期间具有恒定导通时间。

与恒定导通时间时期与恒定峰值电流时期的相对定时无关，每个输入电压中的两个这样的模式的混合使用以功率因数的相对少的降低为代价，显著地减少了产生的输出电压纹波。因此，可以结合相对严格调节的输出电压提供适当高的功率因数。通过考虑以下详细描述可以更好地理解这些有益特征。

附图说明

图1示出了根据本公开实施例的示例性反激式变换器。

图2示出了具有用于图1的控制器的自适应功率因数校正的示例性恒定峰值电流控制反馈电路。

图3示出了具有用于图1的控制器的自适应功率因数校正的另一个示例性恒定峰值电流控制反馈电路。

图4示出了用于图2和3的反馈电路的箝位信号波形。

图5示出了在轻负载条件下、重负载条件下和过载条件下用于图2和3的反馈电路的箝位信号波形。

图6示出了具有用于图1的控制器的自适应功率因数校正的示例性恒定导通时间控制反馈电路。

图7示出了针对图6的反馈电路的两个输入电压周期的斜坡斜度波形。

通过参照以下详细描述，更好地理解本公开的实施例及其优势。应该理解，相同的附图标记用于标识一个或多个附图中的相同的元件。

具体实施方式

为了处理现有技术中对于具有减少的输出纹波的单极反激式变换器中的改进的功率因数校正的需要，跨越AC输电干线的每个周期使用了两个不同的控制模式。在AC输电干线周期的一个部分期间，反激式变换器使用了恒定导通时间操作模式。在AC输电干线周期的剩余部分期间，反激式变换器使用了恒定峰值电流操作模式。在每个AC输电干线周期期间的恒定导通时间模式的使用提供了高的功率因数，但是以相对大的输出电压纹波为代价。相反，恒定峰值电流操作模式的使用以降低的功率因数为代价，提供了严格调节的输出电压。因此，混合模式操作提供的优势包括在降低输出电压纹波和增加功率因数的冲突目的之间进行折中。

结果是功率因数校正小于使用跨越整个AC输电干线周期的恒定导通时间将要获得的功率因数校正。但是，该降低可以是相对轻微的，例如，产生0.7的功率因数，而不是严格恒定导通时间会提供的接近单位量的值。这样的相对高的功率因数完全足以用于低功率应用，例如，LED驱动器。同时，输出功率电平与严格恒定导通时间操作模式相比，大大提高。有利地，公开的混合模式控制通过改变专用于恒定导通时间模式时期相对于恒定峰值电流模式时期的每个AC输电干线周期中的持续时间，给用户提供了对于给定应用选择或调整功率因数校正和降低的输出电压纹波的相对量的能力。

本文中公开的混合模式控制独立于传统上用于使用反激式变换器获得单极高功率因数校正的控制方法。例如，常规的是使用恒定导通时间反馈回路方法或者恒定峰值电流反馈回路获得单极高功率因数校正。这两种控制方法都可以被修改以实行本文中公开的混合模式控制(自适应功率因数校正)。首先将讨论恒定峰值电流控制实施例，接着讨论恒定时间导通实施例。

具有自适应功率因数校正的峰值电流反馈控制

在图1中，示出了配置成使用修改的恒定峰值电流反馈控制回路实施自适应功率因数校正的示例性单极反激式变换器100。如在以下将进一步解释的，反激式变换器100还可以被修改成使用修改的恒定导通时间反馈控制回路实行自适应功率因数校正。因此，反激式变换器100通用于两种控制方法。用于反激式变换器的控制器集成电路105控制功率开关(例如，NMOS晶体管Q1)的开关。在备选实施例中，可以使用双极结型晶体管实施功率开关。控制器105通过输出引脚5控制功率开关晶体管Q1的栅极电压。当导通时，功率开关晶体管Q1允许初级电流响应于输入电压V_输入(Vin)流动通过变压器115的初级绕组110。包括二极管电桥和电容器C1的整流器120整流AC主125上承载的交流线电压，以提供输入电压Vin。在一些实施例中，电容器C1不是电解质电容器，使得其具有相对少量的电容。输入电压Vin因而依然保留有跨越AC干线周期的每个半周期的正弦波形轮廓。

