JP2022114529A - デジタル変調器、通信装置、デジタル変調器の制御方法及びプログラム - Google Patents

デジタル変調器、通信装置、デジタル変調器の制御方法及びプログラム Download PDF

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Abstract

【課題】構成要素を簡便にしつつ信号の広帯域化を図ることができるデジタル変調器、通信装置、デジタル変調器の制御方法及びプログラムを提供すること。【解決手段】本開示におけるデジタル変調器２は、ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成するポーラ変換器３を備える。位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成するＲＦ位相信号生成器４と、ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成する矩形化器５を備える。振幅信号をタイムインターリーブし、第１及び第２のタイムインターリーブ信号を出力するタイムインターリーバ６を備える。また、矩形ＲＦ位相信号に基づいて第１及び第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１及び第２のΔΣ変調信号を出力するΔΣ変調器７を備える。さらに、矩形ＲＦ位相信号に基づいて第１及び第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力するセレクタ８を備える。【選択図】図１

Description

本開示はデジタル変調器、通信装置、デジタル変調器の制御方法及びプログラムに関する。
光ファイバを用いた無線アクセスシステムについて、図１０を用いて説明する。モバイルネットワークのアクセス網において、屋外基地局の電波が届きにくい場所、例えば地下街やビル内のようなエリアには、別途、低コストで電波を供給するシステムとして、図１０に示すような光ファイバを用いた無線アクセスシステムが配置される。本システムにおいては、センターユニットで生成したデジタル無線信号は、パラレル／シリアル変換されたのち、光ファイバを経由して、弱電エリアに設置されるリモートユニットに送信される。その後、本リモートユニットにて、シリアル／パラレル変換され、ＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ－ｔｏ－Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）にてアナログ信号に変換されたのち、さらに高周波信号に変換されて、アンテナより放射される。
一方で、図１１に示す高周波無線信号を矩形１ｂｉｔ信号にして、直接光ファイバを用いて子機に伝送するシステムは、子機においてＤＡＣが不要となる。そのため、子機の低コスト化及び高効率化が期待できるとともに、設置容易性の向上が期待できる。低コストにより構成される１ｂｉｔ伝送方式として、低レートで矩形波形を生成可能な位相同期デジタル変調方式である、位相同期ＥＤＳＭ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｄｅｌｔａ－Ｓｉｇｍａ Ｍｏｄｕｌａｔｔｏｎ）が有効である。
一方で、５Ｇ広帯域信号に対応するためには、通信方式の広帯域化が必要である。位相同期デジタル変調方式を用いた場合の帯域は、送信器の内部に備えるΔΣ変調器のクロック周波数に比例する関係にある。位相同期デジタル変調方式を用いた場合、ＲＦ位相信号を用いてクロック信号を発振する方式を採用するため、クロック周波数はキャリア周波数に固定される。そのため、キャリア周波数が十分に高くない場合は、十分な広帯域化ができないという課題がある。特許文献１には、Ｎ値のデジタル信号を、ミキサ及び加算器を用いて直交変調するデジタル変調器に関する技術が開示されている。
特開２０２０－１６７４６５号公報
特許文献１において開示されたデジタル変調器においては、直交変調後のデジタル信号も、Ｎ値のままである。また、直交変調後に、Ｎ値信号分配器にてＮ－１個の２値信号、すなわちパラレルな１ｂｉｔ信号を生成する方式である。そのため、デジタル変調器に備えるミキサ等の構成に関する設計が複雑になり得る。
本開示におけるデジタル変調器は、ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成するポーラ変換器と、前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成するＲＦ位相信号生成器と、前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成する矩形化器と、前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力するタイムインターリーバと、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力するΔΣ変調器と、前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力するセレクタを備えたものである。
本開示における通信装置は、デジタル変調器と、前記デジタル変調器の出力信号に基づいて信号処理を行う光モジュールとを備え、前記デジタル変調器は、ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成するポーラ変換器と、前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成するＲＦ位相信号生成器と、前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成する矩形化器と、前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力するタイムインターリーバと、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力するΔΣ変調器と、前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力するセレクタとを備えたものである。
