WO2014103132A1 - 無線通信装置、無線通信システム、及び、無線通信装置の制御方法 - Google Patents

無線通信装置、無線通信システム、及び、無線通信装置の制御方法 Download PDF

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WO2014103132A1
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signal
wireless communication
frequency
modulation
communication device
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PCT/JP2013/006584
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友哉 金子
真一 堀
一実 椎熊
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日本電気株式会社
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2175—Class D power amplifiers; Switching amplifiers using analogue-digital or digital-analogue conversion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H—ELECTRICITY
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    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication device, a wireless communication system, and a control method for the wireless communication device.
  • a wireless communication device used in a mobile phone, a wireless LAN, or the like installs a plurality of overhanging wireless devices connected to the base station device (including a baseband processing device) by an optical cable or the like at a location away from the base station device (including a baseband processing device).
  • the communication area is expanded.
  • an overhanging wireless device has to be added in order to cope with a rapid increase in traffic. For this reason, there is a demand for low power consumption of the entire wireless communication device and miniaturization of each overhanging wireless device.
  • the power amplifier provided in the final stage of the transmission unit of the wireless communication apparatus consumes a great amount of power. Therefore, reducing the power consumption of the power amplifier is very effective in reducing the power consumption of the entire wireless communication apparatus.
  • a switching amplifier that is expected to have high power efficiency is adopted as the power amplifier.
  • the switching amplifier amplifies power of an input signal having a pulse waveform while maintaining the waveform.
  • the pulse waveform signal can transmit only 1 bit per pulse, the input signal of the switching amplifier needs to be converted into 1-bit information in advance.
  • a ⁇ modulation circuit is used as a circuit that converts multi-bit information into 1-bit information.
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 disclose a wireless communication device including a ⁇ modulator and a switching amplifier that amplifies an output signal of the ⁇ modulator.
  • Patent Document 3 also discloses a wireless communication device including a ⁇ modulator.
  • the present invention has been made to solve such problems, and provides a wireless communication device, a wireless communication system, and a control method for the wireless communication device that can reduce power consumption. Objective.
  • a wireless communication device includes a baseband processing unit that modulates a baseband signal to generate a high-frequency signal, and a phase-synchronized ⁇ modulation that outputs the high-frequency signal as a ⁇ -modulated signal by ⁇ -modulating the high-frequency signal And an overhanging radio unit that is formed separately from the baseband processing unit and amplifies the ⁇ modulation signal and wirelessly transmits the signal, and the phase-locked ⁇ modulator detects the amplitude of the high-frequency signal.
  • An amplitude detector that outputs an amplitude signal, a phase detector that detects a phase of the high-frequency signal and outputs a phase signal, and a pulse phase signal generator that generates a pulse phase signal of a pulse waveform based on the phase signal
  • a ⁇ modulator that ⁇ modulates the amplitude signal in synchronization with the pulse phase signal, an output signal of the ⁇ modulator, and the pulse phase signal to generate the ⁇ modulation signal. It includes a vessel, wherein the overhang radio unit includes a switching amplifier which amplifies the ⁇ modulated signal.
  • a wireless communication device it is possible to provide a wireless communication device, a wireless communication system, and a wireless communication device control method capable of reducing power consumption.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating an outline of a wireless communication apparatus according to a first embodiment; It is a figure which shows an example of the specific structure of an amplitude detector. It is a figure which shows an example of the specific structure of a phase comparator. It is a figure which shows an example of the specific structure of a mixer. It is a figure which shows an example of the specific structure of switching amplifier. 3 is a timing chart illustrating an operation of the wireless communication apparatus according to the first exemplary embodiment.
  • 1 is a block diagram showing details of a wireless communication device according to a first exemplary embodiment; FIG.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a first modification example of the wireless communication apparatus according to the first exemplary embodiment; 6 is a block diagram illustrating a third modification of the wireless communication apparatus according to the first embodiment; FIG. FIG. 6 is a block diagram showing a fourth modification example of the wireless communication apparatus according to the first exemplary embodiment; It is a figure which shows the 1st modification of switching amplifier. It is a figure for demonstrating operation
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of a wireless communication apparatus according to a second embodiment
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a modification of the wireless communication device according to the second exemplary embodiment
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration example of a wireless communication system according to a third exemplary embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram schematically illustrating a wireless communication system according to a third embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a specific example of a wireless communication device used in a wireless communication system according to a third embodiment.
