CN102782593B - 电子计时装置 - Google Patents

Abstract

由电动机驱动器进行电力回收的情况下，因寄生二极管的正向电压，回收效率有可能降低，并且在回收控制动作中时间性的浪费有可能多。因此，在输出驱动脉冲后的转子的自由振动产生的感应电流波形的峰值点附近，从与输出了上述驱动脉冲的电动机驱动器的端子不同的端子输出不会导致上述转子旋转的回收脉冲，进行不依赖寄生二极管的电力回收动作。而且，通过对电源电压调整回收脉冲的幅度和输出定时，实现与电源电压对应的最佳的电力回收。

Description

电子计时装置

技术领域

本发明涉及一种步进电动机的控制方法和具有步进电动机的电子计时装置，特别是涉及一种进行用来降低步进电动机的驱动电力的电力回收的控制方法和配备有该控制单元的电子计时装置（电子钟表）。

背景技术

目前，手表等电子计时装置具有用来进行指针驱动的步进电动机，通过根据从使用水晶振子等的振荡电路产生的标准信号而生成的驱动脉冲，使秒针等运行。此外，下面，将在电子计时装置中被步进电动机驱动的指针等部件统一称为显示体。

另外，近年，市场中还出售很多将太阳能电池等发电系统和能够充电的锂离子等二次电池组合而不需要废弃电池或更换电池的电子计时装置。

在这些电子计时装置中，为了实现小型薄型，能够搭载的电源有限，所以为了长时间进行稳定的动作，需要尽可能地降低由步进电动机等所消耗的电力。

因此，目前提案有一种配备有控制单元的电子计时装置，该控制单元通过回收用于驱动步进电动机的电力的一部分来减少消耗电力（例如，参照专利文献1）。以下，根据附图，利用专利文献1来说明现有技术的配备有电力回收控制单元的电子计时装置。

图8（a）是表示配备有专利文献1所展示的现有的电力回收控制单元的电子计时装置的构成的块图。11a是由振荡电路111、分频电路112、驱动脉冲输出电路113构成的电动机控制电路，将在振荡电路111中产生的标准信号在分频电路112中进行分频，然后生成各种定时信号（timing signal），驱动脉冲输出电路113接受该定时信号，输出驱动脉冲S 1。3是输入驱动脉冲S1、输出驱动脉冲S2的电动机驱动器，4是根据驱动脉冲S2来运行指针5的步进电动机。1a是由电动机控制电路11a和电动机驱动器3构成的计时电路，从由锂离子等二次电池构成的电源2得到动作能量。

图8（b）是表示上述电动机驱动器3的结构的等效电路图。21p是栅极输入控制信号Φp1、源极连接在电源2的正极侧、漏极侧连接在OUT1端子的PMOS晶体管，21n是栅极输入控制信号Φn1、源极连接在电源2的负极侧、漏极侧连接在OUT1端子的NMOS晶体管，在各个源漏极之间，连接有在MOS晶体管的构造上产生的寄生二极管23p与23n。另外，22p是栅极输入控制信号Φp2、源极连接在电源2的正极侧、漏极侧连接在OUT2端子的PMOS晶体管，22n是栅极输入控制信号Φn2、源极连接在电源2的负极侧、漏极侧连接在OUT2端子的NMOS晶体管，在各个源漏极之间，连接有在MOS晶体管的构造上产生的寄生二极管24p和24n。在OUT1端子与OUT2端子之间，串联连接有构成上述步进电动机4的绕组25和该绕组25的串联电阻成分26。此外，输入到MOS晶体管21p、21n、22p、22n的各栅极的控制信号Φp1、Φn1、Φp2、Φn2是构成上述驱动脉冲S1的信号。

在图8（c）中，表示上述控制信号Φp1、Φn1、Φp2、Φn2、OUT1端子、OUT2端子的信号波形和流经绕组25的电流波形的时间图。以下，根据该时间图，说明图8（b）所示的配备有现有技术的电力回收控制单元的电子计时装置的电动机驱动器3的动作。通常（时刻t0之前），控制信号Φp1、Φn1、Φp2、Φn2被保持在低电平，因此PMOS晶体管21p和22p导通，NMOS晶体管21n和22n断开。由此，OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）成为相同电位，因此流经绕组25的电流为零。

成为时刻t0时，控制信号Φp1和Φn1成为高电平，因此PMOS晶体管21p断开，NMOS晶体管21n导通。由此，OUT1端子成为低电平，OUT2端子成为高电平，因此电流流经绕组25。即，根据在绕组25中产生的磁场，构成上述步进电动机4的转子（未图示）旋转。在时刻t1控制信号Φp1和Φn1成为低电平时，OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）变成相同电位，因此断开向绕组25的通电。但是，产生转子惯性旋转所产生的感应电流。转子朝向规定的停止位置旋转，之后自动振动通过绕组25的转子产生的磁通变化，根据其变化的方向，流经绕组25的感应电流的方向也变化。

在时刻t2控制信号Φp1和Φp2成为高电平时，由于PMOS晶体管21p和22p断开，所以感应电流不流经绕组25。根据该电流的急剧的变化，在绕组25中产生大的反电动势。此时的反电动势比电源2高时，通过以连接绕组25和电源2的方式而设置的寄生二极管23p、23n、24p、24n，电流从绕组25流到电源2，由此电源2被充电。

接着，在时刻t3控制信号Φp1和Φn1成为低电平时，PMOS晶体管21p和22p导通，因此感应电流流经绕组25。根据该电流的急剧的变化，在绕组25中产生与时刻t2相反极性的反电动势。此时的反电动势比电源2高时，与时刻t2同样电源2被充电。连续继续这样的动作直至转子在绕组25中产生感应电力的期间、例如时刻t4，由此能够回收用来驱动上述步进电动机4的电力的一部分。

在时刻t4，控制信号Φp1、Φn1、Φp2、Φn2成为低电平，因此PMOS晶体管21p和22p导通，NMOS晶体管21n和22n断开。由此，OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）变成相同电位，并且转子的自动振动也停止，因此流经绕组25的电流为零。

接着，在时刻t5时，控制信号Φp2和Φn2成为高电平，因此PMOS晶体管22p和NMOS晶体管21n断开，PMOS晶体管21p和NMOS晶体管22n导通。由此，OUT1端子变成高电平，OUT2端子变成低电平，因此电流向与时刻t0相反的方向流经绕组25。以后，从时刻t6开始，与上述同样地进行电力回收动作。

另外，在用于电子计时装置的步进电动机中，有时进行检测转子是否正常旋转的旋转检测。如专利文献2所述，该旋转检测通过以下的方式来进行，在输出用来使转子旋转的输出即驱动脉冲后，检测转子惯性旋转所产生的感应电流的电流波形。在一定期间连续地检测出转子正常旋转的情况下，降低驱动脉冲的输出，削减消耗电力。在转子未旋转的情况下，输出用来使转子旋转的修正脉冲，使转子可靠地旋转，由此防止电子计时装置变慢，并且提高驱动脉冲的输出，在下一次以后的动作中，使转子可靠地旋转。