本開示におけるデジタル変調器の制御方法は、ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成するステップと、前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成するステップと、前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成するステップと、前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力するステップと、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力するステップと、前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力するステップを備えたものである。
本開示におけるプログラムは、ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成する処理と、前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成する処理と、前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成する処理と、前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力する処理と、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力する処理と、前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力する処理をデジタル変調器に実行させるものである。
本開示により、構成要素を簡便にしつつ信号の広帯域化を図ることができるデジタル変調器、通信装置、デジタル変調器の制御方法及びプログラムを提供することを目的とする。
本開示における実施の形態１にかかるデジタル変調器の構成図である。 本開示における実施の形態２にかかるデジタル変調器の構成図である。 本開示における実施の形態２にかかるタイムインターリーブ振幅信号のタイムチャートを示す図である。 本開示における実施の形態２にかかるタイムインターリーブΔΣ変調器のブロック図である。 本開示における実施の形態２にかかるタイムインターリーブΔΣ変調器のノイズ特性を示す図である。 本開示における実施の形態２にかかるセレクタ及びミキサのタイムチャートの図である。 本開示における実施の形態３にかかるデジタル変調器の構成図である。 本開示における実施の形態４にかかる通信装置の構成図である。 本開示における実施の形態５にかかる通信装置の構成図である。 関連する光ファイバを用いた無線アクセスシステムの概略図である。 関連する通信装置の構成図である。 関連するΔΣ変調器の構成図である。 関連するＲＦ信号変調器の構成図である。 関連するＲＦ信号生成器の構成図である。
以下、図面を参照しつつ、実施の形態について説明する。なお、図面は簡略的なものであるから、この図面の記載を根拠として実施の形態の技術的範囲を狭く解釈してはならない。また、同一の要素には、同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクション又は実施の形態に分割して説明する。ただし、特に明示した場合を除き、それらはお互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部又は全部の変形例、応用例、詳細説明、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む。）に言及する場合、特に明示した場合及び原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でもよい。
さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（動作ステップ等も含む）は、特に明示した場合及び原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合及び原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似又は類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数等（個数、数値、量、範囲等を含む。）についても同様である。
＜実施形態にかかるデジタル変調器に想到するまでの検討経緯＞
まず、関連するΔΣ変調器について、図１１を用いて説明する。図１１に示す通信装置において用いるΔΣ変調器は、入力信号周波数より十分高い速度で動作させることによって、入力信号を２値化する際に発生する量子化雑音を、所望の帯域近傍において大きく低減させることができる。図１１では、ΔΣ変調器のクロック信号には、位相信号を用いているため、クロックレートは、ｆｃである。
図１２に、関連するΔΣ変調器の構成を示す。ΔΣ変調器は、アダーと遅延器、比較器によって構成され、伝達関数は、入力信号をＩＮ（ｚ）、出力信号をＯＵＴ（ｚ）として、下記の式（１）で表される。なお、Ｎ（ｚ）は、比較器で発生する量子化雑音である。ｆは、信号周波数である。ｆＳは、本ΔΣ変調器の動作周波数である。
Figure 2022114529000002
式（１）が示すように、量子化雑音Ｎ（ｚ）には、係数として（１－ｚ－１）が掛け合わされている。これは、ΔΣ変調器の動作速度ｆＳが、入力信号が占める周波数領域ｆに比較して大きいほど、ｚ－１は１に近づき、出力信号に含まれる雑音成分が低減され、信号対雑音電力比（ＳＮＲ）が向上することを意味する。
一方で、デジタル変調器において生成する１ｂｉｔ信号は、位相信号とΔΣ変調器の出力信号が積算されて生成される。ＲＦ位相信号は、キャリア周波数がｆｃの正弦波状の信号を矩形化したものであるため、１秒間にｆｃ回、ｌｏｗレベルとｈｉｇｈレベルを、交互に遷移する。よって、データレートは、２ｆｃである。
図１１に示す通信装置においては、信号帯域をｆｂｗとした場合、式（１）において、ＳＮ比はｆにｆｂｗを、ｆｓにｆｃを代入した値となる。キャリア周波数を一定としたまま信号を広帯域化すると、Ｎ（ｚ）の係数（１－ｚ－１）の絶対値の増加に伴い、雑音成分である、（１－ｚ－１）・Ｎ（ｚ）が増加し、ＳＮ比は劣化する。よって、図１１に示す通信装置においては、ＳＮ比の劣化を招くことなく、信号を広帯域化することができないという課題がある。
