JP7272055B2

JP7272055B2 - 送信機及び方法

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Publication number: JP7272055B2
Application number: JP2019064356A
Authority: JP
Inventors: 憲明田和
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Priority date: 2019-03-28
Filing date: 2019-03-28
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Description

本開示は、送信機及び方法に関する。

一般的にデジタルアンプを使用することにより、高い電力効率で信号を増幅できる。デジタルアンプで増幅される信号は、パルス変調されたＯＮ及びＯＦＦの２値の１ｂｉｔのデジタル信号である。

移動体通信では、振幅位相変調された信号が一般的に利用されている。このような振幅位相変調された信号をデジタルアンプで増幅するためには、振幅位相変調信号をパルス変調信号に変換する必要がある。振幅位相変調信号をパルス変調信号に変換する際に、ΔΣ変調（デルタシグマ変調）が用いられることが多い（例えば、特許文献１）。特許文献１には、２値のΔΣ変調器を用いた送信機が開示されている。

ΔΣ変調では、アナログ信号をデジタル信号に変換するときに生じる量子化雑音がシェーピングされ、量子化雑音が高周波側に移るため、Ｓ／Ｎ比（ＳＮＲ：signal-to-noise ratio）の高いパルス変調信号が得られる。

国際公開第２０１７／０３７８８０号

移動体通信等では、高いＳ／Ｎ比が要求されるため、２値のΔΣ変調を利用した場合であっても、要求されるＳ／Ｎ比を満たすために、数十倍以上のオーバーサンプリング比が必要であり、サンプリングレートが高くなる傾向にある。そのため、信号処理速度が高くなり、コスト及び消費電力も高くなるため、高いＳ／Ｎ比を満たす送信信号を送信する送信機を実現することが難しい。

本開示の目的は、上述の問題を解決するためになされたものであり、高いＳ／Ｎ比を満たす送信信号を送信することが可能な送信機及び方法を提供することにある。

本開示にかかる送信機は、
ベースバンド信号から生成された第１のＮ（Ｎ：３以上の整数）値デジタル信号を入力し、（Ｎ－１）個の２値デジタル信号に分配して出力する分配器を含む第１の信号生成部と、
前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々を増幅するとともに前記増幅された（Ｎ－１）個の信号を合成した送信信号を出力する信号増幅部と、を備える送信機である。

本開示にかかる方法は、
ベースバンド信号から生成された第１のＮ（Ｎ：３以上の整数）値デジタル信号を入力し、（Ｎ－１）個の２値デジタル信号に分配して出力することと、
前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々を増幅するとともに前記増幅された（Ｎ－１）個の信号を合成した送信信号を出力することと、を含む方法である。

本開示によれば、高いＳ／Ｎ比を満たす送信信号を送信することが可能な送信機及び方法を提供できる。

実施の形態１にかかる送信機の構成例を示す図である。実施の形態２にかかる送信機の構成例を示す図である。実施の形態２にかかる送信機の構成例を示す図である。実施の形態２にかかる送信機内の各信号のタイムチャートの一例を示す図である。実施の形態２にかかるＮ値信号分配器の動作例を示すフローチャートである。２値ΔΣ変調器を用いた送信機及び３値ΔΣ変調器を用いた送信機の比較結果を示す図である。実施の形態２の変形例にかかるＮ値信号分配器の動作例を示す図である。

以下、図面を参照して本開示の実施の形態について説明する。なお、以下の記載及び図面は、説明の明確化のため、適宜、省略及び簡略化がなされている。また、以下の各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。

（実施の形態１）
図１を用いて、実施の形態１にかかる送信機１について説明する。図１は、実施の形態１にかかる送信機の構成例を示す図である。送信機１は、無線基地局の送信機であってもよい。無線基地局は、例えば、中継局（ＲＮ：Relay Node）又はアクセスポイントであってもよい。もしくは、無線基地局は、ＮＲＮｏｄｅＢ（NR NB）又はｇＮｏｄｅＢ（gNB）、ｅＮｏｄｅＢ（evolved Node B）であってもよい。無線基地局が、ＣＵ(Central Unit)及びＤＵ（Distributed Unit）で構成される場合、送信機１は、ＤＵ内の送信機であってもよい。

送信機１は、第１の信号生成部２と、信号増幅部５とを備える。
第１の信号生成部２は、ベースバンド信号から生成された第１のＮ（Ｎ：３以上の整数）値デジタル信号を入力し、（Ｎ－１）個の２値デジタル信号に分配して出力する。

第１の信号生成部２は、分配器３を含んでおり、分配器３は、ベースバンド信号から生成された第１のＮ（Ｎ：３以上の整数）値デジタル信号を入力し、（Ｎ－１）個の２値デジタル信号に分配して出力する。

信号増幅部５は、第１の信号生成部２が出力した、（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々を増幅するとともに増幅された（Ｎ－１）個の信号を合成した送信信号を出力する。

送信機１は、上記構成を有するので、ベースバンド信号から生成された第１のＮ値デジタル信号と同等の高いＳ／Ｎ比の送信信号を出力（送信）することが可能となる。すなわち、実施の形態１にかかる送信機１を用いることにより、２値のΔΣ変調器を用いた関連技術にかかる送信機よりも高いＳ／Ｎ比を満たす送信信号を送信することが可能となる。

（実施の形態２）
続いて、実施の形態２について説明する。実施の形態２は、実施の形態１を詳細にした実施の形態である。

＜送信機の構成例＞
図２及び図３を用いて、実施の形態２にかかる送信機１００について説明する。図２及び図３は、実施の形態２にかかる送信機の構成例を示す図である。

送信機１００は、例えば、無線基地局のＲＦエンドで使用される送信機である。無線基地局は、例えば、第５世代移動体通信システムにおける無線基地局であって、ＣＵ及びＤＵで構成されている。送信機１００は、ＤＵ内で使用される送信機である。無線基地局から送信される送信信号は、ＣＵから光ケーブルでＤＵに送信され、ＤＵでＲＦ信号に変換し、変換されたＲＦ信号が増幅された後、アンテナから送信される。

図２は、ベースバンド信号の生成から、搬送波周波数ＦｃのＲＦ信号への変換、及びアンテナからの送信までを概略的に示す図である。送信機１００から送信する送信信号は、例えば、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調信号である。

図２に示すように、送信機１００は、ベースバンド信号生成部１０と、Ｎ値ＲＦ信号生成部２０と、２値ＲＦ信号生成部３０と、信号増幅部４０と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ：Band-pass filter）６０と、アンテナ７０とを備える。

