CN102668386A - Rf信号生成电路以及无线发送机 - Google Patents

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Abstract

无线发送机由RF信号生成电路、驱动放大器、以及D级放大器构成。在RF信号生成电路中，从进行了正交调制的数字信号中检测振幅信号和相位信号，生成在相位为0°～180°的情况下为High，在相位为180°～360°的情况下为Low的脉冲相位信号。振幅信号与脉冲相位信号同步地进行∑Δ调制，并进而与脉冲相位信号混合，以生成RF脉冲信号。RF脉冲信号经由驱动放大器输入D级放大器，输出基于预先设定的基准电压的脉冲电压信号。据此，实现具有良好的杂音特性以及失真特性，并且具有较高的功效的小型的无线发送机。

Description

RF信号生成电路以及无线发送机
技术领域
本发明涉及在移动电话或无线LAN等的通信设备中无线发送数字信号的无线发送机，尤其涉及从数字信号生成RF脉冲信号的RF信号生成电路。
本申请基于在日本申请的特愿2009-289772号(申请日：2009年12月21日)以及特愿2010-196787号(申请日：2010年9月2日)主张优先权，将其内容援引于此。
背景技术
移动电话或无线LAN等的通信设备的发送部，要求与输出功率无关地确保发送信号的精度，并且以低耗电进行动作。尤其是，通信设备的发送部最后部分的功率放大器的耗电占通信设备整体的50％以上，因此要求具有较高的功效。
近年来，作为有望具有较高功效的功率放大器，开关放大器受到关注。开关放大器将脉冲波形信号假想为输入信号，维持其波形并进行功率放大。由开关放大器放大了的脉冲波形信号通过滤波器元件充分地抑制了期望频率成分以外的频率成分后，利用天线向空中发射。
图19是表示作为开关放大器的代表例的D级放大器1的电路图。D级放大器1具有将两个开关元件3a、3b串联连接于电源2与接地端GND之间的结构。对两个开关元件3a、3b，输入互补的脉冲信号S1、S2作为开关控制信号，控制为开关元件3a、3b中的仅任一者成为ON(接通)状态。在电源2侧的开关元件3a为ON，接地端GND侧的开关元件3b为OFF(断开)的情况下，从D级放大器1输出与电源电压相等的电压。相反，在开关元件3a为OFF，开关元件3b为ON的情况下，从D级放大器1输出与接地端电位相等的电压。
D级放大器1不需要偏置电流，因此功率损失在理想情况下为零。并且，开关元件3a、3b能够用MOS场效应晶体管或双极型晶体管构成。
图20是表示使用了D级放大器1的无线发送机5的结构的方框图。该结构在非专利文献1中公开。在图20中，对与图19相同的结构部分标注相同的符号。无线发送机5由RF信号生成电路6、驱动放大器(driveramplifier)7、以及D级放大器1构成。例如，在W-CDMA(Wideband CodeDivision Multiple Access，宽带码分多址)方式的情况下，数字基带8生成10比特以上的多比特无线信号。
D级放大器1的输入信号是脉冲波形信号。脉冲波形信号在一个脉冲中只能传输1比特，因此数字基带8的输出信号需要预先变换为1比特信息。作为变换为1比特信息的电路结构，为了良好地保持期望波的频带附近的杂音特性，采用∑Δ(Sigma-Delta)调制器9a、9b。利用该电路结构，能够将无线发送信号在维持良好的杂音特性的情况下变换为脉冲波形信号，输入D级放大器1。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：A.Frappe，B.Stefanelli，A.Flament，A.kaiser and A.Cathelin，“A DigitalΔ∑RF Signal Generator For Mobile CommunicationTransmitters In 90nm CMOS”，in IEEE RFIC Symp.，pp.13-16，June 2008.
发明内容
发明要解决的问题
非专利文献1中记载的D级放大器1实际上并未实现高效率内导体功率放大。其理由说明如下。
构成D级放大器1的开关元件3a、3b理想情况下在ON状态时端子间阻抗为零，OFF状态时端子间阻抗为无限大。在图19所示的D级放大器1中，在开关元件3a、3b分别从ON/OFF状态反转的情况下，开关元件3b的输出端子电压从电源电压瞬间下降为接地端电位。另外，开关元件3b变为ON状态后，负载与接地端GND连接，电流流入开关元件3b。
由开关元件3b产生的热损失等于其输出端子电压与流过开关元件3b的电流的积。另外，在开关元件3b为ON状态的情况下，其输出电压为接地端电位即为零，因此不产生热损失。另一方面，在开关元件3b为OFF状态的情况下，电流不流入开关元件3b，因此不产生热损失。
因此，开关元件3b的热损失仅在从ON状态迁移为OFF状态，或者从OFF状态迁移为ON状态的过程中产生。例如，在从ON状态迁移为OFF状态的过程中产生的热损失等于开关元件3b的输出端子电压下降为接地端电位为止的电压波形与该迁移过程中流过开关元件3b的电流的波形的积(即，I-V重叠(overlap))。在开关元件3b为理想情况下，输出端子电压的下降时间可近似地视为零，因而电压波形与电流波形的重复成分也近似为零，不产生热损失。
实际上，D级放大器1中的开关元件3a由P型FET构成，开关元件3b由N型FET构成。对P型FET而言，对栅极端子提供与阈值相比足够低的电压后，成为使漏极与源极间短路的ON状态，另一方面，对栅极端子提供与阈值相比足够高的电压后，成为使漏极与源极间断开的OFF状态。对N型FET而言，对栅极端子提供与阈值相比足够低的电压后成为OFF状态，另一方面，对栅极端子提供与阈值相比足够高的电压后成为ON状态。
