CN103123774B - 有机发光二极管显示装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种有机发光二极管显示装置，该有机发光二极管显示装置包括具有多个像素的显示面板，该多个像素中的每一个包括：驱动TFT，其包括耦接到第一节点的栅极、耦接到第二节点的源极和耦接到高电势电压源的漏极；有机发光二极管，其包括耦接到所述第二节点的阳极和耦接到低电势电压源的阴极；第一TFT，其响应于具有第一逻辑电平电压的扫描信号而将所述第一节点连接到数据线；第二TFT，其响应于具有第一逻辑电平电压的发射信号而将所述第二节点连接到第三节点；第一电容器，其耦接在所述第一节点和所述第三节点之间；和第二电容器，其耦接在所述第三节点和基准电压源之间。

Description

有机发光二极管显示装置
技术领域
本文件涉及一种能够补偿驱动TFT的阈值电压的有机发光二极管显示装置。
背景技术
随着信息社会的发展，对用于显示图像的各种显示装置的需求正在增加。最近已使用了诸如液晶显示器、等离子显示面板和有机发光二极管（OLED）显示器之类的各种平板显示器。在平板显示器中，OLED显示器具有良好特性，包括低电压驱动、薄型、宽视角和快的响应时间。尤其是，用于在以矩阵形式设置的多个像素上显示图像的有源矩阵型OLED显示器已被广泛使用。
有源矩阵型OLED显示器的显示面板包括以矩阵形式设置的多个像素。这多个像素中的每个像素包括：扫描薄膜晶体管（TFT），其响应于扫描线的扫描信号供应数据线的数据电压；和驱动TFT，其根据供应到栅极的数据电压调整供应到有机发光二极管的电流的量。可由等式1表示驱动TFT的供应到有机发光二极管的漏-源电流Ids。
[等式1]
Ids＝k′·(Vgs-Vth)2
其中，k’表示由驱动TFT的结构和物理属性确定的比例系数，Vgs表示驱动TFT的栅-源电压，Vth表示驱动TFT的阈值电压。
由于驱动TFT的劣化引起的阈值电压Vth的偏移，导致每个像素的驱动TFT的阈值电压Vth可能具有不同值。在这种情况下，驱动TFT的漏-源电流Ids取决于驱动TFT的阈值电压Vth。因此，即使向每个像素供应相同的数据电压，像素与像素相比，供应到有机发光二极管的电流Ids也不同。因此，出现了这样的问题：即使向各个像素供应相同的数据电压，从各个像素的有机发光二极管发出的光的亮度不同。为了解决该问题，提出了用于补偿驱动TFT的阈值电压Vth的各种像素结构。
图1是示出二极管耦接（diode-coupled）的阈值电压补偿像素结构的一部分的电路图。图1描绘了向有机发光二极管供应电流的驱动TFTDT以及耦接在驱动TFTDT的栅节点Ng和漏节点Nd之间的感测TFTST。在驱动TFTDT的阈值电压感测时段期间，感测TFTST允许驱动TFTDT的栅节点Ng和漏节点Nd之间的连接，使得驱动TFTDT由二极管驱动。在图1中，驱动TFTDT和感测TFTST被示出为N型MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）。
参照图1，在感测TFTST导通的阈值电压感测时段期间，栅节点Ng和漏节点Nd耦接，从而使得栅节点Ng和漏节点Nd以基本相同的电势浮置（float）。如果栅节点Ng和源节点Ns之间的电压差Vgs大于阈值电压，则驱动TFTDT形成电流通路，直到栅节点Ng和源节点Ns之间的电压差Vgs达到驱动TFTDT的阈值电压Vth为止，结果，栅节点的电压Vg和漏节点的电压Vd被放电。然而，如果驱动TFTDT的阈值电压Vth偏移至负电压，则因为驱动TFTDT的阈值电压Vth低于0V，所以即使栅节点Vg下降至0V，栅节点Ng和源节点Ns之间的电压差Vgs也无法达到驱动TFTDT的阈值电压Vth。因此，如果驱动TFTDT的阈值电压Vth偏移至负电压，则驱动TFTDT的阈值电压Vth无法被感测到。负偏移表示当驱动TFTDT被实现为N型MOSFET时将驱动TFTDT的阈值电压Vth偏移至低于0V的电压。
发明内容
致力于提供一致即使驱动TFT的阈值电压偏移至负电压时也能感测驱动TFT的阈值电压的有机发光二极管显示装置而作出了本发明。
根据本发明的有机发光二极管显示装置包括：显示面板，该显示面板上形成有数据线、扫描线和发射线以及以矩阵形式设置的多个像素，所述多个像素中的每一个包括：驱动TFT，其包括耦接到第一节点的栅极、耦接到第二节点的源极和耦接到供应高电势电压的高电势电压源的漏极；有机发光二极管，其包括耦接到所述第二节点的阳极和耦接到提供低电势电压的低电势电压源的阴极；第一TFT，其响应于第一扫描线的具有第一逻辑电平电压的扫描信号而导通，以将所述第一节点连接到所述数据线；第二TFT，其响应于发射线的具有第一逻辑电平电压的发射信号而导通，以将所述第二节点连接到第三节点；第一电容器，其耦接在所述第一节点和所述第三节点之间；以及第二电容器，其耦接在所述第三节点和供应基准电压的基准电压源之间。
本发明内容中描述的特征和优点以及下面的详细描述并不意在进行限制。许多附加特征和优点对于本领域的普通技术人员而言在考虑附图、说明书和权利要求书之后将是明显的。
附图说明
图1是示出二极管耦接的阈值电压补偿像素结构的一部分的电路图；
图2是根据本发明第一示例性实施方式的像素的等效电路图；
图3是示出根据本发明第一示例性实施方式的输入到像素中以进行内部补偿的信号的波形图；
图4是示出像素的节点电压的改变的表；
图5是示出在感测驱动TFT的漏-源电流的情况下流过像素的电流的示图；
图6是在感测有机发光二极管的电流的情况下流过像素的电流的示图；
图7是示出根据本发明第一示例性实施方式的针对像素的每个阈值电压感测时段的阈值电压补偿误差对驱动TFT的阈值电压的改变的曲线图；
图8是示出根据本发明第二示例性实施方式的输入到像素中以进行内部补偿的信号的波形图；
图9是根据本发明第二示例性实施方式的像素的等效电路图；
图10是根据本发明第三示例性实施方式的像素的等效电路图；
图11是示意性示出根据本发明示例性实施方式的有机发光二极管显示装置的框图；
图12是示出时序控制器的外部补偿器的框图；以及
图13是示出根据本发明示例性实施方式的外部补偿方法的流程图。
具体实施方式
下面将参照附图更全面地描述本发明，在附图中示出了本发明的示例性实施方式。然而，本发明可以按不同的形式来实施，不应该解释为限于在此所阐述的实施方式。相同的参考标号在整个说明书中指代相同元件。在下面的描述中，如果判定与本发明相关的已知功能或构造的详细描述使得本发明的主题不清楚，则省略了该详细描述。
根据本发明示例性实施方式的有机发光二极管显示装置的像素可以内部补偿驱动TFT的阈值电压，并外部补偿驱动TFT的阈值电压和电子迁移率以及有机发光二极管的阈值电压。内部补偿表示在像素内实时感测和补偿驱动TFT的阈值电压。外部补偿表示感测驱动TFT的漏-源电流和有机发光二极管的电流，使用感测的电流补偿将被供应给像素的数字视频数据，然后将经补偿的数字视频数据供应给像素。具体地，本发明的外部补偿通过在每个帧周期感测耦接到扫描线的像素的驱动TFT的漏-源电流或像素的有机发光二极管的电流，来允许对耦接到扫描线的像素的驱动TFT的阈值电压和电子迁移率以及像素的有机发光二极管的阈值电压进行实时补偿。
