CN103106873B - 有机发光二极管显示装置 - Google Patents

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Abstract

一种有机发光二极管显示装置，包括：多个像素，其中，各个像素包括：驱动TFT，该驱动TFT包括耦接至第一节点的栅电极、耦接至第二节点的源电极和耦接至高电位电压源的漏电极；有机发光二极管，该有机发光二极管包括耦接至第二节点的阳极和耦接至低电位电压源的阴极；第一TFT，响应于第一扫描信号而导通，以将第一节点连接至数据线；第二TFT，响应于第二扫描信号而导通，以将第一节点连接至第一基准电压源；第三TFT，响应于发射信号而导通，以将第二节点连接至第三节点；以及电容器。

Description

有机发光二极管显示装置
技术领域
本文献涉及一种能够补偿驱动TFT的阈值电压的有机发光二极管显示装置。
背景技术
随着信息社会的发展，对于用于显示图像的各种类型的显示装置的需求正在增加。目前已经使用了各种平板显示器，如液晶显示器、等离子体显示面板和有机发光二极管（OLED）显示器。在平板显示器中，OLED显示器具有包括低电压驱动、薄外型、宽视角和快速响应时间的优秀特征。尤其地，已经广泛地使用了用于在以矩阵形式排列的多个像素上显示图像的有源矩阵型OLED显示器。
有源矩阵型OLED显示器的显示面板包括以矩阵形式排列的多个像素。各个像素包括用于响应于扫描线的扫描信号来提供数据线的数据电压的扫描薄膜晶体管（TFT）以及用于根据向栅电极提供的数据电压对提供给有机发光二极管的电流量进行调节的驱动TFT。向有机发光二极管提供的驱动TFT的漏源电流Ids可以由等式1来表示：
Ids＝k′·(Vgs-Vth)2
其中，k’表示由驱动TFT的结构和物理特性决定的比例系数，Vgs表示驱动TFT的栅源电压，并且Vth表示驱动TFT的阈值电压。
各个像素的驱动TFT的阈值电压Vth可能由于驱动TFT的劣化所造成的阈值电压Vth的漂移而具有不同值。在该情况下，驱动TFT的漏源电流Ids取决于驱动TFT的阈值电压Vth。因此，即使向各个像素提供相同的数据电压，向有机发光二极管提供的电流Ids对于各个像素也是不同的。因此，出现了即使向各个像素提供相同的数据电压、从各个像素的有机发光二极管发射的光的亮度也会不同的问题。为了解决该问题，已经提出了用于补偿驱动TFT的阈值电压Vth的各种类型的像素结构。
图1是示出了连接二极管的阈值电压补偿像素结构的一部分的电路图。图1描绘了向有机发光二极管提供电流的驱动TFTDT和耦接在驱动TFTDT的栅节点Ng和漏节点Nd之间的感测TFTST。感测TFTST允许在驱动TFTDT的阈值电压感测周期期间驱动TFTDT的栅节点Ng和漏节点Nd之间的连接，使得由二极管对驱动TFTDT进行驱动。在图1中，驱动TFTDT和感测TFTST被示出为N型MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）。
参照图1，在感测TFTST导通的阈值电压感测周期期间，耦接栅节点Ng和漏节点Nd，由此使栅节点Ng和漏节点Nd浮置在大致相同的电位。如果栅节点Ng和源节点Ns之间的电压差Vgs大于阈值电压，则驱动TFTDT形成电流路径，直到栅节点Vg和源节点Vs之间的电压差Vgs达到驱动TFTDT的阈值电压Vth为止，因此，栅节点Vg和漏节点Vd的电压被放电。但是，如果驱动TFTDT的阈值电压Vth漂移到负电压，则因为驱动TFTDT的阈值电压Vth低于0V，所以即使栅节点Vg下降到0V，栅节点Vg和源节点Vs之间的电压差Vgs也无法达到驱动TFTDT的阈值电压Vth。因此，如果驱动TFTDT的阈值电压Vth漂移到负电压，则无法感测驱动TFTDT的阈值电压Vth。负漂移指的是当驱动TFTDT被实现为N型MOSFET时，使驱动TFTDT的阈值电压Vth漂移到低于0V的电压。当驱动TFTDT的半导体层由氧化物形成时，负漂移通常出现。
发明内容
已经做出本发明试图提供一种即使当驱动TFT的阈值电压漂移到负电压时，也能够对驱动TFT的阈值电压进行感测的有机发光二极管显示装置。
根据本发明的一种有机发光二极管显示装置包括：上面形成有数据线、第一扫描线、第二扫描线和发射线的显示面板以及以矩阵形式排列的多个像素，各个像素包括：驱动TFT，该驱动TFT包括耦接至第一节点的栅电极、耦接至第二节点的源电极和耦接至提供高电位电压的高电位电压源的漏电极；有机发光二极管，该有机发光二极管包括耦接至所述第二节点的阳极和耦接至提供低电位电压的低电位电压源的阴极；第一TFT，该第一TFT响应于所述第一扫描线的第一扫描信号而导通，以将所述第一节点连接至所述数据线；第二TFT，该第二TFT响应于所述第二扫描线的第二扫描信号而导通，以将所述第一节点连接至提供第一基准电压的第一基准电压源；第三TFT，该第三TFT响应于所述发射线的发射信号而导通，以将所述第二节点连接至第三节点；第一电容器，该第一电容器耦接在所述第一节点和所述第三节点之间；以及第二电容器，该第二电容器耦接在所述第三节点和所述第一基准电压源之间。
该发明内容和以下详细描述中所描述的特征和优点不旨在进行限制。关于附图、说明书和权利要求，许多附加特征和优点对于本领域普通技术人员将是显而易见的。
附图说明
图1是示出了连接二极管的阈值电压补偿像素结构的一部分的电路图；
图2是根据本发明的第一示例性实施方式的像素的等效电路图；
图3是示出了输入到像素中以内部补偿驱动TFT的阈值电压的信号的波形图；
图4是示出了像素的节点电压变化的表格；
图5是示出了根据本发明的第一示例性实施方式的针对像素的各阈值电压感测周期的驱动TFT的阈值电压补偿误差与阈值电压变化的关系曲线图；
图6是根据本发明的第二示例性实施方式的像素的等效电路图；
图7是示出了根据本发明的第二示例性实施方式的针对像素的各阈值电压感测周期的驱动TFT的阈值电压补偿误差与阈值电压变化的关系曲线图；
图8是根据本发明的第三示例性实施方式的像素的等效电路图；
图9是示出了输入到像素中以内部补偿驱动TFT的阈值电压的信号的波形图；
图10是示出了像素的节点电压变化的表格；
图11是示出了根据本发明的第三示例性实施方式的针对像素的各阈值电压感测周期的驱动TFT的阈值电压补偿误差与阈值电压变化的关系曲线图；
图12是示出了在外部补偿驱动TFT的情况下流过像素的电流的图；
图13是示出了输入到像素中以外部补偿驱动TFT的阈值电压的信号的波形图；
图14是示出了在外部补偿有机发光二极管的情况下流过像素的电流的图；
图15是示意性地示出了根据本发明的示例性实施方式的有机发光二极管显示装置的框图；
图16是示出了时序控制器的外部补偿器的框图；以及
图17是示出了根据本发明的示例性实施方式的外部补偿方法的流程图。
具体实施方式
此后将参照附图更全面地描述本发明，附图中示出了本发明的示例性实施方式。但是，可以以许多不同的形式具体实施本发明，并且本发明不应当被解释为限于这里所阐述的实施方式。相同的附图标记在说明书中通篇指相同的元件。在以下描述中，如果认为与本发明有关的已知功能或构造的详细描述使本发明的主题不清楚，则省略该详细描述。
根据本发明的示例性实施方式的有机发光二极管显示装置的像素可以内部补偿驱动TFT的阈值电压，并且外部补偿驱动TFT的阈值电压和电子迁移率以及有机发光二极管的阈值电压。内部补偿指的是在像素内实时感测并补偿驱动TFT的阈值电压。外部补偿指的是对驱动TFT的漏源电流和有机发光二极管的电流进行感测，利用所感测的电流来补偿要向像素提供的数字视频数据，然后向像素提供补偿后的数字视频数据。结合图2至图11给出对内部补偿驱动TFT的阈值电压的像素的描述，并且结合图12至图14给出对外部补偿驱动TFT的阈值电压和电子迁移率以及有机发光二极管的阈值电压的像素的描述。
图2是根据本发明的第一示例性实施方式的像素的等效电路图。参照图2，根据第一示例性实施方式的像素P包括驱动TFT（薄膜晶体管）DT、有机发光二极管OLED、控制电路和电容器。
驱动TFTDT根据施加给栅电极的电压电平调节漏源电流Ids的量以使其变化。驱动TFTDT的栅电极耦接至第一节点N1，其源电极耦接至第二节点N2，并且其漏电极耦接至提供高电位电压VDD的高电位电压源。
有机发光二极管的阳极耦接至第二节点N2，其阴极耦接至提供低电位电压VSS的低电位电压源。有机发光二极管OLED根据驱动TFTDT的漏源电流Ids来发光。
