JP6376136B2 - 送受信装置、送信装置及び送受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、送受信装置、送信装置及び送受信方法に関し、特に送信用状態と受信用状態の切替えが可能な送受信装置、送信装置及び送受信方法に関する。

時分割複信（Time division duplex。以下、「ＴＤＤ」と略記する。）方式の無線通信装置は、通信時間を一定の時間に分割して、送信と受信を交互に行う。
ＴＤＤ方式では、同一の搬送周波数を用いた送信と受信が可能なので、周波数帯利用効率が高いことや、非対称な通信が可能であることや、同じ搬送波周波数を用いる端末からの情報を用いてビームフォーミングを行いやすいこと、などの利点がある。

尚、非対称な通信とは、送信時間と受信時間の長さの比率が１対１ではない通信をいう。具体例としては、移動体通信における、端末から基地局への上りの通信時間の長さと、基地局から端末への下りの通信時間の長さとが異なる通信形態がある。

ＴＤＤ方式を用いた無線通信サービスには、ＰＨＳ（Personal Handy-phone System）やＴＤ-ＣＤＭＡ（Time Division-Code Division Multiple Access）、モバイルＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）、ＴＤ-ＬＴＥ（Time Division-Long Term Evolution）などがある。

ＴＤＤ方式の無線通信装置では、送信動作と受信動作は排他的に行われるので、アンテナ等を送受信部として共用することができる。送受信部を共用する無線通信装置については、例えば、特許文献１にＲＦ送受信機の記載がある。送受信部の共用は、無線通信装置以外に、無線電力伝送装置においても行われている（例えば、特許文献２参照）。

図１２に典型的なＴＤＤ方式の無線通信装置の構成を示す。

送信部の構成と働きを以下に示す。
送信信号処理部９で生成されたデジタル信号は、ＤＡ（Digital to Analog）変換部９１でアナログ信号に変換され、アナログ信号は変調部４でＲＦ（Radio Frequency）搬送波に重畳される。得られたＲＦ変調信号は、高出力増幅器１０（パワーアンプ（Power Amplifier）。以下、「ＰＡ」と略記する。）にて所望の出力レベルにまで増幅された後、送受信切替部２を経由して、共用アンテナ３から放射される。

受信部の構成と働きを以下に示す。
共用アンテナ３で受信されたＲＦ変調信号は、送受信切替部２を経由して、低雑音増幅器６（Low Noise Amplifier。以下、「ＬＮＡ」と略記する。）で増幅される。
そして、ＲＦ変調信号は、復調部７で中間周波数に変換され、さらにＲＦ変調信号に含まれる所望チャネルの信号のみが選択される。選択により得られたアナログ信号は、ＡＤ（Analog to Digital）変換部８１でデジタル信号に変換され、受信信号処理部８でデジタル信号処理され、情報が再生される。

ＴＤＤ方式の無線通信装置では、送信用と受信用とに、それぞれ個別のアンテナを設けることも可能であるが、装置の小型化や低コスト化のために、送受信用として共用アンテナが用いられることが多い。

送受信切替部２は、無線通信装置が送信を行う場合は、共用アンテナ３と送信部を接続し、共用アンテナ３と受信部を切断する。送受信切替部２は、無線通信装置が受信を行う場合は、共用アンテナ３と受信部を接続し、共用アンテナ３と送信部を切断する。

送受信切替部２の具体的な構成例を図１３に示す。この構成例では、送受信切替部２は、２つのＰＩＮ（Positive Intrinsic Negative）ダイオード２１、２３と、１つの１／４波長伝送線路（インピーダンス変成器）２２からなる。送信時は、制御信号ＶcontをHighにすることで、ダイオード２１、２３共に順方向に設定される。このとき、ＰＡ１０の出力からアンテナ３への経路の高周波インピーダンスは理想的にはゼロとなり、ＰＡ１０からの送信信号はアンテナ３から電波として放射される。

一方、ＰＡ１０からＬＮＡ６への経路の高周波インピーダンスは、１／４波長伝送線路２２の一端がダイオード２１によって接地されるため、理想的には無限大になる。そのため、送信側から受信側への送信信号のリークが抑制される。

逆に、受信時は、制御信号ＶcontをLowにすることで、ダイオード２１、２３共に逆方向になる。そのため、アンテナ３から受信側をみた高周波インピーダンスは理想的にはゼロとなり、送信側からアンテナ３をみた高周波インピーダンスは理想的には無限大になる。すなわち、アンテナ３からの受信信号はＬＮＡ６に入力され、ＰＡ１の出力端子とアンテナ３とは遮断される。

ところで、近年、複数の無線通信方式や、複数の搬送波周波数を具備した無線通信装置では、複数の高周波ポートの切替えが必要になっている。図１３のダイオード２１、２３と１／４波長伝送線路２２を用いた送受信切替方式は、サイズが大きいことや構成が複雑であることから、多ポート構成には不向きである。そのため、多ポートを備える無線通信装置では、図１４に示すような半導体スイッチを用いた切替方式が広く用いられている。
図１４の構成では、送信時は、制御信号Ｖcont１をHigh、Ｖcont２をLowにすることにより、電界効果トランジスタ（Field Effect Transistor。以降、「ＦＥＴ」と略記する。）２５を導通状態、ＦＥＴ２６を非導通状態に設定する。また、受信時は、制御信号Ｖcont１をLow、Ｖcont２をHighにすることにより、ＦＥＴ２５を非導通状態、ＦＥＴ２６を導通状態に設定する。これにより、アンテナ３と、送信側又は受信側の一方が接続され、他方が遮断される。

ところが、図１３や図１４に示した例において、実際には、ダイオード２１の接地は高周波的には完全でない。また、ＦＥＴ２５、２６のオフ時の抵抗は無限大ではない。そのため、送受信切替部２のインピーダンスは無限大ではなく、アイソレーションは完全には行えない。そのため、送信時には、送信部から受信部への有限の漏えい電力（リーク）が存在する。送信部から受信部へのリークは、ＬＮＡを飽和させたり、負荷変動を引き起こしたりして、受信特性を劣化させる。
また、図１３や図１４に示した例において、実際には、ダイオード２３やＦＥＴ２５は、導通状態においても、通過抵抗はゼロにはならないため、有限の電力損失が存在する。
ＰＡは、一般に無線装置の中で、最も電力を消費するブロックの一つであるため、ＰＡの出力の電力損失は、微小であっても、装置全体の消費電力の増大を招く。

以上のような、送信部から受信部へのリークやＰＡの電力損失が引き起こす問題を解決するための対策は、例えば、特許文献３に記載されている。特許文献３に記載されたデジタル携帯電話機では、アンテナの送受信接続点からみて、受信時には送信側がハイインピーダンスに、送信時には受信側がハイインピーダンスになる。