图2是根据本发明第一示例性实施方式的像素的等效电路图。参照图2，根据第一示例性实施方式的像素P包括驱动TFT（薄膜晶体管）DT、有机发光二极管OLED、控制电路、电容器和基准电压切换电路REF_SW。
驱动TFTDT调整漏-源电流Ids的量以根据施加到栅极的电压的电平而不同。驱动TFTDT的栅极耦接到第一节点N1，其源极耦接到第二节点N2，其漏极耦接到供应高电势电压VDD的高电势电压源。
有机发光二极管的阳极耦接到第二节点N2，其阴极耦接到供应低电势电压VSS的低电势电压源。有机发光二极管OLED依据驱动TFTDT的漏-源电流Ids发光。
控制电路包括第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3。第一TFTT1响应于从第m（m是自然数）扫描线SLm供应的具有选通高电压VGH的第m扫描信号SCANm而导通，以将第一节点N1连接到供应数据电压Dn的第n数据线DLn。第一TFTT1的栅极耦接到第m扫描线SLm，其源极耦接到第一节点N1，其漏极耦接到第n数据线DLn。
第二TFTT2响应于从发射线EML供应的具有选通高电压VGH的发射信号EM而导通，以将第二节点N2连接到第三节点N3。第二TFTT2的栅极耦接到发射线EML，其源极耦接到第三节点N3，其漏极耦接到第二节点N2。
第三TFTT3响应于从感测线SENL供应的具有选通高电压VGH的感测信号SEN而导通，以将第二节点N2连接到第（n+1）基准电压线RLn+1。第（n+1）基准电压线RLn+1耦接到供应基准电压REF的基准电压源。第三TFTT3的栅极耦接到感测线SENL，其源极耦接到第（n+1）基准电压线RLn+1，其漏极耦接到第二节点N2。
第一电容器C1耦接在第一节点N1和第三节点N3之间，并存储第一节点N1和第三节点N3之间的差值电压。第二电容器C2耦接在第n基准电压线RLN和第三节点N3之间，并存储第n基准电压线RLn和第三节点N3之间的差值电压。
第一节点N1是耦接驱动TFTDT的栅极、第一TFTT1的源极和第一电容器C1的一个电极的接触点。第二节点N2是耦接驱动TFTDT的源极、第二TFTT2的漏极、第三TFTT3的漏极和有机发光二极管的阳极的接触点。第三节点N3是耦接第二TFTT2的源极、第一电容器C1的另一电极和第二电容器C2的一个电极的接触点。第二电容器C2的另一电极耦接到第n基准电压线RLn。
第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3以及驱动TFTDT的半导体层被描述为由氧化物半导体（具体地，氧化物半导体）形成。然而，本发明不限于此，而是第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3以及驱动TFTDT的半导体层可由a-Si或多晶硅形成。另外，已经针对第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3以及驱动TFTDT被实现为N型MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）的示例描述了本发明的示例性实施方式。
在考虑到驱动TFTDT的特性和有机发光二极管OLED的特性之后，高电势电压源被设置为供应在高电平VDD_H、中间电平VDD_M和低电平VDD_L中摆动的高电势电压VDD，低电势电压源被设置为供应DC低电势电压VSS。基准电压REF可被设置为预定的DC电压。例如，高电平的高电势电压VDD_H可被设置为20V，低电平的高电势电压VDD_L可被设置为约-7V，低电势电压VSS可被设置为0V，基准电压REF可被设置为约0V。
根据本发明的有机发光二极管显示器还包括：基准电压切换电路REF_SW，其外部补偿驱动TFTDT的阈值电压Vth和电子迁移率以及有机发光二极管OLED的阈值电压。基准电压切换电路REF_SW包括第一开关S1和第二开关S2、反相器Inv和电流感测电路ADC。应该注意到，尽管将第一开关S1和第二开关S2描述为被实现为N型MOSFET，但本发明不限于此。基准电压切换电路REF_SW在第二至第五时段期间使得基准电压线RLn和RLn+1耦接到基准电压源用于内部补偿，并在第一时段期间使得基准电压线RLn和RLn+1耦接到电流感测电路ADC用于外部补偿。
第一开关S1响应于从切换控制线SCL供应的具有选通高电压VGH的切换控制信号SC而导通，以将基准电压线RLn和RLn+1连接到供应基准电压REF的基准电压源。第一开关S1的栅极耦接到切换控制线SCL，其源极耦接到基准电压源，其漏极耦接到基准电压线RLn和RLn+1。
第二开关S2响应于从切换控制线SCL供应并由反相器反相的切换控制信号SC的选通高电压VGH而导通，以将基准电压线RLn和RLn+1连接到电流感测电路ADC。第二开关S2的栅极耦接到反相器，其源极耦接到电流感测电路ADC，其漏极耦接到基准电压线RLn和RLn+1。
反相器Inv将从切换控制线SCL供应的切换控制信号SC反相。反相器Inv耦接在切换控制线SCL和第二开关S2的栅极之间。
电流感测电路ADC在第一时段期间耦接到基准电压线RLn和RLn+1，以感测流过基准电压线RLn和RLn+1的电流。电流感测电路ADC将感测到的电流转换成数字数据，并将转换后的数字数据输出到时序控制器40。
图3是示出根据本发明第一示例性实施方式的输入到像素中以进行内部补偿的信号的波形图。图3描绘了在一个帧周期期间输入到显示面板10中以进行内部补偿的数据电压DATA、高电势电压VDD、扫描信号SCANm和SCANm+1、发射信号EM、感测信号SEN以及切换控制信号SC。
参照图3，扫描信号SCANm和SCANm+1、发射信号EM以及感测信号SEN是用于控制像素的第一TFTT1、第二TFTT2和第三TFTT3的信号。切换控制信号是用于控制基准电压切换电路REF_SW的第一开关S1和第二开关S2的信号。
在每个帧周期产生高电势电压VDD、扫描信号SCANm和SCANm+1、发射信号EM、感测信号SEN以及切换控制信号SC。一个帧周期包括第一垂直空白时间间隔VBI1、有效时间间隔和第二垂直空白时间间隔VBI2。有效时间间隔表示向显示面板10供应有效的数据电压DATA的时间间隔，第一垂直空白时间间隔VBI1表示在有效时间间隔之前的空白时间间隔，第二垂直空白时间间隔VBI2表示在有效时间间隔之后的空白时间间隔。在有效时间间隔期间的每一个水平周期1H产生数据电压DATA。一个水平周期1H表示数据被写入到显示面板10中一水平行的像素中的一个行扫描周期。
在有效时间间隔期间与扫描信号SCANm和SCANm+1同步地产生数据电压DATA。应该注意到，为了方便解释，图3示出了指示供应到某一数据线的第一数据电压D1至第k数据电压Dk（k是指示显示面板10的扫描线的数量的自然数）。在有效时间间隔期间顺序地产生扫描信号SCANm和SCANm+1。应该注意到，为了方便解释，图3仅示出了供应到第一扫描线、第二扫描线和第k扫描线的第一扫描信号、第二扫描信号和第k扫描信号。