FET元件由于沟道电阻、漏极-源极间电容等寄生参数，在ON状态时漏极-源极间的阻抗高于零，在OFF状态时漏极-源极间仍存在电容性的有限阻抗。
一般而言，对由FET元件构成的D级放大器而言，在上侧的P型FET与下侧的N型FET分别从ON/OFF状态反转的情况下，N型FET的漏极电压按照由沟道电阻与漏极-源极间电容决定的RC时间常数较迟钝地下降。在如上所述存在迟钝现象的情况下，I-V重叠变大，由FET元件产生的热损失为有限的值。
FET元件的热损失在漏极电压下降为接地电位为止的期间内的漏极电流较大的情况下，不可忽略地变大。在图20所示的无线发送机5中，输入D级放大器1的脉冲波形信号是由∑Δ调制器9a、9b生成的时钟同步型的脉冲信号。
另一方面，从脉冲信号再生的无线信号的相位与∑Δ调制器9a、9b的时钟信号不相关。若考虑FET元件的漏极电流的相位与无线信号的相位相等，则漏极电压与漏极电流的相位关系不相关。这意味着，在漏极电压的下降开始时刻，漏极电流变大。即，D级放大器1的耗电变大。
本发明的目的在于提供具有良好的杂音特性及失真特性、小型且高功效的RF信号生成电路。
另外，本发明的另一目的在于提供使用了该RF信号生成电路的无线发送机。
用于解决问题的手段
本发明提供一种RF信号生成电路，适用于数字信号的无线发送，包括：正交调制器，对数字信号进行正交调制；振幅检测器，检测正交调制器的输出信号的振幅并输出振幅信号；相位检测器，检测正交调制器的输出信号的相位并输出相位信号；脉冲相位信号生成器，基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；∑Δ调制器，与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；以及混频器，混合∑Δ调制器的输出信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号。
本发明提供一种RF信号生成电路，适用于数字信号的无线发送，包括：振幅检测器，检测数字信号的振幅并输出振幅信号；相位检测器，检测数字信号的相位并输出相位信号；脉冲相位信号生成器，基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；∑Δ调制器，与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；以及混频器，混合∑Δ调制器的输出信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号。
本发明提供一种无线发送机，无线发送数字信号，包括：振幅检测器，检测数字信号的振幅并输出振幅信号；相位检测器，检测数字信号的相位并输出相位信号；脉冲相位信号生成器，基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；∑Δ调制器，与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；混频器，混合∑Δ调制器的输出信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号；以及放大器，将RF脉冲信号的正极性电平变换为预先设定的基准电压值，将RF脉冲信号的负极性电平变换为接地电位。
本发明提供一种RF信号生成方法，适用于数字信号的无线发送，对数字信号进行正交调制；检测进行了正交调制的数字信号的振幅并输出振幅信号；检测进行了正交调制的数字信号的相位并输出相位信号；基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；以及混合进行了∑Δ调制的振幅信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号。
本发明提供一种RF信号生成方法，适用于数字信号的无线发送，检测数字信号的振幅并输出振幅信号；检测数字信号的相位并输出相位信号；基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；以及混合进行了∑Δ调制的振幅信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号。
本发明提供一种信号处理方法，适用于数字信号的无线发送，检测数字信号的振幅并输出振幅信号；检测数字信号的相位并输出相位信号；基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；混合进行了∑Δ调制的振幅信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号；将RF脉冲信号的正极性电平变换为预先设定的基准电压值；以及将RF脉冲信号的负极性电平变换为接地电位。
本发明提供一种无线发送机，无线发送数字信号，包括：振幅检测器，检测数字信号的振幅并输出振幅信号；相位检测器，检测数字信号的相位并输出相位信号；脉冲相位信号生成器，基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；多值输出型的∑Δ调制器，与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；混频器，混合∑Δ调制器的输出信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号；以及放大器，根据所述∑Δ调制器的输出值，将RF脉冲信号变换为预先设定的基准电压值。