控制电路包括第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3。第一TFTT1响应于从第一扫描线SL1提供的第一扫描信号SCAN1而导通，以将第一节点N1连接至提供数据电压DATA的数据线DL。第一TFTT1的栅电极耦接至第一扫描线SL1，其源电极耦接至第一节点N1，并且其漏电极耦接至数据线DL。
第二TFTT2响应于从第二扫描线SL2提供的第二扫描信号而导通，以将第一节点N1连接至提供第一基准电压REF1的第一基准电压源。第二TFTT2的栅电极耦接至第二扫描线SL2，其源电极耦接至第一基准电压源，并且其漏电极耦接至第一节点N1。
第三TFTT3响应于来自发射线EML的发射信号EM而导通，以将第二节点N2连接至第三节点N3。第三TFTT3的栅电极耦接至发射线EML，其源电极耦接至第三节点N3，并且其漏电极耦接至第二节点N2。
第一电容器C1耦接在第一节点N1和第三节点N3之间，并且存储第一节点N1和第三节点N3之间的差分电压。第二电容器C2耦接在第三节点N3和第一基准电压源之间，并且存储第三节点N3和第一基准电压源之间的差分电压。
第一节点N1是驱动TFTDT的栅电极、第一TFTT1的源电极、第二TFTT2的漏电极和第一电容器C1的一个电极耦接的接触点。第二节点N2是驱动TFTDT的源电极、有机发光二极管的阳级和第三TFTT3的漏电极耦接的接触点。第三节点N3是第三TFTT3的源电极、第一电容器C1的另一个电极和第二电容器C2的一个电极耦接的接触点。
第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3以及驱动TFTDT的半导体层已经被描述为由氧化物半导体（具体地，氧化物半导体）形成。但是，本发明不限于此，第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3以及驱动TFTDT的半导体层可以由a-Si或Poly-Si形成。而且，相对于第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3以及驱动TFTDT被实现为N型MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）的示例描述了本发明的示例性实施方式。
在考虑了驱动TFTDT的特征和有机发光二极管OLED的特征之后，将高电位电压源设置为提供在高电平VDD_H和低电平VDD_L之间摆动的高电位电压VDD，并且将低电位电压源设置为提供DC低电位电压VSS。低电平的高电位电压VDD_L可以被设置为比第一基准电压REF1和驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差分电压低的电压。例如，高电平的高电位电压VDD_H可以被设置为大约20V，低电平的高电位电压VDD_L可以被设置为大约-7V，低电位电压VSS可以被设置为大约0V，并且第一基准电压REF1可以被设置为大约-1V。
图3是示出了输入到像素中以内部补偿驱动TFT的阈值电压的信号的波形图。图3描绘了输入到显示面板10的某个像素P中的第一扫描信号SCAN1和第二扫描信号SCAN2以及发射信号EM。而且，图3描绘了通过数据线DL提供的数据电压DATA和从高电位电压源提供的高电位电压VDD。
参照图3，第一扫描信号SCAN1和第二扫描信号SCAN2以及发射信号EM是用于控制像素P的第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3的信号。每个帧周期都生成第一扫描信号SCAN1和第二扫描信号SCAN2以及发射信号EM。第一扫描信号SCAN1和第二扫描信号SCAN2以及发射信号EM都在选通高电压VGH和选通低电压VGL之间摆动。在选通高电压VGH处生成第一扫描信号SCAN1和第二扫描信号SCAN2以及发射信号EM的脉冲。尤其地，针对发射信号EM生成两个脉冲。在t1和t2期间生成发射信号EM的第一脉冲，并且在t4期间生成其第二脉冲。选通高电压VGH可以被设置为大约在14V和20V之间的一个值，并且选通低电压VGL可以被设置为大约在-12V和-5V之间的一个值。
第二扫描信号SCAN2的脉冲开始时间与发射信号EM的第一脉冲开始时间同步。发射信号EM的第一脉冲结束时间与第一扫描信号SCAN1的脉冲开始时间同步。第二扫描信号SCAN2的脉冲结束时间比发射信号EM的第一脉冲结束时间早。而且，第一扫描信号SCAN1的脉冲结束时间与发射信号EM的第二脉冲开始时间同步。在几个至几十个水平周期期间生成发射信号EM的第二脉冲。一个水平周期1H指的是在一条水平线的像素中写入数据的一个线扫描时间期间。
第二扫描信号SCAN2的脉冲宽度和发射信号EM的第一脉冲宽度比第一扫描信号SCAN1的脉冲宽度大。例如，第一扫描信号SCAN1的脉冲宽度可以被设置为一个水平周期1H，第二扫描信号SCAN2的脉冲宽度可以被设置为两个水平周期2H，并且发射信号EM的第一脉冲宽度可以被设置为三个水平周期3H。
驱动TFTDT根据数据电压DATA来调节向有机发光二极管OLED提供的电流量。每个水平周期1H生成数据电压DATA。在每个帧周期，高电位电压VDD在高电平VDD_H和低电位VDD_L之间摆动。在t1期间以低电平VDD_L生成高电位电压VDD，在其余周期期间以高电平VDD_H生成高电位电压VDD。即，高电位电压源自第二扫描信号SCAN2的脉冲开始时间起以低电平VDD_L生成高电位电压VDD，并且从比第二扫描信号SCAN2的脉冲结束时间早的时间点起以高电平VDD_H生成高电位电压VDD。
图4是示出了像素的节点电压变化的表格。此后，将参照图2至图4详细描述根据本发明的示例性实施方式的像素P在t1至t5期间的操作。t1是对第一节点N1、第二节点N2、第三节点N3进行初始化的周期，t2和t3是用于感测驱动TFTDT的阈值电压的周期，t4是用于提供数据电压的周期，t5是有机发光二极管OLED发光的周期。
首先，在t1期间，第二扫描信号SCAN2的脉冲和发射信号EM的第一脉冲开始。即，在t1期间，通过第一扫描线SL1提供具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1，通过第二扫描线SL2提供具有选通高电压VGH的第二扫描信号SCAN2，并且通过发射线EML提供具有选通高电压VGH的发射信号EM。而且，在t1期间从高电位电压源提供低电平的高电位电压VDD_L。
第一TFTT1响应于具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1而截止。第二TFTT2响应于具有选通高电压VGH的第二扫描信号SCAN2而导通，以将第一节点N1连接至第一基准电压源。通过第二TFTT2的导通，第一节点N1被放电到第一基准电压REF1。第三TFTT3响应于选通高电压VGH的发射信号EM而导通，以将第二节点N2连接至第三节点N3。通过第三TFTT3的导通，第二节点N2和第三节点N3具有相同电位。
因为在t1期间从高电位电压源提供低电平的高电位电压VDD_L，所以耦接至高电位电压源的驱动TFTDT的漏电极起到源电极的作用，并且耦接至第二节点N2的驱动TFT_DT的源电极起到漏电极的作用。因此，驱动TFT的栅电极和源电极之间的电压差Vgs在t1期间大于阈值电压Vth，由此使驱动TFTDT导通。通过驱动TFTDT的导通，第二节点N2被放电到低电平的高电位电压VDD_L。而且，通过第三TFTT3的导通，耦接至第二节点N2的第三节点N3也被放电到低电平的高电位电压VDD_L。
第二，在t2期间，维持第二扫描信号SCAN2的脉冲，并且维持发射信号EM的第一脉冲。在t3期间，第二扫描信号SCAN2的脉冲结束，并且维持发射信号EM的第一脉冲。即，在t2和t3期间，通过第一扫描线SL1提供具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1，在t2期间，通过第二扫描线SL2提供具有选通高电压VGH的第二扫描信号SCAN2，在t3期间，通过第二扫描线SL2提供具有选通低电压VGL的第二扫描信号SCAN2，并且在t2和t3期间，通过发射线EML提供具有选通高电压VGH的发射信号EM。而且，在t2和t3期间，从高电位电压源提供高电平的高电位电压VDD_H。