第一，将描述在第一垂直空白时间间隔VBI1期间输入到显示面板10中的数据电压DATA、高电势电压VDD、扫描信号SCANm和SCANm+1、发射信号EM、感测信号SEN以及切换控制信号SC。可将第一垂直空白时间间隔VBI1划分成第一时段t1、第二时段t2和第三时段t3。在第一时段t1、第二时段t2和第三时段t3期间以预设电压Vpre产生数据电压DATA。在第一时段t1和第三时段t3期间以高电平VDD_H并且在第二时段t2期间以低电平VDD_L产生高电势电压VDD。第一时段t1期间以选通低电压VGL并且在第二时段t2和第三时段t3期间以选通高电压VGH产生发射信号EM。在第一时段t1期间以选通高电压VGH并且在第二时段t2和第三时段t3期间以选通低电压VGL产生感测信号SEN。在第一时段t1期间以选通低电压VGL并且在第二时段t2和第三时段t3期间以选通高电压VGH产生切换控制信号SC。同时，在描述中，第一逻辑电平电压被例示为选通高电压VGH，第二逻辑电平电压可被例示为选通低电压VGL。
本发明的有机发光二极管显示装置在每个帧周期对耦接到一个扫描线的像素的驱动TFT的阈值电压和电子迁移率或像素的有机发光二极管的阈值电压进行外部补偿。针对这样的示例描述了图3：在该示例中，耦接到第m扫描线SLm的像素的驱动TFT的漏-源电流Ids或像素的有机发光二极管的电流Ioled被感测并用于进行外部补偿。在这种情况下，在第一时段t1、第二时段t2以及第三时段t3的A部分t3-A期间以选通高电压VGH并且在第三时段t3的B部分t3-B期间以选通低电压VGL产生扫描信号SCANm和SCANm+1当中供应到第m扫描线SLm的第m扫描信号SCANm，针对其进行补偿。选通高电压VGH可被设置为约在14V到20V之间，选通低电压VGL可被设置为约在-12V到-5V之间。
第二，将描述在有效时间间隔期间输入到显示面板10的数据电压DATA、高电势电压VDD、扫描信号SCANm和SCANm+1、发射信号EM、感测信号SEN以及切换控制信号SC。有效时间间隔是数据电压顺序地写入显示面板10的每个像素P中的时间间隔。有效时间间隔可被限定为第四时段t4。在第四时段t4期间在每个水平周期1H产生数据电压DATA。在第四时段t4期间以中间电平VDD_M产生高电势电压VDD。在第四时段t4期间以中间电平VDD_M产生高电势电压VDD的原因是为了通过驱动TFTDT的导通来防止有机发光二极管OLED发光。结果，可通过在第四时段t4期间以中间电平VDD_M产生高电势电压VDD来防止有机发光二极管OLED的光发射，从而实现更高的对比度。
在第四时段t4期间与数据电压DATA同步地以选通高电压VGH产生扫描信号SCANm和SCANm+1。即，在用于与第m数据电压Dm同步的时段期间以选通高电压VGH并且在剩余时段期间以选通低电压VGL产生扫描信号SCANm。在用于与第（m+1）数据电压Dm+1同步的时段期间以选通高电平并且在剩余时段期间以选通低电压VGL产生第（m+1）扫描信号SCANm+1。在第四时段t4期间以选通低电压VGL产生发射信号EM。在第四时段t4期间以选通高电压VGH产生切换控制信号SC。
第三，将描述在第二垂直空白时间间隔VBI2期间输入到显示面板10的数据电压DATA、高电势电压VDD、扫描信号SCANm和SCANm+1、发射信号EM、感测信号SEN以及切换控制信号SC。第二垂直空白时间间隔VBI2对应于第五时段t5。在第五时段t5期间以预设电压Vpre产生数据电压DATA。在第五时段t5期间以高电平VDD_H产生高电势电压VDD。在第五时段t5期间以选通低电压VGL产生扫描信号SCANm和SCANm+1。在第五时段t5的A部分t5-A期间以选通高电压VGH并且在第五时段t5的B部分t5-B期间以选通低电压VGL产生发射信号EM。在第五时段t5期间以选通低电压VGL产生感测信号SEN。在第五时段t5期间以选通高电压VGH产生切换控制信号SC。
图4是示出像素的节点电压的改变的表。下面，将参照图2至图4详细描述第一时段t1至第五时段t5期间像素P的操作。第一时段t1是感测用于外部补偿的电流的时段，第二时段t2是第一节点N1、第二节点N2和第三节点N3被初始化的时段，第二时段t2在第一时段t1之后，第三时段t3是在第二时段t2之后，第四时段t4是在第三时段t3之后，第五时段t5是在第四时段t4之后。第三时段t3被划分成A部分t3-A和B部分t3-B，第五时段t5被划分成A部分t5-A和B部分t5-B。
第一，在第一时段t1期间，通过第m扫描线SLm供应具有选通高电压VGH的第m扫描信号SCANm，并通过发射线EML供应具有选通低电压VGL的发射信号EM。在第一时段t1期间，通过感测线SENL供应具有选通高电压VGH的感测信号SEN，并通过切换控制线SCL供应具有选通低电压VGL的切换控制信号SC。另外，在第一时段t1期间，通过第n数据线DLn供应预设电压Vpre的数据电压DATA，并从高电势电压源供应高电平的高电势电压VDD_H。
第一开关S1响应于具有选通低电压VGL的切换控制信号SC而截止。第二开关S2响应于由反相器Inv反相的切换控制信号SC的选通高电压VGH而导通，以将电流感测电路ADC连接到第（n+1）基准电压线RLn+1。通过第一开关S1的截止和第二开关的导通，第（n+1）基准电压线RLn+1从基准电压源断开，并连接到电流感测电路ADC。
第一TFTT1响应于具有选通高电压VGH的第m扫描信号SCANm而导通，以将第一节点N1连接到第n数据线DLn。第二TFTT2响应于具有选通低电压VGL的发射信号EM而截止。第三TFTT3响应于具有选通高电压VGH的感测信号SEN而导通，以将第二节点N2连接到第（n+1）基准电压线RLn+1。
在第一时段t1期间，通过第一TFTT1的导通将第n数据线DLn的预设电压Vpre供应到第一节点N1。在感测驱动TFTDT的漏-源电流Ids的情况下，在第一时段t1期间施加的预设电压Vpre需要是足以导通驱动TFTDT的电压。即，施加预设电压Vpre，使得作为驱动TFTDT的栅极电压的预设电压Vpre与作为驱动TFTDT的源极电压的高电势电压VDD之间的电压差Vgs大于阈值电压Vth。在这种情况下，如图5所示，驱动TFTDT的漏-源电流Ids通过驱动TFTDT、第二节点N2、第三TFTT3和第（n+1）基准电压线RLn+1流向电流感测电路ADC。因此，电流感测电路ADC可感测驱动TFTDT的漏-源电流Ids。
此外，在感测有机发光二极管OLED的电流Ioled的情况下，在第一时段t1期间施加的预设电压Vpre需要是足以截止驱动TFTDT的电压。即，施加预设电压Vpre，使得作为驱动TFTDT的栅极电压的预设电压Vpre与作为驱动TFTDT的源极电压的高电势电压VDD之间的电压差Vgs小于阈值电压Vth。在这种情况下，如图6所示，有机发光二极管OLED的电流Ioled通过电流感测电路ADC、第（n+1）基准电压线RLn+1、第三TFTT3、第二节点N2和有机发光二极管OLED流向低电势电压源。因此，电流感测电路ADC可感测有机发光二极管OLED的电流Ioled。