此时，驱动脉冲的输出程度用能够输出驱动脉冲的期间中的实际输出驱动脉冲的期间的比来表示，称作占空比。在电子计时装置中进行上述的控制的情况下，自动地选择并输出能够使转子正常地旋转的最低的占空比。

现有技术文献

专利文献1：日本专利第3653850号公报

专利文献2：日本特公平8-33457号公报

发明内容

发明要解决的课题

但是，上述专利文献1所述的技术，通过导通断开PMOS晶体管21p和22p而产生的绕组25的反电动势，除了电源2的电压，如果不产生上述寄生二极管23p和24n的两极份的正向电压（约1V）、或者通过24p与23n的两极份的正向电压（约1V）量的电压，那么就无法从绕组25对电源2充电，因此回收效率有可能非常低。另外，在绕组25中产生的反电动势比能够回收的程度低的情况下，也继续使上述PMOS晶体管21p和22p导通断开的动作，因此在时间方面也浪费很多。

另外，专利文献1的电力回收动作在于，在电动机的绕组中重叠电源电压，同时将惯性旋转的转子的动能作为电力回收，因此对于转子作为制动器（brake）工作。因此，进行电力回收动作时，由于电源电压被重叠，使用从绕组取出的电流值变化，另外，由于惯性旋转的转子产生的感应电流的电流波形变化，因此在旋转检测中有可能发生误检测。但是，在专利文献1中，完全没有考虑旋转检测。

本发明的目的在于解决上述问题，提供一种能够更有效且没有多余动作地进行电力回收的系统。

另外，本发明的其他的目的还在于，提供一种在旋转检测中不会发生误检测来进行电力回收的系统。

用于解决课题的方法

为了解决上述课题，本发明的配备有进行电力回收的控制单元的电子计时装置（电子钟表）采用以下所述的结构。

上述电子计时装置具有：电源；驱动显示体的步进电动机；驱动上述电动机的电动机驱动器；向上述电动机驱动器输出用来控制上述电动机的控制信号的电动机控制电路；向上述电动机驱动器输出用来驱动上述电动机的驱动脉冲的驱动脉冲输出电路；和回收脉冲输出电路，其在输出上述驱动脉冲后的上述电动机的转子的自由振动产生的感应电流的峰值点附近，输出上述转子不旋转程度的回收脉冲，其中，上述电动机控制电路切换并输出上述驱动脉冲和上述回收脉冲，在输出上述回收脉冲时，上述感应电流的电力再生到上述电源中。

由此，在由转子旋转引起的在绕组中产生的感应电力中，由于仅在能够回收的时刻进行回收控制，所以能够不浪费、迅速地回收电力。另外，由于不通过电动机驱动器的寄生二极管就能够回收，因此能够有效地回收电力。

另外，上述电子计时装置构成为具有：旋转检测脉冲输出电路，其将用于上述感应电流波形的检测的检测脉冲向上述步进电动机控制电路输出；旋转检测电路，其根据从上述旋转检测脉冲所检测出的上述感应电流波形，判定上述步进电动机有无旋转；和调整电路，为了防止上述旋转检测电路中的有无旋转的误判定，控制上述旋转检测脉冲输出电路和上述回收脉冲输出电路的动作。

由此，在旋转检测中能够不产生误检测地进行电力回收。其更详细的结构如以下所述。

上述旋转检测脉冲输出电路输出第一检测脉冲和第二检测脉冲，其中，第一检测脉冲用来检测与由上述驱动脉冲产生的电流波形相同极性的感应电流波形，第二检测脉冲在第一检测脉冲之后输出，用来检测与由上述驱动脉冲产生的电流波形相反极性的感应电流波形，上述调整电路进行控制，使得在上述第一检测脉冲的检测结束后上述回收脉冲输出电路输出上述回收脉冲，在经过规定期间后上述旋转检测脉冲输出电路开始上述第二检测脉冲的输出。

上述旋转检测脉冲输出电路输出预备检测脉冲和正式检测脉冲，其中，预备检测脉冲用来进行预备性地检测上述步进电动机有无旋转的预备检测，正式检测脉冲在上述预备检测后用来进行检测上述步进电动机有无旋转的正式检测，上述调整电路，在上述旋转检测单元根据上述预备检测检测出非旋转的情况下，禁止输出来自上述回收脉冲输出电路的回收脉冲。

上述旋转检测电路具有变更上述感应电流波形的检测灵敏度的灵敏度设定电路，上述调整电路，在从上述回收脉冲输出电路输出回收脉冲的情况下，进行控制使得上述灵敏度设定电路提高检测灵敏度。

另外，上述调整电路，在上述驱动脉冲的占空比与根据上述电源的电源电压而事先设定的稳定占空比相等的情况下，进行控制使得上述旋转检测脉冲输出电路输出上述回收脉冲。

由此，在变化的电源电压的幅度大的区域中能够实现有效的电力回收，同时能够减少输出回收脉冲产生的不良影响。

进而，本发明也可以包括以下列举的结构。它们如下所述。

具有检测上述电源的电压的电源电压检测电路，根据该电源电压检测电路的检测结果，上述回收脉冲输出电路控制上述回收脉冲的脉宽。

另外，也可以是根据上述电源电压检测电路的检测结果，上述回收脉冲输出电路控制上述回收脉冲的输出时刻的结构。

发明效果

根据上述的本发明，能够提供一种系统，在配备有进行步进电动机的电力回收的控制单元的电子计时装置中，能够更加有效地、且没有多余动作地进行电力回收。另外，还能提供一种能够在旋转检测中不会发生误检测地进行电力回收的系统。

附图说明

图1是表示配备有本发明的第一实施方式的电力回收控制单元的电子计时装置的结构的块图。

图2（a）是表示本发明的第一实施方式的动作的时间图。

图2（b）是表示在本发明的第一实施方式中，回收脉冲的输出定时从峰值附近大幅偏离的情况下的动作的时间图。

图3（a）是表示本发明的第一实施方式的电动机驱动器的状态的等效电路图，表示t10以前的状态。

图3（b）是表示本发明的第一实施方式的电动机驱动器的状态的等效电路图，表示t10－t11之间的状态。

图3（c）是表示本发明的第一实施方式的电动机驱动器的状态的等效电路图，表示马上要到t12的状态。

图3（d）是表示本发明的第一实施方式的电动机驱动器的状态的等效电路图，表示t12－t13之间的状态。

图3（e）是表示本发明的第一实施方式的电动机驱动器的状态的等效电路图，表示图2（b）的马上要到t18的状态。

图3（f）是表示本发明的第一实施方式的电动机驱动器的状态的等效电路图，表示图2（b）的t18－t19之间的状态。

图4是表示配备有本发明的第二实施方式的电力回收控制单元的电子计时装置的结构的块图。

图5是表示本发明的第二实施方式的动作的时间图。

图6是表示配备有本发明的第三实施方式的电力回收控制单元的电子计时装置的结构的块图。

图7是表示本发明的第三实施方式的动作的时间图。

图8（a）是表示配备有现有的电力回收控制单元的电子计时装置的结构的块图。

图8（b）是表示现有的电动机驱动器的结构的等效电路图。

图8（c）是表示配备有现有的电力回收控制单元的电子计时装置的动作的时间图。

图9是表示在比较例中，在转子为非旋转的情况下，在步进电动机中产生的电流波形和施加在步进电动机的绕组两端的端子上的脉冲的时间图。

图10是表示在第四实施方式中，在转子为非旋转的情况下，在步进电动机中产生的电流波形和施加在步进电动机的绕组两端的端子上的脉冲的时间图。

图11是表示在第五实施方式中，在转子旋转的情况下，在步进电动机中产生的电流波形和施加在步进电动机的绕组两端的端子上的脉冲的时间图。

图12是表示在第五实施方式中，在转子为非旋转的情况下，在步进电动机中产生的电流波形和施加在步进电动机的绕组两端的端子上的脉冲的时间图。

图13是表示在第五实施方式中，虽然在预备检测中预测出转子为旋转，但是在正式检测中检测出转子为非旋转情况下的在步进电动机中产生的电流波形和施加在步进电动机的绕组两端的端子上的脉冲的时间图。

