CN103036433A - 一种双向直流变换装置的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双向直流变换装置的控制方法，其更适于高压大功率变换场合，能够支持功率流向频繁切换，而且折中开关损耗和电路复杂度。首先根据所需的PWM控制信号占空比D计算一个控制周期Ts内上开关管导通时间T₁和下开关管导通时间T₂，T₁:T_S=D；在实际控制时，将所述双向直流变换装置中的其中一路主电路作为参考支路，对参考支路的控制为：在每个控制周期Ts内控制参考支路中的上下开关管互补导通，且上下开关管每次切换时均加入死区时间Δ进行过渡；则上开关管实际导通时间为T₁-Δ，下开关管实际导通时间T₂-Δ；对非参考支路的控制为：各非参考支路的控制信号相同，且均与参考支路的控制信号相差180°。

Description

一种双向直流变换装置的控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及一种双向直流变换装置的控制方法。

背景技术

伴随着航天电源系统、燃料电池、风力发电、光伏发电、电动汽车等新能源、新传动技术的发展，能量可以双向流动的双向直流变换装置有着很好的应用前景。

双向直流变换装置通过直流变换器的双象限运行，可实现能量的双向传输。功能上相当于两个单向直流变换器，可以看做是“一机两用，分时复用”设备，广泛应用于需要能量双向流动的场合，适用于UPS系统、电源系统、电动汽车以及蓄电池维护等能量存储的场合，也适用于系统突变能量的补充。对这类变换装置进行研究和探讨，选择出合理的电路方案，探讨合适的控制策略，研制出高功率密度，高可靠性、高效率、大容量的双向直流变换装置，具有十分重要的理论意义和工程应用价值。

图1给出了经典的双向直流变换装置拓扑图。如图1所示，双向直流变换装置经典的控制策略为独立PWM控制策略。独立PWM控制策略是Buck电路和Boost电路的分时复用：

当所需的功率流向为正向时，如图2（a）所示，按照图2（b）的控制策略，通过向下管Sd的控制端输入PWM控制信号，控制下管Sd开关动作；同时，上管Su的控制端输入高阻信号，使得Su不导通，实现可靠封锁；此时电路等效于单向Boost电路；

当所需的功率流向为反向时，如图2（c）所示，仍按照图2（b）的控制策略，通过向上管Su的控制端输入PWM控制信号，控制上管Su开关动作，同时，下管Sd的控制端输入高阻信号，使得Sd不导通，实现可靠封锁；此时，电路等效于单向Buck电路。

此种控制策略控制简单，同一时刻只需要控制一个开关管即可。但此种控制策略在负载较小时，电感上的电流较小，由于电流是脉动的，其可能越过零点，但是当前另一个开关管关断，从而电流呈断续状态，如图3所示。

电流连续时，占空比计算方式为：

其中U_A和U_B为双向直流变换装置两端电压；电流断续时，占空比计算方式为：

(δ代表二极管的续流时间)。因此，若需要弥补电流断续时的不足，需要根据占空比计算方式设计电流连续和电流断续两套控制系统，分别用于电流较大和电流较小的情况，并检测电流连续、断续状态。

另外，当功率流向切换时，即图2（a）和图2（c）之间的切换需要停止当前开关管，并保持一定的死区时间，再开通另外一个开关管。相当于两个模式的切换，需要停止当前模式，转换到另一个模式，控制系统CPU处理所需时间相对较长，不适用于功率流向切换频繁、高效率的场合。

此外，传统的双向直流变换装置在大功率场合多采用多重主电路并联的方式，如附图4。多重并联主电路按照驱动PWM之间的相位关系，分为直接并联如附图5（a）和完全交错并联如附图5（b）两种。

直接并联方式就是在一个周期内，各桥臂的控制信号相位是相同的，图5（a）只示出了上管的控制策略。直接并联方式运行可靠，但n重直接并联，电流脉动直接叠加，总电流脉动为n重电流脉动的和，随着并联重数增加电流纹波叠加导致输出电流纹波增大，同时开关损耗也增大。