第二，在第二时段t2期间，通过第m扫描线SLm供应具有选通高电压VGH的第m扫描信号SCANm，并通过发射线EML供应具有选通高电压VGH的发射信号EM。在第二时段t2期间，通过感测线SENL供应具有选通低电压VGL的感测信号SEN，并通过切换控制线SCL供应具有选通高电压VGH的切换控制信号SC。另外，在第二时段t2期间，通过第n数据线DLn供应预设电压Vpre的数据电压DATA，并从低电势电压源供应低电平的高电势电压VDD_L。
第一开关S1响应于具有选通高电压VGH的切换控制信号SC而导通，以将基准电压源连接到第（n+1）基准电压线RLn+1。第二开关S2响应于切换控制信号SC的反相信号而截止。通过第一开关S1的导通和第二开关S2的截止，第（n+1）基准电压线RLn+1从电流感测电路ADC断开，并连接到基准电压源。
第一TFTT1响应于具有选通高电压VGH的第m扫描线信号SCANm而导通，以将第一节点N1连接到第n数据线DLn。第二TFTT2响应于具有选通高电压VGH的发射信号EM而导通，以将第二节点N2连接到第三节点N3。第三TFTT3响应于具有选通低电压VGL的感测信号SEN而截止。
在第二时段t2期间，通过第一TFTT1的导通将第n数据线DLn的预设电压Vpre供应到第一节点N1。因为在第二时段t2期间从高电势电压源供应低电平的高电势电压VDD_L，所以驱动TFTDT的耦接到高电势电压源的漏极用作源极，而驱动TFTDT的耦接到第二节点N2的源极用作漏极。因此，在第二时段t2期间，驱动TFTDT的栅极和源极之间的电压差Vgs大于阈值电压Vth，从而导通驱动TFTDT。通过导通驱动TFTDT，第二节点N放电至低电平的高电势电压VDD_L。此外，通过导通第三TFTT3，耦接到第二节点N2的第三节点N3也放电至低电平的高电势电压VDD_L。
第三，在第三时段t3的A部分t3-A期间，通过第m扫描线SLm供应具有选通高电压VGH的第m扫描信号SCANm，在第三时段t3的B部分t3-B期间，通过第m扫描线SLm供应具有选通低电压VGL的第m扫描信号SCANm。另外，在第三时段t3期间，通过发射线EML供应具有选通高电压VGH的发射信号EM，通过感测线SENL供应具有选通低电压VGL的感测信号SEN，并通过切换控制线SCL供应具有选通高电压VGH的切换控制信号SC。另外，在第三时段t3期间，通过第n数据线DLn供应预设电压Vpre的数据电压DATA，并从高电势电压源供应高电平的高电势电压VDD_H。
第一开关S1响应于具有选通高电压VGH的切换控制信号SC而导通，以将基准电压源连接到第（n+1）基准电压线RLn+1。第二开关S2响应于切换控制信号SC的反相信号而截止。通过第一开关S1的导通和第二开关S2的截止，第（n+1）基准电压线RLn+1从电流感测电路ADC断开，并连接到基准电压源。
第一TFTT1在第三时段t3的A部分t3-A期间响应于具有选通高电压VGH的第m扫描信号SCANm而导通，并在第三时段t3的B部分t3-B期间响应于具有选通低电压VGL的第m扫描信号SCANm而截止。第二TFTT2响应于具有选通高电压VGH的发射信号EM而导通，以将第二节点N2连接到第三节点N3。第三TFTT3响应于具有选通低电压VGL的感测信号SEN而截止。
在第三时段t3期间从高电势电压源供应高电平的高电势电压VDD_H。因为驱动TFTDT的栅极和源极之间的电压差Vgs大于阈值电压Vth，所以驱动TFTDT形成电流通路，直到栅极和源极之间的电压差Vgs达到阈值电压Vth为止。因此，第二节点N2的电压上升至预设电压Vpre与驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差值电压Vpre-Vth。此外，因为第三节点N3通过第三TFTT3的导通而耦接到第二节点N2，所以第三节点N3的电压上升至预设电压Vpre与驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差值电压Vpre-Vth。
第三时段t3的B部分t3-B可被限定为第一节点N1的浮置时段。因为第一节点N1在第三时段t3的B部分t3-B期间浮置，所以可通过存在于驱动TFTDT的栅极和源极之间的寄生电容将第二节点N2的电压的改变施加到第一节点N1。由此，第一节点N1的电压增加，从而提高驱动TFTDT的阈值电压Vth的感测速度。
因此，在第三时段t3期间第二节点N2和第三节点N3感测驱动TFTDT的阈值电压Vth。即，可通过初步测试将第三时段t3适当地设置为近似两个或更多个水平周期。稍后将参照图5对此进行详细描述。在本发明中，在两个或更多个水平周期期间感测驱动TFTDT的阈值电压Vth，因此，即使以240Hz或更大的帧频以高速度驱动大面积、高分辨率的有机发光二极管显示装置，也能增加感测驱动TFTDT的阈值电压的精度。
第四，在第四时段t4期间，通过第m扫描线SLM供应将与第m数据电压Dm同步的具有选通高电压VGH的扫描信号SCANm，并通过发射线EML供应具有选通低电压VGL的发射信号EM。在第四时段t4期间，通过感测线SENL供应具有选通低电压VGL的感测信号SEN，并通过切换控制线SCL供应具有选通高电压VGH的切换控制信号SC。另外，在第四时段t4期间，通过第n数据线DLn供应包括第一数据电压D1至第k数据电压Dk的数据电压DATA，并从高电势电压源供应中间电平的高电势电压VDD_M。
第一开关S1响应于具有选通高电压VGH的切换控制信号SC而导通，以将基准电压源连接到第（n+1）基准电压线RLn+1。第二开关S2响应于切换控制信号SC的反相信号而截止。通过第一开关S1的导通和第二开关S2的截止，第（n+1）基准电压线RLn+1从电流感测电路ADC断开，并连接到基准电压源。
第一TFTT1在第四时段t4中的用于与第m数据电压Dm同步的时段期间响应于具有选通高电压VGH的第m扫描信号SCANm而导通。第二TFTT2响应于具有选通低电压VGL的发射信号EM而截止。第三TFTT3响应于具有选通低电压VGL的感测信号SEN而截止。
通过第一TFTT1的导通，用数据电压DATA对第一节点N1充电。第三TFTT3通过具有选通低电压VGL的发射信号EM而截止。通过第三TFTT3的截止，第二节点N2从第三节点N3断开，并且第三节点N3浮置。因为第三节点N3在t4期间浮置，所以第一节点N1的电压的改变通过第一电容器C1而施加到第三节点N3。即，第一节点N1的电压的改变“Vpre-DATA”被施加到第三节点N3。然而，第三节点N3耦接在串联的第一电容器C1和第二电容器C2之间。因此，以如等式2中所示的比C’来施加电压改变：
[等式2]
C ′ = CA 1 CA 1 + CA 2
其中，CA1表示第一电容器C1的电容，CA2表示第二电容器C2的电容。结果，“C′(Vpre-DATA)”被施加到第三节点N3，因此，第三节点N3的电压改变为“Vpre-Vth-C′(Vpre-DATA)”。