图14是表示在第五实施方式中，虽然在预备检测中预测出转子为非旋转，但是在正式检测中检测出转子为旋转情况下的在步进电动机中产生的电流波形和施加在步进电动机的绕组两端的端子上的脉冲的时间图。

图15是表示在第6实施方式中，在转子旋转的情况下，在步进电动机中产生的电流波形和施加在步进电动机的绕组两端的端子上的脉冲的时间图。

图16是表示通过切换检测电阻来改变阈值电压的灵敏度设定电路的例子的图。

图17是在驱动脉冲的占空比为稳定占空比的情况下输出回收脉冲的控制的流程图。

具体实施方式

以下，根据附图详细阐述本发明的实施方式。图1是表示配备有本发明的电力回收控制单元的电子计时装置的第一实施方式的结构的块图。图2（a）～（b）是表示本发明的第一实施方式的动作的时间图。图3（a）～（f）是表示本发明的第一实施方式中的电动机驱动器的动作状态的说明图。图4是表示配备有本发明的电力回收控制单元的电子计时装置的第二实施方式的结构的块图。图5是表示本发明的第二实施方式的动作时间图。图6是表示配备有本发明的电力回收控制单元的电子计时装置的第三实施方式的结构的块图。图7是表示本发明的第三实施方式的动作的时间图。

根据图1来说明配备有本发明的电力回收控制单元的电子计时装置的第一实施方式。此外，与现有例的图8（a）相同的部分标注相同的符号并省略其说明。

在图1中，114是接受在分频电路112中生成的各种定时信号（timing signal），并输出回收脉冲S3的回收脉冲电路。6是输入来自上述驱动脉冲输出电路113的驱动脉冲S1和上述回收脉冲S3，选择任意一个向上述电动机驱动器3输出的选择器。即，驱动脉冲S1和回收脉冲S3被选择器切换输出。

接着，根据图2（a）、图3（a）～（d），说明本发明的第一实施方式的动作。

在图2（a）中，通常（时刻t10之前），OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）成为相同电位，因此上述电动机驱动器3变成图3（a）所示的等效电路状态。即，上述PMOS晶体管21p和22p均导通，因此分别用低电阻210p、220p表示。另外，上述NMOS晶体管21n和22n均断开，因此分别用上述寄生二极管23n和24n表示。在该情况下，OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）变成相同电位，因此流经绕组25的电流为零。

成为时刻t10时，来自上述驱动脉冲输出电路113的驱动脉冲S 1，被选择器6选择为驱动脉冲从电动机驱动器3输出，OUT1端子变成低电平，OUT2端子变成高电平，因此电流流经绕组25，上述步进电动机4旋转，指针5前进一步。此时，上述电动机驱动器3变成图3（b）所示的等效电路状态。即，上述PMOS晶体管22p和上述NMOS晶体管21n均导通，因此分别用低电阻220p、210n表示。另外，上述PMOS晶体管21p和上述NMOS晶体管22n均断开，因此分别用上述寄生二极管23p和24n表示。流经电动机驱动器3的电流31从上述电源2按照低电阻220p→OUT2端子→串联电阻成分26→绕组25→OUT1端子→低电阻210n的方向流动，是消耗的方向。

成为时刻t11时，上述驱动脉冲S1停止，OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）变成相同电位，因此断开对绕组25的通电。但是，转子惯性旋转产生感应电流。

在马上要到该感应电流变成峰值附近的时刻t12时，上述电动机驱动器3变成图3（c）所示的等效电路状态。即，上述PMOS晶体管21p和22p均导通，因此分别用低电阻210p、220p表示。另外，上述NMOS晶体管21n和22n均断开，因此分别用上述寄生二极管23n和24n表示。流经电动机驱动器3的电流32是从绕组25按照OUT1端子→低电阻210p→低电阻220p→OUT2端子→串联电阻成分26的方向流动，是转子的自由振动产生的感应电流。

成为时刻t12时，上述感应电流变成峰值附近，成为能够最有效地回收电力的状态。此处，来自上述回收脉冲输出电路114的回收脉冲S3，被选择器6选择为回收脉冲从电动机驱动器3输出，与用来使上述步进电动机4旋转的从时刻t10至t11的驱动脉冲相反，OUT1端子变成高电平，OUT2端子变成低电平。此时，上述电动机驱动器3变成图3（d）所示的等效电路状态。即，上述PMOS晶体管21p和上述NMOS晶体管22n均导通，因此分别用低电阻210p、220n表示。另外，上述PMOS晶体管22p和上述NMOS晶体管21n均断开，因此分别用上述寄生二极管24p和23n表示。

此时，产生电动势的绕组25和电源2成为经由串联电阻成分26、低电阻210p和低电阻220n而并联连接的结构。即，在上述电动机驱动器3中流动由电流33和电流34合成的电流，上述电流33从上述绕组25按照OUT1端子→低电阻210p→电源2→低电阻220n→OUT2端子→串联电阻成分26的方向流动，上述电流34从上述电源2按照低电阻210p→OUT1端子→绕组25→串联电阻成分26→OUT2端子→低电阻220n的方向流动，但是上述感应电流在峰值附近非常多，因此电流33成为主导。上述电流33是对电源2充电、即回收电力的方向。

成为时刻t13时，上述回收脉冲S3停止，OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）变成相同电位，因此断开向绕组25的通电。但是，转子惯性旋转所产生的感应电流还略有残留，因此上述电动机驱动器3返回图3（c）所示的等效电路状态，电力回收动作结束。

此外，根据申请人的实验测定，认为从时刻t12至t13的回收脉冲的时间幅度未满1ms左右为优选。这是因为，在为1ms以上时，上述步进电动机4有可能旋转，而且在绕组25中产生的能够回收的感应电力减少，相对于图3（d）中的回收电力的方向的电流33，消耗电力的方向的电流34变成主导。

另外，从时刻t14至t15，与上述时刻t10至t11的驱动脉冲相反，OUT1端子变成高电平，OUT2端子变成低电平，因此电流按照与上述驱动脉冲相反的方向流经绕组25，上述步进电动机4旋转，指针5前进一步。从时刻t16至t17，与上述从t12至t13的回收脉冲相反，OUT1端子变成低电平，OUT2端子变成高电平。即，由于仅是上述从时刻t10至t13的驱动脉冲输出控制和回收脉冲输出控制的极性变为相反，所以省略详细的说明。