完全交错并联方式就是在一个周期内，各桥臂的控制信号相位相差360°/n，n为并联的桥臂数量，图5（b）只示出了上管的控制策略。完全交错并联方式可以有效地减少电流纹波，降低开关损耗，从而提高工作效率，降低电磁干扰，但驱动波形需要交错的角度为360°/n，并联重数较多的情况，交错重数越多，n越大，电路越复杂，精确的PWM驱动波形相移不太好产生。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种双向直流变换装置的控制方法，其更适于高压大功率变换场合，能够支持功率流向频繁切换，而且折中开关损耗和电路复杂度。

为了解决上述技术效果，本发明是这样实现的：

一种双向直流变换装置的控制方法，应用于多重主电路并联的双向直流变换装置；该方法包括如下步骤：

步骤一：计算双向直流变换装置两端的所需输入输出电压比作为PWM控制信号的占空比D；根据占空比D计算一个控制周期Ts内上开关管导通时间T₁和下开关管导通时间T₂，T₁:T_S=D，且T₁+T₂=Ts；

步骤二：在实际控制时，将所述双向直流变换装置中的其中一路主电路作为参考支路，则：

对参考支路的控制为：根据步骤一设计的导通时间T₁和T₂，在每个控制周期Ts内控制参考支路中的上下开关管互补导通，且上下开关管每次切换时均加入预设时长的死区时间Δ进行过渡；则上开关管实际导通时间为T₁-Δ，下开关管实际导通时间T₂-Δ；

对非参考支路的控制为：各非参考支路的控制信号相同，且均与参考支路的控制信号相差180°。

有益效果：

本发明兼具半交错并联策略及互补PWM控制策略算法的结合体。互补PWM控制策略更适用于功率流向切换频繁的场合，控制系统设计更加简单。

（1）相比于独立PWM控制方式，本发明采用在一个周期Ts内同时控制上下开关管互补导通，电流较大时等效于独立PWM控制策略，电流较小时一个开关周期内Buck状态和Boost状态切换，从而保证了电流较小时的电流连续，控制系统设计可以完全按照占空比计算方式：

来设计，因此只需要一套控制系统即可保证控制精度，从而减小了成本和控制系统的设计复杂程度。

而且，本发明可以根据负载情况自动调节功率流向，不需要模式切换的时间，因此适用于功率流向切换频繁、高效率的场合。

（2）本发明在多路并联控制上，采用半交错并联方式，由两路主电路交错并联，可以在一定程度上减少电流纹波，降低开关损耗，而其他支路直接并联，从而减少了交错重数，降低了电路复杂度。

附图说明

图1为经典双向直流变换装置拓扑。

图2（a）为独立PWM控制方式的Boost工作模式。

图2（b）为独立PWM控制方式的开关管控制策略。

图2（c）为独立PWM控制方式的Buck工作模式。

图3为独立PWM控制方式下电感电流断续的示意图。

图4为多重并联双向直流变换装置拓扑。

图5（a）为传统直接并联策略的驱动方式。

图5（b）为传统全交错并联策略的驱动方式。

图6为本发明互补PWM控制策略及其电感电流曲线。

图7为本发明互补PWM控制策略下的电路工作模式。图7（a）~图7（d）示出了一个周期内四个阶段的电路工作模式。

图8为本发明半交错多重并联方式的驱动脉冲。

具体实施方式

下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。

本发明针对经典的独立PWM控制策略，提出互补PWM控制策略，互补PWM控制策略是在一个周期Ts内同时控制上下开关管互补导通，电流较大时等效于独立PWM控制策略，电流较小时一个开关周期内Buck状态和Boost状态切换，从而保证了电流较小时的电流连续，因此只需要一套控制系统即可保证控制精度。