ベースバンド信号生成部１０、Ｎ値ＲＦ信号生成部２０及び２値ＲＦ信号生成部３０は、デジタルフロントエンド（ＤＦＥ：Digital Front End）と呼ばれ、デジタル回路で構成される。ＤＦＥは、ＦＰＧＡ（field-programmable gate array）、ＡＳＩＣ（application specific integrated circuit）等により構成される。

ベースバンド信号生成部１０は、関連技術の送信機のベースバンド信号生成部と同様の構成を有しており、図示しないＣＵから送信された情報に基づいて、振幅位相変調されたベースバンド信号を生成する。ベースバンド信号生成部１０は、ベースバンド帯域の振幅位相変調信号を生成し、同相チャネル信号（Ｉチャネル信号）と、Ｉチャネル信号と直交する直交チャネル信号（Ｑチャネル信号）とを出力する。Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号は、それぞれ多ビット信号である。

ベースバンド信号生成部１０は、ベースバンド信号のサンプリングレートが２Ｆｃ／Ｋとなるようにサンプリングレートを変更する。Ｆｃは、搬送波周波数であり、Ｋは、後述するＮ値ＲＦ信号生成部２０に含まれるタイムインターリーブ部２１及び２２において用いられる係数である。

Ｎ値ＲＦ信号生成部２０は、ベースバンド信号生成部１０から出力されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号をタイムインターリーブ処理し、Ｎ値信号にΔΣ変調し、搬送波周波数Ｆｃにアップコンバートし、Ｎ値デジタル信号であるＮ値ＲＦ信号を出力する。なお、Ｎ値ＲＦ信号生成部２０の詳細な構成は後述する。

２値ＲＦ信号生成部３０は、Ｎ値ＲＦ信号生成部２０から出力されたＮ値ＲＦ信号を（Ｎ－１）個の２値デジタル信号である２値ＲＦ信号に分配して出力する。

ここで、図３を用いて、Ｎ値ＲＦ信号生成部２０及び２値ＲＦ信号生成部３０の構成の詳細について説明する。

Ｎ値ＲＦ信号生成部２０は、タイムインターリーブ（ＴＩ：Time Interleaving）部２１及び２２と、ΔΣ変調器２３及び２４と、ミキサ２５及び２６と、局部発信器２７と、合成器２８とを備える。

タイムインターリーブ部２１は、ベースバンド信号生成部１０が出力したＩチャネル信号をタイムインターリーブ処理し、Ｋ回繰り返した信号を出力する。つまり、Ｉチャネル信号を１回サンプリングする間に、タイムインターリーブ部２１は、Ｉチャネル信号をＫ回繰り返して出力する。ベースバンド信号のサンプリングレートは、上述したように、２Ｆｃ／Ｋである。そのため、タイムインターリーブ部２１によりタイムインターリーブされた信号のサンプリングレートは、ベースバンド信号のサンプリングレートと比較するとＫ倍高くなり、２Ｆｃとなる。

タイムインターリーブ部２２は、ベースバンド信号生成部１０が出力したＱチャネル信号をタイムインターリーブ処理し、Ｋ回繰り返した信号を出力する。つまり、Ｑチャネル信号を１回サンプリングする間に、タイムインターリーブ部２２は、Ｑチャネル信号をＫ回繰り返して出力する。タイムインターリーブ部２２によりタイムインターリーブされた信号のサンプリングレートも、ベースバンド信号のサンプリングレートと比較するとＫ倍高くなり、２Ｆｃとなる。

なお、以降の説明において、ベースバンド信号生成部１０が出力したＩチャネル信号及びＱチャネル信号をそれぞれＩ＿ＢＢ及びＱ＿ＢＢとして記載する。また、タイムインターリーブ部２１及び２２が出力するタイムインターリーブされた信号をそれぞれＩ＿ＴＩ及びＱ＿ＴＩとして記載する。

ΔΣ変調器２３は、Ｎ値ΔΣ変調器であり、信号Ｉ＿ＴＩをΔΣ変調し、ΔΣ変調されたＮ値デジタル信号（Ｎ値ΔΣ信号）を出力する。ΔΣ変調器２４は、Ｎ値ΔΣ変調器であり、信号Ｑ＿ＴＩをΔΣ変調し、ΔΣ変調されたＮ値デジタル信号（Ｎ値ΔΣ信号）を出力する。なお、以降の説明において、ΔΣ変調器２３及び２４から出力される信号をそれぞれＩ＿Ｎ及びＱ＿Ｎとして記載する。

局部発信器（ＬＯ：Local Oscillator）２７は、ＬＯ信号（局部発信信号）を出力する。

ミキサ２５は、ΔΣ変調器２３から出力されたＮ値ΔΣ信号（信号Ｉ＿Ｎ）と、局部発信器２７から出力されたＬＯ信号とを乗算して、搬送波周波数Ｆｃにアップコンバートする。ミキサ２６は、ΔΣ変調器２４から出力されたＮ値ΔΣ信号（信号Ｑ＿Ｎ）と、局部発信器２７から出力されたＬＯ信号とを乗算して、搬送波周波数Ｆｃにアップコンバートする。

搬送波周波数Ｆｃにアップコンバートする信号処理は、デジタル回路によって計算される。一般に、アップコンバータのデジタル演算は多ビット信号の必要があるが、本実施の形態におけるＮ値ΔΣ信号はサンプリングレートが２Ｆｃであるため、Ｎ値が小さい信号でも、そのままアップコンバートが可能である。

また、本実施の形態では、搬送波周波数Ｆｃは、信号Ｉ＿Ｎ及び信号Ｑ＿Ｎのサンプリングレートの１／２であるため、信号Ｉ＿Ｎ及び信号Ｑ＿Ｎに乗算される値は、１又は－１となり計算を簡略化できる。なお、以降の説明において、信号Ｉ＿Ｎ及び信号Ｑ＿Ｎからアップコンバートされた信号をそれぞれ、Ｉ＿ＮＲＦ及びＱ＿ＮＲＦとして記載する。

合成器２８は、信号Ｉ＿ＮＲＦ及び信号Ｑ＿ＮＲＦを合成して１つのＮ値のＲＦ信号を出力する。合成器２８は、Ｉチャネルの信号Ｉ＿ＮＲＦと、Ｑチャネルの信号Ｑ＿ＮＲＦとを交互に、２倍のサンプリングレートで出力することによって信号を合成する。そのため、合成器２８から出力される信号のサンプリングレートは４Ｆｃとなる。このようにして、合成器２８からＲＦ帯域にアップコンバートされたＮ値信号（Ｎ値デジタル信号）が生成されて出力される。なお、以降の説明において、合成器２８から出力される信号をＳ＿ＮＲＦとして記載する。