发明的效果
根据本发明，能够减少适用于无线发送机的D级放大器的开关元件的开关动作中端子间电压及电流的重复，由此能够减少由开关元件产生的热损失。据此，能够在D级放大器中实现良好的杂音特性及失真特性，并且实现较高的功效。
附图说明
图1是表示本发明的实施例1所涉及的无线发送机的结构的方框图。
图2是用于说明实施例1所涉及的无线发送机的动作的时序图。
图3是表示实施例1所涉及的无线发送机中的RF信号生成电路所包括的IQ调制器的结构的电路图。
图4是表示实施例1所涉及的无线发送机中的RF信号生成电路所包括的振幅/相位检测器的结构的方框图。
图5是表示实施例1所涉及的无线发送机中的RF信号生成电路所包括的∑Δ调制器的结构的电路图。
图6是表示实施例1所涉及的无线发送机中的RF信号生成电路所包括的混频器的结构的电路图。
图7是表示实施例1所涉及的无线发送机中的D级放大器的结构的电路图。
图8是表示D级放大器的其他结构的电路图。
图9是表示本发明的实施例2所涉及的无线发送机的结构的方框图。
图10是表示实施例2所涉及的无线发送机中的RF信号生成电路所包括的振幅检测器的结构的方框图。
图11是表示实施例2所涉及的无线发送机中的RF信号生成电路所包括的相位检测器的结构的方框图。
图12是表示本发明的实施例3所涉及的无线发送机的结构的方框图。
图13是表示实施例3所涉及的无线发送机中的RF信号生成电路所包括的∑Δ调制器的结构的电路图。
图14是表示图13所示的∑Δ调制器所包括的三值输出型比较器的输入输出关系的图。
图15是表示图12所示的RF信号生成电路的后面连接的解码器的动作的真值表。
图16是表示本发明的实施例4所涉及的无线发送机的结构的方框图。
图17是表示实施例4所涉及的无线发送机中的RF信号生成电路所包括的∑Δ调制器的结构的电路图。
图18是实施例4所涉及的无线发送机中的带切换功能解码器所适用的两种真值表。
图19是表示根据以往技术的D级放大器的结构的电路图。
图20是表示使用了根据以往技术的D级放大器的无线发送机的结构的方框图。
具体实施方式
参考实施例与附图详细说明本发明。此处，对相同的结构部分标注相同的符号。
实施例1
图1是表示本发明的实施例1所涉及的无线发送机10的结构的方框图。无线发送机10包括RF信号生成电路11、驱动放大器12、以及D级放大器13。RF信号生成电路11由数字基带20、IQ调制器21、振幅/相位检测器22、脉冲相位信号生成器23、∑Δ调制器24、以及混频器25构成。
IQ调制器21将由数字基带20生成的正交无线信号变换为RF信号。振幅/相位检测器22分割提取RF信号所包含的振幅信号γ与相位信号θ。振幅信号γ被提供给∑Δ调制器24，相位信号θ被提供给脉冲相位信号生成器23。
脉冲相位信号生成器23生成在相位信号θ为0°～180°的情况下为High，在相位信号θ为180°～360°的情况下为Low的脉冲相位信号。脉冲相位信号被提供给∑Δ调制器24的时钟端子以及混频器25。脉冲相位信号的上升沿与相位信号θ为0°的点一致，下降沿与相位信号θ为180°的点一致。∑Δ调制器24将脉冲相位信号作为时钟信号输入，将振幅信号γ变换为脉冲波形的脉冲振幅信号，并提供给混频器25。并且，脉冲振幅信号的脉冲速率不恒定，与脉冲相位信号同步变化。
混频器25在脉冲振幅信号为Low的情况下输出低电平，在脉冲振幅信号为High的情况下输出与脉冲相位信号相等的电平。D级放大器13构成为将两个开关元件31a、31b串联连接于电源30与接地端GND之间。D级放大器13输出与输入到开关元件31a、31b的脉冲波形具有相同波形的脉冲电压信号。
混频器25的输出信号及其互补信号经由驱动放大器12输入到D级放大器13的开关元件31a、31b。滤波器电路14在D级放大器13的后面连接，具有与RF信号的频带一致的通过频带，选择性地仅使从D级放大器13输出的脉冲电压信号所包含的RF信号通过。在滤波器电路14的后面连接负载15，据此再生RF信号。
图2是表示RF信号生成电路11的内部信号和输出信号、以及D级放大器13的输出信号的时序图。具体而言，表示从振幅/相位检测器22输出的相位信号θ、从脉冲相位信号生成器23输出的脉冲相位信号、从∑Δ调制器24输出的脉冲振幅信号、混频器25的输出信号、以及D级放大器13的输出信号。
在混频器25的输出信号，即RF信号生成电路11的输出脉冲信号中，状态迁移点(即上升沿、下降沿)与脉冲相位信号的状态迁移点一致。脉冲相位信号的上升沿及下降沿分别与相位信号θ的0°及180°一致，因而RF信号生成电路11的输出脉冲信号的上升沿及下降沿与RF信号的相位0°及180°一致。
如图2所示，D级放大器13的输出信号是与输入信号相等的脉冲波形的脉冲电压信号。作为与D级放大器13的输出端子连接的滤波器电路14的输入输出端子间阻抗，使用对RF信号占用的频带与负载15相比足够小，对其他频带与负载15相比足够大的阻抗。
从D级放大器13输入滤波器电路14的电流近似等于将D级放大器13的输出端子的脉冲电压信号所包含的RF信号成分除以负载15的电阻值而得到的值。即，从D级放大器13输入滤波器电路14的电流的波形与RF信号的波形相等。换言之，D级放大器13的输出电流的相位与RF信号的相位一致。
若考虑构成D级放大器13的开关元件31a、31b的ON/OFF迁移点与RF信号生成电路11的输出脉冲信号的状态迁移点一致，则开关元件31a、31b的ON/OFF迁移点处的D级放大器13的输出电流的相位为0°或180°。即，在开关元件31a、31b的ON/OFF迁移点处，输出电流瞬间为零。