  • the constituent elements are not necessarily essential unless otherwise specified or apparently essential in principle.
  • the shapes when referring to the shapes, positional relationships, etc. of the components, etc., the shapes are substantially the same unless otherwise specified, or otherwise apparent in principle. And the like are included. The same applies to the above numbers and the like (including the number, numerical value, quantity, range, etc.).
  • FIG. 1 is a block diagram of an outline of the wireless communication apparatus according to the first embodiment.
  • the wireless communication apparatus according to the present embodiment includes a phase-synchronous ⁇ modulator that ⁇ modulates the amplitude signal ⁇ included in the high-frequency signal in synchronization with the phase signal ⁇ included in the high-frequency signal.
  • the radio communication apparatus 1 according to the present embodiment can reduce the output current at the time of on / off transition of the switch element provided in the switching amplifier 121, and thus can reduce power consumption. This will be specifically described below.
  • the baseband processing unit 11 includes a baseband processing unit 11, an overhanging radio unit 12, an optical cable 13 that connects the baseband processing unit 11 and the overhanging radio unit 12, and an antenna 14. Note that the baseband processing unit 11 and the overhanging radio unit 12 are formed separately, and signals are transferred via the optical cable 13.
  • the baseband processing unit 11 includes a phase synchronization type ⁇ modulator 111.
  • the phase-synchronous ⁇ modulator 111 performs ⁇ modulation on the high-frequency signal generated by modulating the baseband signal and outputs it as a ⁇ modulation signal.
  • the phase-locked ⁇ modulator 111 includes an amplitude detector 1111, a phase detector 1112, a pulse phase signal generator 1113, a ⁇ modulator 1114, and a mixer (mixer) 1115.
  • the amplitude detector 1111 detects the amplitude signal ⁇ included in the high-frequency signal generated by the baseband processing unit 11.
  • the amplitude detector 1111 detects the amplitude signal ⁇ included in the high-frequency signal generated by the baseband processing unit 11.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a specific configuration of the amplitude detector 1111.
  • the amplitude detector 1111 illustrated in FIG. 2 includes a diode D1, a resistance element R1, and a capacitor C1.
  • the diode D1 outputs a current proportional to the square of the input voltage. Therefore, the diode D1 outputs a current having a larger time average value as the amplitude value of the high-frequency signal is larger.
  • the resistor element R1 and the capacitor C1 provided at the subsequent stage of the diode D1 constitute a filter circuit, and extract only the DC component included in the output current of the diode D1. This DC component is equal to the time average value of the output current of the diode D1.
  • the DC component increases as the amplitude value of the high-frequency signal increases.
  • the amplitude value of the high-frequency signal input to the diode D1 and the DC component of the output current of the diode D1 are in a monotonically increasing relationship and in a one-to-one relationship. For this reason, it is possible to extract information on the amplitude value of the high-frequency signal from the DC component of the output current of the diode D1.
  • phase detector 1112 detects the phase signal ⁇ included in the high-frequency signal generated by the baseband processing unit 11.
  • the phase detector 1112 detects the phase signal ⁇ included in the high-frequency signal generated by the baseband processing unit 11.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a specific configuration of the phase detector 1112.
  • the phase detector 1112 illustrated in FIG. 3 includes a comparator CMP1.
  • the comparator CMP1 generates an H level output signal when the input signal is a positive value, and generates an L level output signal when the input signal is a negative value.
  • the high-frequency signal shows a positive value when the phase is 0 ° to 180 °, and shows a negative value when the phase is 180 ° to 360 °. Therefore, the comparator CMP1 generates an H level output signal when the phase of the high frequency signal is 0 ° to 180 °, and generates an L level output signal when the phase of the high frequency signal is 180 ° to 360 °.
  • Pulse phase signal generator 1113 The pulse phase signal generator 1113 generates a pulse phase signal having a pulse waveform based on the phase signal ⁇ . Details will be described below.
  • the output waveform of the comparator CMP1 provided in the phase detector 1112 is ideally a rectangular wave.
  • the pulse phase signal generator 1113 again shapes the phase signal ⁇ approaching a sine wave into a rectangular wave signal.
  • the pulse phase signal generator 1113 may have a configuration having only a comparator, similar to the phase detector 1112, but in order to avoid a rectangular wave from returning to a sine wave due to parasitic parameters, a high gain is provided after the comparator. It is preferable to further include an amplifier. As a result, the pulse phase signal generator 1113 can reshape the phase signal ⁇ approaching a sine wave into a rectangular wave signal.
