CN102769384A - 直流转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种直流转换装置，其具有：第1串联电路，其与平滑电容器并联连接，并将第1开关元件与第2开关元件串联连接而成；第2串联电路，其与平滑电容器并联连接，并将第3开关元件与第4开关元件串联连接而成；第3串联电路，其连接于第1开关元件和第2开关元件的连接点与第3开关元件和第4开关元件的连接点之间，并将谐振电容器、谐振电抗器和变压器的一次绕组串联连接而成；整流平滑电路，其对变压器的二次绕组的电压进行整流平滑；控制电路，其根据整流平滑电路的输出电压，使第1开关元件及第4开关元件和第2开关元件及第3开关元件交替接通/断开；以及第4串联电路，其与第4开关元件并联连接，并将升压电抗器与直流电源串联连接而成。

Description

直流转换装置

技术领域

本发明涉及能够实现高频化的直流转换装置。

背景技术

图35表示现有的具有升压斩波器和半波电流谐振型的降压转换器的直流转换装置的电路构成图。在图35所示的直流转换装置中，升压斩波器在直流电源Vi的两端连接有电抗器L与MOSFET等开关元件Q3的串联电路，在开关元件Q3的漏极-源极之间连接有二极管D1与电容器Ci的串联电路，将直流电源Vi的电压升压后提供给降压转换器。

降压转换器中，MOSFET等的开关元件Q1与MOSFET等的开关元件Q2的串联电路与电容器Ci的两端连接，在开关元件Q2的漏极-源极之间连接有电抗器Lr与变压器T的一次绕组P与电流谐振电容器Cri的串联电路，在变压器T的二次绕组S的两端连接有二极管RC与电容器Co的串联电路，通过电容器Ci的电压降压而将绝缘的直流电压提供给电容器Co。

并且作为现有技术例如已知专利文献1。

【专利文献1】日本特开2010-81736号公报

然而，升压斩波器在轻负载时进行不连续工作，因此电容器Ci的电压会上升。因此，用于进行控制以抑制该电压上升的电路会变得复杂。例如可以考虑大幅缩短接通时间或者设置装置的停止期间，通过间歇性工作进行控制等方法。

另外，需要升压斩波器用的控制器与DD转换器用的控制器这2种控制器，会导致电路增大和成本提升。进而，升压斩波器进行硬开关工作，因此若高频化则开关损失和噪声会增加。因此若将频率设定得较低，则电抗器会变大。

发明内容

本发明的课题在于提供一种构成简单且成本低廉，能够噪声较低效率较高的直流转换装置。

为了解决上述课题，本发明的直流转换装置的特征在于，具有：第1串联电路，其与平滑电容器并联连接，并将第1开关元件与第2开关元件串联连接而成；第2串联电路，其与上述平滑电容器并联连接，并将第3开关元件与第4开关元件串联连接而成；第3串联电路，其连接于上述第1开关元件和上述第2开关元件的连接点与上述第3开关元件和上述第4开关元件的连接点之间，并将谐振电容器、谐振电抗器和变压器的一次绕组串联连接而成；整流平滑电路，其对上述变压器的二次绕组的电压进行整流平滑；控制电路，其根据上述整流平滑电路的输出电压，使上述第1开关元件及上述第4开关元件和上述第2开关元件及上述第3开关元件交替接通/断开；以及第4串联电路，其与上述第4开关元件并联连接，并将升压电抗器与直流电源串联连接而成。

根据本发明，设置了与第4开关元件并联地将升压电抗器与直流电源串联连接而成的串联电路，因此具备再生期间，在轻负载时电容器的电压也不会上升，能容易进行轻负载时的控制。另外，为了按照半波电流谐振电路的工作进行升压，能够在所有的模式期间内进行谐振工作。因此能够实现各开关元件的零电压开关和零电流开关，因此能够实现低噪声、高效率、高频化。