具体的には、特許文献３の図２に示されているように、送信時にはバイポーラトランジスタで構成されたエミッタ接地ＰＡのコレクタ電源がオンに、エミッタ接地ＬＮＡのコレクタ電源がオフになる。さらに、アンテナ端とＬＮＡを接続する伝送線路の長さＬが、アンテナ端から受信側をみたインピーダンスが大きくなるように調整されてしている。逆に、受信時には、ＰＡのコレクタ電源がオフに、ＬＮＡのコレクタ電源がオンになる。さらに、アンテナ端とＰＡを接続する伝送線路の長さＬ’が、アンテナ端から送信側をみたインピーダンスが大きくなるように調整されている。

特許文献３に記載されたデジタル携帯電話機は、以上のような構成により、受信時にはＰＡの電力をオフにしているので、送信側が受信側に妨害を与えることがない。また、特許文献３に記載されたデジタル携帯電話機は、送受信切替部にダイオードやＦＥＴなどの素子を用いていないので、電力損失が小さく、ＰＡの効率が改善される。

上記の問題を解決するための方法は、特許文献４にも記載されている。特許文献４の図１に示された無線通信装置では、送信時にはＦＥＴで構成されたソース接地ＰＡのドレイン電圧Ｖdがオフされると同時にゲート電圧Ｖgもオフされる。この制御により、高速かつ完全にＰＡの動作がオフされ、送信側から受信側への干渉を防止し、電力効率を改善する。

ところで、近年、エンベロープトラッキング方式等を用いたＰＡの変調電源として、スイッチングアンプ（Ｄ級アンプ）が用いられることがある（例えば、特許文献５参照）。
スイッチングアンプとは、電源と接地端子間に２個のスイッチング素子が縦積みに接続された構造をもつ。２個のスイッチング素子は、常に一方が遮断状態、他方が導通状態に設定されるため、スイッチングアンプの電源と接地端子間には、基本的には電流が流れない。そのため、スイッチングアンプには消費電力が小さいという利点がある。

尚、スイッチング素子の出力信号はパルス信号である。そこで、特許文献５のスイッチングアンプは、出力をＰＡの電源として用いるために、パルス信号の高周波成分を除去しアナログ信号として出力するロウパスフィルタを備える。

特開２０１１−０４１３１５号公報 （第２０頁、図１２） 特開２０１３−０７０４７３号公報 （第４−５頁、図１） 特開平４−３７３３１７号公報 （第３頁、図２） 特開２００９−１３５６１５号公報 （第６−７頁、図１、２） 特開２０１１−２４４１３８号公報 （第６頁、図４）

しかしながら、特許文献１−５の技術には、課題がある。

特許文献１に記載されたＲＦ送受信機は、送受信を切替えるためのアンテナスイッチを備える。特許文献２に記載された無線電力伝送装置も、送受信を切替えるための送電部切替器、受電部切替器を備える。
しかし、特許文献１、２に記載された装置では、送信側が受信側へ与える影響については、何ら対策がとられていない。そのため、前述のように、送信部から受信部へのリークによって、受信部のアンプの飽和や負荷変動が発生し、受信特性が劣化する可能性がある。また、アンテナスイッチや切替器の通過抵抗は完全にはゼロにはならないため、電力損失が発生し、装置全体の消費電力の増大を招くという課題がある。

特許文献３及び特許文献４に記載された無線通信装置では、送信部から受信部へのリークやＰＡの電力損失が引き起こす問題に対して、一応の対策は行われている。しかし、ＰＡの電力効率や装置全体の消費電力の改善の程度は十分ではない。その理由は以下の通りである。

特許文献３に記載されたデジタル携帯電話機では、送受信切替部を不要にすることによって、損失を低下し、ＰＡの電力効率が改善される。ところが、特許文献３に記載されたデジタル携帯電話機は、ＰＡのコレクタ端子と電源との間に直列に、コレクタへの電源供給をオフするための制御用トランジスタが挿入されている。ＰＡが動作するときは常に、この制御用トランジスタに電力損失が発生するので、ＰＡの電力効率を低下させる。

また、特許文献４に記載された無線通信装置でも、ＰＡのドレイン電圧をオン・オフするためのスイッチ部がドレイン端子と電源の間に直列に挿入されており、このスイッチ部に電力損失が発生する。従って、特許文献３に記載されたデジタル携帯電話機と同様に、ＰＡの電力効率を低下させる。

さらに、特許文献３及び特許文献４に記載された装置では、送信部から受信部へのリークやＰＡの電力損失が引き起こす問題の対策のために、部品点数が多くなり、制御も複雑になるという問題がある。その理由は下記の通りである。

特許文献３に記載されたデジタル携帯電話機では、ＰＡやＬＮＡのコレクタ電圧をオン・オフするために、制御用トランジスタとそれを制御するための制御信号が必要になる。
また、特許文献２に記載された無線通信装置では、ドレイン電圧とゲート電圧をオン・オフするためのスイッチ部と、それを制御するための制御信号が必要になる。

さらに、特許文献３及び特許文献４に記載された装置では、高速な送受信切替えが困難であるという問題がある。その理由は下記の通りである。

特許文献３に記載されたデジタル携帯電話機では、ＰＡやＬＮＡのコレクタ電圧をオン・オフすることによって、送受信の切替えを行っている。

また、特許文献４に記載された無線通信装置では、ドレイン電圧と共にゲート電圧も制御することにより、より高速で確実なＰＡのオン・オフを図っている。しかし、ＦＥＴの端子電圧を短時間のうちに変化させ、かつ安定動作させる必要がある点では、特許文献３に記載されたデジタル携帯電話機のような、ドレイン電圧のみの制御と同じである。

ところが、一般に、大きな電流が流れるコレクタ端子やドレイン端子を高速にオン・オフすることは困難である。特許文献３、４に記載された装置では、エミッタ接地又はソース接地の電流モードＰＡが用いられる。電流モードＰＡの動作原理は、コレクタやドレインに定常的に流れるＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）電流からＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を取り出すというものである。そのため、ＰＡを完全にオン・オフするためには、定常的なＤＣ電流もオン・オフする必要があるが、通常は、このような大きなＤＣ電流の高速なオン・オフは困難である。

従って、特許文献３、４に記載された装置は、高速な送受信切替えを行うことが困難であり、例えばＴＤＤのように、送信動作と受信動作を短い時間間隔で切替えるようなシステムに適さない。

特許文献５に記載されたスイッチングアンプは、エンベロープトラッキング方式等を用いたＰＡに電力を供給するためのものである。そのため、送信側から受信側への影響を抑制するための対策は特に考慮されていない。
（発明の目的）
本発明は、送信用状態と受信用状態の切替えを行う通信装置において、送信部から受信部への電力リークの低減、電力効率の改善、及び送受信の切替えの高速化に対応可能な送受信装置、送信装置及び送受信方法を提供することを目的とする。