对于功率开关晶体管Q1的每个周期，初级绕组电流从零斜升到峰值绕组电流值，该峰值绕组电流值取决于输入电压Vin、开关导通时间和初级绕组110的电感。当功率开关晶体管Q1循环关断时，次级绕组电流流动穿过变压器115中的第二绕组125，从峰值开始并且继续向下斜降到零。输出电容器C2和电阻器R2使第二绕组电流产生的输出电压V_输出(Vout)稳定。二极管D1防止次级绕组电流流动，而初级绕组进行引导。次级绕组电流产生横跨变压器115的辅助绕组130并且也横跨初级绕组110的反射电压。二极管D2将有个横跨其的电压降，其防止反射电压和输出电压之间的直接关系，而次级电流依然流动。但是当次级电流斜降到零(变压器重置时间)时，没有横跨二极管D2的电压降，使得在那个时间产生的反射电压与输出电压直接关联。通过在变压器重置时间时对横跨辅助绕组130的反射电压进行采样，控制器105因此可以如仅初级反馈领域公知的那样确定输出电压Vout。例如，控制器105可以包括V_感应(Vsense)引脚2，其对横跨辅助绕组130的通过由一对电阻器R3和R4形成的分压器的反射电压采样。反射电压可以通过二极管D12和电容器C3整流，以形成由控制器105在功率引脚1处接收的供电电压VCC。

控制器105可以包括接地引脚6和电流感应(I_感应(Isense))引脚4，该电流感应引脚4对通过横跨采样电阻器Rs产生的电压的初级绕组电流采样，该采样电阻器Rs耦接到功率开关晶体管Q1的源极。因为输入电压Vin与初级绕组电流乘以初级绕组电感的时间变化率成比例，所以控制器105可以直接通过Isense引脚电压确定输入电压Vin。但是，控制器105还可以包括用于对通过一个或多个电阻器R1的输入电压Vin直接采样的Vin引脚3。

在给定用于输入电压Vin的整流的正弦曲线轮廓的情况下，产生的初级绕组电流还应该具有相似的轮廓以给反激式变换器100提供高的功率因数。如果控制器105对于功率开关晶体管Q1的每个周期实施恒定导通时间，那么峰值初级绕组电流将具有横跨输入电压Vin的每个周期(并因而横跨AC干线电压的每半个周期)的相似的整流的正弦曲线轮廓，以便于以大量的输出电压纹波为代价，提供高的功率因数。因此控制器105被配置为实行自适应功率因数校正，其中恒定导通时间操作模式和恒定峰值电流操作模式均用在输入电压Vin的每个周期中。

例如，控制器105可以包括如图2中所示的第一峰值电流控制反馈电路200。在第一峰值电流控制反馈电路200中，比较器205(例如，差分比较器；产生误差电压(V_误差(Verror))，所述误差电压等于基准信号(例如，通过例如带隙基准电路210产生的基准电压)和反馈信号(例如，在变压器重置时间采样的反馈电压Isense)之间的差。如在前所讨论的，Vsense电压与在变压器重置时间被采样的反激式变换器100的输出电压Vout具有直接关系。在通过补偿滤波器215滤波之后，误差电压在乘法器220中与输入电压Vin的箝位版本230相乘。电压箝位电路225对输入电压Vin箝位以产生钳位版本220，其也可以被指定为基准信号。从乘法器220产生的峰值绕组电流命令240因而等于补偿的误差电压和输入电压Vin的箝位版本230的乘积。比较器245在Isense等于峰值绕组电流命令240时坚持功率开关关断命令250。再次参照图1，回想Isense代表绕组电流。因为功率开关晶体管Q1将在Isense等于峰值绕组电流命令240时关断，第一峰值电流控制反馈电路200控制功率开关晶体管Q1的每个周期中的峰值绕组电流。

如果输入电压未被箝位，则其将具有正弦曲线轮廓235，轮廓235示出了对于AC主电压的每个周期的正弦曲线轮廓235中产生的两个正弦曲线峰值。如果乘法器220替代地将补偿的误差电压与Vin235相乘，常规的恒定导通时间操作模式导致使用峰值电流功率因数校正反馈回路。特别地，注意，用于给定的功率开关循环的峰值初级绕组电流与输入电压Vin的峰值和开关导通时间的乘积成比例。开关导通时间因而与峰值初级绕组电流和峰值输入电压Vin的比率成比例。因为峰值初级绕组电流通过相乘而与峰值输入电压关联，因此这样的常规的峰值电流功率因数校正反馈回路导致每个功率开关切换循环的恒定导通时间。但是，与箝位输入电压235的乘积仅仅在每个输入电压周期的未被箝位的部分产生恒定导通时间操作模式。