而且，对于功率较大的场合，双向直流变换装置的开关器件（功率开关管、续流二极管、能量传递电感）承受着高的电压电流应力，造成严重的辐射和传导EMI，同时对于器件可靠性要求高，选择器件困难，成本较高，而且还存在大的电压变化率（dv/dt）和电流变化率（di/dt）。因此，功率较大的场合需要提供大功率输出的方案。多重并联主电路（图4）是最为有效合理的方式，与器件串并联相比，并联主电路在满足功率要求的同时还可以提高等效开关频率，与多台变换装置并联相比，除提高等效开关频率外，只需要一套控制电路，更为节约成本，减小装置体积。

传统的多重并联双向直流变换装置为n重直接并联或者n重完全交错并联，本发明采用半交错并联技术，即其中的2重采用交错并联，其余的支路直接并联。这样采用多重并联双向直流变换装置交错并联技术解决了n重直接并联导致开关频率过低的问题，使系统等效开关频率成倍提高，同时也兼顾了可靠性。

下面结合附图5~附图8对本发明作进一步说明。

本发明的控制对象就是图4示出的多重并联双向直流变换装置。为了清楚说明控制策略。下面分两步进行描述：（1）先说明单重的控制策略，（2）再说明多重之间的配合控制策略。

（1）单重的控制策略

图6为互补PWM控制策略的控制信号和电感电流示意图。如图5所示，互补PWM控制策略非常简单，就是在一个控制周期Ts内交替控制上下开关管互补导通，其中，上开关管Su的控制导通时长为T1，下开关管Sd的控制导通时长为T2，T1+T2=Ts。

下面对一个控制周期内的主电路的工作模式进行分阶段描述。其中，将一个周期分为四阶段，则得到5个时间点t₀、t₁、t₂、t₃、t₄，其中，t₀为每个Ts的起始，t₂-t₀=T1，t₄-t₂=T2。t₀时刻，通过PWM驱动信号控制上管Su导通，下管Sd关断；t₂时刻，通过PWM驱动信号控制上管Su关断，下管Sd导通；t₄是一个周期的结束也是下一个周期的开始，t₁和t₃是上管和下管因二极管续流出现的自然通断动作，并非通过PWM驱动信号控制，下面结合图7会更清楚的说明。

1）t=t₀时，电感电流I_L负向最大点，Sd关断，二极管Du开始续流，Su虽然被驱动信号打开，但不走电流；

t₀<t<t₁时，Du导通，电感电流I_L由反并联二极管Du续流，持续时间d4；

2）t=t₁时，电感电流I_L由负变正过零点，Du自然关断，Su开始走电流，也就是t₁时刻，Su才真正导通；

t₁<t<t₂时，Su持续导通，电路工作于Buck方式。电压U_B加到二极管Dd和电感L和电容CA上，由于电容CA电压保持不变，因此加在电感的电压为U_B-U_A。因为U_B>U_A，故电感电流I_L线性增长，电能存储在电感L中，对U_A充电，持续时间d1；

3）t=t₂时，电感电流正向最大点，Su关断，二极管Dd开始续流，Sd虽然被驱动信号打开，但不走电流；

t₂<t<t₃时，Dd导通，电感电流由反并联二极管Dnd续流，持续时间d2；

4）t＝t₃时，电感电流由正变负过零，Dd自然关断，Sd开始走电流，也就是t₃时刻，Sd才真正导通；

t₃<t<t₄时，Sd持续导通，电路工作于Boost方式。U_A全部加到电感L上，电感电流线性增长，电能存储在电感L中。Dd截止，负载由电容CB供电，持续时间d3；

5）t=t₄时，电感电流负向最大点，Sd关断，Du开始续流；

上述5个阶段不断循环。

上面对一个周期的解释是在电感电流会穿过零点的假设下进行的。在实际中，I_L的方向是由负载决定的，当正向负载电流大到零点以上时，没有t1和t3的变化，当负向负载电流大到零点以下时，也没有t1和t3的变化。