本発明の送受信装置は、送信信号の送信及び受信信号の受信に共用される送受信端子と、接地端子とパルス出力端子との間に接続されたローサイド・スイッチング素子、及びパルス出力端子と電源端子との間に接続されたハイサイド・スイッチング素子を含み、パルス出力端子からパルス信号を出力するスイッチングアンプと、パルス信号の所定の周波数成分を通過させ、送信端子から送信信号として出力するフィルタと、送受信端子と送信端子との間、及び送受信端子と受信信号を入力する受信端子との間の接続状態を切替える送受信切替部と、を備え、受信が行われるときは、送受信端子と送信端子との間の接続状態に基づいて、ローサイド・スイッチング素子及びハイサイド・スイッチング素子は、それぞれ導通状態及び非導通状態、それぞれ非導通状態及び導通状態、又は双方とも非導通状態、に固定されることを特徴とする。

本発明の送信装置は、接地端子とパルス出力端子との間に接続されたローサイド・スイッチング素子、及びパルス出力端子と電源端子との間に接続されたハイサイド・スイッチング素子を含み、パルス出力端子からパルス信号を出力するスイッチングアンプを備え、パルス信号から生成された送信信号の送信及び外部からの受信信号の受信を行う送受信機において、受信が行われるときは、ローサイド・スイッチング素子又はハイサイド・スイッチング素子の少なくとも一方が遮断状態に固定されることを特徴とする。

本発明の送受信方法は、送信信号の送信及び受信信号の受信に共用される送受信端子、並びに接地端子とパルス出力端子との間に接続されたローサイド・スイッチング素子及びパルス出力端子と電源端子との間に接続されたハイサイド・スイッチング素子を含み、パルス出力端子からパルス信号を出力するスイッチングアンプ、並びにパルス信号の所定の周波数成分を通過させ、送信端子から送信信号として出力するフィルタ、並びに送受信端子と送信端子との間及び送受信端子と受信信号を入力する受信端子との間の接続状態を切替える送受信切替部と備える送受信装置の送受信方法において、
受信を行うときは、送受信端子と送信端子との間の接続状態に基づいて、ローサイド・スイッチング素子及びハイサイド・スイッチング素子を、それぞれ導通状態及び非導通状態、それぞれ非導通状態及び導通状態、又は双方とも非導通状態、に固定することを特徴とする。

本発明の送受信装置、送信装置、送受信方法では、送信用ＰＡにスイッチングアンプが用いられる。
そして、受信時には、電源と接地端子間に縦積みに接続された２個のスイッチング素子の少なくとも一方は遮断状態に固定されるため、スイッチング素子に電流は流れない。そのため、ＰＡの電流消費は自動的に０になり、出力信号も発生しない。

従って、送信部から受信部への電力リークは極めて小さい。

また、特許文献３、４の装置のように、ドレインやコレクタをオン・オフするためのスイッチの導入による電力損失は発生しない。

さらに、受信時は、スイッチングアンプからの出力がないため、送受信切替部の構成が大幅に簡略化され、送受信切替部の部分の電力損失もなくなる。このため、ＰＡは高い電力効率を維持することができ、装置の消費電力も削減できる。

また、本発明の送信装置、送受信装置、送受信方法では、入力信号がアンプの動作と非動作状態を切替える制御信号も兼ねる。

そのため、特許文献３、４の装置のように、ドレインやコレクタをオン・オフするためのスイッチ部の導入やその制御部が不要である。

さらに、受信時は、スイッチングアンプからの出力がないため、送受信切替部の構成が簡略化できるので、部品点数を削減でき、装置を小型化できる。

また、本発明のスイッチングアンプには、定常的なＤＣ電流は存在せず、ＲＦ搬送波周波数と同程度のスイッチングを繰り返すことができる。そのため、スイッチング素子の極めて早いオン・オフが可能となり、送受信の切替えも高速化できる。

本発明の第１の実施形態の無線通信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態の無線通信装置の、スイッチングアンプ部の具体的な構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態の無線通信装置の、スイッチングアンプ部の最小構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態の無線通信装置の、デジタル変調部の具体的な構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態の無線通信装置の、デジタル変調部の具体的な他の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態の無線通信装置の、スイッチングアンプ制御信号の波形を示すタイミングチャートである。 本発明の第２の実施形態の無線通信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態の無線通信装置の、スイッチングアンプ制御信号の波形を示すタイミングチャートである。 本発明の第２の実施形態の無線通信装置の、送受信切替部の具体的な構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態の無線通信装置の、送受信切替部の具体的な他の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態の無線通信装置の構成を示すブロック図である。 時分割複信（ＴＤＤ）方式の無線装置の一般的な構成を示すブロック図である。 無線通信装置の送受信切替部の具体的な構成例を示すブロック図である。 無線通信装置の別の送受信切替部の具体的な構成例を示すブロック図である。

本発明の実施の形態について図面を参照して以下、詳細に説明する。
（第１の実施形態）
［第１の実施形態の構成］
図１は、本発明の第１の実施形態である無線通信装置の構成を示すブロック図である。

本実施形態の無線通信装置は、スイッチングアンプ部１、送受信切替部２、アンテナ３、デジタル変調部４を備える。

スイッチングアンプ部１は、電源とグラウンド間に縦積みに接続された２つのスイッチング素子１１、１２と、フィルタ１３を含む。

デジタル変調部４は、送信信号処理部（図示なし）からのデータを入力して、入力したデータの情報を時間情報として包含した相補的な２値パルス信号であるスイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂを出力する。スイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂは、スイッチングアンプ部１に入力され、スイッチング素子１１、１２のそれぞれを、導通状態及び非導通状態、又は非導通状態及び導通状態に設定する。従って、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２との接続点であるパルス出力端子１４は、入力されたスイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂの振幅が電源電圧ＶＤＤの振幅まで増幅されたパルス信号を出力する。パルス信号は、元データの情報がＲＦ搬送波に重畳された出力信号５になる。

フィルタ１３は、パルス出力端子１４に接続される。フィルタ１３は、スイッチングアンプ部１によって増幅されたパルス信号の高調波成分や量子化雑音成分を除去する。そして、フィルタ１３は、所定の範囲の周波数成分を通過させ、送信信号５として出力する。
すなわち、フィルタ１３は、バンドパスフィルタである。

送受信切替部２は、フィルタ１３の出力と受信部（図示なし）との間に接続される。さらに、送受信切替部２は、アンテナ３にも接続され、アンテナ３と、送信部、受信部との経路を切替える。

図２に、スイッチングアンプ部１の、より具体的な構成例を示す。この例では、スイッチング素子１１、１２として、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ（Field Effect Transistor））が用いられている。また、フィルタ１３として、直列に接続されたインダクタ１３１と容量１３２からなる２次フィルタが用いられている。スイッチング素子１１、１２は、互いに相補的に動作し、入力されたパルス信号を、電源電圧ＶＤＤの振幅をもつパルス信号に増幅し、フィルタ１３を介して出力する。

