CN103840668B - 基于功率分配控制的多路输出反激变换器设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于功率分配控制的多路输出反激变换器设计方法，即根据实际期望功率，控制输入功率，然后对输入功率进行合理分配，使得每一路的输出都能获得期望的功率，有效地解决了交叉调整率的问题。

Description

基于功率分配控制的多路输出反激变换器设计方法

技术领域

本发明涉及开关电源设计领域，具体来说就是一种设计多路输出反激式开关电源的新方法。

背景技术

反激变换器由于其体积小、重量轻、结构简单而广泛应用于电源场合，一般情况下，多路输出反激变换器中只对主路输出进行反馈控制使得主路在电压突变或负载变化的情况下都能够稳定输出，而辅路保持开环；对主路的闭环反馈调节会直接影响到辅路输出的电压精度，就会出现交叉调整率的问题，它使得电源的稳定性变差。

多路输出反激变换器的实现关键是解决多路输出之间交叉调整率的问题，否则电源的性能将会受到极大的影响。在这方面，已有的方法通过电压加权反馈控制控制、变压器各绕组耦合、钳位电路的设计等方法来改善交叉调整率。

加权电压控制是将输出各路的电压按一定规则以一定比例相加反馈到输入端，去控制主开关管开通与关断的时间，这样使得辅助回路的输出电压也能在一定程度上调整控制脉冲占空比，从而提高了交叉调整率。

在设计开关电源中，高频变压器参数的选择对开关电源的性能影响很大，对于多路输出电源其输出阻抗的大小直接决定了输出电压的变化，输出阻抗与绕组间的漏感成正相关，而且初、次级的绕组的耦合紧密程度对输出阻抗也有很大影响，并且输出电流较大的绕组要与初级紧密耦合，这些都会有助于交叉调整率的提高。

变压器漏感的存在会使得变压器电压产生尖峰，这种尖峰对反激变换器会直接引起辅助输出轻载时电压上升，若果能保持钳位电压的大小略高于次级反射电压，则反激变换器的交叉调整将会很大程度上得到改善。这种钳位电路一般是在初级绕组并上RC充放电回路，这种方法会引起电路损耗变大，或者采用LCD钳位电路。从而在一定程度上改善了交叉调整率。

以上各种方法均是只能在一定程度上改善交叉调整率，并不能从根本上解决交叉调整率的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于功率分配控制的多路输出反激变换器设计方法，该方法能够同时满足每一路输出电压的稳定输出，从根本上解决了交叉调整率的问题。

用于实现上述目的的技术方案是：一种基于功率分配控制的多路输出反激变换器设计方法，其特征是

1)要实现基于功率分配的多路输出反激变换开关电源，首先要通过实时采样输出的每一路电压电流从而得出各路的实时负载电阻大小；

2）再根据每一路额定电压计算出各路在一个周期中的额定平均功率，从而确定在一个周期中输入提供给变压器的平均功率，即输入总功率等于输出总功率除以转换效率；

3）根据所需输入总功率、工作模式和原边电感值确定主开关管导通时间长度及占空比，由控制器输出相应的脉冲控制主开关管的开通与关断；

4）根据输入电压和各路输出的额定电压确定变压器的匝比；

5）根据第一步中确定的每路输出的额定功率、工作模式和副边电感值确定副边整流管的导通时间长度；

6）由控制器提供相同周期、不同相位、不同占空比的驱动脉冲，分别驱动主开关管和各路整流管的开通和关断，控制在一个周期内输入总功率和每一路的输出平均功率，实现无交叉调整的稳压输出；

7）为了方便计算和控制，选择合适的硬件参数使反击变换器工作在不连续导电模式。

目前已有的改善多路输出反激变换器的交叉调整率方法有输出电压加权控制、变压器的设计优化、钳位电路的设计等方法，但是这些方法都是从改善交叉调整率的角度出发，不能从根本上减少误差，只是对误差做了均衡，虽然在一定程度上对交叉调整率有所改善，但是并没有从根本上解决交叉调整率的问题。与已有技术相比，本发明的优点是：（1）多路输出的每一路电压输出都有较高的电压精度；（2）采用功率分配的控制策略，有效地解决了交叉调整率的问题；（3）结构简单容易实现。

附图说明

图1是本发明实施方案的整机系统原理图。

图2是使用Saber进行仿真实验所得到仿真图。

图3是本发明的程序流程图。

具体实施方式

以下将结合附图和实例对发明的内容做进一步说明。

如图1所示，高频变压器T1连接在输入端与两路输出端之间，L为原边电感，L1，L2分别为副边电感，S1连接在原边电感与地之间，Us为输入电压源，S2连接在L1与电容C1之间，滤波电容C1连接在输出端与地之间，一路5V输出端负载RL1连接在输出端与地之间，S3连接在L2与电容C2之间，输出滤波电容C2连接在输出端与地之间，另一路输出端负载RL2连接在输出端与地之间。