因此，在本发明的实施例1中，能够使D级放大器13的开关元件31a、31b的ON/OFF迁移点处的输出电流为零，从而将开关元件31a、31b中的I-V重叠抑制为最小限度。即，与非专利文献1相比，能够将D级放大器13的耗电抑制得较小。
图3是表示RF信号生成电路11的IQ调制器21的结构的电路图。IQ调制器21由IQ局部振荡器40、混频器41a、41b、以及合成器42构成。IQ局部振荡器40生成具有与RF信号的载波频率相等的频率，并且相互具有90°的相位差的两个正弦波形的电压信号。
混频器41a、41b分别输出两个输入信号的积。混频器41a中输入基带信号I和由IQ局部振荡器40生成的正弦波信号(相位0°)。混频器41b中输入基带信号Q和由IQ局部振荡器40生成的另一个正弦波信号(即，与输入混频器41a的正弦波信号相比，相位延迟了90°的正弦波信号)。混频器42输出混频器41a、41b的输出信号的和。
由IQ局部振荡器40生成的两个正弦波信号，即电压信号Vlo_i、Vlo_q用数式1及数式2表示。
数式1
Vlo_i＝Acos(ωct)
数式2
Vlo_q＝Asin(ωct)
在数式1及数式2中，ωc是相当于载波频率的角频率。
假设输入到混频器41a、41b的基带信号分别为Vbb_i、Vbb_q，则它们用数式3及数式4表示。
数式3
Vbb_i＝Bcos(ωbt+θ)
数式4
Vbb_q＝-Bsin(ωbt+θ)
在数式3及数式4中，B表示振幅信息，θ表示相位信息。ωb是相当于中间频率的角频率。
混频器41a、41b分别输出Vlo_i与Vbb_i的积、以及Vlo_q与Vbb_q的积。假设混频器41a、41b的输出电压信号为Vmix1、Vmix2，则它们用数式5及数式6表示。
数式5
Vmix1＝0.5×AB{cos((ωc+ωb)t+θ)+cos((ωc-ωb)t-θ)}
数式6
Vmix2＝0.5×AB{cos((ωc+ωb)t+θ)-cos((ωc-ωb)t-θ)}
合成器42计算混频器41a、41b的输出信号的和，即Vmix1与Vmix2的和。假设合成器42的输出电压信号为Vcomb，则它用数式7表示。
数式7
Vcomb＝ABcos((ωc+ωb)t+θ)
合成器42的输出电压信号Vcomb是与基带信号的角频率相比增加了ωc的信号，相当于RF信号。
图4是表示实施例1所涉及的无线发送机10的振幅/相位检测器22的结构的方框图。振幅/相位检测器22由振幅检测器22a和相位检测器22b构成。振幅检测器22a由二极管51、电阻52、以及电容(电容器)53构成。二极管51输出与输入电压的平方成正比的电流。在对二极管51输入了RF信号的情况下，振幅值越大，则从二极管51输出的电流值的时间平均值越大。
在二极管51的后面连接的电阻52及电容53构成滤波器电路，仅取出二极管51的输出电流所包含的DC成分。该DC成分等于二极管51的输出电流的时间平均值。因此，RF信号的振幅值越大，则DC成分越大。换言之，输入二极管51的RF信号的振幅值与二极管51的输出电流的DC成分具有单调增加的关系，并且具有一对一的关系。因此，能够从二极管51的输出信号的DC成分中提取RF信号所包含的振幅信息。
相位检测器22b由比较器54构成。比较器54的输出电平在输入信号为正值的情况下是High，在输入信号为负值的情况下是Low。RF信号在相位为0°～180°的情况下为正值，在相位为180°～360°的情况下为负值。因此，RF信号输入比较器54后，在相位为0°～180°的情况下输出High电平，在相位为180°～360°的情况下输出Low电平。
比较器54的输出波形理想情况下为矩形波。实际上，由于比较器54的输出部中存在有寄生的电阻、电容，所以比较器的输出波形接近正弦波。在相位检测部2b的后面连接的脉冲相位信号生成器23是将接近正弦波的相位信号再次成形为矩形波信号的部件。脉冲相位信号生成器23与相位检测器22b相同，能够由比较器构成。不过，为了避免由于寄生参数而使矩形波恢复为正弦波，将高增益的放大器连接于比较器的输出部，据此使相位0°及180°时的波形倾斜变得急剧，使比较器的输出波形接近矩形波。
图5是表示实施例1所涉及的无线发送机10的∑Δ调制器24的结构的电路图。
∑Δ调制器24以比输入信号的时钟频率高的时钟频率动作，将输入信号具有的多比特信息变换为1比特信息并输出。另外，由∑Δ调制器24产生的量化杂音具有在奈奎斯特频率处最高，频率越低则越小的性质。
通过使∑Δ调制器24以与输入信号的时钟频率相比足够高的时钟频率动作，能够将输入信号纳入与奈奎斯特频率相比足够低的频域中。这样，通过以较高的时钟频率使∑Δ调制器24动作，输入信号能够不易受到量化杂音的影响。
∑Δ调制器24由乘法器60a～60g、加法器61a～61e、除法器62a～62c、以及一比特比较器63构成。若假设∑Δ调制器24的输入信号为X(z)，输出信号为Y(z)，由一比特比较器63产生的量化杂音为N(z)，则它们用数式8定义。其中，z＝e(jω)，ω是角频率。
数式8
Y ( z ) = X ( z ) + N ( z ) ( - 257 + 769 z - 768 z 2 + 256 z 3 ) - 232 + 713 z - 736 z 2 + 256 z 3
在DC(即频率为零)的情况下，z＝1，因而量化杂音N(z)为0，数式8的分母为1，输出信号Y(z)与输入信号X(z)相等。这意味着在DC的情况下，∑Δ调制器24的输出信号Y(z)完全不受量化杂音的影响。
图6是表示实施例1所涉及的无线发送机10的RF信号生成电路11所包括的混频器25的结构的电路图。