尚、図３のように、スイッチングアンプ部１は、スイッチング素子１１、１２のみを含み、フィルタ１３はスイッチングアンプ部１の出力端子の外部に接続されてもよい。

また、スイッチング素子１１、１２としては、ＦＥＴに限らず、バイポーラトランジスタを用いてもよい。また、図２の例では、ｎ型ＦＥＴがスイッチング素子１１、１２として用いられ、デジタル変調部４からの相補信号を入力している。ｎ型ＦＥＴの代わりに、ｎ型ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）とｐ型ＭＯＳのように、極性の異なるトランジスタが縦積みにされ、デジタル変調部４から同じ極性の信号を入力しても良い。また、フィルタ１３の構成も、図２の構成に限るわけではなく、次数や構成を適宜変更することができる。

図４に、デジタル変調部４の、より具体的な構成例を示す。

デジタル変調部４は、送信信号処理部からの互いに直交するＩ（In）信号及びＱ（Quadrature）信号をそれぞれ、デルタシグマ変調器４１ａ、４１ｂに入力し、１ビット信号４３ａ、４３ｂに変換する。得られた１ビット信号４３ａ、４３ｂは、クロック発生器４９が発生する、搬送波周波数ｆｃの４倍のクロック周波数ｆｃｌｋのクロック４４と、ミキサ４２ａ、４２ｂによって乗算される。ただし、クロック４４は、”１”、”０”、”−１”からなる３値のレベルをもち、周波数ｆｃｌｋで、”１”、”０”、”−１” 、”０”の順にそのレベルが変化する。すなわち、クロック４４のレベルは、｛１，０，−１，０｝からなるパターンを１周期として、搬送波周波数ｆｃと同じ周波数で繰り返される。

この際、ミキサ４２ａ、４２ｂへのクロックが、遅延部４８によって、クロック周波数ｆｃｌｋの１クロック分だけ遅延させてから、１ビット信号４３ａ、４３ｂと乗算されることにより、Ｉ信号とＱ信号の直交関係が維持される。さらに乗算された２つの信号は加算器４７で加算される。その結果、Ｉ信号とＱ信号とが、｛Ｉ，Ｑ，-Ｉ，-Ｑ｝の順序にクロック４４に重畳されたパルス信号列であるスイッチングアンプ制御信号４ａが得られる。そして、スイッチングアンプ制御信号４ａと、その相補信号であるスイッチングアンプ制御信号４ｂとが、スイッチングアンプ１への入力信号となる。

図５に、デジタル変調部４の、より具体的な他の構成例を示す。

デジタル変調部４は、送信信号処理部（図示なし）からの、互いに直交するＩ信号及びＱ信号を、極座標変換器４６で、振幅成分ｒと位相成分θに変換する。振幅成分ｒは、デルタシグマ変調器４１で１ビット信号４３ａに変換される。位相成分θは、発振器４５からのＲＦ搬送波とミキサ４２ａで乗算され、位相変調信号４３ｂになる。

振幅成分から変換された１ビット信号４３ａと位相変調信号４３ｂはミキサ４２ｂで乗算される。その結果、位相変調信号４３ｂは、デルタシグマ変調器４１の出力パルス変調信号である１ビット信号４３ａによってオン・オフ制御され、パルス変調信号であるスイッチングアンプ制御信号４ａとなる。そして、スイッチングアンプ制御信号４ａと、その相補信号であるスイッチングアンプ制御信号４ｂとが、スイッチングアンプ１への入力信号となる。

送受信切替部２の構成は、図１３や図１４の構成をそのまま適用することができるので、ここでは図示を省略する。
［第１の実施形態の効果］
図６に、本実施形態におけるスイッチングアンプ制御信号の例を示す。

送信期間（以下、「Ｔｘ期間」ともいう。）には、デジタル変調器４から、相補的な２値パルス信号、すなわち、ハイサイド・スイッチング素子用のスイッチングアンプ制御信号４ａ（Ｖ_high）と、ローサイド・スイッチング素子用のスイッチングアンプ制御信号４ｂ（Ｖ_low）が出力される。受信期間（以下、「Ｒｘ期間」ともいう。）時は、Ｖ_highは“Low”状態に、Ｖ_lowは“High”状態に固定される。この場合、図２に示したスイッチングアンプ部１を構成するスイッチング素子（ハイサイドＦＥＴ）１１は非導通に、スイッチング素子（ローサイドＦＥＴ）１２は導通状態に設定され、スイッチングアンプ部１のパルス出力端子１４は接地され、ＲＦ出力電力も消失する。すなわち、受信時に、送信側から受信側への電力リークは発生しない。また、受信（Ｒｘ）期間には、送信側スイッチングアンプの待機電流もゼロになり、消費電力が削減される。

本実施形態によれば、受信時における、受信側への電力のリークの低減やＰＡの待機電流の遮断は、特許文献３、４の装置のように、コレクタ電圧やドレイン電圧をオン・オフにするための追加スイッチ部品を用いることなく、スイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂだけで実現することができる。このことから、本実施形態は、無線通信装置を小型・低コスト化することができる。さらに、本実施形態では、スイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂと同程度の速さでの送信と受信の切替えが可能である。

尚、図６の例では、受信（Ｒｘ）期間に、スイッチングアンプ制御信号４ａ（Ｖ_high）は“Low”状態に、スイッチングアンプ制御信号４ｂ（Ｖ_low）は“High”状態に固定される。逆に、受信（Ｒｘ）期間のスイッチングアンプの制御信号については、Ｖ_highは“High”状態に、Ｖ_lowは“Low”状態に固定されてもよい。この場合は、ＤＣ的には、スイッチングアンプ１のパルス出力端子１４に電圧としてＶＤＤが現れるが、ローサイドＦＥＴ１２が非導通状態に設定されるためＤＣ電流は流れない。また、パルス出力端子１４の電圧がＶＤＤになることは、ＲＦ的にはショートされた状態と同じ効果をもつため、この場合も実質的に図６の場合と同じ効果をもつ。

あるいは、受信（Ｒｘ）期間に、Ｖ_high、Ｖ_lowともに“Low”状態に固定されてもよい。この場合は、図２に示したスイッチングアンプ１を構成するハイサイドＦＥＴ１１、ローサイドＦＥＴ１２は共に非導通状態に設定され、ＲＦ出力電力は消失する。すなわち、受信時に、送信側から受信側への電力リークは発生しない。また、受信（Ｒｘ）期間に、送信側スイッチングアンプの待機電流もゼロになり、消費電力が削減される。

さらに、受信（Ｒｘ）期間に、ハイサイドＦＥＴ１１、ローサイドＦＥＴ１２共に非導通になった結果、アンテナ端から送信側をみたインピーダンスが、高インピーダンスになる。そのため、受信（Ｒｘ）期間における送受信切替部２の送信側のインピーダンスと合わせることで、送信部と受信部のアイソレーションが極めて高くなる効果が得られる。すなわち、送信部から受信部への電力リークは極めて小さい。

尚、図１に示した例は、送信系統と受信系統をそれぞれ１系統ずつ備えるＴＤＤ方式の無線通信装置における送受信制御の例である。本実施形態の送受信制御は、複数の無線通信方式や複数のＲＦ搬送波周波数を用いる無線通信装置などにも適用することができる。
（第２の実施形態）
［第２の実施形態の構成］
図７は本発明の第２の実施形態の無線通信装置の構成を示すブロック図である。本実施形態の無線通信装置では、スイッチングアンプ部１は、直接、アンテナ３に接続されている。