根据图2（b）和图3（e）～（f），对上述回收脉冲从转子惯性旋转所产生的感应电流的峰值附近大幅偏离的情况下的动作进行说明。

在图2（b）中，在从时刻t10至t11的驱动脉冲输出后，在即将要到转子惯性旋转产生感应电流的时刻t18时，上述电动机驱动器3变成图3（e）所示的等效电路状态。此时，流经电动机驱动器3的电流35从绕组25变成串联电阻成分26→OUT2端子→低电阻220p→低电阻210p→OUT1端子的方向、即与上述电流32相反的方向。

成为时刻t18时，来自上述回收脉冲输出电路114的回收脉冲S3，被选择器6选择为回收脉冲从电动机驱动器3输出，与用来使上述步进电动机4旋转的时刻t10至t11的驱动脉冲相反，OUT1端子变成高电平，OUT2端子变成低电平。此时，上述电动机驱动器3变成图3（f）所示的等效电路状态。

此时，产生电动势的绕组25与电源2成为经由低电阻210p、低电阻220n和串联电阻成分26而串联连接的结构。即，在上述电动机驱动器3中流动由电流36和电流37合成的电流，上述电流36从上述绕组25按照串联电阻成分26→OUT2端子→低电阻220n→电源2→低电阻210p→OUT1端子的方向流动，上述电流37从上述电源2按照低电阻210p→OUT1端子→绕组25→串联电阻成分26→OUT2端子→低电阻220n的方向流动，上述电源2未被充电，直到回收脉冲被输出的时刻t19为止，变成消耗电力的方向。

因此，由图2（a）的时刻t12至t13所示可知，上述回收脉冲优选在感应电流的峰值附近输出。

下面，根据图4、图5说明配备有本发明的电力回收控制单元的电子计时装置的第二实施方式。

在图4中，7是检测上述电源2的电压的电源电压检测电路，将其结果向上述回收脉冲输出电路114输出。

接着，根据图5说明本发明的第二实施方式的动作。

在图5中，通常（时刻t20之前），OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）变成相同电位，因此流经绕组25的电流为零。

成为时刻t20时，根据电源电压检测电路7的结果，来自与电源电压41的电平对应的上述驱动脉冲输出电路113的驱动脉冲S1，被选择器6选择为驱动脉冲输出到电动机驱动器3，OUT1端子变成低电平，OUT2端子变成高电平，因此电流流经绕组25，上述步进电动机4旋转，指针5前进一步。

成为时刻t21时，上述驱动脉冲S1停止，OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）变成相同电位，因此断开向绕组25的通电。但是，转子惯性旋转，由此产生感应电流。

但是，该感应电流根据电源电压其幅度和大小不同。例如，在电压高的电源电压41的电平的情况下，转子的自由振动增强，感应电流的峰值附近的幅度变大。即，由于能够回收电力的时间增多，所以与此配合地上述回收脉冲输出电路114受到控制，幅度大的回收脉冲S3被选择器6选择为回收脉冲输出到电动机驱动器3（从时刻t22至时刻t23）。

另外，该感应电流根据电源电压而产生峰值的时间不同。例如，在电压高的电源电压41的电平的情况下，转子的自由振动增强，感应电流的峰值接近驱动脉冲（时刻t20至t21），所以与此配合地上述回收脉冲输出电路114受到控制，在恰当的时刻回收脉冲S3被选择器6选择为回收脉冲输出到电动机驱动器3。

成为时刻t28时，发生例如使上述步进电动机4旋转而引起的电源电压下降、或者使用其他的时钟功能而引起的电源电压下降，产生电源电压42的电平状态。

成为时刻t24时，根据电源电压检测电路7的结果，来自与电源电压42的电平对应的上述驱动脉冲输出电路113的驱动脉冲S1，被选择器6选择为驱动脉冲输出到电动机驱动器3，OUT1端子变成高电平，OUT2端子变成低电平，因此电流流经绕组25，上述步进电动机4旋转，指针5前进一步。

成为时刻t25时，上述驱动脉冲S1停止，OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）变成相同电位，因此断开向绕组25的通电。但是，转子惯性旋转，由此产生感应电流。

在电压低的电源电压42的电平的情况下，转子的自由振动减弱，感应电流的峰值附近的幅度变窄。即，能够回收电力的时间减少，所以与此配合地上述回收脉冲输出电路114受到控制，幅度窄的回收脉冲S3被选择器6选择为回收脉冲输出到电动机驱动器3（从时刻t26至时刻t27）。

另外，在电压低的电源电压42的电平的情况下，转子的自由振动减弱，感应电流的峰值远离驱动脉冲（从时刻t24至t25），所以与此配合地上述回收脉冲输出电路114受到控制，在恰当的时刻回收脉冲S3被选择器6选择为回收脉冲输出到电动机驱动器3。

接着，根据图6、图7，说明配备有本发明的电力回收控制单元的电子计时装置的第三实施方式。

在图6中，115是输出用来判别上述步进电动机4的旋转/非旋转的旋转检测脉冲S4的旋转检测脉冲输出电路。9是第一电流波形检测电路，其由电动机驱动器3检测（第一检测模式）步进电动机4旋转所产生的感应电流之中与驱动脉冲引起的电流相同极性的感应电流，10是第二电流波形检测电路，其由电动机驱动器3检测（第二检测模式）步进电动机4旋转所产生的感应电流之中与驱动脉冲引起的电流相反极性的感应电流。8是旋转检测电路，其接受上述第一电流波形检测电路9和上述第二电流波形检测电路10的检测信号，判别上述步进电动机4的旋转/非旋转，将该结果向上述回收脉冲输出电路114输出。

此外，关于根据上述第一检测模式和第二检测模式来判别步进电动机的旋转/非旋转的方法，本申请人在上述的专利文献2中进行了展示，因此省略详细的说明。

下面，根据图7说明本发明的第三实施方式的动作。

在图7中，通常（时刻t30之前），OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）变成相同电位，因此流经绕组25的电流变为零。

成为时刻t30时，基于电源电压检测电路7的结果，来自与电源电压43的电平对应的上述驱动脉冲输出电路113的驱动脉冲S1，被选择器6选择为驱动脉冲输出到电动机驱动器3，OUT1端子变成低电平，OUT2变成高电平，因此电流流经绕组25，上述步进电动机4旋转，指针5前进一步。

成为时刻t31时，上述驱动脉冲S1停止，OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）变成相同电位，因此断开向绕组25的通电。但是，转子惯性旋转，由此产生感应电流。

成为时刻t32时，用来判别上述步进电动机4的旋转/非旋转的旋转检测脉冲S4被选择器6选择为旋转检测脉冲而输出到电动机驱动器3。其结果是，与上述驱动脉冲相同极性的感应电流被上述第一电流波形检测电路所配备的检测电阻（未图示）转换电压，OUT2端子变成低电平，由此成为旋转检测信号。成为时刻t33时，上述旋转检测脉冲停止，OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）变成相同电位。按照预先设定的规定次数重复上述动作，结束第一电流波形检测电路的检测。