信号Ｓ＿ＮＲＦは、最大値をＮ－１、最小値を－（Ｎ－１）とし、その間の２ごとの値を取り得る信号とする。つまり、Ｎ＝３の場合、Ｓ＿ＮＲＦの値は、２、０、－２のいずれかの値を取る信号である。なお、本実施の形態では、信号Ｓ＿ＮＲＦが取り得る値は、２ずつ異なる値として説明を行うが、例えば、４ずつ異なる値としてもよい。

次に、２値ＲＦ信号生成部３０について説明する。２値ＲＦ信号生成部３０は、実施の形態１にかかる第１の信号生成部２に対応する。２値ＲＦ信号生成部３０は、Ｎ値信号分配器３１と、ＤＡＣ（Digital to Analog Convertor）部３２＿１～３２＿（Ｎ－１）とを備える。なお、ＤＡＣ部３２＿１～３２＿（Ｎ－１）のそれぞれを区別する必要がない場合、ＤＡＣ部３２＿１～３２＿（Ｎ－１）を総称してＤＡＣ部３２と記載することがある。

Ｎ値信号分配器３１は、実施の形態１にかかる分配器３に対応する。Ｎ値信号分配器３１は、Ｎ値ＲＦ信号生成部２０から出力されたＮ値デジタル信号である信号Ｓ＿ＮＲＦを入力し、（Ｎ－１）個の２値デジタル信号である２値ＲＦ信号Ｄ（ｎ）（ｎ＝１，２，…，Ｎ－１）に分配して出力する。Ｄ（ｎ）の取り得る値は、Ｈｉｇｈ又はＬｏｗであり、Ｈｉｇｈを１とし、Ｌｏｗを－１とすると、１又は－１である。

Ｎ値信号分配器３１は、２値ＲＦ信号Ｄ（ｎ）のそれぞれの信号の変化回数が少なくなるように分配する。信号の変化回数とは、２値ＲＦ信号Ｄ（ｎ）の値を１と－１で表した場合、１から－１、又は－１から１に、信号の値が変化することを言う。そのため、Ｎ値信号分配器３１は、（Ｎ－１）個の２値ＲＦ信号の各々の出力値が変化した変化回数を計上する。Ｎ値信号分配器３１は、計上された変化回数に基づいて、（Ｎ－１）個の２値ＲＦ信号の各々の出力値を決定する。

Ｎ値信号分配器３１は、時刻ｔ（ｔ：１以上の整数とし、時刻tの単位はサンプリングレート４Ｆｃの逆数とする）において、入力されるＮ値デジタル信号である信号Ｓ＿ＮＲＦの入力値と、時刻ｔ－１において、入力される信号Ｓ＿ＮＲＦの入力値との差分を算出する。Ｎ値信号分配器３１は、算出された差分に応じた数の２値ＲＦ信号の時刻ｔにおける出力値を、変化回数が少ない方から順に時刻ｔ－１における出力値と異なる値に変更する。差分に応じた数は、算出された差分を、信号Ｓ＿ＮＲＦの入力値の最小変化量で除算した数である。信号Ｓ＿ＮＲＦの入力値が取り得る値は、等間隔の離散値であることから、差分に応じた数は、算出された差分を、離散値の間隔で除算した数とも言える。本実施の形態では、信号Ｓ＿ＮＲＦの入力値の変化量の最小値（最小変化量）及び離散値の間隔は、２であるため、差分に応じた数は、算出された数を２で除算した数である。すなわち、Ｎ値信号分配器３１は、差分を２で除算した数の２値ＲＦ信号の時刻ｔにおける出力値を、変化回数が少ない方から順に時刻ｔ－１における出力値と異なる値に変更する。出力値が変更される２値ＲＦ信号Ｄ（ｎ）を特に２値ＲＦ信号Ｄ（ｎ’）と表すこととする。

Ｎ値信号分配器３１は、算出された差分に基づいて決定された値を、時刻ｔにおける出力値が時刻ｔ－１における出力値から変更される２値ＲＦ信号Ｄ（ｎ’）の出力値とする。Ｎ値信号分配器３１は、算出された差分が０よりも大きい場合、出力値が変更される２値ＲＦ信号Ｄ（ｎ’）の出力値をＨｉｇｈとする。Ｎ値信号分配器３１は、算出された差分が０よりも小さい場合、出力値が変更される２値ＲＦ信号Ｄ（ｎ’）の出力値をＬｏｗとする。なお、以降の説明では、Ｈｉｇｈは１であり、Ｌｏｗは－１であることとして記載するが、それぞれ異なる値であってもよい。

ＤＡＣ部３２＿１～３２＿（Ｎ－１）は、それぞれ１ｂｉｔＤＡＣであり、Ｎ値信号分配器３１により分配して出力された２値ＲＦ信号Ｄ（ｎ）を入力し、ＤＦＥから出力する。

図２に戻り、信号増幅部４０について説明する。信号増幅部４０は、増幅部４１＿１～４１＿（Ｎ－１）と、合成器５０とを備える。なお、増幅部４１＿１～４１＿（Ｎ－１）を区別しない場合、増幅部４１と称して記載することがある。

増幅部４１は、デジタルアンプ（ＤＡ：Digital Amplifier）により構成される。増幅部４１＿１～４１＿（Ｎ－１）は、それぞれＤ（１）～Ｄ（Ｎ－１）がＤＡＣ部３２＿１～３２＿（Ｎ－１）により出力された２値デジタル信号を入力し、入力された２値デジタル信号を信号増幅して合成器５０に出力する。

合成器５０は、増幅部４１＿１～４１＿（Ｎ－１）により出力された信号を入力して信号合成し、合成した信号を信号増幅部４０から出力する。これにより、元のＮ値信号の精度を持った信号が得られる。

ＢＰＦ６０は、合成器５０において合成された信号が入力され、信号帯域外成分を除去し出力する。本実施の形態では、Ｎ値ＲＦ信号生成部２０がΔΣ変調器２３及び２４を有しているため、信号帯域外にノイズシェーピングされた量子化ノイズが発生する。ＢＰＦ６０は、ΔΣ変調器２３及び２４において発生した量子化ノイズ及び信号増幅時の歪み成分などの信号帯域外の不要成分を除去する。
アンテナ７０は、ＢＰＦ６０を通過して出力された送信信号を放射する。

