CN102783004A - 通过操作模式切换进行的llc软启动 - Google Patents

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Abstract

本发明揭示一种包括LLC转换器的设备及一种减少LLC转换器中的浪涌电流的方法。所述LLC转换器(100)包含具有第一开关(SW1)及第二开关(SW2)的切换电路(102)、谐振电路，及整流电路(106)。在所述LLC转换器的启动期间，分别将具有固定周期及可变工作循环的第一及第二信号施加到所述第一及第二开关(SW1，SW2)。当达到经配置以耦合到所述整流电路(106)的负载上的预定电压时，将所述第一及第二信号改变为具有可变周期及固定工作循环的信号。

Description

通过操作模式切换进行的LLC软启动
技术领域
本发明涉及DC/DC转换器，且更特定来说，涉及LLC DC/DC转换器。
背景技术
DC/DC(直流/直流)转换器可见于许多电子装置中。举例来说，DC/DC转换器通常见于PDA(个人数字助理)、蜂窝式电话及膝上型计算机中。这些电子装置通常含有若干子电路，所述子电路具有与由电池或外部电源供应的电压电平不同的电压电平要求。DC/DC转换器将直流电源从一个电压电平转换到另一个电压电平，以满足子电路所要求的电压电平。
一种提供DC/DC转换的方法是通过使用线性调节器。然而，对于例如膝上型计算机及蜂窝式电话等装置，线性调节器可能消散太多的热量。
DC/DC转换器通过暂时储存输入能量且接着将所述能量释放到处于不同电压的输出而将一个DC电压转换到另一个DC电压。所述储存可处于磁场储存组件(例如，电感器、变压器)或电场储存组件(即，电容器)或两者的组合中。举例来说，此转换方法相比于线性调节器在功率方面是更有效率的(通常75％到98％)。此效率对于增加电池操作的装置的运行时间是有益的。
在不同的DC/DC转换器拓扑之中，LLC(电感器电感器电容器)转换器因为其具有的高效率、平滑波形及高功率密度，近来已经吸引到大量关注。LLC转换器的高效率是归因于零电压切换(ZVS)的使用。ZVS减少切换损耗，这又提高LLC转换器的效率。
LLC转换器以谐振模式操作。在操作的谐振模式期间，具有固定工作循环(约50％)及可变周期的信号驱动功率开关。功率MOSFET(金属氧化物半导体场效晶体管)通常用作功率开关。LLC转换器的启动时间是十分关键的。启动时，LLC转换器的输出电容器通常被放电。当LLC转换器开始为经放电的输出电容器充电时，通过功率MOSFET汲取的瞬时电流或浪涌电流可能过大，且引起功率MOSFET停止运行。在LLC转换器的启动期间逐渐地为输出电容器充电可防止功率MOSFET变得不可操作。
发明内容
附图说明
图1为LLC转换器的实施例的示意图。
图2为施加到处于谐振模式的图1的LLC转换器的实施例的开关SW1及SW2的电压的时序图。
图3为作为切换频率FS的函数的LLC转换器的实施例的增益的曲线图。
图4为施加到处于PWM(脉冲宽度调制)模式的图1的LLC转换器的实施例的开关SW1及SW2的电压的时序图。
图5为说明在启动期间减少LLC转换器中的浪涌电流的方法的实施例的流程图。
图6为全波非中心分接整流电路的实施例的示意图。
具体实施方式
图式及描述大体上揭示LLC转换器的实例实施例。概括起来，LLC转换器包括切换电路、谐振电路、整流电路及负载。在启动期间，尤其在输出电容器被放电时，浪涌电流可通过切换电路中的功率开关汲取。为限制此浪涌电流，LLC转换器首先以PWM模式启动。驱动所述功率开关的信号为PWM(脉冲宽度调制)信号，其具有固定的周期及可变的工作循环。使用PWM信号来驱动功率开关逐渐地为输出电容器充电，从而保护所述功率开关免受浪涌电流。
当输出电压被充电到接近于输出电压设定点的预定电压(输出电容器此时充足电)时，驱动切换电路中的开关的信号将改变到具有可变周期及固定工作循环的谐振模式信号。如下文将更详细解释，以PWM模式启动LLC转换器且随后改变为谐振模式降低了LLC转换器中的电组件将被损坏的可能性。
图1为展示LLC转换器100的实施例的示意图。图1中的LLC谐振电路104包括电容器Cr、电感器Lr、电感器Lp及变压器Tr。电容器Cr、电感器Lr及电感器Lp串联连接。电感器Lr可由变压器Tr的泄漏电感形成，或一离散电感器可用作其一部分。变压器Tr的励磁电感Lm与和变压器Tr的初级绕组Pr并联放置的离散电感器的组合可用于形成电感器Lp。
电容器Cr的一个连接在节点N2处连接到电感器Lr的连接。电感器Lr的另一个连接在节点N3处连接到变压器Tr的初级绕组Pr的第一端及电感器Lp的第一连接。变压器Tr的初级绕组Pr的第二端及电感器Lp的第二连接连接到接地。