附图说明

图1是实施例1的直流转换装置的电路构成图。

图2是表示实施例1的直流转换装置的各模式中各开关元件工作时的电流路径的图。

图3是表示仅断开实施例1的直流转换装置的开关元件Q4时和仅断开开关元件Q1时的电流路径的图。

图4是表示仅断开实施例1的直流转换装置的开关元件Q2时和仅断开开关元件Q3时的电流路径的图。

图5是表示实施例1的直流转换装置的各部分的工作波形的图。

图6是表示实施例1的直流转换装置的重负载时和轻负载时的电容器C1的电压、重负载时和轻负载时的电流谐振电容器Cri的电流的比较的图。

图7是表示改变实施例1的直流转换装置的开关元件Q4的接通幅度时各部分的工作波形的图。

图8是表示实施例1的直流转换装置的第1变形例的电路构成图。

图9是表示实施例1的直流转换装置的第2变形例的电路构成图。

图10是表示实施例1的直流转换装置的具体例的图。

图11是图10所示的实施例1的直流转换装置的控制电路的详细的电路构成图。

图12是表示图11所示的控制电路的各部分的工作波形的图。

图13是实施例2的直流转换装置的电路构成图。

图14是表示全桥型半波电流谐振电路的图。

图15是表示图14所示的全桥型半波电流谐振电路的各工作中电流路径的图。

图16是表示实施例2的直流转换装置的各部分的工作波形的图。

图17是表示实施例2的直流转换装置的各模式中各开关元件工作时的电流路径的图。

图18是表示仅断开实施例2的直流转换装置的开关元件Q4时和仅断开开关元件Q1时的电流路径的图。

图19是表示仅断开实施例2的直流转换装置的开关元件Q2时和仅断开开关元件Q3时的电流路径的图。

图20是表示实施例2的直流转换装置的不连续模式时的电流路径的图。

图21是表示延长实施例2的直流转换装置的开关元件Q3的接通期间时的电流路径的图。

图22是表示持续延长实施例2的直流转换装置的开关元件Q3的接通期间时的电流路径的图。

图23是实施例3的直流转换装置的电路构成图。

图24是表示实施例3的直流转换装置的波形与高谐波分析结果的比较的图。

图25是表示实施例3的直流转换装置的各部分的工作波形的图。

图26是表示实施例3的直流转换装置在无负载时各部分的工作波形的图。

图27是表示实施例3的直流转换装置在无负载时的交流输入电压与电容器C1的电压的波形的图。

图28是表示实施例3的直流转换装置的第1变形例的电路构成图。

图29是表示图28所示的第1变形例的直流转换装置的工作波形的图。

图30是表示图28所示的第1变形例的直流转换装置的各开关元件的工作波形的图。

图31是表示实施例3的直流转换装置的具体例的图。

图32是图31所示的实施例3的直流转换装置的控制电路的详细电路构成图。

图33是表示图31所示的控制电路的电容器C1的电压未上升时的各部分工作波形的图。

图34是表示图31所示的控制电路的电容器C1的电压正上升时的各部分工作波形的图。

图35是现有的具有升压斩波器和半波电流谐振型的降压转换器的直流转换装置的电路构成图。

符号说明

C1、Co、Ci电容器；Vi直流电源；Va交流电源；Q1～Q5开关元件；Lr、L电抗器；Lp励磁电感；T变压器；P一次绕组；S二次绕组；Cri电流谐振电容器；RC二极管；Ro负载；DB、DB2整流电路；OP1、OP2、OP3运算放大器；VCO电压控制振荡器；OST单触发电路；INV逆变器；DT1、DT2、DT3、DT4死时间生成电路；LST1、LST2电平位移电路；BUF1～BUF4缓存电路；AND与电路；NAND与非电路；OR或电路；CMP1、CMP2比较器；10、10b、10c、10d、15PRC控制电路；R1～R14电阻；12加法电路；11、11a、13PWM控制电路

具体实施方式

下面参照附图详细说明本发明的直流转换装置的几个实施例。

实施例1

图1是实施例1的直流转换装置的电路构成图。图1所示的直流转换装置是全桥构成的半波电流谐振电路。图1中，电容器C1的两端连接有由MOSFET等构成的开关元件Q1和由MOSFET等构成的开关元件Q2的串联电路，还连接有由MOSFET等构成的开关元件Q3和由MOSFET等构成的开关元件Q4的串联电路。

各开关元件Q1～Q4的漏极-源极之间连接有二极管与电容器Crv1～Crv4的并联电路。二极管可以是各开关元件Q1～Q4的内部二极管，电容器Crv1～Crv4可以是各开关元件Q1～Q4的内部电容。

在开关元件Q1和开关元件Q2的连接点与开关元件Q3和开关元件Q4的连接点之间连接有电抗器Lr与变压器T1的一次绕组P(励磁电感Lp)与电流谐振电容器Cri的串联电路。在变压器T的二次绕组S的两端连接有二极管RC与电容器Co的串联电路。在电容器Co的两端连接有负载Ro。其中，电抗器Lr由变压器T1的一次绕组P与二次绕组S之间的漏电感构成。

PRC控制电路10根据电容器Co的输出电压生成脉冲信号，通过该脉冲信号使开关元件Q1、Q4和开关元件Q2、Q3交替接通/断开。PRC控制电路10固定将能量发送给二次侧的一侧的开关元件Q2的接通时间，进行频率控制。

另外，开关元件Q4的漏极-源极之间并联连接有电抗器L和直流电源Vi构成的串联电路。

接着参照图2的各模式详细说明如上构成的实施例1的直流转换装置的工作。

首先，图2(a)所示的模式M1中，处于开关元件Q1、Q4接通的状态。电流按照C1→Q1→Lr→Lp→Cri→Q4→C1的第1路径流动。此时，会引起电抗器Lr、励磁电感Lp和电流谐振电容器Cri所致的谐振。另外，开关元件Q4接通，从而电流按照Vi→L→Q4→Vi的第2路径流动，电抗器L得以充电。

接着，在图2(b)所示的模式M2中，处于开关元件Q1、Q4断开的状态。此时，由各个电容器Crv1～Crv4进行零电流开关ZCS。通过电抗器Lr和励磁电感Lp的能量，开关元件Q3、Q2的体二极管接通。即，电流按照Lr→Lp→Cri→Q3(D)→C1→Q2(D)→Lr的路径流动。在该期间内使得开关元件Q2、Q3接通，从而能实现零电压开关ZVS。另外，按照Vi→L→Q3(D)→C1→Vi的路径使得电抗器L放电，电容器C1得以充电。

接着，在图2(c)所示的模式M3中，处于开关元件Q2、Q 3接通的状态。电流按照C1→Q3→Cri→Lp→Lr→Q2→C1的路径流动。此时，变压器T的二次侧的二极管RC导通，通过电抗器Lr与电流谐振电容器Cri的谐振，能量由变压器T的一次侧传递至二次侧。另外，电抗器L按照Vi→L→Cri→Lp→Lr→Q2→Vi的路径继续放电。

接着，在图2(d)所示的模式M4中，当电抗器L的放电结束时，电抗器L的电流反转，电抗器L按照C1→Q3→L→Vi→Ci的路径充电，成为再生工作。另外，电流按照C1→Q3→Cri→Lp→Lr→Q2→C1的路径流动。

接着，在图2(e)所示的模式M5中，处于断开了开关元件Q2、Q3的状态。开关元件Q2、Q3的电流在对各电容器Crv1～Crv4进行充电及放电之后，该电流会转流向在开关元件Q1、Q4的体二极管中流动的路径，因此进行零电流开关ZCS工作，因而不会产生浪涌。此时，电流按照Lr→Q1(D)→C1→Q4(D)→Cri→Lp→Lr的路径流动。该期间内，通过接通开关元件Q1、Q4能够实现零电压开关ZVS。电流按照L→Vi→Q4(D)→L的路径流动，继续进行再生工作。

当电抗器L的放电结束时，在图2(f)所示的模式M6中，成为电抗器L的充电期间。即，电流按照Vi→L→Cri→Lp→Lr→Q1(D)→C1→Vi的路径流动。当开关元件Q1、Q4接通时转移到模式M1。

如上，根据实施例1的直流转换装置，按照半波电流谐振电路的工作而通过电抗器L升压，因而能够在所有模式期间内进行谐振工作。因此能够实现各开关元件Q1～Q4的零电压开关ZVS和零电流开关ZCS，能实现低噪声、高效率、高频化。