第一TFTT1响应于具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1而截止。当第二扫描信号SCAN2被反转到选通低电压VGL时，第二TFTT2截止。通过第一TFTT1和第二TFT_T2的截止，第一节点N1从第一基准电压断开，并且第一节点N1浮置。第三TFTT3响应于具有选通高电压VGH的发射信号EM而导通，以将第二节点N2连接至第三节点N3。通过第三TFTT3的导通，第二节点N2和第三节点N3具有相同的电位。
在t2和t3期间，从高电位电压源提供高电平的高电位电压VDD_H。因为驱动TFTDT的栅电极和源电极之间的电压差Vgs大于阈值电压Vth，所以驱动TFTDT形成电流路径，直到栅电极和源电极之间的电压差Vgs达到阈值电压Vth为止。因此，第二节点N2的电压上升到第一基准电压REF1和驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差分电压REF1-Vth。而且，由于第三节点N3通过第三TFTT3的导通而耦接至第二节点N2，所以第三节点N3的电压上升到第一基准电压REF1和驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差分电压REF1-Vth。
T3可以被定义为第一节点N1的浮置周期。由于第一节点N1在t3期间浮置，所以第二节点N2的电压变化可以经由驱动TFTDT的栅电极和源电极之间存在的寄生电容而施加于第一节点N1。由于这一点，第一节点N1的电压增加，由此提高驱动TFTDT的阈值电压Vth的感测速度。
因此，第二节点N2和第三节点N3在t2和t3期间感测驱动TFTDT的阈值电压Vth。尽管相对于与阈值电压感测周期相对应的t2和t3是两个水平周期的示例示出了图2，但是应当注意的是本发明不限于此。即，可以经由初步测试适当地将t2和t3设置为大约两个或更多个水平周期，并且可以通过初步测试适当地将t3（其是第一节点N1的浮置周期）设置为大约一至几十个水平周期。后面将参照图5进行其详细描述。在本发明中，在两个或更多个水平周期期间感测驱动TFTDT的阈值电压Vth，因此即使当以240Hz或更大的帧频高速驱动大面积、高分辨率有机发光二极管显示装置时，也可以增加驱动TFTDT的阈值电压的感测精度。
第三，在t4期间，发射信号EM的第一脉冲结束，并且第一扫描信号SCAN1的脉冲开始。即，在t4期间，通过第一扫描线SL1提供具有选通高电压VGH的第一扫描信号SCAN1，通过第二扫描线SL2提供具有选通低电压VGL的第二扫描信号SCAN2，并且通过发射线EML提供具有选通低电压VGL的发射信号EM。而且，在t4期间从高电位电压源提供高电平的高电位电压VDD_H。
第一TFTT1响应于具有选通高电压VGH的第一扫描信号SCAN1而导通，以将第一节点N1连接至数据线DL。第二TFTT2响应于具有选通低电压VGL的第二扫描信号SCAN2而截止。通过第一TFTT1的导通，用数据电压DATA对第一节点N1进行充电。第三TFTT3响应于具有选通低电压VGL的发射信号EM而截止。通过第三TFTT3的截止，第二节点N2从第三节点N3断开，并且第三节点N3浮置。
由于第三节点N3在t4期间浮置，所以第一节点N1的电压变化经由第一电容器C1施加于第三节点N3。即，“REF1-DATA”（第一节点N1的电压变化）施加于第三节点N3。但是，第三节点N3耦接在串联耦接的第一电容器C1和第二电容器C2之间。因此，如等式2中所示，以C’的比例施加电压变化：
【等式2】
C ′ = CA 1 CA 1 + CA 2
其中，CA1表示第一电容器C1的电容，并且CA2表示第二电容器C2的电容。结果，“C’(REF1-DATA)”施加于第三节点N3，因此第三节点N3的电压被改变为‘REF1-Vth-C’(REF1-DATA)’。
第四，在t5期间，第一扫描信号SCAN1的脉冲结束，并且生成发射信号EM的第二脉冲。即，在t5期间，通过第一扫描线SL1提供具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1，通过第二扫描线SL2提供具有选通低电压VGL的第二扫描信号SCAN2，并且通过发射线EML提供从选通高电压VGH反转到选通低电压VGL的发射信号EM。发射信号EM在大约一至几十个水平周期之内被反转到选通低电压VGL。而且，在t5期间从高电位电压源提供高电平的高电位电压VDD_H。
第一TFTT1响应于具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1而截止。第二TFTT2响应于具有选通低电压VGL的第二扫描信号SCAN2而截止。通过第一TFTT1和第二TFTT2的截止，第一节点N1浮置。第三TFTT3响应于具有选通高电压VGH的发射信号EM而导通，以将第二节点N2连接至第三节点N3。通过第三TFTT3的导通，改变第三节点N3的电压。第三TFTT3响应于在一至几十个水平周期之内从选通高电压VGH反转到选通低电压VGL的发射信号EM而截止。
由于第一节点N1在t5期间浮置，所以第三节点N3的电压变化经由第一电容器C1施加于第一节点N1。即，“REF1-Vth-C’(REF1-DATA)-Voled_anode”（第三节点N3的电压变化）施加于第一节点N1。因此，第一节点N1的电压被改变为“DATA-{REF1-Vth-C’(REF1-DATA)-Voled_anode}”。
由等式3来表示向有机发光二极管OLED提供的驱动TFTDT的漏源电流Ids：
【等式3】
Ids＝k′·(Vgs-Vth)2
其中，k’表示根据驱动TFTDT的电子迁移率、信道宽度、信道长度等由驱动TFT的结构和物理特性决定的比例系数。Vgs表示驱动TFT的栅电极和源电极之间的电压差，并且Vth表示驱动TFTDT的阈值电压。t5期间的“Vgs-Vth”如等式4中所示。
【等式4】
Vgs-Vth＝[DATA-{REF1-Vth-C′(REF1-DATA)-Voledanode}-Voledanode]-Vth
总结等式4，如等式5中导出驱动TFTDT的漏源电流Ids：
【等式5】
Ids＝k′[(1+C′)·(DATA-REF1)]2
结果，如等式5中所示，在t5期间向有机发光二极管OLED提供的驱动TFTDT的漏源电流Ids不取决于驱动TFTDT的阈值电压Vth。即，本发明使得可以补偿驱动TFTDT的阈值电压。
总体上，在根据本发明的第一示例性实施方式的像素P中，在初始化周期（t1）期间以低电平提供高电位电压VDD，以将耦接至驱动TFTDT的源电极的第二节点N2初始化为低电平的高电位电压VDD_L。低电平的高电位电压VDD_L被设置为比第一基准电压REF1和驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差分电压低的电压。结果，即使驱动TFTDT的阈值电压Vth漂移到负电压，根据本发明的第一示例性实施方式的像素P也允许驱动TFTDT的栅电极和源电极之间的电压差Vgs在阈值电压感测周期（t2和t3）期间大于阈值电压Vth。由于这一点，驱动TFTDT形成电流路径，直到栅电极和源电极之间的电压差Vgs达到阈值电压Vth为止。因此，第二节点N2的电压上升到第一基准电压REF1和驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差分电压REF1-Vth。因此，即使驱动TFTDT的阈值电压Vth漂移到负电压，第二节点N2也可以感测阈值电压Vth。负漂移指的是当驱动TFTDT被实现为N型MOSFET时，使驱动TFTDT的阈值电压Vth漂移到比0V低的电压。
图5是示出了根据本发明的第一示例性实施方式的针对像素的各阈值电压感测周期的驱动TFT的阈值电压补偿误差与阈值电压变化的关系曲线图。参照图5，在x轴上示出驱动TFTDT的阈值电压变化范围（Vth变化），并且在y轴上示出向有机发光二极管OLED提供的驱动TFTDT的漏源电流的误差。
由于驱动TFT的劣化，驱动TFTDT的阈值电压Vth可能从各像素P的基准值漂移-2.0V至+2.0V。因此，近年来，通过感测各像素P的驱动TFTDT的阈值电压Vth并且补偿阈值电压Vth，在不依靠阈值电压Vth的情况下，有机发光二极管显示装置允许有机发光二极管OLED发光。但是，如果驱动TFTDT的阈值电压Vth的感测精度低，则在阈值电压感测周期（t2和t3）期间感测的阈值电压Vth和驱动TFTDT的实际阈值电压是不同的。因此，等式4未省略“Vth”。由于这个原因，在向有机发光二极管OLED提供的驱动TFTDT的漏源电流Ids中出现误差。