本実施形態の無線通信装置は、第１の実施形態の無線通信装置と同様に、スイッチングアンプ部１、送受信切替部２、アンテナ３、デジタル変調部４を備える。

また、スイッチングアンプ部１は、電源とグラウンド間に縦積みに接続された２つのスイッチング素子１１、１２と、フィルタ１３、を含む。

デジタル変調部４は、送信信号処理部（図示なし）からのデータを入力して、入力したデータの情報を時間情報として包含した相補的な２値パルス信号であるスイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂを出力する。スイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂは、スイッチングアンプ部１に入力され、スイッチング素子１１、１２のそれぞれを、導通状態及び非導通状態、又は非導通状態及び導通状態に設定する。従って、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２の接続点であるパルス出力端子１４は、入力されたスイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂの振幅が電源電圧ＶＤＤの振幅まで増幅されたパルス信号を出力する。パルス信号は、元データの情報がＲＦ搬送波に重畳された出力信号５になる。

フィルタ１３は、パルス出力端子１４に接続される。フィルタ１３は、スイッチングアンプ部１によって増幅されたパルス信号の高調波成分や量子化雑音成分を除去する。そして、フィルタ１３は、所定の範囲の周波数成分を通過させ、送信信号５として出力する。
すなわち、フィルタ１３は、バンドパスフィルタである。フィルタ１３の出力は、第１の実施形態とは異なり、アンテナ３に直接、接続される。

送受信切替部２は、フィルタ１３の出力とアンテナ３とを直接、接続する。また、送受信切替部２は、受信部接続部２０を含む。受信部接続部２０は、アンテナ３と受信部（図示なし）との間に接続され、アンテナ３と受信部との接続状態と切断状態を切替える。

スイッチングアンプ部１の、より具体的な構成例は、図２に示した通りで、ここでは省略する。また、デジタル変調部４の、より具体的な構成例は、図４や図５に示した通りで、ここでは省略する。
［第２の実施形態の効果］
図８に、本実施形態におけるスイッチングアンプ制御信号の例を示す。

送信（Ｔｘ）期間には、デジタル変調部４から、相補的な２値パルス信号、すなわち、スイッチングアンプ制御信号４ａ（Ｖ_high）と、スイッチングアンプ制御信号４ｂ（Ｖ_low）が出力される。受信（Ｒｘ）期間には、Ｖ_high、Ｖ_lowともに“Low”状態に固定される。この場合、図２に示したスイッチングアンプ部１を構成するスイッチング素子（ハイサイドＦＥＴ）１１、スイッチング素子（ローサイドＦＥＴ）１２は共に非導通状態に設定され、ＲＦ出力電力も消失する。すなわち、受信時に、送信側から受信側への電力リークは発生しない。また、受信（Ｒｘ）期間に、送信側スイッチングアンプの待機電流もゼロになり、消費電力が削減される。

さらに、本実施形態では、受信（Ｒｘ）期間に、ハイサイドＦＥＴ（スイッチング素子１１）、ローサイドＦＥＴ（スイッチング素子１２）共に非導通になる結果、アンテナ端から送信側をみたインピーダンスが高インピーダンスになる。そのため、アンテナ３とスイッチングアンプ部１との間を切断するための切替スイッチを省略することができる。その結果、通常の無線通信装置では最も電力損失の影響が大きいＰＡであるスイッチングアンプ部１からアンテナ３に至る経路に、損失を発生する部品がなくなるため、無線通信装置全体の消費電力効率が向上する。

本実施形態によれば、受信時における、受信側への電力のリークの低減やＰＡの待機電流の遮断は、特許文献３、４の装置のように、コレクタ電圧やドレイン電圧をオン・オフにするための追加スイッチ部品を用いることなく、スイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂだけで実現することができる。このことから、本実施形態では、無線通信装置を小型・低コスト化することができる。さらに、本実施形態では、スイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂと同程度の速さでの送信と受信の切替えが可能である。

図９に、本実施形態の送受信切替部２の受信部接続部２０の具体的な構成例を、受信部接続部２０ａとして示す。

図９の受信部接続部２０ａは、ダイオード２１、１／４波長伝送線路２２を備える。

無線通信装置が送信を行うとき（図８におけるＴｘ期間）は、制御信号Ｖcontは“High”に設定される。このとき、ダイオード２１には順方向のバイアスが印加され、ダイオード２１のアノード端子２４がＲＦ的に接地される。また、１／４波長伝送線路２２のインピーダンス変換効果によって、アンテナ３から受信側をみた受信部接続部２０ａのインピーダンスは理想的には無限大になる。そのため、スイッチングアンプ部１からの送信信号５は受信側に漏れることなく、アンテナ３から放射される。この際、前述の通り、スイッチングアンプ部１とアンテナ３の間には、損失を発生する部品が存在しないので、高い電力効率での送信が可能である。

無線通信装置が受信を行うとき（図８におけるＲｘ期間）は、制御信号Ｖcontは“Low”に設定される。このとき、ダイオード２１に逆バイアスが印加されるので、ダイオード２１はオープン状態となる。また、１／４波長伝送線路２２の特性インピーダンスがＬＮＡの入力インピーダンス（例えば５０Ω）に合うように設計されている。従って、アンテナ３から受信側をみた受信部接続部２０ａのインピーダンスはゼロとなり、アンテナ３はＬＮＡの入力に実質的に短絡された状態に等しい。

さらに、受信（Ｒｘ）期間には、図８に示したように、スイッチング素子１１、１２が開放状態になるように、Ｖ_high、Ｖ_lowを設定することによって、アンテナ端から送信側をみたインピーダンスを高インピーダンスに保つことができる。従って、特にアンテナ３と送信用のスイッチングアンプ部１との間に、送受信切替部を設けなくても、受信信号を分離することができる。この場合、特許文献３、４の装置に比べて、大幅に部品点数とコストを削減することができる。

加えて、受信（Ｒｘ）期間には、スイッチングアンプ部１からは出力信号が出力されないので、送信側から受信側への電力リークは原理的に存在しない。従って、特許文献３、４の装置に比べて、本発明の無線通信装置では、受信特性も向上させることができる。

図１０に、本実施形態の送受信切替部２の受信部接続部２０の、第２の具体的な構成例を、受信部接続部２０ｂとして示す。

図１０の受信部接続部２０ｂでは、アンテナ３と受信用ＬＮＡ６との間に、ＦＥＴ２５が用いられる。

無線通信装置の送信（Ｔｘ）期間には、制御信号Ｖcontは“Low”に設定される。このとき、ＦＥＴ２５が開放状態になるので、アンテナ端から受信側をみたインピーダンスは理想的には無限大になる。そのため、スイッチングアンプ部１からの送信信号５が受信側に漏れることなく、アンテナ３から放射される。この際、前述の通り、スイッチングアンプ部１とアンテナ３の間には、損失を発生する部品が存在しないので、高い電力効率での送信が可能である。