另外，控制器为1个，因此电路构成简单而成本低廉。另外，升压电路具备回升期间，因此在轻负载时电容器C1的电压也不会上升，能易于进行轻负载时的控制。

另外，使用全桥构成的半波电流谐振电路，调整开关元件Q4的接通幅度而能够自由设定升压比，能控制电容器C1的电压，因此开关元件Q4的接通幅度不会影响输出电压。由此能够拓宽输入电压范围。

另外，在模式M2和模式M4中，在使开关元件Q1、Q4和开关元件Q2、Q3断开的情况下，开关元件Q1、Q4或者开关元件Q2、Q3的断开定时不同时断开而出现偏差时也不会影响谐振工作。

例如，从模式M1下仅使开关元件Q4断开的情况下，如图3(a)所示，开关元件Q3的体二极管导通，进行零电流开关ZCS。而且，通过开关元件Q1断开，转移到模式M2。例如从模式M1下仅使开关元件Q1断开的情况下，如图3(b)所示，开关元件Q2的体二极管导通，进行零电流开关ZCS。而且，通过开关元件Q4断开，转移到模式M2。

例如从模式M4下仅使开关元件Q2断开的情况下，如图4(a)所示，开关元件Q1的体二极管导通而进行零电流开关ZCS。而且，通过开关元件Q3断开，转移到模式M5。另外，例如从模式M4下仅使开关元件Q3断开的情况下，如图4(b)所示，开关元件Q4的体二极管导通，进行零电流开关ZCS。而且，通过开关元件Q2断开，转移到模式M5。此后转移到各模式，因此断开定时的偏差不会影响谐振工作。

从模式M2和模式M5下的开关元件Q1、Q4或开关元件Q2、Q3在流过自身的体二极管的期间内同时接通，因此不会出现定时的偏差(接通顺序)对谐振工作的影响。

另外，电流始终流过电抗器L，进行连续工作。因此电容器C1的电压是根据开关元件Q4的占空比确定的。与通常的升压型转换器同样地，VC1＝Vi×(Ton+Toff)/Toff，Ton是开关元件Q4的接通期间，Toff是开关元件Q4的断开期间。由此就不会受到负载的影响，因而在轻负载时电容器C1的电压不会上升。

另外，当电抗器L较大的情况下，在负载较重的情况下在断开时间Toff内有时电抗器L的电流不会在零以下。此时也成为模式M4→模式M3、模式M5→模式M6，因此保持谐振工作。

如上，电抗器L的电流始终连续工作，进而进行软开关，因此无需检测连续型升压转换器那样的开关损失的增加和临界型升压转换器那样的临界点，不会出现不连续型升压转换器等的轻负载时的电压上升。

并且，图5示出实施例1的直流转换装置的各部分的工作波形。图5中，IQ1～IQ4是开关元件Q1～Q4的漏极电流，ICri是流过电容器Cri的电流，IRc是流过二极管RC的电流。图5(a)是输入电压为100V时的工作波形，图5(b)是输入电压为400V时的工作波形。根据图5(a)、(b)可知，无论输入电压高低都能够在谐振不发生偏差的情况下进行工作。另外，直流转换装置在100～400V下进行工作，因而能充分应对宽输入。

图6(a)是表示实施例1的直流转换装置中输入电压为400V时的重负载时和轻负载时的电容器C1的电压、重负载时和轻负载时的电流谐振电容器Cri的电流的比较的图。图6(b)是表示实施例1的直流转换装置中输入电压为100V时的重负载时和轻负载时的电容器C1的电压、重负载时和轻负载时的电流谐振电容器Cri的电流的比较的图。

如图6所示，在输入电压Vin为100V和400V的情况下，重负载、轻负载工作时电容器C1的电压也几乎没有变化。

其中，在输入电压为400V的情况下，借助于升压电路，电容器C1的电压升压。通常的电解电容器的耐压为450V左右，因此可认为超过该耐压。例如在图5的常数的情况下，在输入电压Vin为400V时，电容器C1的电压为550V。

因此，调整开关元件Q4的接通幅度。另外，从模式M1下断开开关元件Q1、Q4的情况下，开关元件Q1、Q4可以不同时断开。利用这种情况，抑制电容器C1的电压。即在模式M1之后设置图3(a)所示的期间。

即，在该期间内，电抗器L放电，仅开关元件Q1接通。因此，电流按照Lr→Lp→Cri→Q3(D)→Q1→Lr循环。通过缩短模式M1期间，增长图3(a)的期间，从而能缩短电抗器L的充电时间，加长电抗器L的放电时间。输出电压通过开关元件Q1的接通期间和开关元件Q2、Q3的接通期间而被调整。

图7示出改变开关元件Q4的接通幅度情况下各部分的工作波形。图5的情况下，开关元件Q1、Q4的栅极信号的接通幅度都相同。然而，在图7的情况下，以开关元件Q4的接通幅度小于开关元件Q1的接通幅度的方式调整栅极信号。

由此，作为电抗器L的充电时间的开关元件Q4的接通幅度变小，能够缩短电抗器L的充电期间。因此能够抑制电容器C1的电压。在图7的情况下，电容器C1的电压为430V，能使用通常制品的450V耐压的电解电容器。

(实施例1的变形例)

下面说明实施例1的直流转换装置的几个变形例。在实施例1中，将4个电压谐振电容器Crv1～Crv4与4个开关元件Q1～Q4并联连接，例如也可以将电压谐振电容器Crv1～Crv4集中而并联连接于低端侧的开关元件Q2、Q4。

另外，还可以将电压谐振电容器Crv1～Crv4集中而并联连接于高端侧的开关元件Q1、Q3。

另外，还可以构成为将电压谐振电容器Crv1～Crv4并联连接于开关元件Q1、Q4或开关元件Q2、Q3的高端侧、低端侧交替配置。

还可以使用图8所示的PWM控制电路11代替图1所示的PRC控制电路10。PWM控制电路11按照电容器Co的输出电压生成使脉冲接通幅度可变的PWM(脉宽调制)信号，并通过该PWM信号使开关元件Q1、Q4与开关元件Q2、Q3交替接通断开。此时，开关元件Q1、Q4的栅极信号相同，开关元件Q2、Q3的栅极信号相同。在控制电容器C1的电压的情况下，可以与图7所示例子同样地调整开关元件Q4的接通幅度。