第五，在第五时段t5期间通过第m扫描线SLm供应具有选通低电压VGL的第m扫描信号SCANm。另外，在第五时段t5的A部分t5-A期间通过发射线EML供应具有选通高电压VGH的发射信号EM，并在第五时段t5的B部分t5-B期间通过发射线EML供应具有选通低电压VGL的发射信号EM。另外，在第五时段t5期间，通过感测线SENL供应具有选通低电压VGL的感测信号，并通过切换控制线SCL供应具有选通高电压VGH的切换控制信号SC。另外，在第五时段t5期间，通过第n数据线DLn供应预设电压Vpre的数据电压DATA，并从高电势电压源供应高电平的高电势电压VDD_H。
第一开关S1响应于具有选通高电压VGH的切换控制信号SC而导通，以将基准电压源连接到第（n+1）基准电压线RLn+1。第二开关S2响应于切换控制信号SC的反相信号而截止。通过第一开关S1的导通和第二开关S2的截止，第（n+1）基准电压线RLn+1从电流感测电路ADC断开，并连接到基准电压源。
第一TFTT1在响应于具有选通低电压VGL的第m扫描信号SCANm而截止。第二TFTT2在第五时段t5的A部分t5-A期间响应于具有选通高电压VGH的发射信号EM而导通，以将第二节点N2连接到第三节点N3，并在第五时段t5的B部分t5-B期间响应于具有选通低电压VGL的发射信号EM而截止。第三TFTT3响应于具有选通低电压VGL的感测信号SEN而截止。
因为在第五时段t5的A部分t5-A期间第二节点N2通过第二TFTT2的导通而耦接到第三节点N3，第三节点N3的电压上升至第二节点N2的电压Voled_anode。另外，第一节点N1在第五时段t5期间通过第一TFTT1的截止而浮置。因为第一节点N1浮置，第三节点N3的电压的改变通过第一电容器C1而被施加到第一节点N1。即，第三节点N3的电压的改变“Vpre-Vth-C′(Vpre-DATA)-Voled_anode”被施加到第一节点N1。因此，第一节点N1的电压变为“DATA-{Vrep-Vth-C′(Vrep-DATA)-Voled_anode}”。
由等式3表示驱动TFTDT的供应到有机发光二极管OLED的漏-源电流Ids：
[等式3]
Ids＝k′·(Vgs-Vth)2
其中，k′表示由驱动TFT的结构和物理属性确定的比例系数，取决于驱动TFTDT的电子迁移率、沟道宽度、沟道长度等。Vgs表示驱动TFT的栅极和源极之间的电压差，Vth表示驱动TFTDT的阈值电压。在第五时段t5的A部分t5-A期间的“Vgs-Vth”如等式4中所示出：
[等式4]
Vgs-Vth＝[DATA-{Vpre-Vth-C′(Vpre-DATA)-Voledanode}-Voledanode]-Vth
概括等式4，如等式5中推导出了驱动TFTDT的漏-源电流Ids：
[等式5]
Ids＝k′[(1+C′)·(DATA-Vpre)]2
结果，如等式5所示，驱动TFTDT的在t5期间供应到有机发光二极管OLED的漏-源电流Ids不取决于驱动TFTDT的阈值电压Vth。即，本发明使得可补偿驱动TFTDT的阈值电压。
总之，在根据本发明第一示例性实施方式的像素P中，在初始化时段（t1）期间以低电平VDD_L供应高电势电压VDD，以将耦接到驱动TFTDT的源极的第二节点N2初始化为低电平的高电势电压VDD_L。低电平的高电势电压VDD_L被设置为低于预设电压Vpre和驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差值电压的电压。结果，即使驱动TFTDT的阈值电压Vth偏移（shift）至负电压，根据本发明第一示例性实施方式的像素P也能在阈值电压感测时段（t2）期间使驱动TFTDT的栅极和源极之间的电压差Vgs大于阈值电压Vth。由于此，驱动TFTDT形成电流通路，直到栅极和源极之间的电压差Vgs达到阈值电压Vth为止。因此，第二节点N2的电压上升至基准电压REF和驱动TFTDT的阈值电压Vth之间的差值电压REF1-Vth。因此，即使驱动TFTDT的阈值电压Vth偏移至负电压，第二节点N2也能感测阈值电压Vth。负偏移表示当驱动TFTDT实现为N型MOSFET时将驱动TFTDT的阈值电压Vth偏移至低于0V的电压。
图7是示出根据本发明第一示例性实施方式的针对像素的每个阈值电压感测时段的阈值电压补偿误差对驱动TFT的阈值电压的改变的曲线图。参照图7，在x轴上示出驱动TFTDT的阈值电压变化范围（Vth变化），在y轴上示出供应到有机发光二极管OLED的驱动TFTDT的漏-源电流的误差。
由于驱动TFTDT的劣化，针对每个像素P，驱动TFTDT的阈值电压Vth可从基准值偏移-2.0V到+2.0V。因此，最近几年，有机发光二极管显示装置通过感测每个像素P的驱动TFTDT的阈值电压Vth并补偿阈值电压Vth，而不取决于阈值电压Vth，来使得有机发光二极管OLED发光。然而，如果感测驱动TFTDT的阈值电压Vth的精度低，则在阈值电压感测时段（t3）感测到的阈值电压Vth与驱动TFTDT的实际阈值电压不同。因此，等式4没有略掉“Vth”。因为该原因，供应到有机发光二极管OLED的驱动TFTDT的漏-源电流Ids出现误差。
图7描绘了当驱动TFT的阈值电压感测时段（第三时段t3）当中，第一节点N1的浮置时段（第三时段的B部分t3-B）对应于三个水平周期3H、四个水平周期4H、五个水平周期5H时驱动TFTDT的漏-源电流Ids的误差。当第一节点N1的浮置时段（第三时段的B部分t3-B）对应于三个水平周期3H时，与100%的基准值相比，驱动TFTDT的漏-源电流Ids的误差以约-10%到12%出现。当第一节点N1的浮置时段（第三时段的B部分t3-B）等于四个水平周期4H时，与基准值相比，驱动TFTDT的漏-源电流Ids的误差以约-5%到23%出现。当第一节点N1的浮置时段（第三时段的B部分t3-B）等于五个水平周期5H时，与基准值相比，驱动TFTDT的漏-源电流Ids误差以约-3%到45%处出现。
第一节点N1的浮置时段（第三时段的B部分t3-B）使得提高驱动TFTDT的阈值电压Vth的感测速度。因此，在本发明的第一示例性实施方式中，如果第一节点N1的浮置时段（第三时段的B部分t3-B）被设置为三个水平周期3H，如图7所示，则可提高感测驱动TFTDT的阈值电压的精度，因此，可最小化驱动TFTDT的漏-源电流Ids的误差。
图8是示出根据本发明第二示例性实施方式的输入到像素中以进行内部补偿的信号的波形图。图8描绘了在一个帧周期期间输入到显示面板10中以进行内部补偿的数据电压DATA、高电势电压VDD、扫描信号SCANm和SCANm+1、发射信号EM、感测信号SEN以及切换控制信号SC。
除了高电势电压VDD和感测信号SEN之外，根据本发明的第二示例性实施方式的输入到像素P中的信号与结合图3描述的根据本发明第一示例性实施方式的输入到像素P中的信号基本相同，因此将省略对根据本发明第二示例性实施方式的输入到像素P的信号中的数据电压DATA、扫描信号SCANm和SCANm+1、发射信号EM以及切换控制信号SC的描述。
在第一时段t1至第三时段t3以及第五时段t5期间以高电平的高电势电压VDD_H并在第四时段t4期间以中间电平的高电势电压VDD_M产生高电势电压VDD。在第四时段t4期间以中间电平VDD_M产生高电势电压VDD的原因是为了防止有机发光二极管OLED通过驱动TFTDT的导通而发光。结果，可通过在第四时段t4期间以中间电平VDD_M产生高电势电压VDD来防止有机发光二极管OLED的光发射，从而实现更高的对比度。另外，在第一时段t1和第二时段t2期间以选通高电压VGH并且在第三时段至第五时段t3、t4和t5期间以选通低电压VGL产生感测信号SEN。