無線通信装置の受信（Ｒｘ）期間には、制御信号Ｖcontは“High”に設定される。このとき、ＦＥＴ２５は短絡状態となり、アンテナ端からは、ＬＮＡの入力インピーダンスが直接みえることになる。そして、受信（Ｒｘ）期間には、図８に示したように、スイッチング素子１１、１２を開放状態に設定することによって、アンテナ端から送信側をみたインピーダンスを高インピーダンスに保つことができる。従って、特にアンテナと送信用スイッチングアンプの間に、送受信切替部を設けなくても、受信信号を分離することができる。

また、図１４に示した送受信切替部では、ＳＰＤＴ（Single-pole Double-through）スイッチが必要であったが、本実施形態では、ＳＰＳＴ（Single-pole Single-through）スイッチを使用することができる。一般に、ＦＥＴなどで構成されたスイッチのポート数が増えると、スイッチの損失や歪特性が劣化する。

加えて、受信（Ｒｘ）期間には、スイッチングアンプ部１からは出力信号が出力されないので、送信側から受信側への電力リークは原理的に存在しない。従って、特許文献３、４の装置に比べて、本発明の無線通信装置では、受信特性も向上させることができる。

尚、図１０では、ＦＥＴを用いた受信部接続部２０ｂの構成として、直列の1段ＦＥＴの例を示したが、扱うＲＦ電力によって、多段構成のＦＥＴを用いてもよいし、アイソレーションを高めるためにシャント用のＦＥＴを設けてもよい。

また、図１０に示した例は、１対の送信系統と受信系統からなるＴＤＤ方式の無線通信装置の例であるが、その他の方式の、複数の無線方式や複数のＲＦ搬送周波数を含む無線通信装置にも本実施形態を適用することができる。
（第３の実施形態）
［第３の実施形態の構成］
図１１は本発明の第３の実施形態の無線通信装置の構成を示すブロック図である。本実施形態の無線通信装置では、スイッチングアンプ部１は伝送線路２７を介してアンテナ３に接続されている。

本実施形態の無線通信装置は、第１、第２の実施形態の無線通信装置と同様に、スイッチングアンプ部１、送受信切替部２、アンテナ３、デジタル変調部４、フィルタ１３、スイッチング素子１１、１２を備える。

また、スイッチングアンプ部１は、電源とグラウンド間に縦積みに接続された２つのスイッチング素子１１、１２を含む。

デジタル変調部４は、送信信号処理部（図示なし）からのデータを入力して、入力したデータの情報を時間情報として包含した相補的な２値パルス信号であるスイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂを出力する。スイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂは、スイッチングアンプ部１に入力され、スイッチング素子１１、１２のそれぞれを、導通状態及び非導通状態、又は非導通状態及び導通状態に設定する。従って、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２の接続点であるパルス出力端子１４は、入力されたスイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂの振幅が電源電圧ＶＤＤの振幅まで増幅されたパルス信号を出力する。

フィルタ１３は、パルス出力端子１４に接続される。フィルタ１３は、スイッチングアンプ部１によって増幅されたパルス信号の高調波成分を除去する。パルス信号は、元データ情報がＲＦ搬送波に重畳された出力信号５になる。フィルタ１３の出力は、伝送線路２７の一方の端子に接続される。伝送線路２７の他方の端子は、アンテナ３と受信部接続部２０に接続される。

送受信切替部２は、アンテナ３と受信部との間を、接続又は切断する。

スイッチングアンプ部１の、より具体的な構成例は、図２に示した通りで、ここでは省略する。デジタル変調部４の、より具体的な構成例は、図４や図５に示した通りで、ここでは省略する。送受信切替部２の、より具体的な構成例は、図９や図１０に示した通りで、ここでは省略する。
［第３の実施形態の効果］
本実施形態におけるスイッチングアンプ制御信号の例は、第１の実施形態と同様に、図６に示されたものである。

送信（Ｔｘ）期間には、デジタル変調部４から、相補的な２値パルス信号、すなわち、スイッチングアンプ制御信号４ａ（Ｖ_high）とスイッチングアンプ制御信号４ｂ（Ｖ_low）が出力される。受信（Ｒｘ）期間には、Ｖ_highは“Low”状態に、Ｖ_lowは“High”状態に固定される。この場合、図１１に示したスイッチングアンプ部１を構成するスイッチング素子（ハイサイドＦＥＴ）１１は非導通に、スイッチング素子（ローサイドＦＥＴ）１２は導通状態に設定され、スイッチングアンプのパルス出力端子１４は接地され、ＲＦ出力電力も消失する。すなわち、受信時に、送信側から受信側への電力リークは発生しない。また、受信（Ｒｘ）期間には、送信側スイッチングアンプの待機電流もゼロになり、消費電力が削減される。

さらに、本実施の形態によれば、受信（Ｒｘ）期間には、ローサイドＦＥＴ１２が導通になった結果、フィルタ端の接地端子との間のインピーダンスが短絡に近くなる。ここで、伝送線路２７の長さを調整してアンテナ端からみた伝送線路２７のインピーダンスが開放に近くなるように設計すると、受信信号を完全に分離することができる。このとき、特許文献３、４の送信側切替部と比較すると、図１３に示したダイオード２３や、図１４に示したＦＥＴ２５がない分、本実施形態の無線通信装置の損失の方が小さい。その結果、通常の無線通信装置では最も損失の影響が大きいＰＡであるスイッチングアンプ部１からアンテナ３に至る経路の損失を小さくできるため、無線通信装置全体の消費電力効率が向上する。伝送線路２７の長さは、理想的には、ＲＦ搬送周波数の１／４波長に近くなるが、適宜、調整することが可能である。

本実施の形態によれば、これらの受信時の電力リーク低減や待機電流をゼロにするために、特許文献３、４の装置のように、コレクタ電圧やドレイン電圧をオン・オフにするための追加スイッチ部品を用いることなく、スイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂだけで実現することができる。このことから、本実施形態は、無線通信装置を小型・低コスト化することができる。さらに、本実施形態では、スイッチングアンプ制御信号４ａ、４ｂと同程度の速さでの送信と受信の切替えが可能である。

また、図１１に示した例は、１対の送信系統と受信系統からなるＴＤＤ方式の無線通信装置の例であるが、その他の方式の、複数の無線方式や複数のＲＦ搬送周波数を含む無線通信装置にも本実施形態を適用することができる。
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含むことは言うまでもない。