还可以对实施例1的直流转换装置使用图9所示的变形例。该变形例的特征在于设置了脉冲产生器12、PWM控制电路11a。

脉冲产生器12产生固定了接通幅度的第1脉冲信号和使第1脉冲信号反转得到的第2脉冲信号，将第1脉冲信号施加给开关元件Q1的栅极，将第2脉冲信号施加给开关元件Q2、Q3的栅极，从而使开关元件Q1与开关元件Q2、Q3交替地接通断开。

PWM控制电路11a根据电容器Co的输出电压产生可以改变接通幅度的第3脉冲信号，将该第3脉冲信号施加给开关元件Q4，从而使开关元件Q4接通断开。并且，第1脉冲信号至第3脉冲信号的频率是固定的。另外，开关元件Q1的接通幅度被调整为大于开关元件Q4的接通幅度。

如上，根据电容器Co的输出电压而可以改变开关元件Q4的接通幅度，从而能够调整电容器C1的电压，因此即使开关元件Q1～Q3的接通幅度固定也能控制输出电压。

(实施例1的具体的电路构成)

图10是表示实施例1的直流转换装置的具体例的图。图10所示的直流转换装置中，电容器C2对于图1所示的直流转换装置并联连接于直流电源Vi的两端。控制电路10b具有与电容器Co的一端连接的端子FB、与电容器Co的另一端连接的端子G2、与开关元件Q1的栅极连接的端子Q1D、与开关元件Q2的栅极连接的端子Q2D、与开关元件Q3的栅极连接的端子Q3D、与开关元件Q4的栅极连接的端子Q4D、连接于开关元件Q1与开关元件Q2的连接点的端子Q1G、连接于开关元件Q3与开关元件Q4的连接点的端子Q3G。

图11是图10所示的实施例1的直流转换装置的控制电路的详细电路构成图。图12是表示图11所示的控制电路的各部分的工作波形的图。

在控制电路10b中，运算放大器OP1放大经由ISO输入到端子FB的电容器Co的输出电压与基准电压Ref1之间的误差电压。电压控制振荡器VCO产生具有与来自运算放大器OP1的误差电压值对应的频率的脉冲信号、即图12所示的VCO输出。

单触发电路OST与来自电压控制振荡器VCO的脉冲信号的上升沿同步地产生具备规定的接通幅度的脉冲信号(ONE-SHOT输出)。逆变器INV生成使来自单触发电路OST的脉冲信号反转得到的反转脉冲信号(INV输出)。

死时间生成电路DT1生成使来自逆变器INV的反转脉冲信号延迟规定的死时间的延迟脉冲信号(DT1输出)。电平位移电路LST1使来自死时间生成电路DT1的延迟脉冲信号进行电平位移。缓存BUF 1将来自电平位移电路LST1的脉冲信号施加给开关元件Q1的栅极。缓存BUF4将来自死时间生成电路DT1的脉冲信号施加给开关元件Q4的栅极。

死时间生成电路DT2生成使来自单触发电路OST的脉冲信号延迟规定的死时间的延迟脉冲信号(DT2输出)。电平位移电路LST2使来自死时间生成电路DT2的延迟脉冲信号进行电平位移。缓存BUF3将来自电平位移电路LST2的脉冲信号施加给开关元件Q3的栅极。缓存BUF2将来自电平位移电路LST2的脉冲信号施加给开关元件Q2的栅极。

控制电路10b根据电容器Co的输出电压生成脉冲信号，使用该脉冲信号使开关元件Q1、Q4与开关元件Q2、Q3交替地接通断开。

实施例2

图13是实施例2的直流转换装置的电路构成图。图13所示的实施例2中，其特征在于连接了由交流电源Va和整流二极管构成的整流电路DB以取代图1所示的实施例1的直流电源Vi。

交流电源Va将交流电压输出给整流电路DB。整流电路DB对来自交流电源Va的交流电压进行整流，将整流电压输出给电抗器L。

并且，图13所示的其他构成都与图1所示构成相同，因此对相同部分赋予同一符号。

下面说明如上构成的实施例2的直流转换装置的工作。首先，在图13所示的直流转换装置中，在开关元件Q4的接通期间内对电抗器L充电，在开关元件Q4的断开期间内进行电抗器L的放电。

该电路进行与通常的升压斩波器电路相等的工作，因此由该工作获得的电压Vcl为VCl＝Va×T/(T-TQ4)......(1)。其中，Vcl是电容器C1的电压，Va是交流电源Va的电压，TQ4是开关元件Q4的接通时间，T是周期。

在该电路中，与全桥构成的半波电流谐振电路的开关元件Q4并联地追加了由电抗器L、整流电路DB和交流电源Va构成的串联电路。在开关元件Q1与开关元件Q2的串联电路上并联连接有电容器Cl。因此，传递给变压器T的二次侧的能量可认为是将电容器Cl作为电源的全桥型。

图14是表示全桥型半波电流谐振电路的图。在图14中，未设有交流电源Va、整流电路DB、电抗器L。通常在该电路中，栅极信号Q1g和栅极信号Q4g为同一信号，栅极信号Q2g和栅极信号Q3g为同一信号。将死时间设置为开关元件Q1、Q2(Q3、Q4)的接通不重合。

如上将电路采取全桥构成，则励磁电感Lp和电流谐振电容器Cri在向半桥构成中从电源分离的二次侧传递能量的期间内也与电源连接。

图15是表示图14所示的全桥型半波电流谐振电路的各工作中的电流路径的图。可知充入电流谐振电容器Cri的能量的电流方向在开关元件Q1、Q4接通时所处的图15(a)的虚线所示的电流路径与开关元件Q2、Q3接通时所处的图15(b)的虚线所示的电流路径进行反转。若认为电容器Cri足够大而能够忽略脉动，则充入电容器Cri的电压VCri为VCri＝VC1×TQ1/T-VC1×TQ2/T......(2)。