下面，将参照图2至图8详细描述在第一时段t1至第五时段t5期间像素P的操作。在第一时段t1和第三时段t3至第五时段t5期间像素P的操作与结合图2至图4如上描述的操作基本相同。因此，将省略对在第一时段t1和第三时段t3至第五时段t5期间像素P的操作的描述。
在第二时段t2期间，通过第m扫描线SLm供应具有选通高电压VGH的第m扫描信号SCANm，并通过发射线EML供应具有选通低电压VGL的发射信号EM。在第二时段t2期间，通过感测线SENL供应具有选通高电压VGH的感测信号SEN，并通过切换控制线SCL供应具有选通低电压VGL的切换控制信号SC。另外，在第二时段t2期间，通过第n数据线DLn供应预设电压Vpre的数据电压DATA，并从高电势电压源供应高电平的高电势电压VDD_H。
第一开关S1响应于具有选通高电压VGH的切换控制信号SC而导通，以将基准电压源连接到第（n+1）基准电压线RLn+1。第二开关S2响应于切换控制信号SC的反相信号而截止。通过第一开关S1的导通和第二开关S2的截止，第（n+1）基准电压线RLn+1从电流感测电路ADC断开，并连接到基准电压源。
第一TFTTI响应于具有选通高电压VGH的第m扫描信号SCANm而导通，以将第一节点N1连接到第n数据线DLn。第二TFTT2响应于具有选通高电压VGH的发射信号EM而导通，以将第二节点N2连接到第三节点N3。第三TFTT3响应于具有选通高电压VGH的感测信号SEN而导通，以将第（n+1）基准电压线RLn+1连接到第二节点N2。
因为在第二时段t2期间第二节点N2耦接到第（n+1）基准电压线RLn+1（该第（n+1）基准电压线RLn+1耦接到基准电压源），所以第二节点N2放电至基准电压REF。另外，第二节点N2通过第二TFTT2的导通而耦接到第三节点N3，第三节点N3放电至基准电压REF。应该注意到，图8中描述的“基准电压REF”与图2至图4中描述的“低电平的高电势电压VDD_L”基本相同。
图9是根据本发明第二示例性实施方式的像素的等效电路图。根据第二示例性实施方式的像素P包括驱动TFTDT、有机发光二极管OLED、控制电路、电容器和基准电压切换电路REF_SW。控制电路包括第一至第三TFT：TFTT1、TFTT2和TFTT3，电容器包括第一至第三电容器：C1、C2和C3。基准电压切换电路REF_SW包括第一开关S1和第二开关S2、反相器Inv以及电流感测电路ADC。
除了第三电容器C3之外，根据本发明第二示例性实施方式的像素P的结构和操作方法与参照图2描述的根据本发明第一示例性实施方式的像素P的结构和操作方法基本相同，因此将省略根据第二示例性实施方式的像素P的驱动TFTDT、有机发光二极管OLED、第一TFTT1至第三TFTT3、第一电容器C1和第二电容器C2以及基准电压切换电路REF_SW的描述。另外，如图3和图8所示，信号输入到根据本发明第二示例性实施方式的像素P中，像素P的操作方法与结合图3和图8描述的基本相同。因此，将省略对根据本发明第二示例性实施方式的在第一时段至第五时段期间像素P的描述。
第三电容器C3耦接在第一节点N1和高电势电压源之间，并且存储第一节点N1和高电势电压源之间的差值电压。第三电容器C3通过驱动TFTDT的寄生电容而防止第二节点N2电压的改变被施加到第一节点N1。这防止了第一节点N1的电压增加，从而提高了灰阶呈现能力。也就是说，可实现更高的对比度。
图10是根据本发明第三示例性实施方式的像素的等效电路图。参照图10，根据第三示例性实施方式的像素P包括驱动TFTDT、有机发光二极管OLED、控制电路、电容器和数据电压切换电路DATA_SW。控制电路包括第一至第三TFT：T1，T2和T3，电容器包括第一至第三电容器C1，C2和C3。数据电压切换电路DATA_SW包括第一开关S1和第二开关S2、反相器Inv以及电流感测电路ADC。
除了数据电压切换电路DATA_SW之外，根据本发明第三示例性实施方式的像素P的结构和操作方法与参照图2描述的根据本发明第一示例性实施方式的像素P的结构和操作方法基本相同，因此将省略根据第三示例性实施方式的像素P的驱动TFTDT、有机发光二极管OLED、第一至第三TFTT1，T2和T3、第一电容器C1和第二电容器C2的描述。另外，如图3所示信号输入到根据本发明第三示例性实施方式的像素P中，像素P的操作方法与结合图3描述的基本相同。因此，将省略对根据本发明第三示例性实施方式的在第一时段t1至第五时段t5期间像素P的描述。
数据电压切换电路DATA_SW包括第一开关S1和第二开关S2、反相器Inv、电流感测电路ADC以及源驱动ICS-IC。应该注意到，尽管将第一开关S1和第二开关S2描述为被实现为N型MOSFET，但本发明不限于此。数据电压切换电路DATA_SW在第二时段至第五时段期间使得数据线DLn和DLn+1耦接到源驱动ICS-IC用于内部补偿，并在第一时段期间使得数据线DLn和DLn+1耦接到电流感测电路ADC用于为外部补偿感测电流。
第一开关S1响应于从切换控制线SCL供应的具有选通高电压VGH的切换控制信号SC而导通，以将数据线DLn和DLn+1连接到供应数据电压DATA的源驱动ICS-IC。第一开关S1的栅极耦接到切换控制线SCL，其源极耦接到数据线DLn和DLn+1，其漏极耦接到源驱动ICS-IC。
第二开关S2响应于从切换控制线SCL供应并被反相器反相的切换控制信号SC的选通高电压VGH而导通，以将数据线DLn和DLn+1连接到电流感测电路ADC。第二开关S2的栅极耦接到反相器，其源极耦接到电流感测电路ADC，其漏极耦接到数据线DLn和DLn+1。
反相器Inv将从切换控制线SCL供应的切换控制信号SC反相。反相器Inv耦接在切换控制线SCL和第二开关S2的栅极之间。
电流感测电路ADC在第一时段期间耦接到数据线DLn和DLn+1，以感测流过数据线DLn和DLn+1的电流。电流感测电路ADC将感测到的电流转换成数字数据，并将转换后的数字数据输出到时序控制器40。基准电压源耦接到第二电容器C2的另一电极。
图11是示意性示出根据本发明示例性实施方式的有机发光二极管显示装置的框图。参照图11，根据本发明示例性实施方式的有机发光二极管显示装置包括显示面板10、数据驱动器20、扫描驱动器30、时序控制器40和主机系统50。
在显示面板10上形成彼此交叉的数据线DL和扫描线SL。在显示面板10上与扫描线SL平行地形成发射线EML和感测线SENL。可在显示面板10上与扫描线SL平行地形成切换控制线SCL。另外，在显示面板10上以矩阵形式设置像素P。显示面板10的像素P中的每一个如结合图2、图9和图10所描述的。
数据驱动器20包括多个源驱动IC。源驱动IC从时序控制器40接收数字视频数据RGB’，该数字视频数据RGB’包括驱动TFTDT的经补偿的阈值电压Vth和电子迁移率以及有机发光二极管OLED的经补偿的阈值电压。源驱动IC响应于来自时序控制器40的源时序控制信号DCS将经补偿的数字视频数据RGB’转换成伽马补偿电压，以产生数据电压，并与扫描信号SCAN同步地将该数据电压供应到显示面板10的数据线DL。