上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）
送信信号の送信及び受信信号の受信に共用される送受信端子と、
接地端子とパルス出力端子との間に接続されたローサイド・スイッチング素子、前記パルス出力端子と電源端子との間に接続されたハイサイド・スイッチング素子、及び前記パルス信号の所定の周波数成分を通過させ、送信端子から前記送信信号として出力するフィルタを含み、前記パルス出力端子からパルス信号を出力するスイッチングアンプと、
前記送受信端子と前記送信端子との間、及び前記送受信端子と前記受信信号を入力する受信端子との間の接続状態を切替える送受信切替部と、
を備え、
前記受信が行われるときは、前記送受信端子と前記送信端子との間の接続状態に基づいて、前記ローサイド・スイッチング素子及び前記ハイサイド・スイッチング素子は、それぞれ導通状態及び非導通状態、それぞれ非導通状態及び導通状態、又は双方とも非導通状態、に固定される
ことを特徴とする送受信装置。
（付記２）
前記送受信切替部は、前記送信が行われるときは、前記送受信端子と前記送信端子との間を接続し、前記受信が行われるときは、前記送受信端子と前記受信端子との間を接続し、
前記ローサイド・スイッチング素子及び前記ハイサイド・スイッチング素子は、
前記送信が行われるときは、前記送信信号である相補的な２値パルス入力信号に基づいて、それぞれ、導通状態及び非導通状態、又は非導通状態及び導通状態に設定され、
前記受信が行われるときは、それぞれ導通状態及び非導通状態、それぞれ非導通状態及び導通状態、又は双方とも非導通状態、に固定される
ことを特徴とする付記１に記載の送受信装置。
（付記３）
前記送受信切替部は、前記送信が行われるときは、前記送受信端子と前記受信端子との間を切断し、前記受信が行われるときは、前記送受信端子と前記受信端子との間を接続する受信部接続部を含み、前記送受信端子と前記送信端子との間を常に接続し、
前記ローサイド・スイッチング素子及び前記ハイサイド・スイッチング素子は、
前記送信が行われるときは、前記送信信号である相補的な２値パルス入力信号に基づいて、それぞれ、導通状態及び非導通状態、又は非導通状態及び導通状態に設定され、
前記送信が行われるときは、双方とも非導通状態に固定される
ことを特徴とする付記１に記載の送受信装置。
（付記４）
前記受信部接続部は、ダイオードと伝送線路を含むスイッチ回路で構成される
ことを特徴とする付記３に記載の送受信装置。
（付記５）
前記送受信切替部は、電界効果トランジスタを含むスイッチ回路で構成される
ことを特徴とする付記３に記載の送受信装置。
（付記６）
互いに直交する、無線変調信号のＩ成分及びＱ成分の前記Ｉ成分を入力し、前記Ｉ成分を１ビットデジタル信号に変換する第１のデルタシグマ変調器と、
前記Ｑ成分を入力し、前記Ｑ成分を１ビットデジタル信号に変換する第２のデルタシグマ変調器と、
第１のクロック信号に従って、３値のレベルを含む、（０、１、０、−１）のパターンを繰り返す第２のクロック信号を発生するクロック発生器と、
前記第１のデルタシグマ変調器の出力と前記第２のクロックとを乗算する第１のミキサと、
前記第２のデルタシグマ変調器の出力と前記第１のクロック信号の１クロック分だけ遅延させた前記第２のクロックとを乗算する第２のミキサと、
前記第１のミキサの出力と前記第２のミキサの出力とを加算する加算器と、
を含む第１のデジタル変調部を備え、
前記ローサイド・スイッチング素子及び前記ハイサイド・スイッチング素子は、それぞれ、前記加算器の出力信号、前記加算器の出力信号の相補信号によって駆動される
ことを特徴とする付記１から５のいずれか１項に記載の送受信装置。
（付記７）
互いに直交する、無線変調信号のＩ成分及びＱ成分を入力し、前記無線変調信号の振幅成分及び位相成分を出力する極座標変換器と、
前記振幅成分を１ビットデジタル信号に変換する第３のデルタシグマ変調器と、
搬送波周波数に等しい繰り返し周波数をもつ搬送波パルスを出力する発振器と、
前記位相成分と前記発振器の出力を乗算する第３のミキサと、
前記第３のデルタシグマ変調器の出力と前記第３のミキサの出力を乗算する第４のミキサと、
を含む第２のデジタル変調部を備え、
前記ローサイド・スイッチング素子及び前記ハイサイド・スイッチング素子は、それぞれ、前記第４のミキサの出力信号、前記第４のミキサの出力信号の相補信号によって駆動される
を特徴とする付記１から５のいずれか１項に記載の送受信装置。
（付記８）
前記送受信切替部は、前記送受信端子と、前記送信端子又は前記受信端子との間の接続を、所定の時間間隔で切替える
こと特徴とする付記１から７のいずれか１項に記載の送受信装置。
（付記９）
前記送受信端子に接続されたアンテナ、
を備えることを特徴とする付記１から８のいずれか１項に記載の送受信装置。
（付記１０）
接地端子とパルス出力端子との間に接続されたローサイド・スイッチング素子、及び前記パルス出力端子と電源端子との間に接続されたハイサイド・スイッチング素子を含み、前記パルス出力端子からパルス信号を出力するスイッチングアンプ
を備え、
前記パルス信号から生成された送信信号の送信及び外部からの受信信号の受信を行う送受信機において、前記受信が行われるときは、前記ローサイド・スイッチング素子又は前記ハイサイド・スイッチング素子の少なくとも一方が遮断状態に固定される
ことを特徴とする送信装置。
（付記１１）
前記パルス信号の所定の周波数成分を通過させ、送信端子から前記送信信号として出力するフィルタを備える
ことを特徴とする付記１０に記載の送信装置。
（付記１２）
送信信号の送信及び受信信号の受信に共用される送受信端子、並びに接地端子とパルス出力端子との間に接続されたローサイド・スイッチング素子及び前記パルス出力端子と電源端子との間に接続されたハイサイド・スイッチング素子を含み、前記パルス出力端子からパルス信号を出力するスイッチングアンプ、並びに前記パルス信号の所定の周波数成分を通過させ、送信端子から前記送信信号として出力するフィルタ、並びに前記送受信端子と前記送信端子との間及び前記送受信端子と前記受信信号を入力する受信端子との間の接続状態を切替える送受信切替部と備える送受信装置の送受信方法において、
前記受信を行うときは、前記送受信端子と前記送信端子との間の接続状態に基づいて、前記ローサイド・スイッチング素子及び前記ハイサイド・スイッチング素子を、それぞれ導通状態及び非導通状態、それぞれ非導通状態及び導通状態、又は双方とも非導通状態、に固定する
こと特徴とする送受信方法。
この出願は、２０１３年１０月２２日に出願された日本出願特願２０１３−２１８９３７を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

本発明は、送信動作と受信動作の切替えが行われる、無線又は有線の一般の通信装置に適用することができる。例えば、ＴＤＤ方式の無線通信を行う携帯端末や基地局などの無線通信装置に適用できる。