此处，TQ1是开关元件Q1、Q4的接通期间，TQ2是开关元件Q2、Q3的接通期间。

此处，设在接通期间TQ1充入的能量的方向为正。由此，在期间TQ1与期间TQ2相等时、即占空比为50％时，可知电容器Cri的电压VCri为零。

在期间TQ1大于期间TQ2时电压VCri为正，在期间TQ1小于期间TQ2时电压VCri为负。

其中，在图15(b)中，在开关元件Q2、Q3接通时，二次侧二极管RC导通，能量从一次侧传递至二次侧。关于在该期间施加给变压器T的励磁电感Lp的电压，若忽略开关元件Q2、Q3的接通电阻，则为VLp＝VC1+VCri......(3)。基于式(3)，VCri根据期间TQ1与期间TQ2的关系而正负颠倒，因而在期间TQ1大于期间TQ2时成为对电压VLp施加电源电压以上的电压的升压模式，在期间TQ2大于期间TQ1时成为对电压VLp施加电源电压以下的电压的降压模式。

输出电压Vo可表现为Vo＝{VC1+VC1×(TQ1-TQ2)/T}×N2/N1......(4)，通过调整期间TQ1和期间TQ2能控制输出电压Vo。

将T-TQ4＝TQ2的式(1)代入式(4)整理可得到Vo＝VC1×2TQ1/TQ2×N2/N1......(5)，通过调整期间TQ1和期间TQ2能控制输出电压Vo。

并且N1是一次绕组P的砸数，N2是二次绕组S的砸数。

此处，从交流电源Va流入电路的电流Iin为Iin＝Va×TQ4/L......(6)。在电路的开关频率足够高于商用频率的情况下，在电路工作1个周期观察到的交流电源Va的电压可看作恒定。因此若负载恒定，则期间TQ4恒定。因此电流Iin成为与交流电源Va的电压成正比的值。由于交流电源Va的电压与电流Iin成正比，因而功率因数得以改善。

接着说明实施例2的直流转换装置的每个模式的工作。图16是表示实施例2的直流转换装置的各部分的工作波形的图。另外，图17是表示实施例2的直流转换装置的各模式中各开关元件工作时的电流路径的图。图18是表示仅使实施例2的直流转换装置的开关元件Q4断开时和仅使开关元件Q1断开时的电流路径的图。图19是表示仅使实施例2的直流转换装置的开关元件Q2断开时和仅使开关元件Q3断开时的电流路径的图。图20是表示实施例2的直流转换装置的不连续模式时的电流路径的图。图16中，IQ1～IQ4为流过开关元件Q1～Q4的电流，ICri是流过电流谐振电容器Cri的电流，IL是流过电抗器L的电流，IRo是流过负载Ro的电流。

首先在图17(a)所示的模式M1中，开关元件Q1、Q4处于接通状态，电流IQ1、IQ4、ICri流过C1→Q1→Lr→Lp→Cri→Q4→C1的路径。此时，通过电抗器Lr、励磁电感Lp和电流谐振电容器Cri引起谐振。

另外，开关元件Q4导通，从而电流IL流过Va→DB→L→Q4→DB→Va的路径，电抗器L得以充电。

接着，在图17(b)所示的模式M2中，开关元件Q1、Q4处于断开状态。使用各电容器Crv1～Crv4实现零电流开关ZCS。另外，基于电抗器Lr和励磁电感Lp的能量，开关元件Q2、Q3的体二极管导通，电流IQ2、IQ3、Icri流过Lr→Lp→Cri→Q3(D)→C1→Q2(D)→Lr的路径。在该期间内使开关元件Q2、Q3接通，从而能够实现开关元件Q2、Q3的零电压开关ZVS。

另外，电抗器L按照Va→L→Q3(D)→C1→Va的路径放电，电流IL减少，电容器C1得以充电。

接着，在图17(c)所示的模式M3中，属于电流谐振电容器Cri转为放电的状态(ICri为负电流)。由于电抗器L的放电在持续，因此电流IQ2、IL流过Cri→Lp→Lr→Q2→Va→L→Cri的路径，能量被传递给二次侧。另外，电抗器L按照Va→L→Q3(D)→C1→Va的路径放电，电流IL减少，电容器C1得以充电。

接着，在图17(d)所示的模式M4中，属于电容器C1转为放电的状态。此时，电流IQ3、IQ2、ICri流过C1→Q3→Cri→Lp→Lr→Q2→C1的路径。另外，二次侧的二极管RC导通，通过电抗器Lr和电流谐振电容器Cri的谐振使能量从一次侧传递至二次侧。

另外，电抗器L的放电持续进行，电流IL流过Va→L→Cri→Lp→Lr→Q2→Va的路径进行放电。

接着，在图17(e)所示的模式M5中，处于开关元件Q2、Q3断开的状态。开关元件Q2、Q3的电流在对各电容器Crv进行充放电之后，转而流向在开关元件Q1、Q4的体二极管中流过的路径，因此成为零电流开关工作，不会产生浪涌。此时，电流流过Lr→Q1(D)→C1→Q4(D)→Cri→Lp→Lr的路径。此期间内，通过接通开关元件Q1、Q4，能够实现开关元件Q1、Q4的零电压开关ZVS。

另外，开关元件Q4的二极管导通，因此对电抗器L施加电压Va。因此电流流过Va→L→Cri→Lp→Lr→Q1(D)→C1→Va的路径，电抗器L得以充电。

接着，在图17(f)所示的模式M6中，若进行励磁电感Lp与电抗器Lr的放电，则开关元件Q4(D)断开，电流流过Lp→Lr→Q1(D)→C1→Va→L→Cri→Lp的路径。另外，开关元件Q4接通，从而电流流过Va→L→Q4→Va的路径，电抗器L得以充电。励磁电感Lp、电抗器Lr的放电结束后，转移到模式M1。