图5描绘了当驱动TFT的阈值电压感测周期t2和t3中的第一节点N的浮置周期t3与三个水平周期3H和四个水平周期4H相对应时，驱动TFTDT的漏源电流Ids的误差。当第一节点N1的浮置周期t3与三个水平周期3H相对应时，驱动TFTDT的漏源电流Ids的误差为大约-2%至5%。另一方面，当第一节点N1的浮置周期t3等于四个水平周期4H时，驱动TFTDT的漏源电流Ids的误差为-2%至10%。即，第一节点N1的浮置周期t3允许驱动TFTDT的阈值电压Vth的感测速度提高。因此，在本发明的第一示例性实施方式中，如果如图5所示，第一节点N1的浮置周期t3被设置为三个水平周期3H，则可以提高驱动TFTDT的阈值电压的感测精度，因此，可以最小化驱动TFTDT的漏源电流Ids中的误差。
图6是根据本发明的第二示例性实施方式的像素的等效电路图。参照图6，根据第二示例性实施方式的像素P包括驱动TFTDT、有机发光二极管OLED、控制电路和电容器。控制电路包括第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3，并且电容器包括第一电容器C1、第二电容器C2、第三电容器C3。
除了第三电容器C3以外，根据本发明的第二示例性实施方式的像素P的结构和操作方法与根据参照图2至图4所描述的本发明的第一示例性实施方式的像素P的结构和操作方法大致相同，所以将省略根据本发明的第二示例性实施方式的像素P的驱动TFTDT、有机发光二极管OLED、第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3以及第一电容器C1和第二电容器C2的描述。
第三电容器C3耦接在第一节点N1和高电位电压源之间，并且存储第一节点N1和高电位电压源之间的差分电压。第三电容器C3防止第二节点N2的电压变化经由驱动TFTDT的寄生电容而施加于第一节点N1。这防止了第一节点N1的电压增加，由此提高了灰度表现能力。这就是说，可以实现更高的对比度。
图7是示出了根据本发明的第二示例性实施方式的针对像素的各阈值电压感测周期的驱动TFT的阈值电压补偿误差与阈值电压变化的关系曲线图。参照图7，在x轴上示出驱动TFTDT的阈值电压变化范围（Vth变化），并且在y轴上示出向有机发光二极管OLED提供的驱动TFTDT的漏源电流的误差。
由于驱动TFT的劣化，驱动TFTDT的阈值电压Vth可能从各像素P的基准值漂移-2.0V至+2.0V。因此，近年来，通过感测各像素P的驱动TFTDT的阈值电压Vth并且补偿阈值电压Vth，在不依靠阈值电压Vth的情况下，有机发光二极管显示装置允许有机发光二极管OLED发光。但是，如果驱动TFTDT的阈值电压Vth的感测精度低，则在阈值电压感测周期（t2和t3）期间感测的阈值电压Vth和驱动TFTDT的实际阈值电压是不同的。因此，等式4未省略“Vth”。由于这个原因，在向有机发光二极管OLED提供的驱动TFTDT的漏源电流Ids中出现误差。
图7描绘了当驱动TFT的阈值电压感测周期t2和t3中的第一节点N的浮置周期t3与六个水平周期6H和七个水平周期7H相对应时，驱动TFTDT的漏源电流Ids的误差。当第一节点N1的浮置周期t3与六个水平周期6H相对应时，驱动TFTDT的漏源电流Ids的误差为大约-3%至5%。另一方面，当第一节点N1的浮置周期t3等于七个水平周期7H时，驱动TFTDT的漏源电流Ids的误差为-1%至5%。即，第三电容器C3防止第二节点N2的电压变化经由驱动TFTDT的寄生电容而施加于第一节点N1。因此，在本发明的第二示例性实施方式中，随着如图7所示第一节点N1的浮置周期t3变长，驱动TFTDT的阈值电压的感测精度变高，因此，可以最小化驱动TFTDT的漏源电流Ids中的误差。
图8是根据本发明的第三示例性实施方式的像素的等效电路图。参照图8，根据第三示例性实施方式的像素P包括驱动TFTDT、有机发光二极管OLED、控制电路和电容器。控制电路包括第一TFTT1、第二TFTT2、第三TFTT3、第四TFTT4，并且电容器包括第一电容器C1和第二电容器C2。
除了第四TFTT4以外，根据本发明的第三示例性实施方式的像素P的结构和操作方法与根据参照图2所描述的本发明的第一示例性实施方式的像素P的结构和操作方法大致相同，所以将省略根据本发明的第三示例性实施方式的像素P的驱动TFTDT、有机发光二极管OLED、第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3以及第一电容器C1和第二电容器C2的描述。
第四TFTT4响应于第三扫描线SL3的第三扫描信号SCAN3而导通，以将第二节点N2连接至提供第二基准电压REF2的第二基准电压源。第四TFTT4的栅电极耦接至第三扫描线SL3，其源电极耦接至第二基准电压源，并且其漏电极耦接至第二节点N2。
第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3以及驱动TFTDT的半导体层已经被描述为由氧化物半导体（具体地，氧化物半导体）形成。但是，本发明并不限于此，第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3以及驱动TFTDT的半导体层可以由a-Si或Poly-Si形成。而且，相对于第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3以及驱动TFTDT被实现为N型MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）的示例描述了本发明的示例性实施方式。
第二基准电压REF2可以被设置为比第一基准电压REF1和驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差分电压低的电压。例如，高电位电压VDD可以被设置为大约20V，低电位电压VSS可以被设置为大约0V，第一基准电压REF1可以被设置为大约-1V，并且第二基准电压REF2可以被设置为大约-7V。
图9是示出了输入到像素中以内部补偿驱动TFT的阈值电压的信号的波形图。图9描绘了向显示面板10的某个像素P中输入的第一扫描信号SCAN1、第二扫描信号SCAN2、第三扫描信号SCAN3以及发射信号EM。而且，图9描绘了通过数据线DL提供的数据电压DATA。
除了第三扫描信号SCAN3以外，图9的第一扫描信号SCAN1和第二扫描信号SCAN2、发射信号EM和数据电压DATA与图3中所描述的大致相同，所以将省略第一扫描信号SCAN1和第二扫描信号SCAN2、发射信号EM和数据电压DATA的描述。而且，应当注意的是，图9的高电位电压VDD作为DC高电位电压而提供。高电位电压VDD可以被设置为大约20V。
第三扫描信号SCAN3是用于控制第四TFTT4的信号。每个帧周期生成第三扫描信号SCAN3。第三扫描信号SCAN3在选通高电压VGH和选通低电压VGL之间摆动。在选通高电压VGH处生成第三扫描信号SCAN3的脉冲。
第三扫描信号SCAN3的脉冲开始时间与第二扫描信号SCAN2的脉冲开始时间同步。第三扫描信号SCAN3的脉冲结束时间比第二扫描信号SCAN2的脉冲结束时间早。第二扫描信号SCAN2的脉冲宽度比第三扫描信号SCAN3的脉冲宽度大。例如，第一扫描信号SCAN1的脉冲宽度可以被设置为一个水平周期1H，第二扫描信号SCAN2的脉冲宽度可以被设置为两个水平周期2H，第三扫描信号SCAN3的脉冲宽度可以被设置为一个水平周期1H，并且发射信号EM的第一脉冲宽度可以被设置为三个水平周期3H。
图10是示出了像素的节点电压变化的表格。此后，将参照图8至图10详细描述根据本发明的示例性实施方式的像素P在t1至t5期间的操作。t1是对第一至第三节点N1、N2和N3进行初始化的周期，t2和t3是用于对驱动TFTDT的阈值电压进行感测的周期，t4是用于提供数据电压的周期，并且t5是有机发光二极管OLED发光的周期。
首先，在t1期间，第二扫描信号SCAN2的脉冲、第三扫描信号SCAN3的脉冲和发射信号EM的第一脉冲开始。即，在t1期间，通过第一扫描线SL1提供具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1，并且通过第二扫描线SL2提供具有选通高电压VGH的第二扫描信号SCAN2。而且，在t1期间，通过第三扫描线SL3提供具有选通高电压VGH的第三扫描信号SCAN3，并且通过发射线EM提供具有选通高电压VGH的发射信号EM。