在箝位输入电压230的循环的箝位部分中，峰值绕组电流命令240基本上是恒定的。但是输入电压235在这些箝位时期期间继续正弦曲线地达到峰值。从每个箝位时期的开始时间开始，连续的功率开关周期的导通时间将因而缩短再缩短，直到在输入电压235达到其峰值时达到最小的导通时间。连续的功率开关周期的开关导通时间然后将开始增加，直到达到箝位输入电压的周期中的箝位部分的末端。因此，还可以看出，开关导通时间与箝位输入电压230的每个箝位部分期间的输入电压235成反比，使得输入电压235和导通时间的乘积基本上恒定。因为反激式变换器100的输出功率与该乘积的平方成比例，与常规的恒定导通时间峰值初级绕组电流控制技术相比，每个箝位时期期间的恒定峰值电流操作模式实质上减少了输出电压波纹。这样的输出电压波纹减少是以减少的功率因数为代价的，因为横跨箝位部分的输入电压235改变，而峰值初级绕组电流保持恒定。但是如在前所讨论的，多个应用(例如，LED驱动器)令人满意地在更低功率因数下操作。此外，由通过第一峰值电流控制反馈电路200提供的自适应功率因数校正产生的功率因数比初级绕组电流横跨输入电压235的整个周期都保持恒定的情况下获得的功率因数好很多。

替代箝位输入电压Vin，可以箝位Isense电压来提供自适应功率因数校正。例如，控制器105可以包括如图3中所示的第二峰值电流控制反馈电路300。带隙基准电路210、比较器245、乘法器220、补偿滤波器215和比较器205都起到如针对第一峰值电流控制反馈电路200所讨论的作用。然而，注意，输入电压Vin不再被箝位。相反，Isense电压被电压箝位电路315模拟地箝位，以产生由比较器245接收的箝位Isense电压305。这样，常规的是箝位Isense电压以提供过电流保护。但是这样的常规箝位发生在超过正常操作期间峰值初级绕组电流产生的电压电平的峰值电压电平下。相比之下，电压箝位电路315在小于正常操作期间峰值初级绕组电流产生的峰值Isense电压的电平下箝位Isense电压。此外，在过电流情况下，反激式变换器典型地将重置或者关断，而控制器105将不管Isense电压310的箝位继续循环功率开关晶体管Q1以在第二峰值电流控制反馈电路300中产生箝位Isense电压305。比较第一峰值电流控制反馈电路200和第二峰值电流控制反馈电路300，可以看出在两个实施例中，箝位电路用来对来自由基准信号(例如，箝位版本230)或者Isense信号构成的群组中选择的信号箝位。

不管是使用第一峰值电流控制反馈电路200还是第二峰值电流控制反馈电路300获得自适应反馈控制，峰值电流控制都使用代表输入电压Vin的箝位信号。换句话说，箝位信号在不存在箝位的情况下具有与输入电压Vin同相的整流的正弦曲线轮廓。再次参照图2，输入电压Vin的箝位版本230不需要直接从输入电压Vin产生，而是替代地可以是合成波形。合成将简单地需要与输入电压Vin的每个周期同步。相似地，恒定峰值电流控制反馈电路300中的箝位Isense电压305不需要从Isense电压310产生，而是替代地只要产生的箝位波形与输入电压Vin的每个周期同步就可以是合成的。不管箝位信号(Vin或Isense)如何产生，产生的混合操作模式都如图4中的用于箝位信号400所示。在箝位信号400的每个箝位部分期间，恒定峰值电流操作的时期405发生。相似地，在箝位信号恢复其整流的正弦曲线轮廓的每个非箝位部分期间，恒定导通时间操作的时期410发生。再次参照图2和3，电压箝位电路225和电压箝位电路315都可以具有其相应的响应于箝位命令的箝位电压水平，使得可以相应地调整反激式变换器100以恒定峰值电流模式或者恒定导通模式操作时的相应的百分比。该调整可以由控制器105响应于操作条件自动地执行，或者可以响应于用户的命令。