如上，根据实施例2的直流转换装置，在全部期间内，能够实现各开关元件Q1～Q4的零电压开关ZVS、零电流开关ZCS，因此能以低噪声实现高效率。

另外，通过开关元件Q1、Q2的占空比控制输出电压，因此即使开关元件Q4的接通幅度变动也能将输出电压保持恒定。另外，通过调整开关元件Q3的接通幅度能够进一步抑制电容器C1的电压上升。因此，在无负载的情况下也能抑制电容器C1的电压上升，无需进行基于间歇工作的控制和基于高频工作的控制。

另外，在模式M2和模式M5中，在使开关元件Q1、Q4和开关元件Q2、Q3断开的情况下，即使开关元件Q1、Q4或开关元件Q2、Q3的断开定时未能同时断开而出现偏差的情况下也不会影响谐振工作。

例如，如图18(a)所示，在仅开关元件Q4断开的情况下，开关元件Q3的体二极管导通而进行零电流开关ZCS。另外，如图18(b)所示，在仅开关元件Q1断开的情况下，开关元件Q2的体二极管导通而进行零电流开关ZCS。

另外，如图19(a)所示，在仅开关元件Q2断开的情况下，开关元件Q1的体二极管导通而进行零电流开关ZCS。另外，如图19(b)所示，在仅开关元件Q3断开的情况下，仅开关元件Q4的体二极管导通而进行零电流开关ZCS。此后转移到各模式，因此断开定时的偏差不会影响谐振工作。

从模式M2和M5下的开关元件Q1、Q4或开关元件Q2、Q3在流过自身的体二极管的期间内同时接通，因此不会由于定时的偏差(接通顺序)影响谐振工作。

如上进行软开关，因此无需检测连续型升压转换器那样的开关损失的增加和临界型升压转换器那样的临界点。

另外，在交流电源Va的电压较大时和负载较小时如以下所示的模式M4、M5那样，电抗器L的放电结束，产生电抗器L的电流为零的不连续模式。

在存在该模式的情况下升压比会发生变化，式(1)所示的电压VC1的式为VC1＝Va/2×[1+√(2×Ro’×D^2/(L×f)+1)].....(5)。

此处，Ro’＝Ro×(N2)^2/N1^2、D＝TQ4/T、f为频率。因此，电压VC1与交流电源Va的电压和占空比D成正比，与负载Ro’、l/L、l/F成正比上升。由于该电压上升，有时会超过电容器耐压和元件的耐压。其中，在产生了威胁到耐压的电压上升的情况下，为了抑制该电压上升，控制期间TQ4。

在上述例子中，期间TQ1和期间TQ4相同。PRC控制电路10c调整期间TQ4，从而使期间TQ1大于期间TQ4。因此，模式M1的期间变短，产生图18(a)的状态。因此，电抗器L的充电时间变短，放电时间变长，因此能够抑制电压VC1的电压上升。

输出电压Vo是根据期间TQ1和期间TQ2进行调整的，因此即使改变了期间TQ4也能将输出电压Vo保持为恒定。若使期间TQ4为零，则模式M6、M1消失。此时成为模式M5→图18(a)→模式M2，维持软开关。

直到成为一定程度的轻负载为止，PRC控制电路10c能够调整期间TQ4而抑制电压上升。然而，由于存在模式M5所示的期间，因此在使期间TQ4为零时也无法完全停止电抗器L的充电。因此，在无负载或接近该无负载的状态下使期间TQ4为零，电压VC1也会上升。即使期间TQ4的接通期间为零，在电压VC1上升的情况下，PRC控制电路10c将调整期间TQ3。

若使期间TQ4为零，则模式M6、M1消失，成为图18(a)→模式M2→模式M3→模式M4→图20的模式→模式M5→图18(a)。其中，在从图20的模式转移到模式M5时，生成不使开关元件Q3断开的期间。即，延长开关元件Q3的接通期间。

由此，电流流过图21所示的路径。开关元件Q3导通而向开关元件Q4施加电压VC1，因此电抗器L不会被充电。在期间TQ1和期间TQ2不进行操作，因此在该期间内，开关元件Q1和开关元件Q3接通。

在电流以图21的路径流动的期间内，若断开开关元件Q3，则转移到模式M5。另外，在持续延长开关元件Q3的接通期间时，电流路径会通过电抗器Lr与励磁电感Lr和电流谐振电容器Cri的谐振而反转，电流流过图22所示的路径。在该状态下，开关元件Q3的体二极管导通，因此即使断开开关元件Q3，电流路径也不会发生变化。因此模式M5消失，不进行电抗器L的充电。由于开关元件Q1的断开而会转移到模式M2，然而，由于不进行电抗器L的充电，因此电压VC1和电压Va相同。

如上，在输入电压较高的情况下和轻负载时能够抑制电容器C1的电压上升，然而通过开关元件Q3、Q4的控制，功率因数相比于输入电压较低时变差。

实施例3

图23是实施例3的直流转换装置的电路构成图。图23所示的实施例3为了改善上述功率因数，其特征在于使对交流电源Va的交流电压进行了全波整流的脉动电压重叠于电容器C1的反馈信号。

更具体而言，在图13所示的实施例2的结构基础上进一步设置了整流电路DB2、电阻R1～R4、加法电路12、PWM控制电路13。整流电路DB2对交流电源Va的交流电压进行整流而获得整流电压。在整流电路DB2的输出两端连接有电阻R3与电阻R4的串联电路。在电容器C1的两端连接有电阻R1与电阻R2的串联电路。

加法电路12将电阻R1与电阻R2的连接点的电压同电阻R3与电阻R4的连接点的电压相加，向PWM控制电路13输出相加输出。PWM控制电路13根据来自PRC控制电路10e的控制信号和来自加法电路12的相加电压，控制开关元件Q3、Q4的接通断开。即，PWM控制电路13根据电容器C1的电压和交流电源Va的电压，控制开关元件Q3、Q4的接通断开。

因此在输入电压(电容器C1的电压或交流电源Va的电压)的峰值处，反馈信号的电压变高，因此开关元件Q4的占空比会变得更小。另外，反馈信号的电压在输入电压的零交附近变低，因此开关元件Q4的占空比会变大。能够通过该工作改善功率因数。