図１３は、関連するＲＦ信号変調器の構成図である。図１３に示すＲＦ信号変調器において、位相信号を入力としたダブラー出力を、ΔΣ変調器のクロック信号として用いることによって、２倍の広帯域特性を実現する。しかし、ダブラーのコストが高いことと、ΔΣ変調器を２倍のクロックレートで動作させる必要があることから、ΔΣ変調器の製造にかかるコストを、さらに押し上げることとなる。
図１４は、関連するＲＦ信号生成器の構成図である。図１４に示すＲＦ信号生成器において、ΔΣ変調器のクロックレートは、２ｆｃであるため、ＳＮ比を高くでき、信号帯域を広帯域化することができる。しかし、信号レートが４ｆｃとなり、図１１に示す通信装置に比較して、信号レートが２倍となり、Ｅ／Ｏ、Ｏ／Ｅ変換器に用いる光モジュールへの要求特性は上がり、製造にかかるコストを、さらに押し上げることとなる。
本開示おけるデジタル変調器は、上述したような背景技術が有する問題点を解決するためになされたものである。以下、本開示におけるデジタル変調器についての実施形態を説明する。
＜実施形態１＞
本実施形態におけるデジタル変調器２について、図１を用いて説明する。図１は、本実施形態におけるデジタル変調器２の構成を示す図である。
デジタル変調器２は、ポーラ変換器３、ＲＦ位相信号生成器４、矩形化器５、タイムインターリーバ６、ΔΣ変調器７及びセレクタ８を備える。
ポーラ変換器３は、ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成する。ＲＦ位相信号生成器４は、位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成する。矩形化器５は、ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成する。
タイムインターリーバ６は、振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力する。また、ΔΣ変調器７は、矩形ＲＦ位相信号に基づいて第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力する。
セレクタ８は、第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を入力し、矩形ＲＦ位相信号に基づいて第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力する。
本実施形態におけるデジタル変調器２によれば、構成要素を簡便にしつつ信号の広帯域化を図ることができる。
＜実施形態２＞
本実施形態におけるデジタル変調器１０について図２を用いて説明する。図２は、本実施形態におけるデジタル変調器１０の構成図である。
本実施形態におけるデジタル変調器１０は、ベースバンド信号生成部１１、ポーラ変換器１２、ＲＦ位相信号生成器１３、矩形化器１４、タイムインターリーバ１５、タイムインターリーブΔΣ変調器１６、セレクタ１７及びミキサ１８を備える。タイムインターリーブΔΣ変調器１６は、単にΔΣ変調器と称してもよい。また、ミキサ１８は乗算器と称してもよい。
ベースバンド信号生成部１１は、無線ベースバンド信号である直交変調信号（Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ））を生成する。ベースバンド信号生成部１１は、生成した直交変調信号（Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ））をポーラ変換器１２に出力する。ベースバンド信号生成部１１において生成された直交変調信号（Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ））は、ポーラ変換器１２において、以下の式（２）及び式（３）に従い、振幅信号ｒ（ｔ）、位相信号θ（ｔ）に変換される。
Figure 2022114529000003
Figure 2022114529000004
位相信号は、ＲＦ位相信号生成器１３の位相制御信号として用いられることによって、ＲＦ位相信号生成器１３の出力は、以下の式（４）に示すとおりのＲＦ位相信号ＲＦθ（ｔ）となる。ここで、ｆｃはキャリア周波数である。
Figure 2022114529000005
キャリア周波数ｆｃの所望の無線信号ＲＦ（ｔ）は、一般的に、直交変調信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）を用いて以下の式（５）のとおり記載される。
Figure 2022114529000006
式（５）は、ポーラ変換後の振幅信号ｒ（ｔ）と位相信号θ（ｔ）を用いると、以下の式（６）のとおり記載される。
Figure 2022114529000007
ＲＦ位相信号ＲＦθ（ｔ）は、ゼロ比較による矩形化器１４を用いて矩形化し、矩形ＲＦ位相信号ＲＦθｒ（ｔ）を生成する。矩形ＲＦ位相信号は、ＲＦ位相信号生成器１３が生成する、発振周波数の基準となる発振信号及び位相信号に基づいて、発振信号との位相差が位相信号の示す位相に等しい位相差と発振周波数とを有する矩形波である。ＲＦθｒ（ｔ）は、後述するタイムインターリーブΔΣ変調器１６のクロック信号、セレクタ１７の制御信号及びミキサ１８の第２入力信号として用いられる。ＲＦθｒ（ｔ）は、ＲＦθ（ｔ）と、ＲＦθ（ｔ）を矩形化した際に生成されるハーモニクスＨｍ（ｔ）の和であるため、ＲＦθ（ｔ）＋Ｈｍ（ｔ）となる。
図３に、タイムインターリーバ１５のタイムチャートに示す。タイムインターリーバ１５は、振幅信号ｒ（ｔ）をタイムインターリーブして、タイムインターリーブ振幅信号ｒ＿ＴＩ（ｔ）を生成する。ｒ＿ＴＩ（ｔ）は、振幅信号ｒ（ｔ）における時間軸での前後のデータを１組として扱う。具体的には、図３に示すように、ｒ＿ＴＩ（ｔ）の要素データとして、１つ前のデータをｒ１（ｔ）、後のデータをｒ２（ｔ）と表記する。第ｋサンプル点の各要素データはそれぞれｒ１（ｋ）＝ｒ（２ｋ－１）、ｒ２（ｋ）＝ｒ（２ｋ）となる。
タイムインターリーブΔΣ変調器１６は、タイムインターリーブ振幅信号ｒ＿ＴＩ（ｔ）を、矩形ＲＦ位相信号をクロック信号として用いることによってΔΣ変調する。タイムインターリーブΔΣ変調器１６のブロック図を図４（ｂ）に示す。