１ スイッチングアンプ部
２ 送受信切替部
３ アンテナ
４ デジタル変調部
４ａ スイッチングアンプ制御信号（Ｖ_high）
４ｂ スイッチングアンプ制御信号（Ｖ_low）
５ 送信信号
６ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
７ 復調部
８ 受信信号処理部
９ 送信信号処理部
１０ 高出力増幅器（ＰＡ）
１１ スイッチング素子（ハイサイドＦＥＴ）
１２ スイッチング素子（ローサイドＦＥＴ）
１３ フィルタ
１４ パルス出力端子
２０、２０ａ、２０ｂ 受信部接続部
２１、２３ ダイオード
２２ １／４波長伝送線路
２４ アノード端子
２５、２６ ＦＥＴ
２７ 伝送線路
４１、４１ａ、４１ｂ デルタシグマ変調器
４２ａ、４２ｂ ミキサ
４３ａ 振幅パルス信号
４３ｂ 位相変調信号
４４ クロック
４５ 発振器
４６ 極座標変換器
４７ 加算器
４８ 遅延器
４９ クロック発生器
８１ ＡＤ変換部
９１ ＤＡ変換部
１３１ インダクタ
１３２ 容量

Claims (10)

1. 送信信号の送信及び受信信号の受信に共用される送受信端子と、
   接地端子とパルス出力端子との間に接続されたローサイド・スイッチング素子、前記パルス出力端子と電源端子との間に接続されたハイサイド・スイッチング素子、及び前記パルス出力端子から出力されるパルス信号の所定の周波数成分を通過させ、送信端子から前記送信信号として出力するフィルタを含むスイッチングアンプと、
   前記送受信端子と前記送信端子との間、及び前記送受信端子と前記受信信号を入力する受信端子との間の接続状態を切替える送受信切替部と、
   を備え、
   前記受信が行われるときは、前記送受信端子と前記送信端子との間の接続状態に基づいて、前記ローサイド・スイッチング素子及び前記ハイサイド・スイッチング素子は、それぞれ導通状態及び非導通状態、それぞれ非導通状態及び導通状態、又は双方とも非導通状態、に固定される
   ことを特徴とする送受信装置。
2. 前記送受信切替部は、前記送信が行われるときは、前記送受信端子と前記送信端子との間を接続し、前記受信が行われるときは、前記送受信端子と前記受信端子との間を接続し、
   前記ローサイド・スイッチング素子及び前記ハイサイド・スイッチング素子は、
   前記送信が行われるときは、前記送信信号である相補的な２値パルス入力信号に基づいて、それぞれ、導通状態及び非導通状態、又は非導通状態及び導通状態に設定され、
   前記受信が行われるときは、それぞれ導通状態及び非導通状態、それぞれ非導通状態及び導通状態、又は双方とも非導通状態、に固定される
   ことを特徴とする請求項１に記載の送受信装置。
3. 前記送受信切替部は、前記送信が行われるときは、前記送受信端子と前記受信端子との間を切断し、前記受信が行われるときは、前記送受信端子と前記受信端子との間を接続する受信部接続部を含み、前記送受信端子と前記送信端子との間を常に接続し、
   前記ローサイド・スイッチング素子及び前記ハイサイド・スイッチング素子は、
   前記送信が行われるときは、前記送信信号である相補的な２値パルス入力信号に基づいて、それぞれ、導通状態及び非導通状態、又は非導通状態及び導通状態に設定され、
   前記送信が行われるときは、双方とも非導通状態に固定される
   ことを特徴とする請求項１に記載の送受信装置。
4. 前記受信部接続部は、ダイオードと伝送線路を含むスイッチ回路で構成される
   ことを特徴とする請求項３に記載の送受信装置。
5. 前記送受信切替部は、電界効果トランジスタを含むスイッチ回路で構成される
   ことを特徴とする請求項３に記載の送受信装置。
6. 互いに直交する、無線変調信号のＩ成分及びＱ成分の前記Ｉ成分を入力し、前記Ｉ成分を１ビットデジタル信号に変換する第１のデルタシグマ変調器と、
   前記Ｑ成分を入力し、前記Ｑ成分を１ビットデジタル信号に変換する第２のデルタシグマ変調器と、
   第１のクロック信号に従って、３値のレベルを含む、（０、１、０、−１）のパターンを繰り返す第２のクロック信号を発生するクロック発生器と、
   前記第１のデルタシグマ変調器の出力と前記第２のクロックとを乗算する第１のミキサと、
   前記第２のデルタシグマ変調器の出力と前記第１のクロック信号の１クロック分だけ遅延させた前記第２のクロックとを乗算する第２のミキサと、
   前記第１のミキサの出力と前記第２のミキサの出力とを加算する加算器と、
   を含む第１のデジタル変調部を備え、
   前記ローサイド・スイッチング素子及び前記ハイサイド・スイッチング素子は、それぞれ、前記加算器の出力信号、前記加算器の出力信号の相補信号によって駆動される
   ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の送受信装置。
7. 互いに直交する、無線変調信号のＩ成分及びＱ成分を入力し、前記無線変調信号の振幅成分及び位相成分を出力する極座標変換器と、
   前記振幅成分を１ビットデジタル信号に変換する第３のデルタシグマ変調器と、
   搬送波周波数に等しい繰り返し周波数をもつ搬送波パルスを出力する発振器と、
   前記位相成分と前記発振器の出力を乗算する第３のミキサと、
   前記第３のデルタシグマ変調器の出力と前記第３のミキサの出力を乗算する第４のミキサと、
   を含む第２のデジタル変調部を備え、
   前記ローサイド・スイッチング素子及び前記ハイサイド・スイッチング素子は、それぞれ、前記第４のミキサの出力信号、前記第４のミキサの出力信号の相補信号によって駆動される
   を特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の無線通信装置。
8. 前記送受信端子に接続されたアンテナ、
   を備えることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の無線通信装置。
9. 接地端子とパルス出力端子との間に接続されたローサイド・スイッチング素子、及び前記パルス出力端子と電源端子との間に接続されたハイサイド・スイッチング素子を含み、
   前記パルス出力端子からパルス信号を出力するスイッチングアンプを備え、
   前記パルス信号から生成された送信信号の送信及び外部からの受信信号の受信を行う送受信機において、前記受信が行われるときは、前記ローサイド・スイッチング素子又は前記ハイサイド・スイッチング素子の少なくとも一方が遮断状態に固定される
   ことを特徴とする送信装置。
10. 送信信号の送信及び受信信号の受信に共用される送受信端子、並びに接地端子とパルス出力端子との間に接続されたローサイド・スイッチング素子及び前記パルス出力端子と電源端子との間に接続されたハイサイド・スイッチング素子を含み、前記パルス出力端子からパルス信号を出力するスイッチングアンプ、並びに前記パルス信号の所定の周波数成分を通過させ、送信端子から前記送信信号として出力するフィルタ、並びに前記送受信端子と前記送信端子との間及び前記送受信端子と前記受信信号を入力する受信端子との間の接続状態を切替える送受信切替部と備える送受信装置において、
    前記受信が行うときは、前記送受信端子と前記送信端子との間の接続状態に基づいて、前記ローサイド・スイッチング素子及び前記ハイサイド・スイッチング素子を、それぞれ導通状態及び非導通状態、それぞれ非導通状態及び導通状態、又は双方とも非導通状態、に固定する
    こと特徴とする送受信方法。

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