第一TFTT1响应于具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1而截止。第二TFTT2响应于具有选通高电压VGH的第二扫描信号SCAN2而导通，以将第一节点N1连接至第一基准电压源。通过第二TFTT2的导通，第一节点N1被放电到第一基准电压REF1。第三TFTT3响应于具有选通高电压VGH的发射信号EM而导通，以将第二节点N2连接至第三节点N3。第四TFTT4响应于具有选通高电压VGH的第三扫描信号SCAN3而导通，以将第二节点N2连接至第二基准电压。通过第三TFTT3和第四TFTT4的导通，第二节点N2和第三节点N3被放电到第二基准电压REF2。
第二，在t2期间，维持第二扫描信号SCAN2的脉冲，第三扫描信号SCAN3的脉冲结束，并且维持发射信号EM的第一脉冲。在t3期间，第二扫描信号SCAN2的脉冲结束，并且维持发射信号EM的第一脉冲。即，在t2和t3期间通过第一扫描线SL1提供具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1，在t2期间通过第二扫描线SL2提供具有选通高电压VGH的第二扫描信号SCAN2，并且在t3期间通过第二扫描线SL2提供具有选通低电压VGL的第二扫描信号SCAN2。而且，在t2和t3期间，通过第三扫描线SL3提供具有选通低电压VGL的第三扫描信号SCAN3，并且通过发射线EML提供具有选通高电压VGH的发射信号EM。
第一TFTT1响应于具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1而截止。当第二扫描信号SCAN2被反转为选通低电压VGL时，第二TFTT2截止。通过第一TFTT1和第二TFTT2的截止，第一节点N1从第一基准电压断开，并且第一节点N1浮置。第三TFTT3响应于具有选通高电压VGH的发射信号EM而导通，以将第二节点N2连接至第三节点N3。通过第三TFTT3的导通，第二节点N2和第三节点N3具有相同电位。第四TFTT4响应于具有选通低电压VGL的第三扫描信号SCAN3而截止。通过第四TFTT4的截止，第二节点N2从第二基准电压源断开。
因为在t2和t3期间，驱动TFTDT的栅电极和源电极之间的电压差Vgs大于阈值电压Vth，所以驱动TFTDT形成电流路径，直到栅电极和源电极之间的电压差Vgs达到阈值电压Vth为止。因此，第二节点N2的电压上升到第一基准电压REF1和驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差分电压REF1-Vth。而且，由于通过第三TFTT3的导通将第三节点N3耦接至第二节点N2，所以第三节点N3的电压上升到第一基准电压REF1和驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差分电压REF1-Vth。
T3可以被定义为第一节点N1的浮置周期。由于第一节点N1在t3期间浮置，所以第二节点N2的电压变化可以经由驱动TFTDT的栅电极和源电极之间存在的寄生电容施加于第一节点N1。由于这一点，增大了第一节点N1的电压，由此提高驱动TFTDT的阈值电压Vth的感测速度。
因此，在t2和t3期间，第二节点N2和第三节点N3对驱动TFTDT的阈值电压Vth进行感测。尽管相对于与阈值电压感测周期相对应的t2和t3是两个水平周期的示例示出了图2，但是应当注意的是，本发明并不限于此。即，t2和t3可以经由初步测试适当地被设置为大约两个或更多个水平周期，并且t3（其是第一节点N1的浮置周期）可以经由初步测试适当地被设置为大约一至几十个水平周期。后面将参照图11给出其详细描述。在本发明中，在两个或更多个水平周期期间感测驱动TFTDT的阈值电压Vth，因此即使当以240Hz或更大的帧频高速驱动大面积、高分辨率有机发光二极管显示装置时，也可以提高驱动TFTDT的阈值电压的感测精度。
第三，在t4期间，发射信号EM的第一脉冲结束，并且第一扫描信号SCAN1的脉冲开始。即，在t4期间，通过第一扫描线SL1提供具有选通高电压VGH的第一扫描信号SCAN1，并且通过第二扫描线SL2提供具有选通低电压VGL的第二扫描信号SCAN2。在t4期间，通过第三扫描线SL3提供具有选通低电压VGL的第三扫描信号SCAN3，并且通过发射线EML提供具有选通低电压VGL的发射信号EM。
第一TFTT1响应于具有选通高电压VGH的第一扫描信号SCAN1而导通，以将第一节点N1连接至数据线DL。第二TFTT2响应于具有选通低电压VGL的第二扫描信号SCAN2而截止。通过第一TFTT1的导通，用数据电压DATA对第一节点N1进行充电。第三TFTT3响应于具有选通低电压VGL的发射信号EM而截止。通过第三TFTT3的截止，第二节点N2从第三节点N3断开，并且第三节点N3浮置。第四TFTT4响应于具有选通低电压VGL的第三扫描信号SCAN3而截止。通过第四TFTT4的截止，第二节点N2从第二基准电压源断开。
由于第三节点N3在t4期间浮置，所以第一节点N1的电压变化经由第一电容器C1施加于第三节点N3。即，“REF1-DATA”（第一节点N1的电压变化）施加于第三节点N3。但是，第三节点N3耦接在串联耦接的第一电容器C1和第二电容器C2之间。因此，如等式2中所示，以C’的比例施加电压变化。结果，“C’(REF1-DATA)”施加于第三节点N3，因此第四节点N4的电压被改变为“REF1-Vth-C’(REF1-DATA)”。
第四，在t5期间，第一扫描信号SCAN1的脉冲结束，并且生成发射信号EM的第二脉冲。即，在t5期间，通过第一扫描线SL1提供具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1，通过第二扫描线SL2提供具有选通低电压VGL的第二扫描信号SCAN2，通过第三扫描线SL3提供具有选通低电压VGL的第三扫描信号SCAN3。而且，在t5期间，通过发射线EML提供从选通高电压VGH反转为选通低电压VGL的发射信号EM。在大约一至几十个水平周期之内，发射信号EM从选通高电压VGH反转为选通低电压VGL。
第一TFTT1响应于具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1而截止。第二TFTT2响应于具有选通低电压VGL的第二扫描信号SCAN2而截止。通过第一TFTT1和第二TFTT2的截止，第一节点N1浮置。第三TFTT3响应于具有选通高电压VGH的发射信号EM而导通，以将第二节点N2连接至第三节点N3。通过第三TFTT3的导通，改变第三节点N3的电压。第三TFTT3在一至几十个水平周期之内，响应于从选通高电压VGH反转到选通低电压VGL的发射信号EM而截止。第四TFTT4响应于具有选通低电压VGL的第三扫描信号SCAN3而截止。通过第四TFTT4的截止，第二节点N2从第二基准电压源断开。
由于第一节点N1在t5期间浮置，所以第三节点N3的电压变化经由第一电容器C1施加于第一节点N1。即，“REF1-Vth-C’(REF1-DATA)-Voled_anode”（第三节点N3的电压变化）施加于第一电极N1。因此，第一节点N1的电压被改变为“DATA-{ReF1-Vth-C’(REF1-DATA)-Voled_anode}”。
由等式3表示向有机发光二极管OLED提供的驱动TFTDT的漏源电流Ids。在t5期间的“Vgs-Vth”如等式4中所示。总结等式4，如等式5中所示导出驱动TFTDT的漏源电流Ids。结果，如等式5中所示，在t5期间向有机发光二极管OLED提供的驱动TFTDT的漏源电流Ids不取决于驱动TFTDT的阈值电压Vth。即，本发明使得可以补偿驱动TFTDT的阈值电压。
总体上，在根据本发明的第三示例性实施方式的像素P中，耦接至驱动TFTDT的源电极的第二节点N2在初始化周期（t1）期间被初始化为低电平的高电位电压VDD_L。低电平的高电位电压VDD_L被设置为比第一基准电压REF1和驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差分电压低的电压。结果，即使驱动TFTDT的阈值电压Vth漂移到负电压，根据本发明的第三示例性实施方式的像素P也允许驱动TFTDT的栅电极和源电极之间的电压差Vgs在阈值电压感测周期（t2和t3）期间大于阈值电压Vth。由于这一点，驱动TFTDT形成电流路径，直到栅电极和源电极之间的电压差Vgs达到阈值电压Vth为止。因此，第二节点N2的电压上升到第一基准电压REF1和驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差分电压REF1-Vth。因此，即使驱动TFTDT的阈值电压Vth漂移到负电压，第二节点N2也可以感测阈值电压Vth。