混频器25是逻辑元件，能够由一个AND元件70构成。AND元件70是二输入一输出，仅在两个输入均为High的情况下输出为High，在两个输入为Low的情况下输出为Low。构成混频器25的AND元件70输入脉冲相位信号生成器23的输出信号和∑Δ调制器24的输出信号。此处，在∑Δ调制器24的输出电平为High的情况下，AND元件70保持原样地输出脉冲相位信号生成器23的输出信号。相反，在∑Δ调制器24的输出电平为Low的情况下，AND元件70的输出为Low。
图7是表示实施例1所涉及的无线发送机10的D级放大器13的结构的电路图，示出开关元件31a、31b的具体结构。
如图1所示，D级放大器13串联连接两个开关元件31a、31b而构成。如图7所示，开关元件31a、31b分别具有控制端子80、信号端子81a、81b。对控制端子80输入High后，信号端子81a、81b短路而变为ON状态，另一方面，对控制端子80输入Low后，信号端子81a、81b不连接，变为OFF状态。
开关元件31a、31b能够使用MOS晶体管90或双极型晶体管91实现。此处，控制端子80相当于栅极90a或基极91a，信号端子81a相当于源极90b或发射极91b，信号端子81b相当于漏极90c或集电极91c。
图8是表示D级放大器13的其他结构的电路图。
作为D级放大器13的结构，在图1所示的结构之外，能够采用图8所示的结构。在图8中，D级放大器13由两个开关元件SW1、SW2和两个电流源CS1、CS2构成。并且，开关元件SW1、SW2能够使用图7所示的MOS晶体管90或双极型晶体管91实现。
在图8中，在左开关元件SW1为断开状态，右开关元件SW2为接通状态时，左电流源CS1的输出电流对D级放大器13的外部输出，经由滤波器电路14以及负载15流入右开关元件SW2。另一方面，右电流源CS2的输出电流流入右开关元件SW2，因此不供应给滤波器电路14以及负载15。
相反，在左开关元件SW1为接通状态，右开关元件SW2为断开状态时，右电流源CS2的输出电流经由滤波器电路14以及负载15流入左开关元件SW1。若对开关元件SW1、SW2输入脉冲信号及其互补信号，则开关元件SW1、SW2交替接通/断开，与脉冲的High与Low对应，电流脉冲在正向与负向上流入负载15。滤波器电路14对RF信号占用的频带成分使输入输出之间断开，另一方面，对RF信号的频带以外的成分使输入输出之间短路。因此，负载15两端的电压信号仅是输入脉冲信号所包含的RF信号成分。
根据实施例1，使从振幅/相位检测器22输出的振幅信号与从脉冲相位信号生成器23输出的脉冲相位信号同步，由∑Δ调制器24进行调制，因而能够使D级放大器13的开关元件(31a、31b或SW1、SW2)的开关动作中的端子间电压/电流的重叠变小，由此，能够减少由开关元件产生的热损失。据此，能够在D级放大器13中实现良好的杂音特性和失真特性，并且实现较高的功效。
实施例2
接着说明本发明的实施例2。
图9是表示本发明的实施例2所涉及的无线发送机100的结构的方框图。在图9中，对与图1所示的结构部分相同的结构部分标注相同的符号，省略其说明。与实施例1的无线发送机10相比，实施例2的无线发送机100将RF信号生成电路11置换为RF信号生成电路110。RF信号生成电路110与RF信号生成电路11具有相同的功能，但信号生成过程不同。以下说明RF信号生成电路110的结构以及动作。
在图9中，RF信号生成电路110由数字基带20、振幅检测器26、相位检测器27、脉冲相位信号生成器23、∑Δ调制器24、以及混频器25构成。并且，数字基带20、脉冲相位信号生成器23、∑Δ调制器24、以及混频器25与RF信号生成电路11的结构部分相同。
由数字基带20生成的无线信号(基带信号)输入到振幅检测器26以及相位检测器27。振幅检测器26计算从数字基带20输出的基带信号(IQ信号)的平方和，计算RF信号的振幅值(即振幅信号)。相位检测器27使用数字基带20的IQ信号和振幅检测器26的振幅信号，生成RF信号的相位信号。由振幅检测器26和相位检测器27输出的振幅信号和相位信号与从振幅/相位检测器22输出的振幅信号γ和相位信号θ相同。该振幅信号γ和相位信号θ与实施例1同样，由脉冲相位信号生成器23、∑Δ调制器24、以及混频器25变换为RF脉冲信号，从RF信号生成电路110输出。
图10是表示无线发送机100的RF信号生成电路110所包括的振幅检测器26的结构的方框图。振幅检测器26由两个平方器120a、120b、一个加法器121、以及一个平方根计算器122构成。平方器120a、120b计算输入信号(即I信号及Q信号)的平方。加法器121计算平方器120a、120b的输出信号(即I信号的平方、Q信号的平方)的和。平方根计算器122计算加法器121的加法结果的平方根。此处，IQ信号是振幅相等，并且相互具有90°的相位差的正交关系。因此，IQ信号的振幅值能够通过计算其平方和的平方根而得到。另外，IQ信号的振幅值与RF信号的振幅值相等，因此通过对振幅检测器26输入IQ信号，能够得到RF信号的振幅值。
图11是表示无线发送机100的RF信号生成电路110所包括的相位检测器27的结构的方框图。相位检测器27由除法器130和IQ调制器131构成。该IQ调制器131与图3所示的IQ调制器21相同。除法器130具有I输入端子(Iin)、Q输入端子(Qin)、r输入端子(rin)、I输出端子(Iout)、以及Q输出端子(Qout)。乘法器130分别从I输出端子和Q输出端子，输出将输入到I输入端子和Q输入端子的电压信号(I信号、Q信号)除以输入到r输入端子的电压信号(√(I信号的平方+Q信号的平方)＝振幅)而得到的结果。