ARM控制器实时采样输入电压Us,输出电压U_O1、U_O2和输出电流I_O1、I_O2，并根据实时采样值计算，然后输出PWM1、PWM2、PWM3控制S1、S2、S3的开通与闭合。

输入电压Us范围为234-310V直流电压，输出两路为直流5V和15V，输出最大功率为100W，最大占空比为0.45，原边电感L1为2.7mH,由控制器测出实时输出电压和电流，从而得知实时负载大小分别为:R_L1=U_O1(t)I_O1(t)，R_L2=U_O2(t)I_O2(t)

根据实时负载和期望电压值计算出实时负载期望额定功率分别为: $P_{O1}\left(t\right)=U_{E1}^2/R_{L1}\left(t\right),P_{O2}\left(t\right)=U_{E2}^2/R_{L2}\left(t\right)$

再计算出输出总功率和输入总功率分别为:

P_O(t)=P_O1(t)+P_O2(t)，P_I(t)=P_O(t)

而在DCM工作模式下,输入功率为:

$P_I\left(t\right)=1/T{\∫}_0^{t_s}{U}_s\left(t\right)\×I_L\left(t\right)\mathrm{dt}=1/T{\∫}_0^{t_s}{U}_s\left(t\right)\×U_s\left(t\right)/L\×t_s\mathrm{dt}=U_s^2\left(t\right)t_s^2/2\mathrm{LT}$

从而, $t_{s1}=\sqrt{{2\mathrm{TLP}}_I\left(t\right)/U_s^2\left(t\right)}$

在DCM工作模式下,输出每一路功率分别为:

$P_{O1}\left(t\right)=1/T\×U_{S1}^2\left(t\right)/({2L}_1\×t_{s1}^2),P_{O2}\left(t\right)=1/T\×U_{S2}^2\left(t\right)/(2L_2\×t_{s2}^2)$

从而, $t_{s2}=\sqrt{P_{O1}\left(t\right)/P_I\left(t\right)}\×t_s,t_{s3}=\sqrt{P_{O2}\left(t\right)/P_I\left(t\right)}\×t_s$

最后由开关频率和开关需要导通的时间计算出三路开关的占空比，由控制器输出相应PWM波直接控制三路开关的断开与闭合,便能输出所期望电压值。

按表1所列的不同的输入电压、输出总功率及不同负载条件进行实验，实验数据如表1所示。

表1基于功率分配的仿真实测输出电压

使用Saber进行仿真实验，并取负载RL1=0.42Ω、RL2=11.25和RL1=1.25Ω、RL2=3.75Ω计算出输入功率为80W，输出功率分别为20W、60W和60W、20W，占空比最大0.45，仿真图如图2所示,左边输出功率为20W和60W右边输出功率为60W和20W。

本设计采用有内部集成A/D和高速Flash存储的ARM7系列的控制芯片。程序流程图如图3所示，首先，初始化主控制器内部参数配置如看门狗、锁相环PLL及其他外设，设置外设I/O工作模式，并初始化模数转换器ADC和定时器。其次，采样得到US、UO1、UO2、IO1、IO2，然后经过内部算法处理，计算出开关S1、S2、S3导通时间，并得到PWM1、PWM2、PWM3的占空比。最后，输出PWM1、PWM2、PWM3波直接控制开关S1、S2、S3的开通与关断。

Claims (1)

1.一种基于功率分配控制的多路输出反激变换器设计方法,其特征是采用如下步骤:

1)要实现基于功率分配的多路输出反激变换开关电源，首先要通过实时采样输出的每一路电压电流从而得出各路的实时负载电阻大小；

2)再根据每一路额定电压计算出各路在一个周期中的额定平均功率，从而确定在一个周期中输入提供给变压器的平均功率，即输入总功率等于输出总功率除以转换效率；

3)根据所需输入总功率、工作模式和原边电感值确定主开关管导通时间长度及占空比，由控制器输出相应的脉冲控制主开关管的开通与关断；

4)根据输入电压和各路输出的额定电压确定变压器的匝比；

5)根据步骤2)中确定的每路输出的额定平均功率、工作模式和副边电感值确定副边整流管的导通时间长度；

6)由控制器提供相同周期、不同相位、不同占空比的驱动脉冲，分别驱动主开关管和各路整流管的开通和关断，控制在一个周期内输入总功率和每一路的输出平均功率，实现无交叉调整的稳压输出；

7)为了方便计算和控制，选择合适的硬件参数使反激变换器工作在不连续导电模式。