图11是示出了根据本发明的第三示例性实施方式的针对像素的各阈值电压感测周期的驱动TFT的阈值电压补偿误差与阈值电压变化的关系曲线图。参照图11，在x轴上示出驱动TFTDT的阈值电压变化范围（Vth变化），并且在y轴上示出向有机发光二极管OLED提供的驱动TFTDT的漏源电流的误差。
图11描绘了当驱动TFT的阈值电压感测周期t2和t3中的第一节点N的浮置周期t3与一至七个水平周期1H、2H、3H、4H、5H、6H和7H相对应时，驱动TFTDT的漏源电流Ids的误差。当第一节点N1的浮置周期t3与一个水平周期1H相对应时，误差大约为-25%至18%。当第一节点N1的浮置周期t3与两个水平周期2H相对应时，误差大约为-17%至13%。当第一节点N1的浮置周期t3与三个水平周期3H相对应时，误差大约为-6%至9%。当第一节点N1的浮置周期t3与四个水平周期4H相对应时，误差大约为-2%至3%。当第一节点N1的浮置周期t3与五个水平周期5H相对应时，误差大约为-7%至16%。当第一节点N1的浮置周期t3与六个水平周期6H相对应时，误差大约为-12%至33%。即，第一节点N1的浮置周期t3允许驱动TFTDT的阈值电压Vth的感测速度提高。因此，在本发明的第三示例性实施方式中，如果如图11所示，第一节点N1的浮置周期t3被设置为四个水平周期4H，则可以提高驱动TFTDT的阈值电压的感测精度，因此，可以最小化驱动TFTDT的漏源电流Ids的误差。
图12是示出了在外部补偿驱动TFT的情况下流过像素的电流的图。图12描绘了当利用外部补偿方法来补偿驱动TFTDT的阈值电压Vth时，用于感测驱动TFTDT的阈值电压Vth、电子迁移率等的电流路径。
参照图12，根据本发明的有机发光二极管显示器还包括第一基准电压开关电路REF1_SW和第二基准电压开关电路REF2_SW，以外部补偿驱动TFTDT的阈值电压Vth、电子迁移率等。
第一基准电压开关电路REF1_SW包括第一开关S1和第二开关S2以及第一反相器Inv1。第一开关S1响应于从控制线CL提供的控制信号CTRL而接通，以将第一基准电压线RL1连接至第一基准电压源。第一开关S1的栅电极耦接至控制线CL，其源电极耦接至第一基准电压源，并且其漏电极耦接至第一基准电压线RL。第二开关S2响应于控制信号CTRL的反转信号而接通，以将第一基准电压线RL1连接至提供选通高电压VGH的选通高电压源。第二开关S2的栅电极耦接至第一反相器Inv1，其源电极耦接至选通高电压源，并且其漏电极耦接至第一基准电压线RL1。第一反相器Inv1反转从控制线CL提供的控制信号CTRL。第一反相器Inv1耦接在控制线CL和第二开关S2的栅电极之间。
第二基准电压开关电路REF2_SW包括第三开关S3和第四开关S4以及电流感测电路ADC。第三开关S3响应于从控制线CL提供的控制信号CTRL而接通，以将第二基准电压线RL2连接至第二基准电压源。第三开关S3的栅电极耦接至控制线CL，其源电极耦接至第二基准电压源，并且其漏电极耦接至第二基准电压线RL2。第四开关S4响应于从控制线CL提供的控制信号CTRL的反转信号而接通，以将第二基准电压线RL2连接至电流感测电路ADC。第四开关S4的栅电极耦接至第二反相器Inv2，其源电极耦接至电流感测电路ADC，并且其漏电极耦接至第二基准电压线RL2。第二反相器Inv2反转从控制线CL提供的控制信号CTRL。第二反相器Inv2耦接在控制线CL和第四开关S4的栅电极之间。
图12的第一至第四开关S1、S2、S3和S4已经被描述为由TFT形成。但是，本发明并不限于此。而且，尽管图12示出了选通高电压源，但是选通高电压源可以由用于使驱动TFTDT导通的其他电源所代替。
图13是示出了输入到像素中以外部补偿驱动TFT的阈值电压的信号的波形图。图13描绘了输入到显示面板10的某个像素P中的第一扫描信号SCAN1、第二扫描信号SCAN2、第三扫描信号SCAN3、发射信号EM和控制信号CTRL。
参照图13，第一扫描信号SCAN1、第二扫描信号SCAN2、第三扫描信号SCAN3、发射信号EM和控制信号CTRL都在选通高电压VGH和选通低电压VGL之间摆动。在选通高电压VGH处生成第一扫描信号SCAN1、第二扫描信号SCAN2、第三扫描信号SCAN3以及发射信号EM的脉冲。在选通低电压VGL处生成控制信号CTRL的脉冲。
在外部补偿驱动TFTDT的情况下，从第二扫描信号SCAN2和第三扫描信号SCAN3以及控制信号CTRL生成脉冲，而不从第一扫描信号SCAN1和发射信号EM生成脉冲。第二扫描信号SCAN2和第三扫描信号SCAN3以及控制信号CTRL的脉冲彼此同步地生成。应当注意的是，尽管图13示出了在大约一个水平周期1H期间生成第二扫描信号SCAN2和第三扫描信号SCAN3以及控制信号CTRL的脉冲，但是本发明并不限于此。另一方面，在内部补偿驱动TFTDT的阈值电压Vth的情况下，不从控制信号生成脉冲，并且控制信号维持在选通高电压VGH。
此后，参照图12和图13描述用于在外部补偿驱动TFTDT的情况下对驱动TFTDT的漏源电流Ids进行感测的方法。
在外部补偿驱动TFTDT的情况下，通过第一扫描线SL1提供具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1，并且通过第二扫描线SL2提供具有选通高电压VGH的第二扫描信号SCAN2。而且，通过第三扫描线SL3提供具有选通高电压VGH的第三扫描信号SCAN3，并且通过发射线EML提供具有选通低电压VGL的发射信号EM。而且，通过控制线CL提供具有选通低电压VGL的控制信号CTRL。
第一开关S1响应于具有选通低电压VGL的控制信号CTRL而断开，并且第二开关S2响应于控制信号CTRL的反转信号而接通。通过断开第一开关S1和接通第二开关S2，选通高电压源耦接至第一基准电压线RL1。因此，向第一基准电压线RL1提供选通高电压VGH。
第三开关S3响应于具有选通低电压VGL的控制信号CTRL而断开，并且第四开关S4响应于控制信号CTRL的反转信号而接通。通过断开第三开关S3和接通第四开关S4，第二基准电压线RL2耦接至电流感测电路ADC。因此，第二基准电压线RL2用于感测驱动TFTDT的漏源电流Ids。
第一TFTT1响应于具有选通低电压VGL的第一扫描信号SCAN1而截止，并且第二TFTT2响应于具有选通高电压VGH的第二扫描信号SCAN2而导通。通过第一TFTT1的截止和第二TFTT2的导通，用选通高电压VGH对第一节点N1进行充电。驱动TFTDT响应于选通高电压VGH而导通。第三TFTT3响应于具有选通低电压VGL的发射信号EM而截止，并且第四TFTT4响应于具有选通高电压VGH的第三扫描信号SCAN3而导通。通过第三TFTT3的截止和第四TFTT4的导通，驱动TFTDT的漏源电流Ids通过第二节点N2朝向基准电压线RL2流动。结果，本发明使得在外部补偿驱动TFTDT的情况下，通过将第二基准电压线RL2连接至电流感测电路ADC而可以感测驱动TFTDT的漏源电流Ids，因此经由外部补偿方法补偿驱动TFTDT的阈值电压Vth、电子迁移率等。后面将结合图16和图17给出外部补偿方法的详细描述。
图14是示出了在外部补偿有机发光二极管的情况下流过像素的电流的图。图14描绘了当利用外部补偿方法来补偿有机发光二极管OLED的阈值电压Vth时，用于感测有机发光二极管OLED的阈值电压Vth、电子迁移率等的电流路径。
参照图14，根据本发明的有机发光二极管显示器还包括第一基准电压开关电路REF1_SW和第二基准电压开关电路REF2_SW，以外部补偿有机发光二极管。
除了第一基准电压开关电路REF1_SW的选通低电压源以外，图14的第一基准电压开关电路REF1_SW和第二基准电压开关电路REF2_SW与图12中所描述的大致相同，所以将省略第一基准电压开关电路REF1_SW和第二基准电压开关电路REF2_SW的描述。在图14中，选通低电压源提供选通低电压VGL，并且可以由用于使驱动TFTDT完全截止的其他电源所代替。