数式3及数式4所示的数字基带信号(即IQ信号)被输入到除法器130的I输入端子和Q输入端子，另一方面，r输入端子中输入振幅信号(即，输入了数据库信号(IQ信号)的振幅检测器26的输出信号)。在此情况下，除法器130的I输出端子以及Q输出端子的输出信号Vbb_iθ、Vbb_qθ作为振幅为1的正弦波/余弦波信号用数式9以及数式10表示。
数式9
Vbb_iθ＝cos(ωbt+θ)
数式10
Vbb_qθ＝-sin(ωbt+θ)
并且，数式9、数式10表示的Vbb_iθ、Vbb_qθ相当于在数式3、数式4表示的Vbb_i、Vbb_q中在右边的B中代入1而得到的值。
将除法器的输出130信号Vbb_iθ、Vbb_qθ输入IQ调制器131后，IQ调制器131输出数式11表示的输出信号Vcombθ。并且，数式11表示的Vcombθ相当于在数式7表示的Vcomb的右边在B中代入1而得到的值。
数式11
Vcombθ＝Acos((ωc+ωb)t+θ)
数式11的右边表示，RF信号的振幅信息被删去，仅留下相位信号。因此，相位检测器27输出相位信号。
并且，实施例2的无线发送机100使用的D级放大器13除了图9所示的结构以外还能够采用图8所示的结构。
根据实施例2，使从振幅检测器26输出的振幅信号与从脉冲相位信号生成器23输出的脉冲相位信号同步，由∑Δ调制器24进行调制，因而能够使D级放大器13的开关元件(31a、31b)的开关动作中的端子间电压及电流的重复变小，由此，能够减少由开关元件产生的热损失。据此，能够在D级放大器13中实现良好的杂音特性和失真特性，并且实现较高的功效。
实施例3
接着说明本发明的实施例3。
图12是表示本发明的实施例3所涉及的无线发送机200的结构的方框图。在图12中，对与图1相同的结构要素标注相同的符号，省略其说明。与图1所示的实施例1相比，在实施例3中将RF信号生成电路11置换为RF信号生成电路111，将驱动放大器12置换为驱动放大器120，将D级放大器13置换为D级放大器130。另外，在RF信号生成电路111与驱动放大器120之间插入解码器16。RF信号生成电路111在RF信号生成电路11中将∑Δ调制器24置换为∑Δ调制器241。
图13是表示RF信号生成电路111的∑Δ调制器241的结构的电路图。∑Δ调制器241是在图5所示的∑Δ调制器24中将一比特比较器63置换为三值输出型比较器64而得到的部件。
图14是表示∑Δ调制器24的三值输出型比较器64的输入输出关系的图。如图14所示，三值输出型比较器64具有两个对输入值的判定阈值(-1/3、1/3)，具有三个输出值(-1、0、1)。
RF信号生成电路111的混频器25混合∑Δ调制器241的输出信号与脉冲相位信号生成器23的输出信号，并输出该混合信号。并且，脉冲相位信号生成器23的输出信号为二值(即0或1)，因此RF信号生成电路111的输出值的数量与∑Δ调制器241的输出值的数量相同，为三个(-1、0、1)。
在实施例3所涉及的无线发送机200中，D级放大器130由三个开关元件31a、31b、以及33a构成。该开关元件31a、31b、以及33a与图1所示的D级放大器13的开关元件31a、31b为相同结构，各开关元件在对控制端子输入High时为ON状态，输入Low时为OFF状态。电压值为VDD的电源30连接于开关元件31a，接地端GND连接于开关元件31b，电压值为VDD/2的电源32连接于开关元件33a。另外，开关元件31a、31b、以及33a相互连接，构成D级放大器130的输出端子。
在三个开关元件31a、31b、以及33a中，仅对一个开关元件始终输入High，对剩余的两个开关元件输入Low。D级放大器130的输出端子连接于输入了High的开关元件，输出其电压源的电压。即，D级放大器130的输出电压值是Vdd、Vdd/2、以及0这三个值中的任一个。
构成D级放大器130的开关元件31a、31b、以及33a的控制信号由解码器16生成。解码器16根据从RF信号生成电路111输出的三个值，按照图15所示的真值表，生成控制信号A、B、以及C，并经由驱动放大器120提供给开关元件31a、33a、以及31b。即，若RF信号生成电路111的输出值为1，则对连接于Vdd的开关元件31a输入High，若输出值为0，则对连接于Vdd/2的开关元件33a输入High，若输出值为-1，则对连接于接地端GND的开关元件31b输入High。
∑Δ调制器241的三值输出型比较器64与一比特比较器63相比能取的输出值的数量较多，因此与一比特比较器63相比，量化杂音(即输入信号与输出信号的差)在统计上较小。因此，实施例3中产生的量化杂音比实施例1中产生的量化杂音小，其结果是，实施例3中生成的无线信号的信号对杂音功率比(SNR)与实施例1相比有所提高。
在实施例3中，RF信号生成电路111的输出值的数量以及D级放大器130的输出电压值的数量均为“3”，但这些数量也能够扩大为“3”以上的数量N，或者减少为“3”以下的数量。在此情况下，量化杂音的产生量减少，由此，实施例3中生成的无线信号的SNR进一步提高。
将实施例3所涉及的RF信号生成电路111所包括的∑Δ调制器241变更为N值输出型。在该N值输出型的∑Δ调制器241中，假设输出值从较低的值起依次为a(1)、a(2)、……、a(N)，并且a(1)＝0。∑Δ调制器241的向N值输出型的变更能够通过将三值输出型比较器64置换成阈值为N-1个、输出值为N个的N值输出型比较器来实现。另外，将构成D级放大器130的开关元件的数量变更成N个，假设连接于开关元件的电源电压从较低的值起依次为V(1)、V(2)、……、V(N)，并且V(1)＝0。