＜送信機の動作例＞
次に、図２、図３を参照しつつ、実施の形態２にかかる送信機１００の動作例について説明する。

図２に示すように、ベースバンド信号生成部１０は、図示しないＣＵから送信された情報に基づいて、ベースバンド帯域の振幅位相変調信号を生成し、Ｉチャネル信号Ｉ＿ＢＢ及びＱチャネル信号Ｑ＿ＢＢをＮ値ＲＦ信号生成部２０に出力する。

次に、図３に示すように、タイムインターリーブ部２１及び２２は、それぞれ信号Ｉ＿ＢＢ及び信号Ｑ＿ＢＢに対してＫ倍のタイムインターリーブを行う。上述したように、タイムインターリーブ部２１及び２２により、それぞれタイムインターリーブされた信号Ｉ＿ＴＩ及び信号Ｑ＿ＴＩのサンプリングレートは２Ｆｃとなる。Ｆｃは搬送波周波数である。

ΔΣ変調器２３及び２４は、それぞれ信号Ｉ＿ＴＩ及び信号Ｑ＿ＴＩをΔΣ変調し、Ｎ値信号である信号Ｉ＿Ｎ及びＱ＿Ｎを出力する。

ミキサ２５及び２６は、それぞれ信号Ｉ＿Ｎ及びＱ＿Ｎを搬送波周波数Ｆｃにアップコンバートし、アップコンバートされた信号Ｉ＿ＮＲＦ及びＱ＿ＮＲＦを出力する。

合成器２８は、信号Ｉ＿ＮＲＦ及び信号Ｑ＿ＮＲＦを交互に２倍のサンプリングレート（４Ｆｃ）で信号Ｓ＿ＮＲＦとして出力する。

ここで、図４を用いて、Ｎ＝３の場合の各信号のタイムチャートを示す。図４は、実施の形態２にかかる送信機内の各信号のタイムチャートの一例を示す図である。図４において、一番上に示した図は、信号Ｉ＿ＮＲＦのタイムチャートを示しており、上から２番目の図は、信号Ｑ＿ＮＲＦのタイムチャートを示している。図４の上から３番目の図は、信号Ｓ＿ＮＲＦのタイムチャートを示している。図４の各図の横軸は、時刻を示しており、縦軸は、各信号の値を示している。図４に示している５つの図の横軸は対応しており、同じ時刻を示している。

信号Ｉ＿ＮＲＦ及び信号Ｑ＿ＮＲＦは、それぞれＲＦ帯域にアップコンバートされたＩチャネル信号及びＱチャネル信号であり、Ｎ＝３の場合、２、０、－２の３値を取り得る。図４には、一例として、信号Ｉ＿ＮＲＦ及び信号Ｑ＿ＮＲＦのタイムチャートが上から２つの図のようになっており、合成器２８が時刻０のときに信号Ｉ＿ＮＲＦを出力し、時刻１のときに信号Ｑ＿ＮＲＦを出力したときのタイムチャートを示している。

図４に示すように、時刻０では、合成器２８が信号Ｉ＿ＮＲＦを出力するので、信号Ｓ＿ＮＲＦは、信号Ｉ＿ＮＲＦの値が出力される。時刻１では、合成器２８が信号Ｑ＿ＮＲＦを出力するので、信号Ｓ＿ＮＲＦは、信号Ｑ＿ＮＲＦの値が出力される。時刻２以降についても、合成器２８は、信号Ｉ＿ＮＲＦ及び信号Ｑ＿ＮＲＦを交互に出力して、信号Ｓ＿ＮＲＦとするので、合成器２８から出力される信号Ｓ＿ＮＲＦは、図４の上から３番目のようになる。

図３に戻り説明を続ける。
合成器２８から出力された信号Ｓ＿ＮＲＦは、Ｎ値信号分配器３１に入力され、（Ｎ－１）個の２値信号Ｄ（ｎ）が出力される。Ｄ（ｎ）が取り得る値は、Ｈｉｇｈ（１）又はＬｏｗ（－１）である。なお、Ｎ値信号分配器３１における分配処理については後述する。

Ｎ値信号分配器３１により分配して出力された２値ＲＦ信号Ｄ（ｎ）は、それぞれ対応するＤＡＣ部３２によりＤＦＥから出力される。

図２に戻り説明を続ける。
ＤＦＥから出力された信号Ｄ（ｎ）は、それぞれ対応する増幅部４１により増幅されて、増幅された信号は、合成器５０により合成される。これにより、信号Ｓ＿ＮＲＦと同等のＳ／Ｎ比を満たす増幅された信号が得られる。デジタルアンプ１つでは、２値信号しか増幅できないが、本実施の形態のように、（Ｎ－１）個のデジタルアンプを使用することで、Ｎ値相当の精度を持った信号が得られる。

合成器５０により合成された信号は、ＢＰＦ６０において、帯域外の不要成分が除去され、アンテナ７０から送信信号として送信される。

＜Ｎ値信号分配器の動作例＞
続いて、図５を用いて、Ｎ値信号分配器３１の動作例について説明する。図５は、実施の形態２にかかるＮ値信号分配器の動作例を示すフローチャートである。具体的には、図５は、信号Ｓ＿ＮＲＦを（Ｎ－１）個の２値ＲＦ信号Ｄ（ｎ）の生成方法の一例を示す図である。

まず、図５において使用される変数及び配列について説明する。
Ｎ値信号分配器３１の入力値（信号Ｓ＿ＮＲＦの値）が代入される変数を変数ａとし、前回の入力値（１サンプル前の信号Ｓ＿ＮＲＦの値）が代入される変数を変数ｂとする。つまり、時刻ｔ（ｔ：１以上の整数）における信号Ｓ＿ＮＲＦの入力値は変数ａに代入され、時刻ｔ－１における信号Ｓ＿ＮＲＦの入力値は変数ｂとして保持される。また、信号ａと、信号ｂとの差分に応じて決定される値を変数Δとする。

Ｎ値信号分配器３１のそれぞれの出力値Ｄ（１）、…、Ｄ（Ｎ－１）を各要素とする配列Ｄ＝［Ｄ（１），…，Ｄ（Ｎ－１）］を定義する。つまり、Ｎ値信号分配器３１は、Ｓ＿ＮＲＦの値を入力値として、配列Ｄに基づいて、配列Ｄの各要素Ｄ（１）、…、Ｄ（Ｎ－１）を出力値として出力する。出力値Ｄ（ｎ）を決定するために用いる変数として変数ｓを定義する。また、前回の出力値は、Ｂ（１）、…、Ｂ（Ｎ－１）であるとし、配列で示すと、配列Ｂ＝［Ｂ（１），…，Ｂ（Ｎ－１）］で定義される。