图24是表示实施例3的直流转换装置的波形与高谐波分析结果的比较的图。图24(a)表示交流电压Va为100V时的波形，图24(b)表示高谐波波形。图24(c)表示交流电压Va为230V且未重合整流电路DB的脉动电压时的波形，图24(d)表示高谐波波形。图24(e)表示交流电压Va为230V且重合了整流电路DB的脉动电压时的波形，图24(f)表示高谐波波形。

相比于图24(b)，在图24(d)中，第3高谐波的电平变大。相比于图24(d)，在图24(f)中，第3高谐波变小，与图24(b)的第3高谐波为相等电平。

这种情况下，PRC控制电路10e与半桥构成的半波电流谐振电路同样地固定将能量发送给二次侧的一侧的开关元件Q2的接通时间，进行频率控制(PRC控制)。另外，如式(2)和式(3)所示，PRC控制电路10e对期间TQ1和期间TQ2进行调整，从而能够控制输出电压Vo。在PRC控制中期间TQ2是固定的，因此通过调整期间TQ1能将输出电压Vo保持为恒定。

另外，PWM控制电路13通过电阻R1与电阻R2的分压电压检测电容器C1的电压，在电容器C1的电压超过设定值的情况下按照该电压控制开关元件Q3的占空比。

图25(a)表示交流电压Va为100V时的各开关元件的工作波形，图25(b)表示交流电压Va为230V时的各开关元件的工作波形。所有波形都未产生浪涌电压，能够达成软开关。

在交流电压100V的情况下，期间TQ1与期间TQ4进行相同工作，而在交流电压230V的情况下，为抑制电压VC1的上升，期间TQ1大于期间TQ4。

图26是表示实施例3的直流转换装置在无负载时的各部分的工作波形的图。如图26(a)所示的输入电压为230V，图26(b)所示的输入电压为280V的情况所示，在输入电压较高的无负载工作波形中，电流几乎不会流过开关元件Q4和电抗器L。因此升压比变小，电容器C1的电压上升得以抑制。

图27表示交流电压Va与电容器C1的电压VC1的波形。图27(a)中，电压VC1被抑制为430V左右，进而在图27(b)所示的交流电压Va为280V时，电容器VC1的电压不会上升，输出电压Vo也被保持恒定。

(实施例3的变形例)

接着，说明实施例3的直流转换装置的几个变形例。在实施例3中，将4个电压谐振电容器Crv1～Crv4与4个开关元件Q1～Q4并联连接，例如也可以将电压谐振电容器Crv1～Crv4集中而并联连接于低端侧的开关元件Q2、Q4。

还可以将电压谐振电容器Crv1～Crv4集中而并联连接于高端侧的开关元件Q1、Q3。

另外，还可以构成为将电压谐振电容器Crv1～Crv4并联连接于开关元件Q1、Q4或开关元件Q2、Q3的高端侧、低端侧交替配置。

图28是表示实施例3的直流转换装置的第1变形例的电路构成图。还可以使用图28所示的PWM控制电路11来取代图23所示的PRC控制电路10e。PWM控制电路11按照电容器Co的输出电压生成可以改变脉冲接通幅度的PWM(脉宽调制)信号，基于该PWM信号使开关元件Q1、Q4和开关元件Q2、Q3交替地接通断开。这种情况下，开关元件Q1、Q4的栅极信号相同，开关元件Q2、Q3的栅极信号相同。在电容器C1的电压上升时，调制开关元件Q3、Q4的接通幅度即可。

另外，作为脉动电压检测单元，可以与由二极管桥构成的整流电路DB串联地配置二极管，在所追加的二极管的阳极/接地之间检测脉动电压。该工作是与实施例2的工作相同的工作。

图29表示图28所示的第1变形例的直流转换装置的工作波形。图30表示图28所示的第1变形例的直流转换装置的各开关元件的工作波形。

进而，在输入电压较低的情况和不需要超高的功率因数的情况下，可以不使脉动电压重叠于反馈信号。

(实施例2的具体的电路构成)

图31是表示实施例3的直流转换装置的具体例的图。在图31所示的直流转换装置中，控制电路15具有与电容器Co的一端连接的端子FB、与电容器Co的另一端连接的端子G2、与开关元件Q1的栅极连接的端子Q1D、与开关元件Q2的栅极连接的端子Q2D、与开关元件Q3的栅极连接的端子Q3D、与开关元件Q4的栅极连接的端子Q4D、连接于开关元件Q1与开关元件Q2的连接点的端子Q1G、连接于开关元件Q3与开关元件Q4的连接点的端子Q3G、与接地连接的端子G、连接于电阻R1与电阻R2的连接点的端子CFB(电容器反馈的简称)、连接于电阻R3与电阻R4的连接点的端子RP。

图32是图31所示的实施例3的直流转换装置的控制电路的详细电路构成图。图33是表示图31所示的控制电路的电容器C1的电压未上升时各部分的工作波形的图。图34是表示图31所示的控制电路的电容器C1的电压上升时各部分的工作波形的图。

控制电路15具有设置于图11所示的控制电路10b的电阻R5、R6、ISO、运算放大器OP1、电压控制振荡器VCO、单触发电路OST、逆变器INV、死时间生成电路DT1、DT2、电平位移电路LST1、LST2、缓存BUF1、BUF2、BUF3、BUF4，这些各部分的工作与图11所示的控制电路10b的工作相同。因此，图33所示的DT1输出、INV输出、DT2输出、ONE-SHOT输出、VCO输出与图12所示的相应部分相同。

控制电路15在上述构成的基础上还具有电阻R7～R14、运算放大器OP2、OP3、晶体管Q5、电容器C4、比较器CMP1、CMP2、与电路AND、或电路OR、与非电路NAND、死时间生成电路DT3、DT4。

在端子CFB与运算放大器OP2的反转端子之间连接有电阻R8，在端子RP与运算放大器OP3的反转端子之间连接有电阻R10。在运算放大器OP2的反转端子与输出端子之间连接有电阻R9。运算放大器OP2设置为用于开关元件Q4，对将来自端子CFB的电容器C1的电压VC1与来自端子RP的脉动电压相加得到的电压与基准电压Ref2的误差电压进行放大，输出给比较器CMP1的非反转端子。