在该检测结束后紧接着的时刻t34，来自上述回收脉冲输出电路114的回收脉冲S3被选择器6选择为回收脉冲而从电动机驱动器3输出，变成与用来使上述步进电动机4旋转的时刻t30至t31的驱动脉冲相反，OUT1端子变成高电平，OUT2端子变成低电平。由此，进行电力回收。

成为时刻t35时，上述回收脉冲S3停止，OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）变成相同电位，因此电力回收动作结束。

而且，成为时刻t36时，用来判别上述步进电动机4的旋转/非旋转的旋转检测脉冲S4被选择器6选择为旋转检测脉冲输出到电动机驱动器3。其结果是，与上述驱动脉冲相反极性的感应电流被上述第二电流波形检测电流所配备的检测电阻（未图示）转换电压，OUT1端子变成低电平，由此成为旋转检测信号。成为时刻t37时，上述旋转检测脉冲停止，OUT1端子和OUT2端子均在GND（＋）变成相同电位。按照预先确定的规定次数重复上述动作，结束第二电流波形检测电路的检测。

如上所述，根据本实施方式，不会影响步进电动机的旋转检测，采用简单的结构就能有效且没有多余动作地进行电力回收，能够实现降低了消耗电力的电子计时装置。

此外，从上述旋转检测脉冲输出电路115和回收脉冲输出电路114所输出的脉冲的定时（timing）被调整电路12控制。即，为了防止旋转检测电路8中的有无旋转的误判定，调整电路12控制旋转检测脉冲输出电路115和回收脉冲输出电路114的动作。在本实施方式中，调整电路12控制从旋转检测脉冲电路115和回收脉冲输出电路114输出的脉冲的定时（timing），但是如后面所说明的实施方式的电子计时装置所进行的那样，既可以控制各脉冲的有无，也可以控制旋转检测电路8中的检测的阈值（在图6中用虚线箭头表示）。

另外，调整电路12未必需要与旋转检测脉冲输出电路115、回收脉冲输出电路114和旋转检测电路8独立地设置，也可以设置于各个电路中，以使旋转检测脉冲输出电路115、回收脉冲输出电路114和旋转检测电路8相互进行通信并进行控制。

接着，在以下所说明的实施方式中，以在旋转检测脉冲的输出定时可变的情况下在旋转检测中不发生误检测来进行电力回收为例进行说明。

首先，使用图9、图10说明本发明的第四实施方式。此外，配备有本实施方式的电力回收单元的电子计时装置的结构与之前所说明的第三实施方式相同，因此引用图6作为表示本实施方式的电子计时装置的结构的块图。

首先，在说明本实施方式中的电子计时装置的动作之前，使用图9以通过进行电力回收而在旋转检测中产生误检测的情况作为比较例进行说明。图9是在比较例中在转子为非旋转的情况下表示在步进电动机4中产生的电流波形和施加在步进电动机4的绕组的两端的端子的脉冲的时间图。图中（a）表示在绕组中产生的感应电流的电流波形，（b）表示绕组的一个端子OUT1中的电位，（c）表示绕组的另一个端子OUT2中的电位。

首先，每整秒输出用来使步进电动机4的转子旋转的驱动脉冲SP，由此产生电流波形c1。在本例中，使转子未达到旋转。此外，驱动脉冲SP是梳齿状的波形的原因在于，由于驱动脉冲SP的占空比是比最大值小的值，因此相对于驱动脉冲SP的输出期间，实际上输出驱动脉冲SP的期间缩短。电流波形c1的形状相对于驱动脉冲SP的形状是锯齿状。

之后，在从每整秒经过5ms后，开始用于旋转检测的第一检测模式，每1ms在端子OUT2上施加旋转检测脉冲。该旋转检测脉冲检测在端子OUT2一侧变成低电平的方向产生有感应电流，在端子OUT2一侧所检测出的电压值比阈值电压Vth小（即，所检测出的电压值的绝对值比阈值电压Vth的绝对值大）的情况下，判定检测成功。而且，在第一检测模式下，如果两次检测成功，那么就进入接着说明的第二检测模式。在本例中，在从每整秒经过5ms和6ms的时刻，电流波形c5为正，因此在旋转检测脉冲V5和V6中检测成功。

之后，进入第二检测模式，每1ms在端子OUT1施加旋转检测脉冲。该旋转检测脉冲是检测出在端子OUT1一侧变成低电平的方向上产生感应电流的脉冲，在端子OUT1一侧所检测出的电压值比阈值电压Vth小（即，所检测出的电压值的绝对值比阈值电压Vth的绝对值大）的情况下，判定检测成功。而且，作为第二检测模式在预先确定的期间（在本例中为6ms）内，如果检测成功，那么判定转子旋转。在本例中，旋转检测脉冲V7是第二检测模式的检测脉冲，在从每整秒经过7ms的时刻的电流波形c6为负，因此判断为在旋转检测脉冲V7中检测成功。

另外，图中RP是回收脉冲。

此处，由该图（a）很容易了解，如果未输出回收脉冲RP，那么电流波形就变成电流波形c5和c7平缓地连续的波形，因此不会变为负，不会在第二检测模式下判定检测成功，所以能够正确地检测出转子为非旋转。但是，在施加回收脉冲RP的时刻，在步进电动机4的绕组中重叠电源电压，因此产生值为负的电流波形c6，因此判定为在旋转检测脉冲V7中检测成功。其结果是，尽管转子是非旋转，但是也误判定为旋转，电子计时装置最终变慢。

图10是表示在考虑了上述情况的本实施方式中，在转子为非旋转的情况下在步进电动机4中产生的电流波形和施加在步进电动机4的绕组的两端的端子上的脉冲的时间图。

首先，在每整秒向端子OUT1输出驱动脉冲SP，由此产生电流波形c1。然后，在从每整秒经过5ms的时刻开始第一检测模式，输出旋转检测脉冲V5、V6。这两个脉冲根据电流波形c5被判定为检测成功。由于两次检测成功而进入第二检测模式这一点与之前的比较例相同。

在本实施方式的电子计时装置中，在第一检测模式的检测成功后马上输出回收脉冲RP，并且为了防止回收脉冲RP的第二检测模式下的误检测，在一定期间禁止第二检测模式下的旋转检测脉冲的输出。换言之，本实施方式的电子计时装置，在用来检测与驱动脉冲SP的电流波形相同极性的感应电流波形的第一检测脉冲（=第一检测模式下的旋转检测脉冲）的检测结束后，输出回收脉冲RP，在经过规定期间后，开始输出用来检测与驱动脉冲SP的电流波形相反极性的感应电流波形的第二检测脉冲（=第二检测模式下的旋转检测脉冲）。

由此，除去回收脉冲RP的影响，防止误判定。在本例中，从输出回收脉冲RP后的1ms期间，禁止第二检测模式下的旋转检测脉冲的输出。因此，第二检测模式下的旋转检测脉冲从每整秒经过7ms时不输出，从每整秒经过8ms的时刻开始输出（图中V8、V9、V10、V11、V12和V13）。这些旋转检测脉冲，由于电流波形c7为正而均检测失败，在作为第二检测模式的期间的6ms内检测未成功，因此正确地判定转子为非旋转。