在箝位电压电平由控制器105控制的实施例中，Verrror电压可以用来确定负载电平，使得箝位电平与确定的负载电平成缩放比例。图5中示出了产生的箝位信号。第一箝位信号500表示箝位电压降低到标称值(Vnom)的低负载条件。随着负载增加，控制器105继续增加箝位电压电平，直到如针对第二箝位信号505(高负载条件)所示的达到最大值(V_箝位(Vclamp))。此时，在箝位电压电平中不能获得进一步的增加，使得反馈回路仅仅可以通过增加如针对第三箝位信号515所示的使用恒定峰值电流操作模式的时间百分比来提供更多的功率。这就提供了检测过电流情况的能力，尤其有益于第二峰值电流控制反馈电路300，因为常规的过电压箝位由电压箝位电路315替代。这样，每个箝位信号周期中的恒定峰值电流时期具有标称持续时间(Tnom)。因为该持续时间对于第三箝位信号515过量，所以可以相应地检测过载情况。

具有自适应功率因数校正的恒定导通时间反馈控制

在图6中示出了具有自适应功率校正的示例性恒定导通时间反馈电路600。第一比较器605(例如，差分放大器)从斜坡发生器610接收斜坡电压(或者电流)信号630。第二比较器615(其还可以包括差分放大器)基于基准电压V_基准(Vref)和Vsense信号之间的差提供误差信号(Verror)给第一比较器605。合适的基准电压发生器(例如，带隙基准电路620)可以用来提供基准电压Vref。如果斜坡发生器610使用恒定斜度生成斜坡电压，那么常规的恒定导通时间控制回路导致。这是因为误差信号Verror可以被考虑成在输入电压Vin的任何给定周期上都相对恒定。恒定斜度斜坡信号与相对固定的误差信号Verror的比较因而将如常规地一样为功率开关晶体管Q1的每个周期产生恒定导通时间，以便于以相对高的输出电压波纹为代价产生高的功率因数。为了提供明显减少的电压波纹(例如，50％的减少)同时依然提供相对高的功率因数(例如，0.7或更大)，斜度控制模块625在输入电压Vin的每个周期内的恒定峰值电流操作模式期间改变斜坡发生器610的斜度。斜度控制模块625在输入电压Vin的每个周期的剩余部分上保持斜度恒定。补偿滤波器(未示出)可以用来滤波误差信号Verror，以防止恒定导通时间反馈电路600响应于斜度控制模块625提供的斜度调制。备选地，比较器615的带宽可以相对低地产生以提供期望的补偿。

产生的斜坡信号630的波形如图7中所示。在输入电压Vin的每个周期(并因而每个斜坡斜度周期)中，斜坡斜度在初始恒定导通时间时期和最终恒定导通时期中保持恒定。在这两个时期之间，斜度在每个斜坡斜度周期中呈正弦曲线地达到峰值。在这些峰值部分期间，增加的斜坡斜度导致越来越短的开关导通时间，直到达到最短的开关导通时间。开关导通时间然后将会增加，直到斜坡斜度再次恒定。每个斜坡斜度周期的呈正弦曲线地达到峰值的部分期间的开关导通时间因而与恒定峰值电流操作模式一致。每个斜坡斜度周期的剩余的恒定斜度部分对应于恒定导通时间操作模式。关于在每个斜坡斜度周期中同步恒定斜坡时期与恒定峰值电流时期的生成，斜度控制模块625可以接收从输入电压Vin的循环取得的定时命令。此外，控制器105可以命令斜度控制模块625响应于类似于针对图5所讨论的改变负载条件，而改变每个斜坡斜度时期中恒定峰值电流部分与恒定导通时间部分相比的相对比例。斜度控制模块625可以使用例如可选电阻器R生成改变斜坡斜度命令。此外，改变斜坡斜度可以以分段的线性方式进行，其近似于恒定峰值电流时期期间的期望的正弦曲线轮廓。

至此，本领域技术人员要理解的是，取决于随后的具体申请，在不脱离其精神和范围的情况下，可以对本公开文件的装置的材料、设备、构造和使用方法进行多种变形、置换和变化。鉴于此，本公开文件的范围不应被限定为本文所阐明和描述的具体实施方式，因为它们仅仅是作为具体实施方式的一些例子，本公开文件的范围反而应当与下文所附权利要求和其功能等同物充分相称。

Claims (20)

1.一种反激式变换器控制器，包括：

乘法器，其被配置成将误差信号与基准信号相乘以产生峰值电流命令信号；

比较器，其被配置成将与初级绕组电流的期望峰值对应的峰值电流命令信号与表示初级绕组电流幅度的Isense信号相比较，所述比较器被配置成响应于所述初级绕组电流的幅度等于所述期望峰值，生成功率开关关断命令，以及