タイムインターリーブΔΣ変調器１６の入力信号ｉｎ１（ｔ）、ｉｎ２（ｔ）及び出力信号ｏｕｔ１（ｔ）、ｏｕｔ２（ｔ）は、タイムインターリーブ信号である。非タイムインターリーブ信号ｉｎ（ｔ）、ｏｕｔ（ｔ）との関係は、それぞれｉｎ１（ｋ）＝ｉｎ（２ｋ－１）、ｉｎ２（ｔ）＝ｉｎ（２ｋ）、ｏｕｔ１（ｋ）＝ｏｕｔ（２ｋ－１）、ｏｕｔ２（ｋ）＝ｏｕｔ（２ｋ）となる。
ｚ変換したタイムインターリーブΔΣ変調器１６の入力信号・出力信号を、それぞれｉｎ（ｚ）及びｏｕｔ（ｚ）と記載すると、１次ΔΣ変調器として、以下の関係式（７）が成立する。
Figure 2022114529000008
変数ｚは、周波数をｆ、サンプリング周波数ｆｓ、ｊを虚数とすると、ｚ＝ｅｘｐ（２πｊ＊ｆ／ｆｓ）であるが、本構成では、サンプリング周波数は、実効的に２倍の２ｆｓである。よって、ｚは以下の式（８）のとおりとなる。
Figure 2022114529000009
Ｎｑ（ｚ）は、ΔΣ変調器内部において生成される量子化雑音であって、その大きさは周波数依存性がないホワイト雑音である。ｏｕｔ（ｚ）に関する式（７）の右辺第２項は、図５に示すタイムインターリーブΔΣ変調器１６のノイズの周波数特性Ｎ＿ＴＩである。Ｎ＿ＴＩは、以下の式（９）のとおりとなる。
Figure 2022114529000010
非タイムインターリーブΔΣ変調器のブロック図を図４（ａ）に示す。このとき、非タイムインターリーブΔΣ変調器の出力信号ｏｕｔ＿ＮＴＩ（ｚ）も、同様に以下の式（１０）のとおり記載される。ただし、ｚとｆの関係式については、サンプリング周波数は実効的にｆｓであるので、タイムインターリーブΔΣ変調器１６とは異なる。なお、Ｎｑ＿ＮＴＩ（ｚ）は、非タイムインターリーブΔΣ変調器において生成される量子化雑音である。
Figure 2022114529000011
式（１０）の右辺第２項は、図５に示すような、非タイムインターリーブΔΣ変調器の雑音の周波数特性Ｎ＿ＮＴＩとして表すと、以下の式（１１）のとおりとなる。
Figure 2022114529000012
ここで、量子化雑音は、単位周波数当たりでは、サンプリング周波数に反比例して小さくなる。したがって、タイムインターリーブΔΣ変調器１６において発生する量子化雑音は、非タイムインターリーブΔΣ変調器において発生する量子化雑音の半分であるため、Ｎｑ（ｚ）＝Ｎｑ＿ＮＴＩ（ｚ）／２となる。
上述のとおり、タイムインターリーブΔΣ変調器１６の実効的なサンプリング周波数は２ｆｓであり、非タイムインターリーブΔΣ変調器の実効的なサンプリング周波数は、その半分のｆｓに相当する。したがって、以下の式（１２）が成立する。
Figure 2022114529000013
式（１２）によれば、非タイムインターリーブΔΣ変調器の雑音特性を、ｘ軸（周波数軸）において２倍に拡張し、ｙ軸（大きさ軸）において１／２に縮小した雑音特性が、タイムインターリーブΔΣ変調器１６の雑音特性に一致することを意味する。例えば、図５に示すように、周波数ｆ＿ｔｈにおける非タイムインターリーブΔΣ変調器の雑音をＮ＿ｔｈとすると、周波数２ｆ＿ｔｈにおけるタイムインターリーブΔΣ変調器１６の雑音は、Ｎ＿ｔｈ／２となる。
雑音特性を、周波数成分を用いて０～ｆまで積分した量を積分雑音と定義し、非タイムインターリーブΔΣ変調器及びタイムインターリーブΔΣ変調器１６の積分雑音を、それぞれＩＮＴ＿Ｎ＿ＮＴＩ（ｆ）及びＩＮＴ＿Ｎ＿ＴＩ（ｆ）とすると、以下の式（１３）が成立する。
Figure 2022114529000014
式（１３）によれば、一定の積分雑音に到達する帯域は、タイムインターリーブΔΣ変調器１６においては、非タイムインターリーブΔΣ変調器の２倍になるといえる。ΔΣ変調器の動作帯域は、任意に定められた積分雑音に到達する帯域として定義される。したがって、タイムインターリーブΔΣ変調器１６の帯域は、非タイムインターリーブΔΣ変調器の２倍になる。
次に、セレクタ１７及びミキサ１８の動作について、図６を用いて説明する。図６は、セレクタ１７及び後段のミキサ１８のタイムチャートである。
セレクタ１７には、タイムインターリーブΔΣ変調器１６のタイムインターリーブ出力信号が入力される。第１入力端子には、タイムインターリーブ信号の要素信号ｒ１（ｔ）、第２入力端子には、ｒ２（ｔ）が入力される。セレクタ１７の制御端子には、矩形ＲＦ位相信号ＲＦθｒ（ｔ）が入力される。
セレクタ１７は、制御端子にｈｉｇｈ信号が入力された場合には、第１入力端子に入力された信号を、ｌｏｗ信号が入力された場合には、第２入力端子に入力された信号を、出力端子から出力する。セレクタ１７の出力信号は、非タイムインターリーブ信号となる。なお、前段のタイムインターリーブΔΣ変調器１６は、矩形ＲＦ位相信号に同期して動作しているため、サンプリング周波数、すなわちデータレートはｆｃである。一方、セレクタ１７の出力信号は、矩形ＲＦ位相信号がｈｉｇｈレベル及びｌｏｗレベルに応じて出力データを選択する動作をするため、データレートは２ｆｃとなる。
セレクタ１７の後段にあるミキサ１８においては、第１入力端子に入力された第１入力信号と、第２入力端子に入力された第２入力信号の乗算を実行する。第１入力信号は、セレクタ１７によって選択された出力信号、第２入力信号は、矩形ＲＦ位相信号である。ミキサ１８においては、矩形ＲＦ位相信号において、ｈｉｇｈ信号を＋１、ｌｏｗ信号を－１と割り当てる。
セレクタ１７の出力信号は、タイムインターリーブΔΣ変調器１６から出力されるタイムインターリーブ信号を、非タイムインターリーブに変換した信号に相当する。振幅信号をｒ（ｔ）、ΔΣ変調器にて付加される雑音信号をＮ＿ＴＩ（ｔ）とすると、セレクタ１７からの出力信号Ｓｏｕｔ（ｔ）は、以下の式（１４）のとおり記載される。
Figure 2022114529000015
ミキサ１８からの出力であるＭＩＸｏｕｔ（ｔ）は、Ｓｏｕｔ（ｔ）とＲＦθｒ（ｔ）の乗算値となるため、下記の式（１５）のとおりとなる。
Figure 2022114529000016
式（１５）が示すように、ミキサ１８の出力信号ＭＩＸｏｕｔ（ｔ）には、無線信号ＲＦ（ｔ）を含む。なお、ミキサ１８の出力信号の波形は矩形となる。ＭＩＸｏｕｔ（ｔ）において、一般的に、Ｈｍ（ｔ）は、キャリア周波数ｆｃの整数倍にピークを持つ信号であるため、振幅信号ｒ（ｔ）との積ｒ（ｔ）・Ｈｍ（ｔ）においても、同様にキャリア周波数ｆｃの整数倍にピークを持つ。所望信号はｆｃ近傍であるので、ｒ（ｔ）Ｈｍ（ｔ）のピーク成分は、高周波用のフィルタを用いれば、所望信号に影響を与えることなく、十分に除去可能である。よって、Ｎ＿ＴＩ（ｔ）・ＲＦθｒ（ｔ）が、ｆｃ近傍の雑音成分として支配的要素となる。Ｎ＿ＴＩ（ｔ）は、ΔΣ変調器の雑音特性であるため、信号対雑音特性のスペックが与えられた際に、動作可能となる帯域幅は、Ｎ＿ＴＩ（ｔ）の雑音特性が、スペックを満足する値に収まる必要がある。