接着，使用图11、图12说明本发明的第五实施方式。此外，对于配备有本实施方式的电力回收单元的电子计时装置的结构，与之前所说明的第三实施方式相同，因此还引用图6作为表示本实施方式的电子计时装置的结构的块图。

图11是表示在本实施方式中在转子旋转的情况下在步进电动机4中产生的电流波形和施加在步进电动机4的绕组的两端的端子上的脉冲的时间图。

首先，在每整秒向端子OUT1输出驱动脉冲SP，由此产生电流波形c1。

而且，在本实施方式中，在从每整秒经过5ms时，输出第一检测模式的旋转检测脉冲V5。该旋转检测脉冲V5与之前的第四实施方式中的第一检测模式不同，是检测在端子OUT2一侧变成低电平的方向产生有感应电流的脉冲，在端子OUT2一侧检测出的电压值比阈值电压Vth小（即，所检测出的电压值的绝对值比阈值电压Vth的绝对值大）的情况下，判定为是旋转的可能性高。在转子正常旋转的情况下，在驱动脉冲SP的电流波形c1之后，立即产生电流值为负的电流波形c2，因此上述检测用来检测该电流波形c2，如果检测出该电流波形c2，那么转子旋转的可能性大。换言之，本实施方式的第一检测模式是输出用来进行预备性地检测转子有无旋转的预备检测的预备检测脉冲的模式。本实施方式的电子计时装置构成为，根据该第一检测模式的检测，容易地判定旋转是否成功，在旋转的可能性小的情况下、即在没有检测出电流波形c2的情况下，为了防止误检测而禁止回收脉冲RP的输出。即，根据预备检测模式下的预备检测，在旋转检测电路8（参照图6）检测出转子为非旋转的情况下，调整电路12（参照图6）禁止输出来自回收脉冲输出电路114（参照图6）的回收脉冲RP。在本例中，旋转检测脉冲V5根据电流波形c2判定成为旋转的可能性大，并不禁止回收脉冲RP的输出。

接着，在从每整秒经过6ms的时刻开始第二检测模式，输出旋转检测脉冲V6、V7。该第二检测模式与之前的第四实施方式中的第一检测模式相同，检测在端子OUT1一侧变成低电平的方向产生有感应电流。在本例中，根据电流波形c3判定旋转检测脉冲V6、V7的检测成功。因为两次检测成功，因此进入接着的第三检测模式。

另一方面，由于第一检测模式的检测成功，因此输出回收脉冲RP，进行电力回收。回收脉冲RP的输出定时以回收效率提高的方式选择，例如，以成为电流波形c3的峰值位置附近的方式预先确定。此外，回收脉冲RP的输出定时也可以在第二检测模式的检测刚成功之后。

而且，在本例中，从每整秒经过8ms的时刻开始第三检测模式。该第三检测模式与之前的第四实施方式中的第二检测模式相同，检测出在端子OUT1一侧变成低电平的方向产生有感应电流。在本例中，由于旋转检测脉冲V8是检测电流值仍然为正的电流波形c3的脉冲，因此虽然检测失败，但是由于接着的旋转检测脉冲V9是检测电流值为负的电流波形c4的脉冲，因此检测成功。而且，由于在第三检测模式下检测成功，因此正确地判定转子在旋转。如以上所说明的那样，在本实施方式中，第二检测模式和第三检测模式是在预备检测后进一步检测转子有无旋转的模式。换言之，本实施方式的第二检测模式和第三检测模式是输出在预备检测后用来进行检测转子的有无旋转的正式检测的正式检测脉冲的模式。在第二检测模式和第三检测模式下所输出的旋转检测脉冲，在该情况下是旋转检测脉冲V6至V9，相当于正式检测脉冲。

图12是表示在本实施方式中在转子为非旋转的情况下在步进电动机4中产生的电流波形和施加在步进电动机4的绕组的两端的端子上的脉冲的时间图。

在该情况下，如该图所示，从驱动脉冲SP的电流波形c1之后立即出现电流值为正的电流波形c5，不出现图11所示的电流值为负的电流波形。因此，第一检测模式下的旋转检测脉冲V5的检测失败，禁止回收脉冲RP的输出。

在接着的第二检测模式下，旋转检测脉冲V6、V7由于检测出电流值为正的电流波形c5，因此均检测成功。而且，由于两次检测成功，所以进入接着的第三检测模式。另一方面，由于第一检测模式的检测失败，因此回收脉冲RP未被输出。

因此，在第三检测模式下，不因回收脉冲RP的影响而发生误检测。而且，第三检测模式下的旋转检测脉冲V8至V13，由于电流波形c5的电流值为正，因此检测均失败，结果是正确地判定转子为非旋转。

此外，本实施方式中的预备检测预备性地检测转子的有无旋转，即，预测转子的旋转和非旋转的可能性大，实际的转子的旋转和非旋转的确定性的判定必须依赖正式检测。即，尽管在预备检测中预测了转子的旋转的可能性大，但是有在正式检测中检测出转子是非旋转的情况，或者，尽管在预备检测中预测了转子是非旋转的可能性大，但是有在正式检测中检测出转子旋转的情况。

图13是表示在本实施方式中虽然在预备检测中预测了转子旋转，但是在正式检测中检测出转子为非旋转情况下的步进电动机中产生的电流波形和施加在步进电动机的绕组的两端的端子上的脉冲的时间图。

该图（a）中所示的电流波形是，在电源电压下降、因外力的作用和姿势的变化等的影响而在指针运行中产生误差、驱动力略微下降等的情况下所产生的电流波形。在该情况下，如该图所示，在驱动脉冲SP的电流波形c1之后，立即出现电流值为负的电流波形c2。因此，第一检测模式下的旋转检测脉冲V5的检测被判断为成功。因此，在该情况下，在预备检测中判断转子旋转的可能性大，不禁止回收脉冲RP的输出。

在接着的第二检测模式下，旋转检测脉冲V6、V7由于检测出电流值为正的电流波形c5，因此均检测成功。而且，由于两次检测成功，因此进入接着的第三检测模式，并且，回收脉冲RP在被预测为电流波形c3的峰值位置附近的定时或者第二检测模式的检测成功之后立即被输出，进行电力的回收。

但是，在第三检测模式下所输出的旋转检测脉冲V8至V13中，电流波形c5的电流值为正，因此检测均失败。而且，由于在作为第三检测模式期间的6ms内检测未成功，因此正确地判定转子为非旋转。即，在正式检测中，正确地判定转子为非旋转。

此时，尽管转子实际上是非旋转，也输出回收脉冲RP。但是，如本例那样，在产生电流波形c2的情况下，接着的电流波形c5中的电流波形的电流值高，而且回收脉冲RP是转子不旋转的程度的弱脉冲，因此如图所示，在第三检测模式下电流波形的电流值不变为负。因此，在正式检测中正确地判定转子为非旋转。