在端子CFB上连接有电阻R13的一端和电阻R14的一端，电阻R13的另一端与运算放大器OP3的非反转端子连接，电阻R14的另一端接地。在运算放大器OP3的非反转端子上连接有电阻R11的一端和电阻R12的一端，电阻R11的另一端与基准电压Ref3连接。电阻R12的另一端与运算放大器OP3的输出端子和比较器CMP2的反转端子连接。

另外，在电源Vcc连接有电阻R7的一端，在电阻R7的另一端连接有晶体管Q5的集电极。电压控制振荡器VCO的输出与晶体管Q5的基极连接。晶体管Q5的集电极-发射极之间连接有电容器C4，晶体管Q5的发射极接地。

电阻R7与晶体管Q5的集电极的连接点和电容器C4的一端连接到比较器CMP1的反转端子和比较器CMP2的非反转端子。比较器CMP1在运算放大器OP2的输出在电容器C4的电压以上时将H电平输出给与电路AND，在运算放大器OP2的输出不足电容器C4的电压时将L电平输出给与电路AND。

比较器CMP2在电容器C4的电压在运算放大器OP3的输出以上时将H电平输出给或电路OR，在电容器C4的电压不足运算放大器OP3的输出时将L电平输出给或电路OR。

与电路AND获取来自逆变器INV的输出与比较器CMP1的输出的逻辑积，将作为逻辑积输出的脉冲信号输出给死时间生成电路DT4。死时间生成电路DT4使来自与电路AND的脉冲信号延迟规定的死时间后经由缓存BUF4输出给端子Q4D。

或电路OR获取比较器CMP1的输出与比较器CMP2的输出的逻辑和，将作为逻辑和输出的脉冲信号输出给与非电路NAND。与非电路NAND获取来自逆变器INV的输出与来自或电路OR的输出的与非，向死时间生成电路DT3输出该输出。死时间生成电路DT3使来自与非电路NAND的脉冲信号延迟规定的死时间后经由电平位移电路LST2、缓存BUF3输出给端子Q3D。

作为如上构成的控制电路的工作，下面参见图33说明电容器C1的电压未上升时的工作。

首先，在时刻t0，由电源Vcc经由电阻R7对电容器C4充电，电容器C4的电压在到时刻t1为止直线地增加。在时刻t0～t1，电容器C4的电压在运算放大器OP3的输出电压以上，因此比较器CMP1将H电平输出给与电路AND。因此与电路AND的输出、即死时间生成电路DT4的输入成为与逆变器INV的输出相同的脉冲信号。

另外，比较器CMP2输出H电平，因此或电路OR始终输出H电平。因此与非电路NAND向死时间生成电路DT3输出反转了逆变器INV的输出的输出。

作为如上构成的控制电路的工作，下面参见图34说明电容器C1的电压上升时的工作。

电容器C4的电压上升时，由CFB端子经由电阻R8施加给运算放大器OP2的反转端子的电压变大，因此运算放大器OP2的输出电压随时间经过而降低。比较器CMP1在运算放大器OP2的输出在电容器C4的电压以上时输出H电平，因此脉冲信号的接通幅度逐渐变小而成为零。因此死时间生成电路DT4的输出的脉冲信号的接通幅度也逐渐变小。

另一方面，由CFB端子经由电阻R13施加给运算放大器OP3的非反转端子的电压变大，因此运算放大器OP3的输出电压随时间经过而增加。比较器CMP2在电容器C4的电压在运算放大器OP3的输出电压以上时输出H电平，因此会伴随着运算放大器OP3的输出电压的上升而产生输出L的期间，在该期间内，与时间一起增加。与非电路NAND在或电路OR的L期间或逆变器电路INV的L期间内输出H。随着或电路OR的L期间逐渐变大，与非电路NAND的H期间也逐渐变大。因此，死时间生成电路DT3的输出的脉冲信号的接通幅度也逐渐变大。

本发明能够应用于具备功率因数改善功能的直流转换装置。

Claims (6)

1.一种直流转换装置，其特征在于具有：

第1串联电路，其与平滑电容器并联连接，并将第1开关元件与第2开关元件串联连接而成；

第2串联电路，其与上述平滑电容器并联连接，并将第3开关元件与第4开关元件串联连接而成；

第3串联电路，其连接于上述第1开关元件和上述第2开关元件的连接点与上述第3开关元件和上述第4开关元件的连接点之间，并将谐振电容器、谐振电抗器和变压器的一次绕组串联连接而成；

整流平滑电路，其对上述变压器的二次绕组的电压进行整流平滑；

控制电路，其根据上述整流平滑电路的输出电压，使上述第1开关元件和上述第4开关元件与上述第2开关元件和上述第3开关元件交替地接通/断开；以及

第4串联电路，其与上述第4开关元件并联连接，并将升压电抗器与直流电源串联连接而成。

2.根据权利要求1所述的直流转换装置，其特征在于，上述直流电源具有功率因数改善功能，该功率因数改善功能具有提供交流电压的交流电源和对上述交流电源的交流电压进行整流的整流电路，

上述控制电路固定上述第2开关元件的接通时间来进行频率控制，按照上述平滑电容器的电压控制上述第4开关元件的接通时间。

3.根据权利要求2所述的直流转换装置，其特征在于，在上述第4开关元件的接通时间变为零时，上述控制电路控制上述第3开关元件的接通时间。

4.根据权利要求1至3中任意一项所述的直流转换装置，其特征在于，上述控制电路具有电压检测部，该电压检测部检测上述平滑电容器的电压，

在由上述电压检测部检测到的上述平滑电容器的电压超过规定电压的情况下，上述控制电路分别控制上述第3开关元件和上述第4开关元件的接通断开占空比。

5.根据权利要求4所述的直流转换装置，其特征在于，上述控制电路具有加法部，该加法部将上述整流电路的整流电压加入到由上述电压检测部检测到的上述平滑电容器的电压中，上述控制电路根据上述加法部的输出分别控制上述第3开关元件和上述第4开关元件的接通断开占空比。

6.根据权利要求1至5中任意一项所述的直流转换装置，其特征在于，上述谐振电抗器由上述变压器的一次绕组与二次绕组之间的漏电感构成。

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