扫描驱动器30包括扫描信号输出部、发射信号输出部、感测信号输出部和切换控制信号输出部。扫描信号输出部将扫描信号SCAN顺序地输出到显示面板10的第一扫描线SL1。发射信号输出部将发射信号EM顺序地输出到显示面板10的发射线EML。感测信号输出部将感测信号SEN输出到显示面板10的感测线SENL。切换控制信号输出部将切换控制信号SC顺序地输出到显示面板10的切换控制线SCL。将结合图3和图8详细描述扫描信号SCAN、发射信号EM、感测信号SEN和切换控制信号SC的详细描述。
时序控制器40通过低电压差值信号（LVDS）接口、最小化传输差值信号（TMDS）接口等从主机系统50接收数字视频数据RGB。时序控制器40可包括外部补偿器，该外部补偿器对驱动TFT的阈值电压Vth和电子迁移率以及有机发光二极管OLED的阈值电压Vth进行外部补偿。时序控制器40的外部补偿器将利用外部补偿方法计算出的经补偿的数据施加到从主机系统50输入的数字视频数据RGB，并将经补偿的数字视频数据RGB’输出到数据驱动器20。
时序控制器40接收诸如垂直同步信号、水平同步信号、数据使能信号和点时钟之类的时序信号，并基于来自主机系统50的时序信号产生用于控制数据驱动器20和扫描驱动器30的操作时序的时序控制信号。时序控制信号包括用于控制扫描驱动器30的操作时序的扫描时序控制信号和用于控制数据驱动器20的操作时序的数据时序控制信号。时序控制器40将扫描时序控制信号输出到扫描驱动器30，并将数据时序控制信号输出到数据驱动器20。
显示面板10还包括电源单元（未示出）。电源单元向显示面板10供应高电势电压VDD、低电势电压VSS和基准电压REF。此外，电源单元向扫描驱动器30供应选通高电压VGH和选通低电压VGL。
图12是示出时序控制器的外部补偿器的框图。图13是示出根据本发明示例性实施方式的外部补偿方法的流程图。参照图12，时序控制器40的外部补偿器41包括补偿数据计算器41a和经补偿数字视频数据输出部41b。下面将参照图12和图13示意性地描述根据示例性实施方式的外部补偿器41的外部补偿方法。
第一，通过使用耦接到显示面板10的各个像素P的第二基准电压线RL2的电流感测电路ADC来感测各个像素P的驱动TFTDT的漏-源电流Ids及其有机发光二极管OLED的电流Ioled。已结合图5详细描述了利用电流感测电路ADC对驱动TFTDT的漏-源电流Ids的感测。已结合图6详细描述了利用电流感测电路ADC对有机发光二极管OLED的电流Ioled的感测。电流感测电路ADC将感测到的电流转换成数字数据，并将转换后的数字数据输出到外部补偿器41的补偿数据计算器41a（S1）。
第二，补偿数据计算器41a通过使用从电流感测电路ADC输入的数字数据计算外部补偿数据。补偿数据计算器41a可通过使用已知的外部补偿计算方法基于输入的数字数据来计算外部补偿数据（S2），该外部补偿数据包括驱动TFTDT的经补偿的阈值电压Vth和电子迁移率以及有机发光二极管的经补偿的阈值电压Vth。
第三，经补偿数字视频数据输出部41b从主机系统50接收数字视频数据RGB，并从补偿数据计算器41a接收外部补偿数据。经补偿数字视频数据输出部41b将外部补偿数据施加到输入的数字视频数据RGB，以产生经补偿的数字视频数据RGB’。经补偿数字视频数据输出部41b将经补偿的数字视频数据RGB’输出到数据驱动器20（S3）。
如上所述，在本发明中，驱动TFT的栅节点被初始化为在初始化时段期间的预设电压，驱动TFT的源节点被初始化为低电平的高电势电压。低电平的高电势电压被设置成低于所述预设电压和驱动TFT的阈值电压之间的差值电压的电压。结果，即使驱动TFT的阈值电压被偏移至负电压，本发明也能使得在阈值电压感测时段期间驱动TFT的栅极和源极之间的电压差大于阈值电压。因此，可通过使用驱动TFT的源节点来感测阈值电压。
此外，在本发明中，可通过使用基准电压线来感测驱动TFT的漏-源电流和有机发光二极管的电流。结果，本发明可通过外部补偿方法来对感测到的电流进行外部补偿。因此，可对驱动TFT的电子迁移率和有机发光二极管的阈值电压以及驱动TFT的阈值电压进行补偿。
此外，在本发明中，用于感测驱动TFT的阈值电压的时段包括使得驱动TFT的栅节点浮置的时段。结果，本发明可通过使用使得驱动TFT的栅节点浮置的时段来提供提高的驱动TFT的阈值电压的感测速度。
另外，在本发明中，电容器耦接在高电势电压源和驱动TFT的栅节点之间。结果，本发明防止在驱动TFT的栅节点浮置的时段期间驱动TFT的栅节点的电压增加，从而提高黑色灰阶呈现能力。由此，本发明提供了更高的对比度。
此外，在本发明中，在两个或更多个水平周期期间感测驱动TFT的阈值电压。结果，即使以240Hz或更高的帧频高速驱动大面积、高分辨率的有机发光二极管显示装置，本发明也可准确地感测驱动TFT的阈值电压。
尽管参照多个示例性实施方式描述了实施方式，应理解的是本领域技术人员可得到落入本公开的原理的精神和范围内的许多其它修改和实施方式。更具体地，在本公开、附图以及所附的权利要求的范围内，在主题组合布置的组成部分和/或布置中可以做出各种变型和修改。除了组成部分和/或布置中的变型和修改之外，替换使用对于本领域技术人员也是明显的。
本申请要求2011年11月18日提交的韩国专利申请No.10-2011-0121137的优先权，此处为了所有目的以引证的方式并入该专利申请，就像在本文进行了完整阐述一样。

Claims (19)

1.一种有机发光二极管显示装置，所述有机发光二极管显示装置包括显示面板，该显示面板上形成有数据线、扫描线和发射线以及以矩阵形式设置的多个像素，所述多个像素中的每一个包括：
驱动TFT，该驱动TFT包括耦接到第一节点的栅极、耦接到第二节点的源极和耦接到供应高电势电压的高电势电压源的漏极；
有机发光二极管，该有机发光二极管包括耦接到所述第二节点的阳极和耦接到供应低电势电压的低电势电压源的阴极；
第一TFT，该第一TFT响应于第一扫描线的具有第一逻辑电平电压的扫描信号而导通，以将所述第一节点连接到所述数据线；
第二TFT，该第二TFT响应于发射线的具有第一逻辑电平电压的发射信号而导通，以将所述第二节点连接到第三节点；
第一电容器，该第一电容器耦接在所述第一节点和所述第三节点之间；以及
第二电容器，该第二电容器耦接在所述第三节点和供应基准电压的基准电压源之间，
其中，在用于初始化所述第一节点至所述第三节点的第二时段期间，以所述第一逻辑电平电压产生扫描信号和发射信号，所述高电势电压源供应低电平的高电势电压或高电平的高电势电压，预设电压被供应到所述数据线。
2.如权利要求1所述的有机发光二极管显示装置，其中，在所述第二时段之后并用于感测所述驱动TFT的阈值电压的第三时段被划分成A部分和B部分；在所述第三时段的A部分期间，以所述第一逻辑电平电压产生扫描信号和发射信号，所述高电势电压源供应高电平的高电势电压，所述预设电压被供应到所述数据线；而在所述第三时段的B部分期间，以低于所述第一逻辑电平电压的第二逻辑电平电压产生扫描信号，并以所述第一逻辑电平电压产生发射信号，所述高电势电压源供应高电平的高电势电压，所述预设电压被供应到所述数据线。