解码器16在RF信号生成电路111的输出值为a(m)(m是1～N的整数)时，生成在构成D级放大器130的开关元件中，仅对连接于电压值V(m)的开关元件输入High的控制信号。在该结构中，在RF信号生成电路111的输出值为a(m)时，从D级放大器130输出功率值V(m)。这样，能够将RF信号生成电路111的输出值的数量和D级放大器130的电压值的数量分别扩大为N个。并且，为了减小信号失真，对于RF信号生成电路111的输出值和D级放大器130的电压值，如数式12所示，可以设定为相邻输出值的间隔相对于满刻度的比例相等。
数式12
a ( k ) - a ( k - 1 ) a ( N ) - a ( 1 ) = V ( k ) - V ( k - 1 ) V ( N ) - V ( 1 )
实施例4
接着说明本发明的实施例4。
图16是表示本发明的实施例4所涉及的无线发送机300的结构的方框图。在图16中，对与图12相同的结构部分标注相同的符号，省略其说明。与实施例3的无线发送机200相比，在实施例4的无线发送机300中中将RF信号生成电路111置换为RF信号生成电路112，并且将解码器16置换为带切换功能解码器17。另外，在无线发送机300中设置变更带切换功能解码器17的内部参数的控制器18。与RF信号生成电路111相比，在RF信号生成电路112中将∑Δ调制器241置换为∑Δ调制器242。
图17是表示实施例4所涉及的无线发送机300所包括的∑Δ调制器242的结构的电路图。∑Δ调制器242是在图13所示的∑Δ调制器241中将三值输出型比较器64置换为带切换功能比较器65而得到的结构。带切换功能比较器65具有根据外部控制信号，切换为图5所示的一比特比较器63与图13所示的三值输出型比较器64的功能。具体而言，输入控制信号X后，带切换功能比较器65变更为三值输出型比较器64，另一方面，输入控制信号Y后，带切换功能比较器65变更为一比特比较器63。
带切换功能解码器17具有图18(a)、(b)所示的两种真值表A、B，在控制信号为X的情况下使用真值表A，在控制信号为Y的情况下使用真值表B。并且，真值表A与实施例3的无线发送机200的解码器16具有的真值表(参照图15)相同。
控制器18生成两种信号X、Y作为对∑Δ调制器242的带切换功能比较器65和带切换功能解码器17的控制信号。控制器18输出控制信号X后，带切换功能比较器65变更为三值输出型，因此实施例4的RF信号生成电路112成为与实施例3的RF信号生成电路111相同的结构。在此情况下，带切换功能解码器17使用图18(a)所示的真值表A，与解码器16同样发挥作用。即，在控制器18的控制信号为X的情况下，实施例4的无线发送机300与实施例3的无线发送机200为相同的结构。
另一方面，在控制器18输出控制信号Y的情况下，带切换功能比较器65变更为1比特型。另外，带切换功能解码器17使用图18(b)所示的真值表B。并且，在控制信号X的情况下RF信号生成电路112的输出值和D级放大器130的电压值的数量为“3”，另一方面，在控制信号Y的情况下输出值和电压值的数量为“2”。即，与控制信号Y相比，控制信号X的量化杂音较低，D级放大器130的输出信号的SNR较高。
另外，在控制信号X的情况下∑Δ调制器242的带切换功能比较器65的输出值的数量为“3”，在控制信号Y的情况下输出值的数量为“2”。在∑Δ调制器242中，带切换功能比较器65的输出值越小，则其运算处理的负担越小。即，关于∑Δ调制器242的动作速度极限值，与控制信号X的极限值SX相比，控制信号Y的极限值SY较高。
输入∑Δ调制器242的时钟信号是脉冲相位信号生成器23的脉冲相位信号，其速度接近载波频率。即，在脉冲相位信号的速度为SX以下的载波频率的情况下，控制器18生成控制信号X，另一方面，在脉冲相位信号的速度超过SX的情况下，控制器18生成控制信号Y。据此，能够始终将无线信号的SNR设定为最佳的值。
并且，在载波频率动态变化的情况下，根据脉冲相位信号的速度为SX以下或是超过SX，控制器18能够通过输出控制信号X或是控制信号Y来进行应对。
产业上的利用可能性
本发明适用于移动电话或无线LAN等的通信设备中采用的无线发送机，尤其是用RF信号生成电路的输出信号驱动D级放大器的结构。另外，能够减少由D级放大器的开关元件产生的热损失，因此能够实现良好的杂音特性以及失真特性，并且实现较高的功效，由此减少通信设备的耗电，因而本发明对于各种通信设备具有较高的通用性。
符号说明
10 无线发送机
11 RF信号生成电路
12、120 驱动放大器
13、130 D级放大器
14 滤波器电路
15 负载
16 解码器
17 带切换功能解码器
18 控制器
20 数字基带
21 IQ调制器
22 振幅/相位检测器
23 脉冲相位信号生成器
24、241、242 ∑Δ调制器
25 混频器
26 振幅检测器
27 相位检测器
31a、31b、33a 开关元件
63 一比特比较器
64 三值输出型比较器
65 带切换功能比较器
100、200、300 无线发送机
110、111、112 RF信号生成电路

Claims (14)

1.一种RF信号生成电路，适用于数字信号的无线发送，其特征在于包括：
正交调制器，对数字信号进行正交调制；
振幅检测器，检测所述正交调制器的输出信号的振幅并输出振幅信号；
相位检测器，检测所述正交调制器的输出信号的相位并输出相位信号；
脉冲相位信号生成器，基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；
∑Δ调制器，与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；以及
混频器，混合所述∑Δ调制器的输出信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号。