由于电感电流不能突变，电感吸收的能量等于释放的能量，列写电感电压方程：

Buck状态下：

$\left\{\begin{array}{c}d1:U_L=U_B-U_A\\ d2:U_L=-U_A\end{array}\right.\&DoubleRightArrow;(U_B-U_A)\&CenterDot;d1=U_A\&CenterDot;d2$

Boost状态下：

$\left\{\begin{array}{c}d3:U_L=-U_A\\ d4:U_L=U_B-U_A\end{array}\right.\&DoubleRightArrow;U_A\&CenterDot;d3=(U_B-U_A)\&CenterDot;d4$

而d1,d2,d3,d4满足d1+d2+d3+d4＝T_s且d1+d4＝T₁，d2+d3＝t₂

综合上式，得出上管导通时间

$T_1=\frac{U_A}{U_B}{T}_s$

则占空比

$D=\frac{U_A}{U_B}$

由此可以看出，在本发明互补PWM控制方式下，避免了电流断续的情况，因此，控制系统设计可以完全按照占空比计算方式：

来设计。在实际应用时，根据所需的U_A和U_B计算占空比D，再根据占空比可以计算出上管导通时间T₁，这样就可以确定出每个周期t2和t4的控制时刻，从而最终确定了主电路的控制时序。相比于独立PWM控制方式，优势明显。此外，此种控制方式在控制系统设计上不需要按照功率流向来区分，功率流向可按照负载情况实现自动切换。本发明省却了模式切换的时间，功率流向根据负载情况自动调节，因此适用于功率流向切换频繁的场合。

附图6给出了互补PWM控制策略的一路主电路的工作电流波形，由图可以看出，这种控制策略避免了电流较小时的电流断续现象，设计一个控制系统即可，在功率流向切换频繁时有着明显的优势。

在实际设计中，为了保证上下开关管不同时导通，在上下开关管切换时，也就是T1和T2之间，以及T2与下一个周期的T1之间，设计一定长度的死区，死区时间的设计根据硬件的开关特性确定，通常为几微秒。

（2）多重主电路之间的配合控制策略：半交错2重并联方式

交错技术实现的关键是固定相移脉冲的产生，通常相移360°/n来实现交错并联。对于并联重数较多的情况，交错重数越多，电路越复杂，精确的相移不太好产生。因此，本发明对于大于三重的主电路可采用半交错并联技术，即以一路主电路作为参考支路，其余的n-1路主电路中，其中1路S2与参考主支路采用180°的交错并联，其余的n-2个支路与S2支路直接并联。这样采用多重并联双向直流变换装置的半交错并联方式解决了单个变换装置开关频率过低的问题，使系统等效开关频率成倍提高，同时也兼顾了可靠性。附图8给出了半交错多重并联方式的驱动脉冲波形。

半交错并联的n重主电路工作包括以下内容：

1）桥臂S2的驱动信号与桥臂S1的驱动信号互差180°；

2）桥臂S3、S4……Sn的驱动信号与桥臂S2相同；

3）每路桥臂工作控制一定的死区时间，防止上下开关管同时导通。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种双向直流变换装置的控制方法，应用于多重主电路并联的双向直流变换装置；其特征在于，包括：

步骤一：计算双向直流变换装置两端的所需输入输出电压比作为PWM控制信号的占空比D；根据占空比D计算一个控制周期Ts内上开关管导通时间T₁和下开关管导通时间T₂，T₁:T_S=D，且T₁+T₂=Ts；

步骤二：在实际控制时，将所述双向直流变换装置中的其中一路主电路作为参考支路，则：

对参考支路的控制为：根据步骤一设计的导通时间T₁和T₂，在每个控制周期Ts内控制参考支路中的上下开关管互补导通，且上下开关管每次切换时均加入预设时长的死区时间Δ进行过渡；则上开关管实际导通时间为T₁-Δ，下开关管实际导通时间T₂-Δ；

对非参考支路的控制为：各非参考支路的控制信号相同，且均与参考支路的控制信号相差180°。

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