3.如权利要求2所述的有机发光二极管显示装置，其中，在所述第三时段之后并用于向所述数据线供应有效数据电压的第四时段期间，在与第m数据电压同步的时段期间以所述第一逻辑电平电压并在剩余时段期间以所述第二逻辑电平电压产生将被供应到第m扫描线的第m扫描信号，以所述第二逻辑电平电压产生发射信号，所述高电势电压源供应中间电平的高电势电压。
4.如权利要求3所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述第四时段之后并用于使得所述有机发光二极管发光的第五时段被划分成A部分和B部分；在所述第五时段的A部分期间，以所述第二逻辑电平电压产生扫描信号，并以所述第一逻辑电平电压产生发射信号，所述高电势电压源供应高电平的高电势电压，所述预设电压被供应到所述数据线；而在所述第五时段的B部分期间，以所述第二逻辑电平电压产生扫描信号和发射信号，所述高电势电压源供应高电平的高电势电压，所述预设电压被供应到所述数据线。
5.如权利要求4所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述显示面板上还形成有感测线，所述多个像素中的每一个还包括：第三TFT，该第三TFT响应于具有所述第一逻辑电平电压的感测信号而导通，以将所述第二节点连接到第(n+1)基准电压线，并且所述第二电容器耦接在所述第三节点和第n基准电压线之间，其中，n是自然数。
6.如权利要求5所述的有机发光二极管显示装置，其中，如果在所述第二时段期间所述高电势电压源供应低电平的高电势电压，则在比所述第二时段早的第一时段期间以所述第一逻辑电平电压产生所述感测信号，并在所述第二时段至所述第五时段期间以所述第二逻辑电平电压产生所述感测信号。
7.如权利要求5所述的有机发光二极管显示装置，其中，如果在所述第二时段期间所述高电势电压源供应高电平的高电势电压，则在比所述第二时段早的第一时段和所述第二时段期间以所述第一逻辑电平电压产生所述感测信号，并在第三时段至第五时段期间以所述第二逻辑电平电压产生所述感测信号。
8.如权利要求6或7所述的有机发光二极管显示装置，其中，在所述第一时段期间，以所述第一逻辑电平电压产生扫描信号，以所述第二逻辑电平电压产生发射信号，所述高电势电压源供应高电平的高电势电压，并且所述预设电压被供应到所述数据线。
9.如权利要求8所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述预设电压与所述高电平的高电势电压之间的差值电压大于所述驱动TFT的阈值电压。
10.如权利要求8所述的有机发光二极管显示装置，其中，在感测所述驱动TFT的漏-源电流的情况下，所述预设电压与所述高电平的高电势电压之间的差值电压大于所述驱动TFT的阈值电压，并且在感测所述有机发光二极管的电流的情况下，所述预设电压与所述高电平的高电势电压之间的差值电压小于所述驱动TFT的阈值电压。
11.如权利要求8所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述第四时段是用于将有效数据电压供应到所述显示面板的有效时间间隔，所述第一时段至所述第三时段是所述有效时间间隔之前的第一垂直空白时间间隔，所述第五时段是在所述有效时间间隔之后的第二垂直空白时间间隔。
12.如权利要求5所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述显示面板上还形成有切换控制线，
所述显示面板还包括：
第一开关，该第一开关响应于所述切换控制线的具有所述第一逻辑电平电压的切换控制信号而导通，以将所述基准电压源连接到所述第(n+1)基准电压线；
反相器，该反相器使所述切换控制信号反相；和
第二开关，该第二开关响应于由所述反相器反相的切换控制信号的第一逻辑电平电压而导通，以将电流感测电路连接到所述第(n+1)基准电压线，
其中，在比所述第二时段早的第一时段期间以所述第二逻辑电平电压并且在所述第二时段至所述第五时段期间以所述第一逻辑电平电压产生所述切换控制信号。
13.如权利要求4所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述显示面板上还形成有感测线，所述多个像素中的每一个还包括：第三TFT，该第三TFT响应于具有所述第一逻辑电平电压的感测信号而导通，以将所述第二节点连接到第(n+1)数据线，并且所述第一TFT耦接到第n数据线，其中，n是自然数。
14.如权利要求13所述的有机发光二极管显示装置，其中，如果在所述第二时段期间所述高电势电压源供应低电平的高电势电压，则在比所述第二时段早的第一时段期间以所述第一逻辑电平电压产生所述感测信号，并且在所述第二时段至所述第五时段期间以所述第二逻辑电平电压产生所述感测信号，
其中，在所述第一时段期间，以所述第一逻辑电平电压产生所述扫描信号，以所述第二逻辑电平电压产生所述发射信号，所述高电势电压源供应高电平的高电势电压，并且所述预设电压被供应到所述数据线。
15.如权利要求14所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述预设电压和所述高电平的高电势电压之间的差值电压大于所述驱动TFT的阈值电压。
16.如权利要求14所述的有机发光二极管显示装置，其中，在感测所述驱动TFT的漏-源电流的情况下，所述预设电压和所述高电平的高电势电压之间的差值电压大于所述驱动TFT的阈值电压，在感测所述有机发光二极管的电流的情况下，所述预设电压和所述高电平的高电势电压之间的差值电压小于所述驱动TFT的阈值电压。
17.如权利要求14所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述第四时段是用于向所述显示面板供应有效数据电压的有效时间间隔，所述第一时段至所述第三时段是在所述有效时间间隔之前的第一垂直空白时间间隔，所述第五时段是在所述有效时间间隔之后的第二垂直空白时间间隔。
18.如权利要求13所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述显示面板上还形成有切换控制线，
所述显示面板还包括：
第一开关，该第一开关响应于所述切换控制线的具有所述第一逻辑电平电压的切换控制信号而导通，以将供应数据电压的源驱动IC连接到所述第(n+1)数据线；
反相器，该反相器使所述切换控制信号反相；和
第二开关，该第二开关响应于由所述反相器反相的切换控制信号的第一逻辑电平电压而导通，以将电流感测电路连接到所述第(n+1)数据线，
其中，在比所述第二时段早的第一时段期间以所述第二逻辑电平电压并且在所述第二时段至所述第五时段期间以所述第一逻辑电平电压产生所述切换控制信号。
19.如权利要求1所述的有机发光二极管显示装置，其中，所述多个像素中的每一个还包括耦接在所述第一节点和所述高电势电压源之间的第三电容器。
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