2.根据权利要求1所述的RF信号生成电路，其特征在于：
所述相位检测器包括：
平方器，对所述正交调制器的输出信号进行平方；以及
滤波器电路，从所述平方器的输出信号中去除交流成分，检测直流成分。
3.根据权利要求1或2所述的RF信号生成电路，其特征在于：
所述相位检测器由比较所述正交调制器的输出信号与指定的阈值，并且将其比较结果变换为二值的比较器构成，
所述混频器由取得所述∑Δ调制器的输出信号与脉冲相位信号的逻辑积的AND元件构成。
4.一种RF信号生成电路，适用于数字信号的无线发送，其特征在于包括：
振幅检测器，检测数字信号的振幅并输出振幅信号；
相位检测器，检测数字信号的相位并输出相位信号；
脉冲相位信号生成器，基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；
∑Δ调制器，与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；以及
混频器，混合所述∑Δ调制器的输出信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号。
5.根据权利要求4所述的RF信号生成电路，其特征在于：
所述振幅检测器包括：
第一平方器，计算数字信号的同相信号的平方值；
第二平方器，计算数字信号的正交信号的平方值；
加法器，计算由所述第一平方器计算出的平方值与由所述第二平方器计算出的平方值的和；以及
平方根计算器，计算所述加法器的加法运算结果的平方根。
6.根据权利要求4或5所述的RF信号生成电路，其特征在于：
所述相位检测器包括：
除法器，将数字信号的同相信号以及正交信号除以所述振幅检测器的振幅信号；以及
正交调制器，对所述除法器的输出信号进行正交调制；
所述脉冲相位信号生成器由比较所述正交调制器的输出信号与指定的阈值，并且将其比较结果变换为二值的比较器构成。
7.根据权利要求1或4所述的RF信号生成电路，其特征在于：
所述∑Δ调制器为多值输出型。
8.一种无线发送机，无线发送数字信号，其特征在于包括：
振幅检测器，检测数字信号的振幅并输出振幅信号；
相位检测器，检测数字信号的相位并输出相位信号；
脉冲相位信号生成器，基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；
∑Δ调制器，与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；
混频器，混合所述∑Δ调制器的输出信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号；以及
放大器，将RF脉冲信号的正极性电平变换为预先设定的基准电压值，将RF脉冲信号的负极性电平变换为接地电位。
9.一种RF信号生成方法，适用于数字信号的无线发送，其特征在于：
对数字信号进行正交调制；
检测进行了正交调制的数字信号的振幅并输出振幅信号；
检测进行了正交调制的数字信号的相位并输出相位信号；
基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；
与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；以及
混合进行了∑Δ调制的振幅信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号。
10.一种RF信号生成方法，适用于数字信号的无线发送，其特征在于：
检测数字信号的振幅并输出振幅信号；
检测数字信号的相位并输出相位信号；
基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；
与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；以及
混合进行了∑Δ调制的振幅信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号。
11.一种信号处理方法，适用于数字信号的无线发送，其特征在于：
检测数字信号的振幅并输出振幅信号；
检测数字信号的相位并输出相位信号；
基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；
与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；
混合进行了∑Δ调制的振幅信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号；
将RF脉冲信号的正极性电平变换为预先设定的基准电压值；以及
将RF脉冲信号的负极性电平变换为接地电位。
12.一种无线发送机，无线发送数字信号，其特征在于包括：
振幅检测器，检测数字信号的振幅并输出振幅信号；
相位检测器，检测数字信号的相位并输出相位信号；
脉冲相位信号生成器，基于相位信号生成脉冲波形的脉冲相位信号；
多值输出型的∑Δ调制器，与脉冲相位信号同步，对振幅信号进行∑Δ调制；
混频器，混合所述∑Δ调制器的输出信号与脉冲相位信号，生成RF脉冲信号；以及
放大器，根据所述∑Δ调制器的输出值，将RF脉冲信号变换为预先设定的基准电压值。
13.根据权利要求12所述的无线发送机，其特征在于：
根据外部控制信号变更所述∑Δ调制器的输出值的数量。
14.根据权利要求13所述的无线发送机，其特征在于：
根据无线信号的载波频率决定外部控制信号。
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