箝位电路，其被配置成箝位从所述基准信号和所述Isense信号选择的信号，使得初级绕组电流幅度的峰值对于输入电压的每个周期的恒定峰值电流时期保持恒定，并且使得功率开关导通时间在输入电压的每个周期的剩余的恒定导通时间时期中保持恒定。

2.根据权利要求1所述的反激式控制器，其中，所述箝位电路被配置成在每个恒定峰值电流时期期间箝位所述基准信号，并且其中，在每个恒定导通时间时期期间，所述基准信号与输入电压的整流的正弦曲线轮廓成比例。

3.根据权利要求2所述的反激式控制器，还包括误差信号发生器，其配置成将表示输出电压的反馈信号与基准电压进行比较以生成所述误差信号。

4.根据权利要求3所述的反激式控制器，还包括带隙基准电路，所述带隙基准电路被配置成生成所述基准电压作为带隙基准电压。

5.根据权利要求3所述的反激式控制器，其中，所述误差信号发生器还包括被配置为滤波所述误差信号的补偿滤波器。

6.根据权利要求3所述的反激式控制器，其中，所述反激式控制器被配置成响应于负载电平改变恒定峰值电流时期的持续时间。

7.根据权利要求7所述的反激式控制器，其中，所述反激式控制器还被配置成响应于所述恒定峰值电流时期的持续时间超过阈值，触发过电流状况。

8.根据权利要求1所述的反激式控制器，其中，所述箝位电路被配置成箝位Isense信号，并且其中，初级绕组电流的峰值小于所述初级绕组电流的过电流峰值。

9.根据权利要求1所述的反激式控制器，其中，所述反激式控制器合并在包括功率开关的反激式变换器中，并且其中，所述功率开关包括MOSFET晶体管。

10.根据权利要求1所述的反激式控制器，其中，所述反激式控制器合并在包括功率开关的反激式变换器中，并且其中，所述功率开关包括双极结型晶体管。

11.一种反激式控制器，包括：

误差信号发生器，其被配置为生成与基准信号和反馈信号之间的差成比例的误差信号；

斜坡发生器，其被配置成循环地生成斜坡信号；

比较器，其被配置成响应于所述斜坡信号等于所述误差信号，关断功率开关；以及

斜坡斜度控制电路，其被配置成控制斜坡信号的斜坡斜度，使得所述斜坡斜度对于输入电压的每个周期具有基本上呈正弦曲线地达到峰值的时期，并且使得所述斜坡斜度在输入电压的每个周期的剩余部分期间被保持恒定。

12.根据权利要求11所述的反激式控制器，还包括带隙基准电路，其被配置成生成基准信号作为带隙基准电压。

13.根据权利要求11所述的反激式控制器，其中，所述斜坡斜度控制还被配置成通过从多个可选电阻器中进行选择来生成斜坡斜度命令来控制斜坡斜度。

14.根据权利要求11所述的反激式控制器，其中，所述斜坡斜度控制电路还被配置成控制斜坡斜度，使得基本上呈正弦曲线地达到峰值的时期是分段的线性时期。

15.一种开关功率变换器控制方法，包括：

在输入电压的每个周期中生成具有整流的正弦曲线轮廓的基准信号；

箝位所述基准信号以生成箝位的基准信号；

将箝位的基准信号与误差信号相乘以生成峰值电流命令；以及

在功率开关的每个周期中，响应于初级绕组电流等于峰值电流命令，关断功率开关。

16.根据权利要求15所述的开关功率变换器控制方法，其中，关断功率开关包括关断MOSFET晶体管。

17.根据权利要求15所述的开关功率变换器控制方法，其中，关断功率开关包括关断双极结型晶体管。

18.一种开关功率变换器控制方法，包括：

对于输入电压的每个周期，生成具有至少一个恒定斜度部分和剩余的呈正弦曲线地达到峰值的时期的斜坡信号；

在输入电压的每个周期期间，使开关功率变换器的功率开关循环导通和关断，其中，响应于所述斜坡信号等于误差信号关断功率开关。

19.根据权利要求1所述的开关功率变换器控制方法，还包括响应于基准信号与反馈信号的比较，生成所述误差信号。

20.根据权利要求19所述的开关功率变换器控制方法，还包括使用带隙基准电路生成所述基准信号作为带隙基准电压。