上述のとおり、タイムインターリーブΔΣ変調器１６の雑音特性において、スペックを満足する帯域は、非タイムインターリーブΔΣ変調器の２倍となる。
本実施形態、すなわちタイムインターリーブΔΣ変調器１６を用いた形態においては、クロックはｆｃでありながら、非タイムインターリーブΔΣ変調器を用いた場合に比較して、動作帯域は２倍になる。
本実施形態におけるデジタル変調器１０は、ＳＮ比を劣化させることなく、さらに信号を広帯域化することが可能である。また、デジタル変調器１０は、ΔΣ変調器のクロックレートがｆｃを上回ることなく低コスト化を図ることができる。
＜実施形態３＞
本実施形態におけるデジタル変調器１０について図７を用いて説明する。図７は、本実施形態におけるデジタル変調器１０の構成図である。
本実施形態におけるデジタル変調器１０は、ベースバンド信号生成部１１、ポーラ変換器１２、ＲＦ位相信号生成器１３、矩形化器１４、タイムインターリーバ１５、タイムインターリーブΔΣ変調器１６、セレクタ１７及び反転回路１９を備える。
ベースバンド信号生成部１１、ポーラ変換器１２、ＲＦ位相信号生成器１３、矩形化器１４、タイムインターリーバ１５、タイムインターリーブΔΣ変調器１６及びセレクタ１７については、実施形態２と同様であるため、これらの詳細な説明は省略する。
実施形態２との違いは、タイムインターリーブΔΣ変調器１６の後段部分にある。タイムインターリーブΔΣ変調器１６の出力信号において要素信号である一方を、反転回路１９を用いることによって反転させ、セレクタ１７に入力する。セレクタ１７の出力信号が、本実施形態における出力信号となる。
図６に、本実施形態における、セレクタ１７のタイムチャートを示す。図６においては、本実施形態のセレクタ１７の出力は、Ｓｏｕｔｘ、セレクタ１７の第１入力信号はｒ１（ｔ）、第２入力信号は、ｒ２（ｔ）の反転信号である、ｒ２ｂ（ｔ）である。
図６のタイムチャートに示されているように、本実施形態のＳｏｕｔｘは、実施形態２のミキサ１８の出力信号ＭＩＸｏｕｔと、一致する。これは、本実施形態における信号処理が、実施形態２の信号処理と等しいことを意味している。また、本実施形態は、実施形態２に比較して、ミキサ１８を不要とするため、簡易な回路構成によって実現できる。
＜実施形態４＞
本実施形態における通信装置１について、図８を用いて説明する。図８は、本実施形態における通信装置１の構成図である。本実施形態において、ベースバンド信号生成部１１を共有するデジタル変調器Ａ及びデジタル変調器Ｂを含む。
デジタル変調器Ａ及びＢを構成する矩形化器１４、タイムインターリーバ１５、タイムインターリーブΔΣ変調器１６、セレクタ１７及びミキサ１８は、図２に記載の実施形態２を構成する同名の回路ブロックと同様の回路であり、また、相互の接続関係もまた、同様であるため、これらの詳細な説明は省略する。
本実施形態においては、ベースバンド信号生成部１１において生成された直交無線信号（Ｉ、Ｑ）は、それぞれデジタル変調器Ａ及びＢに入力され、パルス信号に変換される。また、デジタル変調器Ａには、発振周波数ｆｃのＲＦ位相信号生成器１３からの出力が入力され、デジタル変調器Ｂには、同じＲＦ位相信号生成器１３からの出力信号の９０°位相遅延した信号が入力される。
本デジタル変調器Ａ・Ｂの出力信号は、波長多重を用いたファイバ伝送を経由して、合成される。デジタル変調器Ａの出力信号ＭＩＸｏｕｔＡ（ｔ）は、実施形態２における、ＭＩＸｏｕｔ（ｔ）の式（１５）において、ｒ（ｔ）をＩ（ｔ）に、ＲＦθｒ（ｔ）をｃｏｓ（ωｃｔ）＋ＨｍＡ（ｔ）と置き換えることによって、以下の式（１６）のとおりとなる。なお、ＨｍＡ（ｔ）は、ＲＦ位相信号生成器１３の出力信号を、デジタル変調器Ａの内部にて矩形化した際に発生する高調波成分である。また、Ｎ＿ＴＩ＿Ａ（ｔ）は、デジタル変調器Ａ内部のタイムインターリーブΔΣ変調器１６において生成される量子化雑音である。
Figure 2022114529000017
同様に、デジタル変調器Ｂの出力信号ＭＩＸｏｕｔＢ（ｔ）は、実施形態２における、ＭＩＸｏｕｔ（ｔ）の式（１５）において、ｒ（ｔ）をＱ（ｔ）に、ＲＦθｒ（ｔ）をｓｉｎ（ωｃｔ）＋ＨｍＢ（ｔ）と置き換えることによって、以下の式（１７）のとおりとなる。
なお、ＨｍＢ（ｔ）は、ＲＦ位相信号生成器１３の出力信号を、デジタル変調器Ｂの内部にて矩形化した際に発生する高調波成分である。また、Ｎ＿ＴＩ＿Ｂ（ｔ）は、デジタル変調器Ｂ内部のタイムインターリーブΔΣ変調器１６において生成される量子化雑音である。
Figure 2022114529000018
ファイバ伝送後の合成された信号ｃｏｍｂ（ｔ）は、ＭＩＸｏｕｔＡ（ｔ）とＭＩＸｏｕｔＢ（ｔ）の和となり、以下の式（１８）のとおりとなる。式（１８）によれば、ｃｏｍｂ（ｔ）には、所望のＲＦ信号が含まれる。
Figure 2022114529000019
本実施形態においては、非タイムインターリーブΔΣ変調器を用いた場合と同様に、タイムインターリーブΔΣ変調器１６のクロックレートはｆｃであり、デジタル変調器Ａ及びＢの出力信号のレートは２ｆｃである。上述のとおり、タイムインターリーブΔΣ変調器１６の雑音特性において、スペックを満足する帯域は、非タイムインターリーブΔΣ変調器を用いた場合の２倍である。
以上、本実施形態、すなわち、タイムインターリーブΔΣ変調器１６を用いた形態においては、非タイムインターリーブΔΣ変調器を用いた場合と比較して、動作帯域は２倍になる。
＜実施形態５＞
本実施形態における通信装置１について、図９を用いて説明する。図９は、本実施形態における通信装置１の構成図である。本実施形態における通信装置１は、実施形態４において用いたデジタル変調器Ａ及びＢが、それぞれデジタル変調器８－Ａ及び８－Ｂに置き換えらえた構成である。
デジタル変調器８－Ａ及び８－Ｂを構成する矩形化器１４、タイムインターリーバ１５、タイムインターリーブΔΣ変調器１６、セレクタ１７及び反転回路１９は、実施形態３におけるデジタル変調器１０を構成する同名の回路ブロックと同様の回路であり、また、相互の接続関係もまた、同様であるため、これらの詳細な説明は省略する。