整流电路106在此实例中是全波中心分接整流电路；然而，可使用其它类型的整流，例如，全波非中心分接整流(图6)或半波整流。在整流电路106中，变压器Tr的次级绕组Sr的第一连接在节点N4处连接到二极管D1的阳极。变压器Tr的次级绕组Sr的第二连接在节点N5处连接到二极管D2的阳极。D1的阴极、D2的阴极及电容器C1的第一连接在Vout处连接。Vout为由LLC转换器100产生的输出电压。电容器C1的第二连接在节点N6处连接到变压器Tr的次级绕组Sr上的中心分接头。负载108中的电阻器RL连接在Vout及节点N6处。在此实施例中，电容器C1用作低通滤波器。然而，也可使用其它低通滤波器，例如π型网络(pi network)。
图6说明全波非中心分接整流电路的实施例。因为图6中展示的实施例不是中心分接的，所以对于全波整流，4个二极管D1、D2、D3及D4是必需的。
切换电路102在此实例中包括两个开关SW1及SW2。在此实例中，开关SW1及SW2为NFET。SW1的漏极连接到DC电压Vin。SW1的源极及SW2的漏极连接在节点N1处。信号S 1及S2驱动开关SW1及SW2。SW2的源极连接到接地。N1连接到切换电路102的输出。
开关SW1及SW2切换所处的频率FS由信号S1及S2控制(如图2中展示)。开关SW1在周期T期间接通的时间量(DT)由工作循环D确定(如图2中展示)。在此实例中，工作循环D具有约0.5的值。开关SW2接通的时间量也为D，但移位180度。开关SW1及SW2可使用晶体管来实施。在本发明的此实施例中，使用NFET(N型场效晶体管)。
图3为作为谐振频率FO的函数的LLC转换器100的实施例的增益的曲线图。当LLC转换器100在谐振频率FO附近操作时(这是通常的情况)，所有的负载(Q)曲线收敛。在此实例中，用于Q的等式展示在等式(1)中：
Q＝((Lr/Cr)1/2/n2*RL)
用于Q的等式(1)中的符号“n”表示变压器Tr的匝数比。负载(Q)曲线的收敛指示，可在没有显著的切换频率FS变化的情况下驱动较宽范围的负载。
在启动LLC转换器之前，输出电容器C1通常被放电，因为其已汲取。因为输出电容器C1通常被放电，所以启动条件可被视为暂时“短路”。归因于谐振模式控制的固有固定工作循环(约50％)特性，通过LLC转换器100的开关SW1及SW2汲取的浪涌电流可能过大。因此，开关SW1及SW2可能被损坏。
用于解决起动(in-rush)电流问题的常规解决方案是以最大频率起动LLC转换器，接着逐渐降低调制频率，直到输出电压接近设定点为止，其中控制环路接近且此后控制电压Vout。这个解决方案存在两个问题：第一，LLC转换器上允许的最大频率受限于硬件；第二，如图3中展示，当频率增加时，电压调制增益将变得平坦而不是下降到零，使得电压调制增益对于软启动来说不够低。因为这两个问题，输出电压将不会从零斜升；而是，其将跳变到某个值，且接着开始从所述值斜升。由于此初始电压跳变，起动电流将在SW1及SW2上引起较高的应力。
为避免此浪涌电流，需要渐进地增加流经开关SW1及SW2的电流。在LLC转换器100的此实施例中，为避免浪涌电流，首先以PWM模式启动LLC转换器100。
图4说明用于在启动期间控制浪涌电流的PWM信号的实例。PWM信号具有周期T及工作循环D。在此实例中，信号S1及S2的周期T是固定的，而工作循环D是可变的。工作循环D可从0到约50％变化。在LLC转换器100的实施例的启动期间，PWM信号S1及S2用于将负载108上的电压Vout从零缓慢地斜升到预定电压(接近电压Vout的设定点)。通过改变工作循环，可控制通过开关SW1及SW2汲取的电流量，以避免破坏性浪涌电流。尽管在PWM模式条件期间未满足ZVS(零电压切换)及ZCS(零电流切换)条件，但在开关SW1及SW2中消散的热量在此短持续时间内低于装置额定值。因此，可在启动期间避免对开关SW1及SW2的潜在损坏。
当输出电压Vout被充电到预定值时，LLC转换器100在此实例中改变到谐振模式。图2说明用于在此后控制电压Vout的谐振模式信号S1及S2的实例。在此实例中，方波控制信号S1及S2的周期T是可变的，而工作循环D是固定的。在本发明的实施例中，控制信号S1及S2的工作循环D为约50％，且信号S2与控制信号S1异相约180度。谐振模式控制信号S 1及S2继续使Vout上的电压增加，直到达到预定电压为止。在Vout上达到预定电压之后，谐振模式信号S1及S2通过改变其频率来调节电压Vout。
图5为说明在启动期间减少LLC转换器100中的浪涌电流的方法的实施例的流程图。在框502中，监视输出电压Vout。当电压Vout小于预定电压时，以PWM模式操作开关SW1及SW2。当电压Vout等于或大于所述预定电压时，开关SW1及SW2改变到谐振模式。
本文希望涵盖具有在实例实施例的上下文中描述的特征或步骤中的一者或一者以上的不同组合的实施例，所述实例实施例具有所有此类特征或步骤或仅具有一些此类特征或步骤。所属领域的技术人员将了解，许多其它实施例及变化在所主张的发明的范围内也是可能的。