图14是表示在本实施方式中虽然在预备检测中预测了转子为非旋转，但是在正式检测中检测出转子为旋转情况下的步进电动机中产生的电流波形和与施加在步进电动机的绕组的两端的端子上的脉冲的时间图。

该图（a）所示的电流波形例如在驱动日历机构等暂时产生大的负荷的情况下发生。在暂时产生大的负荷的情况下，驱动脉冲的占空比不是能够使转子正常旋转的最低的占空比，而是暂时成为高的占空比。然后，在结束日历机构等的驱动后，保持一会该高的占空比。在这样情况下，如该图所示在驱动脉冲SP的电流波形c1之后，不会立即出现电流值变为负的电流波形。因此，第一检测模式下的旋转检测脉冲V5的检测失败，在预备检测中判断转子为非旋转的可能性大，禁止回收脉冲RP的输出。

在接着的第二检测模式下，旋转检测脉冲V6、V7由于检测出电流值为正的电流波形c3，因此均检测成功。而且，由于两次检测成功，因此进入接着的第三检测模式。此时，由于回收脉冲RP的输出被禁止，因此，未被输出。

然后，在接着的第三检测模式下所输出的旋转检测脉冲V8中，检测电流值为负的电流波形c4，因此判断检测成功。在第三检测模式下检测成功，因此在该情况下正确地判断转子旋转。即，在正式检测中，正确地判定转子旋转。

此时，尽管转子实际上为旋转，但是未输出回收脉冲RP，因此不能再生电力。但是，如本例那样，在驱动脉冲SP的占空比高的状态下，如果在一定期间连续、正确地检测转子旋转，那么驱动脉冲SP的占空比就会下降。其结果是，转子的驱动所需的电力减少，另外电流波形也变成图11（a）所示，因此能够进行电力的再生。即，最终实现低消耗电力化。

接着，使用图15、图16说明本发明的第6实施方式。此外，对于配备有本实施方式的电力回收单元的电子计时装置的结构，与之前所说明的第三实施方式相同，因此还引用图6作为表示本实施方式的电子计时装置的结构的块图。

图15是表示在本实施方式中在转子旋转的情况下在步进电动机4中产生的电流波形和施加在步进电动机4的绕组的两端的端子上的脉冲的时间图。

首先，在每整秒向端子OUT1输出驱动脉冲SP，由此产生电流波形c1。

而且，在本实施方式中，在从每整秒经过5ms时，输出第一检测模式下的旋转检测脉冲V5。该第一检测模式与之前的第四实施方式中的第一检测模式相同，检测在端子OUT1一侧变成低电平的方向产生感应电流。此时，与在端子OUT2一侧所检测出的电压值比较的阈值电压Vth1，是与之前的第四实施方式中的第一检测模式下的阈值电压Vth同样的值。在本例中，在从每整秒经过5ms和6ms的时刻的旋转检测脉冲V5和V6中，由于电流波形c2的电流值为负，所以检测失败，但是接着的旋转检测脉冲V7和V8的检测，由于电流波形c3的电流值为正，因此被判定成功。而且，由于在第一检测模式下两次检测成功，所以进入第二检测模式。

另一方面，对于回收脉冲RP，在本实施方式中，在第一检测模式的检测刚成功之后，在本例中在旋转检测脉冲V8刚刚输出后被输出。此外，为了提高回收效率，也可以在预先设定的定时输出回收脉冲RP。

此处，如前所述，回收脉冲RP用作对于转子的制动器，因此转子丧失其旋转动能，以后的从转子产生的感应电流的电流波形变小。在图示的例子中，电流波形c4的值（绝对值）与回收脉冲RP未被输出的情况相比变小，因此其检测变难。

另外，在图15（a）所示的电流波形和在上述的实施方式中所示的图11（a）所示的电流波形形状不同，且其峰值位置不同。这是因为，由于在电子计时装置中因冲击等外力和其姿势的变化等各种原因产生指针运行的误差，所以在每整秒所获得的电流波形未必相同。因此，根据上述的方法，也不必须在电流波形c3的峰值位置能够输出回收脉冲RP，如图15所示有时出现偏离。而且，在不是电流波形c3的峰值位置的定时输出回收脉冲时，接着的电流波形c4的值（绝对值）变小，其检测变得更难。

因此，在本实施方式中，变更用于检测电流波形c4的检测灵敏度。即，在输出回收脉冲RP的情况下，在第二检测模式下，提高用于检测在端子OUT2一侧变成低电平的方向上产生感应电流的检测灵敏度。

此外，变更检测灵敏度的方法并无特别的限制。例如，在用于旋转检测的电路中，预先准备多个产生阈值电压的电压调节器（regulator），对将在旋转检测中所输入的电压值与阈值电压进行比较的比较器的阈值电压进行切换即可。在该情况下，阈值电压的绝对值越小，检测灵敏度越高。图15所示的例子是准备Vth1和Vth2两种该阈值电压并相互切换的例子。或者，也可以通过改变与绕组的端子连接的检测电阻的电阻值，来改变所产生的感应电压的绝对值。例如，如果将电阻值不同的多个检测电阻能够切换地连接在绕组的端子，切换成高电阻的检测电阻，那么感应电压增高检测变得容易。在该情况下，与绕组的端子连接的检测电阻的电阻值越大，检测灵敏度变得越高。如果根据图15进行说明，那么在输出回收脉冲RP情况下的第二检测模式下，提供切换成高电阻的检测电阻，图中（b）的旋转检测脉冲V9和V10的绝对值成为大值，检测变得容易。而且，也可以同时进行切换上述阈值电压和使检测电阻的电阻值变化。此外，以下将用来变更它们的检测灵敏度的电路称作灵敏度设定电路。

图16是表示通过切换检测电阻来改变检测电阻、变更检测灵敏度的灵敏度设定电路的例子的图。图中81是检测电阻切换电路，82是比较器电路。

在检测电阻切换电路81中，通过PMOS晶体管83a至83d分别连接有检测电阻84a至84d。而且，如图所示，检测电阻84a和84b并联连接在端子OUT1，检测电阻84c和84d并联连接在端子OUT2。另外，检测电阻84a与84b、检测电阻84c与84d各自的电阻值不同。在本例中，由于与检测电阻84a和84c的电阻值相比，检测电阻84b和84d的电阻值大，所以选择检测电阻84b或84d的情况下的灵敏度比选择检测电阻84a或84c的情况下的检测灵敏度高。

在本例中，通过适当地切换PMOS晶体管83a至83d，来切换在旋转检测中使用的检测电阻84a至84d，由此能够变更检测灵敏度。例如，如果根据图15所示的例子进行说明，那么在第一检测模式下，在端子OUT2一侧为了在检测电压时选择检测电阻84c，导通PMOS晶体管83c。同样，在输出回收脉冲RP时的第二检测模式下，在端子OUT1一侧，为了在检测电压时选择检测电阻84b，导通PMOS晶体管83b。由此，检测灵敏度增高。如果不输出回收脉冲RP，那么在第二检测模式下，为了选择检测电阻84a，只要导通PMOS晶体管83a即可。在端子间的极性反转的情况下也同样能够选择检测灵敏度。