Ｎ値信号分配器３１のそれぞれの出力値Ｄ（１）、…、Ｄ（Ｎ－１）の変化回数を配列Ｃとして定義する。ｎ番目の値Ｃ（ｎ）は、Ｄ（ｎ）の変化回数を示す値である。なお、図５の動作例の開始時の、配列Ｃの各要素Ｃ（１）、…、Ｃ（Ｎ－１）の値は０に初期化される。

上述したように、信号Ｓ＿ＮＲＦは、最大値がＮ－１であり、最小値が－（Ｎ－１）であり、最大値及び最小値の間の値であって２ずつ異なる値を取る。Ｎ＝３の場合、信号Ｓ＿ＮＲＦの値は、２、０、－２のいずれかの値となる。また、配列Ｄの各要素Ｄ（ｎ）の取り得る値は、１又は－１である。
また、図５の動作例において、中間的に用いる変数として変数ｓ、配列を配列Ｊ、配列Ｌ、及び配列Ｍとして定義する。配列Ｍは、１からＮ－１までの整数を含む配列である。

上記を前提として、図５の動作例について説明する。
まず、Ｎ値信号分配器３１は、信号Ｓ＿ＮＲＦを入力し、信号Ｓ＿ＮＲＦの入力値を変数ａに代入し（ステップＳ１）、変数ａと、前回の入力値が代入された変数ｂとの差分を算出し、算出された差分を２で除算し、変数Δを算出する（ステップＳ２）。

次に、Ｎ値信号分配器３１は、変数ａの値を変数ｂに代入し（ステップＳ３）、算出されたΔの値を判定する（ステップＳ４）。

Ｎ値信号分配器３１は、ステップＳ４においてΔが０よりも大きいと判定する場合、変数ｓに－１を代入する（ステップＳ５）。また、Ｎ値信号分配器３１は、ステップＳ４においてΔが０と判定すると、変数ｓに０を代入する（ステップＳ６）。Ｎ値信号分配器３１は、ステップＳ４においてΔが０よりも小さいと判定する場合、変数ｓに１を代入する（ステップＳ７）。

次に、Ｎ値信号分配器３１は、前回の出力値Ｂ（１）、…、Ｂ（Ｎ－１）を各要素とする配列Ｂから、値が変数ｓの値である要素番号を抽出し、抽出した要素番号を配列Ｊに代入する（ステップＳ８）。

Ｎ値信号分配器３１は、配列Ｃから、配列Ｊに含まれる要素番号の要素のうち、値が小さい要素の要素番号を｜Δ｜個抽出し、配列Ｌに代入する（ステップＳ９）。配列Ｊに含まれる要素番号の変化回数をＣ（Ｍ＝Ｊ）と表す。配列Ｍは１からＮ－１までの整数を含む配列である。変化回数Ｃ（Ｍ＝Ｊ）のうち、変化回数の少ない要素番号を｜Δ｜個抽出し、配列Ｌに代入する（｜Δ｜はΔの絶対値を表す）。

Ｎ値信号分配器３１は、変化回数を設定する配列Ｃのうち、配列Ｌに含まれる要素番号の要素の値をカウントアップし、配列Ｌに含まれない要素番号の要素の値を前回の値から変更しない（ステップＳ１０）。Ｎ値信号分配器３１は、配列Ｃのうち、配列Ｌに含まれる要素番号の要素Ｃ（Ｍ＝Ｌ）をＣ（Ｍ＝Ｌ）＋１にカウントアップし、配列Ｌに含まれない要素番号の要素Ｃ（Ｍ≠Ｌ）をＣ（Ｍ≠Ｌ）から変更せず保持する。

Ｎ値信号分配器３１は、出力値Ｄ（１）、…、Ｄ（Ｎ－１）を要素とする配列Ｄのうち、配列Ｌに含まれる要素番号の要素に変数ｓに－１を乗じた値である－ｓを代入し、配列Ｌに含まれない要素番号の要素の値を前回の値から変更しない（ステップＳ１１）。Ｎ値信号分配器３１は、配列Ｄのうち、配列Ｌに含まれる要素番号の要素Ｄ（Ｍ＝Ｌ）に変数ｓに－１を乗じた値である－ｓを代入し、配列Ｌに含まれない要素番号の要素Ｄ（Ｍ≠Ｌ）をＤ（Ｍ≠Ｌ）から変更せず保持する。

最後に、Ｎ値信号分配器３１は、配列Ｂの各要素の値に、配列Ｄの各要素を同じ要素番号の要素に代入し（ステップＳ１２）、配列Ｄの各要素を出力値Ｄ（１）、…、Ｄ（Ｎ－１）として出力する（ステップＳ１３）。

＜Ｎ値信号分配器の動作の具体例＞
次に、図５を用いて説明した、Ｎ値信号分配器３１の動作の具体例を具体的な値を仮定して説明する。

まず、Ｎ＝３とし、Ｎ値信号分配器３１に入力される入力値（変数ａの値）が０（ａ＝０）であるとし、Ｎ値信号分配器３１に入力された前回の入力値（変数ｂの値）が－２（ｂ＝－２）であるとする。Ｎ値信号分配器３１の前回の出力配列Ｂは、配列Ｂ＝［－１，－１］であるとし、変化回数が設定される配列Ｃは、配列Ｃ＝［１０，１１］であるとする。

この場合、Δ＝（０＋２）／２＝１となるため（ステップＳ２）、Δを判定すると（ステップＳ４）、ｓ＝－１となる（ステップＳ５）。

配列Ｂの２つの要素が－１であるため、配列Ｊには、配列Ｂの要素番号である１及び２が代入され、配列Ｊ＝［１，２］となる（ステップＳ８）。

配列Ｊは、配列Ｊ＝［１，２］であるため、変化回数が設定される配列Ｃの要素番号が１及び２のうち、小さい方から順に｜Δ｜＝１個の要素が抽出される。配列Ｃの要素番号が１であるＣ（１）＝１０であり、要素番号が２であるＣ（２）＝１１であるため、値が小さいＣ（１）が抽出され、Ｃ（１）の要素番号である１が配列Ｌに代入される（ステップＳ９）。