Claims (11)

1.一种包含LLC DC/DC转换器的设备，所述LLC DC/DC转换器包括：
切换电路，其具有第一开关、第二开关、输入及输出，所述输入连接到DC直流电压；
谐振电路，其连接到所述切换电路的所述输出；及
整流电路，其连接到所述谐振电路；
其中所述第一开关在所述LLC转换器的启动期间可由具有固定周期及可变工作循环的第一PWM脉冲宽度调制信号控制；
其中所述第二开关在所述LLC转换器的启动期间可由具有固定周期及可变工作循环的第二PWM信号控制；
其中，当经配置以耦合到所述整流电路的负载上的电压等于或大于预定第一电压时，所述第一开关可由具有可变周期及固定工作循环的第一谐振模式信号控制；且其中，当所述负载上的所述电压等于或大于所述预定第一电压时，所述第二开关可由具有可变周期及固定工作循环的第二谐振模式信号控制。
2.根据权利要求1所述的设备，其中所述谐振电路包含：
第一电容器；
第一电感器，其连接到所述第一电容器；
第二电感器，其连接到所述第一电感器；及
变压器，其具有初级绕组及次级绕组；
其中所述初级绕组连接到所述第一及第二电感器；且
其中所述初级绕组及所述第二电感器并联连接。
3.根据权利要求2所述的设备，其中所述整流电路包含：
第一二极管，其具有阳极及阴极，所述第一二极管的所述阳极连接到所述次级绕组的第一连接；
第二二极管，其具有阳极及阴极，所述第二二极管的所述阳极连接到所述次级绕组的第二连接，及
第二电容器，其具有第一及第二连接，所述第二电容器的所述第一连接连接到所述第一二极管的所述阴极，且连接到所述第二二极管的所述阴极，所述第二电容器的所述第二连接连接到所述次级绕组的中心分接头。
4.根据权利要求2所述的设备，其中所述整流电路包含：
第一二极管，其具有阳极及阴极，所述第一二极管的所述阳极连接到所述次级绕组的第一连接；
第二二极管，其具有阳极及阴极，所述第二二极管的所述阴极连接到所述次级绕组的所述第一连接；
第三二极管，其具有阳极及阴极，所述第三二极管的所述阳极连接到所述次级绕组的第二连接，且所述第三二极管的所述阴极连接到所述第一二极管的所述阴极；
第四二极管，其具有阳极及阴极，所述第四二极管的所述阳极连接到所述第二二极管的所述阳极，且所述第四二极管的所述阴极连接到所述次级绕组的第二连接；及
第二电容器，其具有第一连接及第二连接，所述第二电容器的所述第一连接连接到所述第一二极管的所述阴极，且所述第二电容器的所述第二连接连接到所述第二二极管的所述阳极且连接到所述第四二极管的所述阳极。
5.根据权利要求2所述的设备，其中所述设备选自由PDA(个人数字助理)、蜂窝式电话及膝上型计算机组成的群组。
6.根据权利要求1所述的设备，其中所述第一PWM信号的所述固定周期约等于所述第二PWM信号的所述固定周期；所述第一PWM信号的所述可变工作循环具有值D；所述第二PWM信号的所述可变工作循环具有值D；且所述值D在0与0.5之间。
7.根据权利要求1所述的设备，其中所述第一谐振模式信号具有约50％的工作循环；所述第二谐振模式信号具有约50％的工作循环；且所述第二谐振模式信号与所述第一谐振模式信号异相约180度。
8.一种减少LLC转换器中的浪涌电流的方法，所述方法包含：
在所述LLC转换器的启动期间将具有固定周期及可变工作循环的第一PWM信号施加到第一开关；
在所述LLC转换器的启动期间将具有固定周期及可变工作循环的第二PWM信号施加到第二开关；
当经配置以耦合到整流电路的负载上的电压等于或高于预定第一电压时，将具有可变周期及固定工作循环的第一谐振模式信号施加到所述第一开关；及
当连接到所述转换器的所述负载上的所述电压等于或高于所述预定第一电压时，将具有可变周期及固定工作循环的第二谐振模式信号施加到所述第二开关。
9.根据权利要求8所述的方法，其中所述第一PWM信号、第二PWM信号、所述第一谐振模式信号及所述第二谐振模式信号为方波。
10.根据权利要求9所述的方法，其中所述第一PWM信号的所述固定周期约等于所述第二PWM信号的所述固定周期；所述第一PWM信号的所述可变工作循环具有值D；所述第二PWM信号的所述可变工作循环具有值D；且所述值D在0与0.5之间。
11.根据权利要求9所述的方法，其中所述第一谐振模式信号具有约50％的工作循环；所述第二谐振模式信号具有约50％的工作循环；且所述第二谐振模式信号与所述第一谐振模式信号异相约180度。
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