デジタル変調器８－Ａ及び８－Ｂにおいて生成される信号は、デジタル変調器Ａ及びＢにおいて生成される信号と等しい。したがって、本実施形態においても、図８に記載の実施形態４と同様に、非タイムインターリーブΔΣ変調器を用いた場合と比較して、動作帯域は２倍になる。タイムインターリーブ化を図ることにより、外部から与えるクロックのレートはｆｃであるが、タイムインターリーブΔΣ変調器１６のクロック周波数は、疑似的に２倍となる。式（１）においては、ｆｓが２倍となるため、ＳＮ比を劣化させることなく広帯域化を図ることができる。
＜その他の実施形態＞
本開示におけるデジタル変調器１０は、例えば、制御方法としての実施形態を備える。すなわち制御方法は、ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成するステップと、前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成するステップと、前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成するステップと、前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力するステップと、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力するステップと、前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力するステップを備える。
上記の例において、プログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（tangible storage medium）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体は、例えば、磁気記録媒体、光磁気記録媒体、ＣＤ－ＲＯＭ、ＣＤ－Ｒ、ＣＤ－Ｒ／Ｗ、半導体メモリを含む。半導体メモリは、例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭなどである。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable medium）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。
上記プログラムは、ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成する処理と、前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成する処理と、前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成する処理と、前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力する処理と、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力する処理と、前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力する処理をデジタル変調器１０に実行させるプログラムである。
以上、図面を参照して、本開示の実施の形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、本開示の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等が可能である。
上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載され得るが、以下には限られない。
（付記１）
ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成するポーラ変換器と、
前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成するＲＦ位相信号生成器と、
前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成する矩形化器と、
前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力するタイムインターリーバと、
前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力するΔΣ変調器と、
前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力するセレクタと、
を備えたデジタル変調器。
（付記２）
前記矩形ＲＦ位相信号は、
前記ＲＦ位相信号生成器が生成する、発振周波数の基準となる発振信号及び前記位相信号に基づいて、前記発振信号との位相差が前記位相信号の示す位相に等しい位相差と発振周波数とを有する矩形波である、
付記１に記載のデジタル変調器。
（付記３）
前記セレクタは、
前記矩形ＲＦ位相信号がｈｉｇｈレベルであるかｌｏｗレベルであるかに基づいて、前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択する、
付記１又は２に記載のデジタル変調器。
（付記４）
前記ΔΣ変調器は、
前記矩形ＲＦ位相信号をクロック信号として用いることによって、前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号とをΔΣ変調する、
付記１～３のいずれか１項に記載のデジタル変調器。
（付記５）
前記セレクタによって選択された、前記第１のΔΣ変調信号又は前記第２のΔΣ変調信号と、前記矩形ＲＦ位相信号とを乗算する乗算器をさらに備えた、
付記１～４のいずれか１項に記載のデジタル変調器。
（付記６）
前記第２のΔΣ変調信号を反転させる反転回路をさらに備え、反転された前記第２のΔΣ変調信号を前記セレクタに入力させる、
付記１～５のいずれか１項に記載のデジタル変調器。
（付記７）
デジタル変調器と、前記デジタル変調器の出力信号に基づいて信号処理を行う光モジュールと、
を備え、
前記デジタル変調器は、
ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成するポーラ変換器と、
前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成するＲＦ位相信号生成器と、
前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成する矩形化器と、
前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力するタイムインターリーバと、
前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力するΔΣ変調器と、
前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力するセレクタとを備えた、
通信装置。
（付記８）
前記矩形ＲＦ位相信号は、
前記ＲＦ位相信号生成器が生成する、発振周波数の基準となる発振信号及び前記位相信号に基づいて、前記発振信号との位相差が前記位相信号の示す位相に等しい位相差と発振周波数とを有する矩形波である、
付記７に記載の通信装置。
（付記９）
前記セレクタは、
前記矩形ＲＦ位相信号がｈｉｇｈレベルであるかｌｏｗレベルであるかに基づいて、前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択する、
付記７又は８に記載の通信装置。
（付記１０）
前記ΔΣ変調器は、
前記矩形ＲＦ位相信号をクロック信号として用いることによって、前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号とをΔΣ変調する、
付記７～９のいずれか１項に記載の通信装置。
（付記１１）
前記セレクタによって選択された、前記第１のΔΣ変調信号又は前記第２のΔΣ変調信号と、前記矩形ＲＦ位相信号とを乗算する乗算器をさらに備えた、
付記７～１０のいずれか１項に記載の通信装置。
（付記１２）
前記デジタル変調器は、
前記第２のΔΣ変調信号を反転させる反転回路をさらに備え、反転された前記第２のΔΣ変調信号を前記セレクタに入力させる、
付記７～１１のいずれか１項に記載の通信装置。
（付記１３）
ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成するステップと、
前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成するステップと、
前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成するステップと、
前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力するステップと、
前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力するステップと、
前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力するステップと、
を備えたデジタル変調器の制御方法。
（付記１４）
前記矩形ＲＦ位相信号は、
発振周波数の基準となる発振信号及び前記位相信号に基づいて、前記発振信号との位相差が前記位相信号の示す位相に等しい位相差と発振周波数とを有する矩形波である、
付記１３に記載のデジタル変調器の制御方法。
（付記１５）
前記第１のΔΣ変調信号又は前記第２のΔΣ変調信号と、前記矩形ＲＦ位相信号とを乗算するステップをさらに備えた、
付記１３又は１４に記載のデジタル変調器の制御方法。
（付記１６）
ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成する処理と、
前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成する処理と、
前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成する処理と、
前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力する処理と、
前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力する処理と、
前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力する処理と、
をデジタル変調器に実行させるプログラム。
（付記１７）
前記矩形ＲＦ位相信号は、
発振周波数の基準となる発振信号及び前記位相信号に基づいて、前記発振信号との位相差が前記位相信号の示す位相に等しい位相差と発振周波数とを有する矩形波である、
付記１６に記載のプログラム。
（付記１８）
前記第１のΔΣ変調信号又は前記第２のΔΣ変調信号と、前記矩形ＲＦ位相信号とを乗算するステップをさらに備えた、
付記１６又は１７に記載のプログラム。
１ 通信装置
２、１０ デジタル変調器
１１ ベースバンド信号生成部
３、１２ ポーラ変換器
４、１３ ＲＦ位相信号生成器
５、１４ 矩形化器
６、１５ タイムインターリーバ
７ ΔΣ変調器
８、１７ セレクタ
１６ タイムインターリーブΔΣ変調器
１８ ミキサ
１９ 反転回路

Claims (10)

  1. ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成するポーラ変換器と、
    前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成するＲＦ位相信号生成器と、
    前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成する矩形化器と、
    前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力するタイムインターリーバと、
    前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力するΔΣ変調器と、
    前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力するセレクタと、
    を備えたデジタル変調器。
  2. 前記矩形ＲＦ位相信号は、