配列Ｌに含まれる要素番号は１であるため、Ｎ値信号分配器３１の出力値Ｄ（１）、…、Ｄ（Ｎ－１）を要素とする配列Ｄは、Ｄ（１）＝－ｓ＝１となり、Ｄ（２）＝Ｂ（２）＝－１となる。ここで、配列Ｄの各要素の総和は０であり、Ｎ値信号分配器３１の入力値が代入される変数ａと一致する。すなわち、Ｎ値信号分配器３１の入力値が代入される変数ａを再現し得る配列Ｄは、変数ａが信号Ｓ＿ＮＲＦの最大値又は最小値でない限り、複数の組み合わせが存在する。本実施の形態では、前回の出力値を各要素とする配列Ｂから変化が最小になるように、今回の出力値を各要素とする配列Ｄを設定することで、信号の変化回数を低減する。

ここで、図４を参照して、Ｎ値信号分配器３１から出力される信号Ｄ（１）及びＤ（２）の具体例を示す。図４のうち、下から２番目の図は、信号Ｓ＿ＮＲＦが上から３番目の場合に、Ｎ値信号分配器３１から出力されるＤ（１）のタイムチャートを示しており、一番下の図は、Ｎ値信号分配器３１から出力されるＤ（２）のタイムチャートを示している。Ｎ値信号分配器３１は、Ｄ（１）及びＤ（２）の信号の変化回数が低減されるように、信号Ｓ＿ＮＲＦを分配して、Ｄ（１）及びＤ（２）を出力する。

＜２値ΔΣ変調器を用いた送信機及び３値ΔΣ変調器を用いた送信機の比較＞
図６を用いて、２値ΔΣ変調器を用いた送信機及び３値ΔΣ変調器を用いた送信機の比較結果について説明する。図６は、２値ΔΣ変調器を用いた送信機及び３値ΔΣ変調器を用いた送信機の比較結果を示す図である。

具体的には、図６は、２値ΔΣ変調器を用いた場合のスペクトルと、３値ΔΣ変調器を用いた場合のスペクトルの比較結果であり、２値ΔΣ変調器を用いた場合のサンプリングレートと、３値ΔΣ変調器を用いた場合のサンプリングレートとが等しい場合の比較結果である。図６において、２値ΔΣ変調器を用いた場合のスペクトルは細い実線で記載されており、３値ΔΣ変調器を用いた場合のスペクトルは太い実線で記載されている。図６に示すように、３値ΔΣ変調器を用いた場合、２値ΔΣ変調器を用いた場合に比べて、Ｓ／Ｎ比が５ｄＢ改善される。

一方、Ｓ／Ｎ比が、２値ΔΣ変調器を用いた場合と３値ΔΣ変調器を用いた場合とにおいて同程度で良い場合、基準となるサンプリングレートにも依存するが、３値ΔΣ変調器を用いることにより、サンプリングレートをおよそ２／３に低減することが可能となる。

以上説明したように、実施の形態２にかかる送信機１００は、２値のΔΣ変調器を用いた関連技術にかかる送信機よりも高いＳ／Ｎ比を満たす送信信号を送信することが可能となる。

また、実施の形態２にかかる送信機１００は、増幅部４１がデジタルアンプにより構成されている。デジタルアンプを用いる場合、一般的に２値信号しか増幅できず、高いＳ／Ｎ比を満たすためには、サンプリングレートを十分に高くする必要がある。しかし、サンプリングレートの高い送信信号を、高い電力効率で増幅することは難しく、デジタルアンプのコストも高くなる傾向にある。

実施の形態２にかかる送信機１００は、Ｎ値信号分配器３１を有し、Ｎ値信号分配器３１がＮ値信号を２値信号に分配し、増幅部４１を構成するデジタルアンプが２値を増幅し、合成器５０が増幅部４１により増幅された信号を合成する。そのため、実施の形態２にかかる送信機１００を用いることにより、Ｎ値信号と同等のＳ／Ｎ比を満たす送信信号を出力することが可能となる。

また、デジタルアンプは、主に出力値が変化する過程において電力を損失するが、Ｎ値信号分配器３１は、出力値の変化が少なくなるように２値デジタル信号を出力するので、送信機１００は、高い電力効率で送信信号を増幅することが可能となる。したがって、実施の形態２にかかる送信機１００を用いることにより、比較的低いサンプリングレートで高いＳ／Ｎ比と、高い電力効率とを達成することが可能となる。

ここで、複数の増幅器を用いて増幅された１つの信号を得る技術として、ＬＩＮＣ(Linear Amplification with Nonlinear Components)又はＯｕｔｐｈａｓｉｎｇが挙げられる。これらの技術の特徴は、振幅位相変調信号を振幅が一定である複数の信号に分割し、それぞれをアンプで増幅し、その後合成することにより、増幅した振幅位相変調信号を得ることである。これらの技術を用いることにより、振幅が一定である信号を増幅するため、それぞれのアンプは飽和状態で動作でき、高い電力効率で信号を増幅できる。

しかしながら、上記技術を用いて送信機を実現する場合、複数のＲＦ帯域の入力信号が必要となるため、装置が複雑化及び大型化してしまい、さらに、消費電力の増加も懸念される。具体的には、これらの技術を用いて送信機を実現する場合、ＤＦＥの外部に、生成するＲＦ信号の数と同数の、多ビットのＤＡＣと直交変調器及び局部発振器のセットを用意する必要がある。

これに対して、本実施の形態にかかる送信機１００は、ＤＦＥ内に１ｂｉｔＤＡＣを備える構成であるため、多ビットＤＡＣを必要としない。さらに、本実施の形態にかかる送信機１００は、１ｂｉｔＤＡＣから直接的にＲＦ帯域の信号を出力するため、直交変調器及び局部発振器をＤＦＥ内部に構築可能である。したがって、本実施の形態にかかる送信機１００によれば、送信機の構成を簡略化し、送信機の開発コストを低減し、送信機における消費電力も低減することが可能となる。

近年、移動体通信の分野では、複数の送受信機を備え、ＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）機能に対応した無線装置が一般的になりつつある。今後、商用化が見込まれている第５世代移動通信システムでは、さらに多くの送受信機を利用するＭａｓｓｉｖｅ－ＭＩＭＯ技術の採用が検討されている。Ｍａｓｓｉｖｅ－ＭＩＭＯ技術が適用された無線基地局では、無線基地局全体に占める送信機の電力消費、占有体積、及びコストが高くなる傾向にある。そのため、当該無線基地局の送信機として、高い電力効率で送信信号を増幅し、小型で、かつ低コストで設計できる送信機が必要とされる。上述したように、実施の形態２にかかる送信機１００によれば、送信機の構成を簡略化し、送信機の開発コストを低減し、送信機における消費電力も低減することが可能となる。したがって、上記の無線基地局に必要とされる送信機として、実施の形態２にかかる送信機１００を利用することが可能となる。