比较器电路82采用分别与端子OUT1和OUT2对应而设置有比较器的构造，根据来自控制线的控制信号Φc1来切换阈值电压。此外，如果不需要切换比较器中的阈值电压，那么使阈值电压固定，也可以省略图示的控制线。

而且，在以上所说明的各个实施方式中，回收脉冲也可以在驱动脉冲的占空比是根据电源电压而预先设定的占空比即稳定占空比时输出。

如已经说明的那样，对于驱动脉冲的占空比，自动地选择并输出能够正常地使转子旋转的最低的占空比。将该占空比称作稳定占空比，根据在驱动转子的时刻的电源电压、被转子驱动的指针等机构的质量和形状等的负荷、以及转子和绕组等电动机的结构来决定。因此，在电子计时装置的设计或者试验制作阶段，能够预先实验性地求出与电源电压对应的稳定占空比。此外，稳定占空比不需要必须限于一个，根据伴随电子计时装置的驱动而出现的电源电压的下降，也可以准备多个。其数量没有特别的限制，定时在一般的电子计时装置的使用中出现的稳定占空比是2至5左右，因此优选根据此求出2至5左右的稳定占空比，在本发明的各个实施方式中是4个。

图17是在驱动脉冲的占空比是稳定占空比的情况下输出回收脉冲的控制的流程图。

首先，在步骤S1中检测电子计时装置的当前时刻的电源电压。该检测可以使用图6中的电源电压检测电路7的检测结果。接着，在步骤S2中，根据所检测出的电源电压，选择预先实验性地求出的稳定占空比。然后，在步骤S3中判断是否是时针运行定时（timing），即当前时刻是否是每整秒，如果是时针运行定时，那么进入接着的步骤S4，反之使其待机直至时针运行定时到来。

在步骤S4中输出电动机驱动脉冲，使步进电动机4旋转。此时，驱动脉冲中的占空比是根据上述的方法来决定的。即，它是通过进行一些控制而选择的占空比，即，在一定期间连续地检测出转子正常旋转的情况下降低占空比，或者在转子为非旋转的情况下提高占空比。

在步骤S5中，判断是否是输出回收脉冲的定时。此时，输出回收脉冲的定时可以根据电子计时装置的设计来决定。例如，如上述第一实施方式那样，预先实验性地求出感应电流变成峰值附近的时刻，可以将该时刻作为输出回收脉冲的定时。另外，也可以如上述第二实施方式那样，根据电源电压的检测结果使输出回收脉冲的定时不同。而且，如上述第四实施方式那样，也可以在第一检测模式的旋转检测结束后输出回收脉冲。如果是输出回收脉冲的定时，那么进入接着的步骤S6，反之则使其待机直至该定时到来。

在步骤S6中，比较在步骤S2中所选择的稳定占空比和当前所选择的驱动脉冲的占空比，在两者相等的情况下，进入步骤S7输出回收脉冲。另一方面，在步骤S6中判断两者不相等的情况下，不输出回收脉冲。

采用上述这种构成，在变化的电源电压的幅度大的区域中，能够实现有效的电力回收。另外同时，由于回收脉冲仅在进行稳定的动作时才被输出，所以能够降低输出回收脉冲引起的不良影响、例如旋转检测中的误判定的可能性等。

作为一个例子，在上述的第一实施方式中，关于在驱动脉冲的占空比是稳定占空比的情况下输出回收脉冲的控制，在将占空比为22/32、23/32、24/32和25/32的情况设定为稳定占空比的情况下，与不具有该结构的情况相比，大约减少5～6%的消耗电力。此外，作为表现占空比时的表述，n/m表示在设能够输出驱动脉冲的整个期间的长度为m时，实际上输出驱动脉冲的期间是n。

此外，在本发明的实施例中，对使秒按照1秒1秒地前进的步进电动机的动作进行了说明，但是当然在秒修正时和实现其他功能时的高速步进时也能够应用。另外，所展示的块图和电路部件结构、时间图并非限于此，在不脱离本发明的主旨的范围能够任意地变更。

Claims (6)

1.一种电子计时装置，其特征在于，具有：

电源；

驱动显示体的步进电动机；

驱动所述电动机的电动机驱动器；

向所述电动机驱动器输出用来控制所述电动机的控制信号的电动机控制电路；

向所述电动机驱动器输出用来驱动所述电动机的驱动脉冲的驱动脉冲输出电路；和

回收脉冲输出电路，其在输出所述驱动脉冲后的所述电动机的转子的自由振动产生的感应电流的峰值点附近，输出所述转子不旋转的程度的回收脉冲，以使得施加在所述电动机的绕组的两端的电压与输出所述驱动脉冲时在两端施加的电压相反，

所述电动机控制电路切换并输出所述驱动脉冲和所述回收脉冲，在输出所述回收脉冲时，所述感应电流的电力再生到所述电源中。

2.如权利要求1所述的电子计时装置，其特征在于，包括：

旋转检测脉冲输出电路，将用于所述感应电流波形的检测的检测脉冲向所述电动机控制电路输出；

旋转检测电路，根据从所述旋转检测脉冲所检测出的所述感应电流波形，判定所述步进电动机有无旋转；和

调整电路，为了防止所述旋转检测电路中的有无旋转的误判定，控制所述旋转检测脉冲输出电路和所述回收脉冲输出电路的动作。

3.如权利要求2所述的电子计时装置，其特征在于：

所述旋转检测脉冲输出电路输出第一检测脉冲和第二检测脉冲，其中，所述第一检测脉冲用来检测与由所述驱动脉冲产生的电流波形相同极性的感应电流波形，所述第二检测脉冲在所述第一检测脉冲之后输出，用来检测与由所述驱动脉冲产生的电流波形相反极性的感应电流波形，

所述调整电路进行控制，使得在所述第一检测脉冲的检测结束后所述回收脉冲输出电路输出所述回收脉冲，在经过规定期间后所述旋转检测脉冲输出电路开始所述第二检测脉冲的输出。

4.如权利要求2所述的电子计时装置，其特征在于：

所述旋转检测脉冲输出电路输出预备检测脉冲和正式检测脉冲，其中，所述预备检测脉冲用来进行预备性地检测所述步进电动机有无旋转的预备检测，所述正式检测脉冲在所述预备检测后用来进行检测所述步进电动机有无旋转的正式检测，

所述调整电路，在所述旋转检测单元根据所述预备检测检测出非旋转的情况下，禁止输出来自所述回收脉冲输出电路的回收脉冲。

5.如权利要求2所述的电子计时装置，其特征在于：

所述旋转检测电路具有变更所述感应电流波形的检测灵敏度的灵敏度设定电路，

所述调整电路进行控制，使得在从所述回收脉冲输出电路输出了回收脉冲的情况下，所述灵敏度设定电路提高检测灵敏度。

6.如权利要求2至5中任意一项所述的电子计时装置，其特征在于：

所述调整电路进行控制，使得在所述驱动脉冲的占空比与根据所述电源的电源电压而预先设定的稳定占空比相等的情况下，所述旋转检测脉冲输出电路输出所述回收脉冲。

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