    前記ＲＦ位相信号生成器が生成する、発振周波数の基準となる発振信号及び前記位相信号に基づいて、前記発振信号との位相差が前記位相信号の示す位相に等しい位相差と発振周波数とを有する矩形波である、
    請求項１に記載のデジタル変調器。
  3. 前記セレクタは、
    前記矩形ＲＦ位相信号がｈｉｇｈレベルであるかｌｏｗレベルであるかに基づいて、前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択する、
    請求項１又は２に記載のデジタル変調器。
  4. 前記ΔΣ変調器は、
    前記矩形ＲＦ位相信号をクロック信号として用いることによって、前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号とをΔΣ変調する、
    請求項１～３のいずれか１項に記載のデジタル変調器。
  5. 前記セレクタによって選択された、前記第１のΔΣ変調信号又は前記第２のΔΣ変調信号と、前記矩形ＲＦ位相信号とを乗算する乗算器をさらに備えた、
    請求項１～４のいずれか１項に記載のデジタル変調器。
  6. 前記第２のΔΣ変調信号を反転させる反転回路をさらに備え、反転された前記第２のΔΣ変調信号を前記セレクタに入力させる、
    請求項１～５のいずれか１項に記載のデジタル変調器。
  7. デジタル変調器と、前記デジタル変調器の出力信号に基づいて信号処理を行う光モジュールと、
    を備え、
    前記デジタル変調器は、
    ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成するポーラ変換器と、
    前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成するＲＦ位相信号生成器と、
    前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成する矩形化器と、
    前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力するタイムインターリーバと、
    前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力するΔΣ変調器と、
    前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力するセレクタとを備えた、
    通信装置。
  8. 前記デジタル変調器は、
    前記第２のΔΣ変調信号を反転させる反転回路をさらに備え、反転された前記第２のΔΣ変調信号を前記セレクタに入力させる、
    請求項７に記載の通信装置。
  9. ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成するステップと、
    前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成するステップと、
    前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成するステップと、
    前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力するステップと、
    前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力するステップと、
    前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力するステップと、
    を備えたデジタル変調器の制御方法。
  10. ベースバンド信号から位相信号と振幅信号とを生成する処理と、
    前記位相信号に基づいてＲＦ位相信号を生成する処理と、
    前記ＲＦ位相信号を矩形化し、矩形ＲＦ位相信号を生成する処理と、
    前記振幅信号をタイムインターリーブし、第１のインターリーブ信号と、第２のタイムインターリーブ信号を出力する処理と、
    前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のインターリーブ信号と、前記第２のタイムインターリーブ信号をΔΣ変調することによって第１のΔΣ変調信号と、第２のΔΣ変調信号を出力する処理と、
    前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号を入力し、前記矩形ＲＦ位相信号に基づいて前記第１のΔΣ変調信号と、前記第２のΔΣ変調信号のいずれかを選択し出力する処理と、
    をデジタル変調器に実行させるプログラム。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN116192128B (zh) * 2023-05-04 2023-07-25 泛升云微电子(苏州)有限公司 Σ-δ调制器、芯片及相位调整方法

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7787563B2 (en) * 2004-12-08 2010-08-31 Texas Instruments Incorporated Transmitter for wireless applications incorporation spectral emission shaping sigma delta modulator
CN102668386B (zh) * 2009-12-21 2015-01-21 日本电气株式会社 Rf信号生成电路以及无线发送机
US8831085B2 (en) * 2011-12-15 2014-09-09 Texas Instruments Incorporated Digital time-interleaved RF-PWM transmitter
JP6376136B2 (ja) * 2013-10-22 2018-08-22 日本電気株式会社 送受信装置、送信装置及び送受信方法
JP6454596B2 (ja) * 2015-05-13 2019-01-16 株式会社日立製作所 無線機
JP7272055B2 (ja) 2019-03-28 2023-05-12 日本電気株式会社 送信機及び方法

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