而且，被输入到像素中以内部补偿阈值电压的信号的波形图与图13中所示的大致相同。下面将参照图13和图14描述用于在外部补偿有机发光二极管OLED的情况下感测有机发光二极管OLED的电流Ioled的方法。
除了使用选通低电压源以外，用于感测有机发光二极管的电流Ioled的方法与结合图12和图13所描述的大致相同，所以将省略其描述。
参照图13和图14，通过断开第一开关S1和接通第二开关S2，选通低电压源耦接至第一基准电压线RL1。因此，向第一基准电压线RL1提供选通低电压VGL。而且，通过断开第一TFTT1和接通第二TFTT2，用选通低电压VGL对第一节点N1进行充电。驱动TFTDT响应于选通低电压VGL而完全截止。而且，通过第三TFTT3的截止和第四TFTT4的导通，有机发光二极管OLED的电流Ioled通过第二基准电压线RL2、第二节点N2和有机发光二极管OLED流到低电位电压源。结果，本发明使得在外部补偿有机发光二极管OLED的情况下，通过将第二基准电压线RL2连接至电流感测电路ADC而可以感测有机发光二极管的电流Ioled，因此经由外部补偿方法补偿有机发光二极管OLED的阈值电压Vth。后面将结合图16和图17给出外部补偿方法的详细描述。
图15是示意性地示出了根据本发明的示例性实施方式的有机发光二极管显示装置的框图。参照图15，根据本发明的示例性实施方式的有机发光二极管显示装置包括显示面板10、数据驱动器20、扫描驱动器30、时序控制器40和主机系统50。
彼此交叉的数据线DL和第一扫描线SL1形成在显示面板10上。第二扫描线SL2和发射线EML与第一扫描线SL1平行地形成在显示面板10上。控制线CL可以形成在显示面板10上。而且，在显示面板10上以矩阵形式排列像素P。显示面板10的各个像素P如结合图2、图6和图8所描述的那样。
数据驱动器20包括多个源驱动IC。源驱动IC从时序控制器40接收数字视频数据RGB’，数字视频数据RGB’包括驱动TFTDT的补偿后的阈值电压Vth和电子迁移率以及有机发光二极管OLED的补偿后的阈值电压。源驱动IC响应于来自时序控制器40的源时序控制信号DCS将补偿后的数字视频数据RGB’转换成伽玛补偿电压，以产生数据电压并且与第一扫描信号SCAN1同步地将数据电压提供给显示面板10的数据线DL。
扫描驱动器30包括第一扫描信号输出部、第二扫描信号输出部、第三扫描信号输出部、发射信号输出部和控制信号输出部。第一扫描信号输出部向显示面板10的第一扫描线SL1顺序输出第一扫描信号SCAN1。第二扫描信号输出部向第二扫描线SL2顺序输出第二扫描信号SCAN2。第三扫描信号输出部向第三扫描线SL3输出控制信号MG。发射信号输出部向显示面板10的发射线EML顺序输出发射信号EM。控制信号输出部向显示面板10的控制线CL顺序输出控制信号CTR。将结合图4、图9和图13详细描述第一扫描信号SCAN1、第二扫描信号SCAN2、第三扫描信号SCAN3、发射信号EM和控制信号CTR。
时序控制器40通过低压差分信号（LVDS）接口、最小化传输差分信号（TMDS）接口等从主机系统50接收数字视频数据RGB。时序控制器40可以包括用于外部补偿驱动TFT的阈值电压Vth和电子迁移率以及有机发光二极管OLED的阈值电压Vth的外部补偿器。外部补偿器40将利用外部补偿方法计算所得的补偿数据应用于从主机系统50输入的数字视频数据RGB，并且向数据驱动器20输出补偿后的数字视频数据RGB’。
时序控制器40接收诸如垂直同步信号、水平同步信号、数据使能信号和点时钟的时序信号，并且基于来自主机系统50的时序信号生成用于控制数据驱动器20和扫描驱动器30的操作时序的时序控制信号。时序控制信号包括用于控制扫描驱动器30的操作时序的扫描时序控制信号和用于控制数据驱动器20的操作时序的数据时序控制信号。时序控制器40向扫描驱动器30输出扫描时序控制信号，并且向数据驱动器20输出数据时序控制信号。
显示面板10可以还包括电源单元（未示出）。电源单元向显示面板10提供高电位电压VDD、低电位电压VSS、第一基准电压REF1和第二基准电压REF2。进一步地，电源单元向扫描驱动器30提供选通高电压VGH和选通低电压VGL。
图16是示出了时序控制器的外部补偿器的框图。图17是示出了根据本发明的示例性实施方式的外部补偿方法的流程图。参照图16，时序控制器40的外部补偿器41包括补偿数据计算器41a和补偿后的数字视频数据输出部41b。下面将参照图16和图17示意性地描述根据示例性实施方式的外部补偿器41的外部补偿方法。
首先，通过使用耦接至显示面板10的各个像素P的第二基准电压线RL2的电流感测电路ADC，感测各个像素P的驱动TFTDT的漏源电流Ids和各个像素P的有机发光二极管OLED的电流Ioled。已经结合图12和图13详细描述了使用电流感测电路ADC来感测驱动TFTDT的漏源电流Ids。已经结合图13和图14详细描述了使用电流感测电路ADC来感测有机发光二极管OLED的电流Ioled。电流感测电路ADC将感测的电流转换成数字数据，并且向外部补偿器41的补偿数据计算器41a输出转换后的数字数据（S1）。
第二，补偿数据计算器41a通过使用从电流感测电路ADC输入的数字数据来计算外部补偿数据。补偿数据计算器41a基于输入的数字数据，通过使用公知的外部补偿计算方法，可以计算外部补偿数据，该外部补偿数据包括驱动TFTDT的补偿后的阈值电压Vth和电子迁移率以及有机发光二极管的补偿后的阈值电压Vth（S2）。
第三，补偿后的数字视频数据输出部41b从主机系统50接收数字视频数据RGB，并且从补偿数据计算器41a接收外部补偿数据。补偿后的数字视频数据输出部41b将外部补偿数据应用于输入的数字视频数据RGB，以生成补偿后的数字视频数据RGB’。补偿数字视频数据输出部41b向数据驱动器20输出补偿后的数字视频数据RGB’（S3）。
如上面所讨论的，在本发明中，驱动TFT的栅节点在初始化周期期间被初始化为第一基准电压，并且驱动TFT的源节点被初始化为低电平的高电位电压。低电平的高电位电压被设置为比第一基准电压和驱动TFT的阈值电压之间的差分电压低的电压。另选地，在本发明中，驱动TFT的源节点在初始化周期期间被初始化为第二基准电压。在该点，第二基准电压被设置为比第一基准电压和驱动TFT的阈值电压之间的差分电压低的电压。结果，即使驱动TFT的阈值电压漂移到负电压，本发明也允许驱动TFT的栅极和源极之间的电压差在阈值电压感测周期期间大于阈值电压。因此，通过使用驱动TFT的源节点可以感测阈值电压。
而且，在本发明中，通过使用第二基准电压线可以感测驱动TFT的漏源电流和有机发光二极管的电流。结果，本发明可以经由外部补偿方法来外部补偿所感测的电流。因此，可以补偿驱动TFT的电子迁移率和有机发光二极管的阈值电压以及驱动TFT的阈值电压。
而且，在本发明中，用于感测驱动TFT的阈值电压的周期包括用于允许驱动TFT的栅节点浮置的周期。结果，通过使用用于允许驱动TFT的栅节点浮置的周期，本发明提高了驱动TFT的阈值电压的感测速度。
此外，在本发明中，电容器耦接在驱动TFT的高电位电压源和栅节点之间。结果，本发明防止驱动TFT的栅节点的电压在驱动TFT的栅节点浮置的周期期间增加，由此提高黑色灰度表现能力。由于这一点，本发明提供了更高的对比度。
此外，在本发明中，在两个或更多个水平周期期间感测驱动TFT的阈值电压。结果，本发明使得即使当以240Hz或更大的帧频高速驱动大面积、高分辨率有机发光二极管显示装置时，也可以精确地感测驱动TFTDT的阈值电压。
尽管参照多个示例性实施方式描述了以上实施方式，但是应理解的是本领域技术人员能够设计出的各种其他修改例和实施方式均落入本公开的原理的精神和范围之内。更具体地说，在本公开、附图和所附权利要求的范围内，在主题组合配置的组成部分和/或配置方面可以进行各种变型和修改。除了组成部分和/或配置方面的变型和修改之外，另选的使用对于本领域技术人员来说也将是显而易见的。
本申请要求2011年11月15日提交的韩国专利申请No.10-2012-0119194的优先权，此处为了一切目的以引证的方式并入上述申请，如同在此进行了完整阐述一样。

Claims (19)

1.一种有机发光二极管显示装置，该有机发光二极管显示装置包括：上面形成有数据线、第一扫描线、第二扫描线和发射线的显示面板以及以矩阵形式排列的多个像素，各个像素包括：
驱动TFT，该驱动TFT包括耦接至第一节点的栅电极、耦接至第二节点的源电极和耦接至提供高电位电压的高电位电压源的漏电极；