さらに、実施の形態２にかかる送信機１００は、増幅部４１がデジタルアンプにより構成されているので、アナログアンプを利用する場合と比較して、高い電力効率で信号を増幅することが可能となる。

（変形例１）
図５を用いて説明したＮ値信号分配器３１の動作例について、Ｎ＝３の場合、図７のように簡略化するようにしてもよい。図７は、実施の形態２の変形例にかかるＮ値信号分配器の動作例を示す図である。なお、図７の動作のうち、図５と同じ動作については、図５と同一の参照番号を付している。

Ｎ値信号分配器３１は、信号Ｓ＿ＮＲＦの入力値を変数ａに代入し（ステップＳ１）、変数ａの値を判定する（ステップＳ２１）。

変数ａが２である場合、Ｎ値信号分配器３１は、信号Ｓ＿ＮＲＦの前回の入力値が代入された変数ｂが０であるかを判定する（ステップＳ２２）。

変数ｂが０である場合（ステップＳ２２のＹＥＳ）、Ｎ値信号分配器３１は、変数ｘをカウントアップし（ステップＳ２３）、出力値Ｄ（１）、Ｄ（２）を各要素とする配列Ｄを、配列Ｄ＝［１，１］とする（ステップＳ２４）。

一方、変数ｂが０ではない場合（ステップＳ２２のＮＯ）、Ｎ値信号分配器３１は、出力値Ｄ（１）、Ｄ（２）を各要素とする配列Ｄを、配列Ｄ＝［１，１］とする（ステップＳ２４）。

変数ａが０である場合、Ｎ値信号分配器３１は、変数ｘが偶数であるかを判定する（ステップＳ２５）。

変数ｘが偶数である場合（ステップＳ２５のＹＥＳ）、配列Ｄを、配列Ｄ＝［１，－１］とする（ステップＳ２６）。

一方、変数ｘが偶数ではない場合（ステップＳ２５のＮＯ）、Ｎ値信号分配器３１は、配列Ｄを、配列Ｄ＝［－１，１］とする（ステップＳ２７）。

変数ａが－２である場合、Ｎ値信号分配器３１は、信号Ｓ＿ＮＲＦの前回の入力値が代入された変数ｂが０であるかを判定する（ステップＳ２８）。

変数ｂが０である場合（ステップＳ２８のＹＥＳ）、Ｎ値信号分配器３１は、変数ｘをカウントアップし（ステップＳ２９）、配列Ｄを、配列Ｄ＝［－１，－１］とする（ステップＳ３０）。

一方、変数ｂが０ではない場合（ステップＳ２８のＮＯ）、Ｎ値信号分配器３１は、配列Ｄを、配列Ｄ＝［－１，－１］とする（ステップＳ３０）。

ステップＳ２４、Ｓ２６、Ｓ２７及びＳ３０が実行されると、Ｎ値信号分配器３１は、変数ａの値を変数ｂに代入し（ステップＳ３）、配列Ｄの各要素Ｄ（１）及びＤ（２）を出力値として決定し、Ｄ（１）及びＤ（２）を出力する（ステップＳ１３）。

例えば、信号Ｓ＿ＮＲＦの値が２の場合、Ｎ値信号分配器３１は、配列Ｄ＝［１，１］と決定し、Ｄ（１）及びＤ（２）を出力する。このとき、１サンプル前の信号Ｓ＿ＮＲＦの値が０であった場合、Ｎ値信号分配器３１は、変数ｘの値を１つカウントアップする。

信号Ｓ＿ＮＲＦの値が－２の場合、Ｎ値信号分配器３１は、配列Ｄ＝［－１，－１］と決定し、Ｄ（１）及びＤ（２）を出力する。このとき、１サンプル前の信号Ｓ＿ＮＲＦの値が０であった場合、Ｎ値信号分配器３１は、変数ｘの値を１つカウントアップする。

信号Ｓ＿ＮＲＦの値が０の場合、Ｎ値信号分配器３１は、まず変数ｘが偶数か奇数かを判定する。変数ｘが偶数の場合、Ｎ値信号分配器３１は、配列Ｄ＝［１，－１］と決定し、Ｄ（１）及びＤ（２）を出力する。変数ｘが奇数の場合、Ｎ値信号分配器３１は、配列Ｄ＝［－１，１］と決定し、Ｄ（１）及びＤ（２）を出力する。

（変形例２）
実施の形態２にかかる送信機１００は、同相合成を行うこととして説明したが、逆相合成を行うようにしてもよい。この場合、Ｎ値信号分配器３１は、Ｎ値信号分配器３１の出力値を各要素とする配列Ｄを変更し、逆相となる要素番号の出力値１又は－１の正負を反転する。例えば、Ｎ＝３、信号Ｓ＿ＮＲＦの入力値が２である場合であって、同相合成の場合、配列Ｄは、配列Ｄ＝［１，１］となるが、逆相合成の場合、配列Ｄ＝［１，－１］となる。なお、その他の構成は、実施の形態２と同様である。

（変形例３）
実施の形態２では、増幅部４１は、デジタルアンプにより構成されることとして説明を行ったが、デジタルアンプの代わりにアナログアンプにより構成されてもよい。このとき、増幅部４１の前段に主信号帯域外成分を除去するフィルタを設置して、予めアナログ信号に変換後、アナログアンプで増幅してもよい。

なお、本開示は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。また、本開示は、それぞれの実施の形態を適宜組み合わせて実施されてもよい。