有机发光二极管，该有机发光二极管包括耦接至所述第二节点的阳极和耦接至提供低电位电压的低电位电压源的阴极；
第一TFT，该第一TFT响应于所述第一扫描线的第一扫描信号而导通，以将所述第一节点连接至所述数据线；
第二TFT，该第二TFT响应于所述第二扫描线的第二扫描信号而导通，以将所述第一节点连接至提供第一基准电压的第一基准电压源；
第三TFT，该第三TFT响应于所述发射线的发射信号而导通，以将所述第二节点连接至第三节点；
第一电容器，该第一电容器耦接在所述第一节点和所述第三节点之间；以及
第二电容器，该第二电容器耦接在所述第三节点和所述第一基准电压源之间，
其中，所述高电位电压源提供在高电平和低电平之间摆动的高电位电压，并且低电平的高电位电压是比所述第一基准电压和所述驱动TFT的阈值电压之间的差分电压低的电压。
2.根据权利要求1所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述第二扫描信号的脉冲开始时间与所述发射信号的第一脉冲开始时间同步，所述第二扫描信号的脉冲结束时间比所述发射信号的第一脉冲结束时间早，所述发射信号的第一脉冲结束时间与所述第一扫描信号的脉冲开始时间同步，所述发射信号的第二脉冲开始时间与所述第一扫描信号的脉冲结束时间同步。
3.根据权利要求2所述的有机发光二极管显示装置，其中，在几个至几十个水平周期期间生成所述发射信号的第二脉冲。
4.根据权利要求2所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述高电位电压源自所述第二扫描信号的脉冲开始时间起提供低电平电压，并且在比所述第二扫描信号SCAN2的脉冲结束时间早的时间点之后提供高电平电压。
5.根据权利要求1所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述第二扫描信号的脉冲宽度比所述第一扫描信号的脉冲宽度大，并且所述发射信号的第一脉冲宽度比所述第二扫描信号的脉冲宽度大。
6.根据权利要求1所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述第一TFT的栅电极耦接至所述第一扫描线，所述第一TFT的源电极耦接至所述第一节点，所述第一TFT的漏电极耦接至所述数据线，所述第二TFT的栅电极耦接至所述第二扫描线，所述第二TFT的源电极耦接至所述第一基准电压源，所述第二TFT的漏电极耦接至所述第一节点，所述第三TFT的栅电极耦接至所述发射线，所述第三TFT的源电极耦接至所述第三节点，所述第三TFT的漏电极耦接至所述第二节点。
7.根据权利要求1所述的有机发光二极管显示装置，其中，各个所述像素还包括在所述第一节点和所述高电位电压源之间耦接的第三电容器。
8.根据权利要求1所述的有机发光二极管显示装置，其中，在所述显示面板上形成有第三扫描线，并且各个所述像素还包括响应于所述第三扫描线的第三扫描信号而导通以将所述第二节点连接至提供第二基准电压的第二基准电压源的第四TFT。
9.根据权利要求8所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述第二基准电压被设置为比所述第一基准电压和所述驱动TFT的阈值电压之间的差分电压低的电压。
10.根据权利要求9所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述第二扫描信号的脉冲开始时间与所述第三扫描信号的脉冲开始时间和所述发射信号的第一脉冲开始时间同步，所述第三扫描信号的脉冲结束时间比所述第二扫描信号的脉冲结束时间早，所述第二扫描信号的脉冲结束时间比所述发射信号的第一脉冲结束时间早，所述发射信号的第一脉冲结束时间与所述第一扫描信号的脉冲开始时间同步，所述发射信号的第二脉冲开始时间与所述第一扫描信号的脉冲结束时间同步。
11.根据权利要求10所述的有机发光二极管显示装置，其中，在几个至几十个水平周期期间生成所述发射信号的第二脉冲。
12.根据权利要求9所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述第二扫描信号的脉冲宽度比所述第一扫描信号的脉冲宽度和所述第三扫描信号的脉冲宽度大，并且所述发射信号的第一脉冲宽度比所述第二扫描信号的脉冲宽度大。
13.根据权利要求8所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述第一TFT的栅电极耦接至所述第一扫描线，所述第一TFT的源电极耦接至所述第一节点，所述第一TFT的漏电极耦接至所述数据线，所述第二TFT的栅电极耦接至所述第二扫描线，所述第二TFT的源电极耦接至所述第一基准电压源，所述第二TFT的漏电极耦接至所述第一节点，所述第三TFT的栅电极耦接至所述发射线，所述第三TFT的源电极耦接至所述第三节点，所述第三TFT的漏电极耦接至所述第二节点，所述第四TFT的栅电极耦接至所述第三扫描线，所述第四TFT的源电极耦接至所述第二基准电压源，所述第四TFT的漏电极耦接至所述第二节点。
14.根据权利要求8所述的有机发光二极管显示装置，其中，在所述显示面板上形成有控制线，并且
所述显示面板还包括：
第一开关，该第一开关响应于所述控制线的控制信号而接通，以将第一基准电压线连接至所述第一基准电压源；
第二开关，该第二开关响应于所述控制信号的反转信号而接通，以将所述第一基准电压线连接至选通高电压源；
第三开关，该第三开关响应于所述控制信号而接通，以将第二基准电压线连接至所述第二基准电压源；以及
第四开关，该第四开关响应于所述控制信号的所述反转信号而接通，以将所述第二基准电压线连接至电流感测电路。
15.根据权利要求14所述的有机发光二极管显示装置，其中，彼此同步地生成所述第二扫描信号、所述第三扫描信号和所述控制信号的脉冲，并且不从所述第一扫描信号和所述发射信号生成脉冲。
16.根据权利要求14所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述第一开关的栅电极耦接至所述控制线，所述第一开关的源电极耦接至所述第一基准电压源，所述第一开关的漏电极耦接至所述第一基准电压线，所述第二开关的栅电极耦接至用于反转所述控制信号的第一反相器，所述第二开关的源电极耦接至所述第一基准电压线，所述第二开关的漏电极耦接至所述选通高电压源，所述第三开关的栅电极耦接至所述控制线，所述第三开关的源电极耦接至所述第二基准电压源，所述第三开关的漏电极耦接至所述第二基准电压线，所述第四开关的栅电极耦接至用于反转所述控制信号的第二反相器，所述第四开关的源电极耦接至所述电流感测电路，所述第四开关的漏电极耦接至所述第二基准电压线。
17.根据权利要求8所述的有机发光二极管显示装置，其中，在所述显示面板上形成有控制线，并且
所述显示面板还包括：
第一开关，该第一开关响应于所述控制线的控制信号而接通，以将第一基准电压线连接至所述第一基准电压源；
第二开关，该第二开关响应于所述控制信号的反转信号而接通，以将所述第一基准电压线连接至选通低电压源；
第三开关，该第三开关响应于所述控制信号而接通，以将第二基准电压线连接至所述第二基准电压源；以及
第四开关，该第四开关响应于所述控制信号的所述反转信号而接通，以将所述第二基准电压线连接至电流感测电路。
18.根据权利要求17所述的有机发光二极管显示装置，其中，彼此同步地生成所述第二扫描信号、所述第三扫描信号和所述控制信号的脉冲，并且不从所述第一扫描信号和所述发射信号生成脉冲。
19.根据权利要求17所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述第一开关的栅电极耦接至所述控制线，所述第一开关的源电极耦接至所述第一基准电压源，所述第一开关的漏电极耦接至所述第一基准电压线，所述第二开关的栅电极耦接至用于反转所述控制信号的第一反相器，所述第二开关的源电极耦接至选通高电压源，所述第二开关的漏电极耦接至所述第一基准电压线，所述第三开关的栅电极耦接至所述控制线，所述第三开关的源电极耦接至所述第二基准电压源，所述第三开关的漏电极耦接至所述第二基准电压线，所述第四开关的栅电极耦接至用于反转所述控制信号的第二反相器，所述第四开关的源电极耦接至所述电流感测电路，所述第四开关的漏电极耦接至所述第二基准电压线。
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