また、上記の実施の形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）
ベースバンド信号から生成された第１のＮ（Ｎ：３以上の整数）値デジタル信号を入力し、（Ｎ－１）個の２値デジタル信号に分配して出力する分配器を含む第１の信号生成部と、
前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々を増幅するとともに前記増幅された（Ｎ－１）個の信号を合成した送信信号を出力する信号増幅部と、を備える送信機。
（付記２）
前記分配器は、前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々の出力値が変化した変化回数を計上し、前記変化回数に基づいて、前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々の出力値を決定する、付記１に記載の送信機。
（付記３）
前記分配器は、第１の時刻における前記第１のＮ値デジタル信号の第１の入力値と、第１の時刻の直前の第２の時刻における前記第１のＮ値デジタル信号の第２の入力値との差分を算出し、前記差分に応じた数の２値デジタル信号の前記第１の時刻における出力値を、前記第２の時刻における出力値と異なる値とする、付記２に記載の送信機。
（付記４）
前記分配器は、前記変化回数が少ない方から順に、前記差分に応じた数の２値デジタル信号の前記第１の時刻における出力値を、前記第２の時刻における出力値と異なる値とする、付記３に記載の送信機。
（付記５）
前記差分に応じた数は、前記差分を、前記第１のＮ値デジタル信号の入力値の最小変化量で除算した数である、付記３又は４に記載の送信機。
（付記６）
前記分配器は、前記差分に基づいて決定された値を、前記第１の時刻における出力値が前記第２の時刻における出力値から変更される２値デジタル信号の前記第１の時刻における出力値とする、付記３～５のいずれか１項に記載の送信機。
（付記７）
前記分配器は、前記差分が０よりも大きい場合、前記第１の時刻における出力値が前記第２の時刻における出力値から変更される２値デジタル信号の前記第１の時刻における出力値を第１の値とし、前記差分が０よりも小さい場合、前記第１の時刻における出力値が前記第２の時刻における出力値から変更される２値デジタル信号の前記第１の時刻における出力値を第２の値とする、付記６に記載の送信機。
（付記８）
前記信号増幅部は、（Ｎ－１）個のデジタルアンプを用いて、前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々を増幅する、付記１～７のいずれか１項に記載の送信機。
（付記９）
前記信号増幅部は、（Ｎ－１）個のアナログアンプを用いて、前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々を増幅する、付記１～７のいずれか１項に記載の送信機。
（付記１０）
前記ベースバンド信号は、Ｉチャネル信号と、当該Ｉチャネル信号に直交するＱチャネル信号とを含み、
前記Ｉチャネル信号を第２のＮ値デジタル信号に変調する第１のＮ値ΔΣ変調器と、前記Ｑチャネル信号を第３のＮ値デジタル信号に変調する第２のＮ値ΔΣ変調器とを含み、前記第２のＮ値デジタル信号と、前記第３のＮ値デジタル信号とに基づいて、前記第１のＮ値デジタル信号を生成する第２の信号生成部をさらに備える、付記１～９のいずれか１項に記載の送信機。
（付記１１）
ベースバンド信号から生成された第１のＮ（Ｎ：３以上の整数）値デジタル信号を入力し、（Ｎ－１）個の２値デジタル信号に分配して出力することと、
前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々を増幅するとともに前記増幅された（Ｎ－１）個の信号を合成した送信信号を出力することと、を含む方法。

１、１００送信機
２第１の信号生成部
３分配器
５信号増幅部
１０ベースバンド信号生成部
２０Ｎ値ＲＦ信号生成部
２１、２２タイムインターリーブ部
２３、２４ ΔΣ変調器
２５、２６ミキサ
２７局部発信器
２８、５０合成器
３０２値ＲＦ信号生成部
３１Ｎ値信号分配器
３２、３２＿１～３２＿（Ｎ－１）ＤＡＣ部
４０信号増幅部
４１、４１＿１～４１＿（Ｎ－１）増幅部
６０ＢＰＦ
７０アンテナ

Claims

ベースバンド信号から生成された第１のＮ（Ｎ：３以上の整数）値デジタル信号を入力し、（Ｎ－１）個の２値デジタル信号に分配して出力する分配器を含む第１の信号生成部と、
前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々を増幅するとともに前記増幅された（Ｎ－１）個の信号を合成した送信信号を出力する信号増幅部と、を備え、
前記分配器は、前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々の出力値が変化した変化回数を計上し、前記変化回数に基づいて、前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々の出力値を決定する送信機。
前記分配器は、第１の時刻における前記第１のＮ値デジタル信号の第１の入力値と、第１の時刻の直前の第２の時刻における前記第１のＮ値デジタル信号の第２の入力値との差分を算出し、前記差分に応じた数の２値デジタル信号の前記第１の時刻における出力値を、前記第２の時刻における出力値と異なる値とする、請求項１に記載の送信機。
前記分配器は、前記変化回数が少ない方から順に、前記差分に応じた数の２値デジタル信号の前記第１の時刻における出力値を、前記第２の時刻における出力値と異なる値とする、請求項２に記載の送信機。
前記差分に応じた数は、前記差分を、前記第１のＮ値デジタル信号の入力値の最小変化量で除算した数である、請求項２又は３に記載の送信機。
前記分配器は、前記差分に基づいて決定された値を、前記第１の時刻における出力値が前記第２の時刻における出力値から変更される２値デジタル信号の前記第１の時刻における出力値とする、請求項２～４のいずれか１項に記載の送信機。
前記分配器は、前記差分が０よりも大きい場合、前記第１の時刻における出力値が前記第２の時刻における出力値から変更される２値デジタル信号の前記第１の時刻における出力値を第１の値とし、前記差分が０よりも小さい場合、前記第１の時刻における出力値が前記第２の時刻における出力値から変更される２値デジタル信号の前記第１の時刻における出力値を第２の値とする、請求項５に記載の送信機。
前記信号増幅部は、（Ｎ－１）個のデジタルアンプを用いて、前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々を増幅する、請求項１～６のいずれか１項に記載の送信機。
前記ベースバンド信号は、Ｉチャネル信号と、当該Ｉチャネル信号に直交するＱチャネル信号とを含み、
前記Ｉチャネル信号を第２のＮ値デジタル信号に変調する第１のＮ値ΔΣ変調器と、前記Ｑチャネル信号を第３のＮ値デジタル信号に変調する第２のＮ値ΔΣ変調器とを含み、前記第２のＮ値デジタル信号と、前記第３のＮ値デジタル信号とに基づいて、前記第１のＮ値デジタル信号を生成する第２の信号生成部をさらに備える、請求項１～７のいずれか１項に記載の送信機。
ベースバンド信号から生成された第１のＮ（Ｎ：３以上の整数）値デジタル信号を入力し、（Ｎ－１）個の２値デジタル信号に分配して出力することと、
前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々を増幅するとともに前記増幅された（Ｎ－１）個の信号を合成した送信信号を出力することと、を含み、
前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の出力において、前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々の出力値が変化した変化回数を計上し、前記変化回数に基づいて、前記（Ｎ－１）個の２値デジタル信号の各々の出力値を決定する方法。