  • the ⁇ modulator 1114 modulates the amplitude signal ⁇ in synchronization with the pulse phase signal. Details will be described below.
  • the ⁇ modulator 1114 performs a sampling operation with the signal period from the pulse phase signal generator 1113. Therefore, the ⁇ modulator 1114 performs a sampling operation at a frequency higher than the frequency component included in the amplitude information from the amplitude detector 1111, converts multi-bit information included in the input signal into 1-bit information, and outputs it. Note that the quantization noise generated by the ⁇ modulator 1114 is highest at the Nyquist frequency and becomes smaller as the frequency is lower.
  • the ⁇ modulator 1114 By operating the ⁇ modulator 1114 at a frequency higher than the frequency of the input signal, it is possible to push the input signal into a frequency region sufficiently lower than the Nyquist frequency. As described above, by operating the ⁇ modulator 1114 at a frequency higher than the frequency of the input signal, the input signal is hardly affected by the quantization noise.
  • the mixer 1115 mixes the output signal of the ⁇ modulator 1114 and the pulse phase signal to generate a ⁇ modulation signal.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a specific configuration of the mixer 1115.
  • the mixer 1115 shown in FIG. 4 has an AND circuit AND1.
  • the AND circuit AND1 outputs the pulse phase signal as it is as a ⁇ modulation signal when the output signal of the ⁇ modulator 1114 is H level, and regardless of the pulse phase signal when the output signal of the ⁇ modulator 1114 is L level.
  • An L level ⁇ modulation signal is output.
  • the baseband processing unit 11 converts the ⁇ modulation signal output from the phase-synchronous ⁇ modulator 111 into an optical signal, and transmits the optical signal to the overhanging radio unit 12 via the optical cable 13.
  • the overhanging radio unit 12 converts the optical signal transmitted from the baseband processing unit 11 via the optical cable 13 into a ⁇ modulation signal, amplifies the ⁇ modulation signal, and wirelessly transmits the signal from the antenna 14.
  • the overhanging radio unit 12 includes a switching amplifier 121 that amplifies the ⁇ modulation signal.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a specific configuration of the switching amplifier 121.
  • the switching amplifier 121 shown in FIG. 5 is a so-called class D amplifier, which is a high side gate (switch element) 100-1, a low side gate (switch element) 100-2, and a high side driving the high side gate 100-1.
  • a side driver (high side amplifier) 200-1 and a low side driver (low side amplifier) 200-2 for driving the low side gate 100-2 are provided.
  • the case where both the high-side gate 100-1 and the low-side gate 100-2 are depletion type N-channel field effect transistors will be described as an example.
  • the drain is connected to the power supply 101-1, the source is connected to the output terminal (external output terminal) OUT, and the output (first control signal) of the high side driver 200-1 is supplied to the gate. Is done. In this embodiment, a case where the power supply 101-1 generates a power supply voltage of 30V will be described as an example.
  • the drain is connected to the output terminal OUT, the source is connected to the ground (0 V), and the output (second control signal) of the low-side driver 200-2 is supplied to the gate.
  • the high side gate 100-1 is turned on / off based on the first control signal output from the high side driver 200-1.
  • the low side gate 100-2 is turned on / off complementarily with the high side gate 100-1 based on the second control signal output from the low side driver 200-2.
  • the switching amplifier 121a outputs an amplified signal having a voltage level (30V or 0V) corresponding to the value of the ⁇ modulation signal from a node (output terminal OUT) between the high side gate 100-1 and the low side gate 100-2. Output. That is, the switching amplifier 121 amplifies power while maintaining the pulse waveform of the ⁇ modulation signal.
  • FIG. 6 is a timing chart showing the operation of the wireless communication device 1. Specifically, FIG. 6 shows the phase signal ⁇ output from the phase detector 1112, the pulse phase signal output from the pulse phase signal generator 1113, the output signal (pulse amplitude signal) of the ⁇ modulator 1114, the mixing The output signal of the device 1115 and the output current of the switching amplifier 121 are shown.
  • the state transition point (that is, the rising edge and the falling edge) of the output signal ( ⁇ modulation signal) of the mixer 1115 coincides with the state transition point of the pulse phase signal. Further, the rising edge and falling edge of the pulse phase signal coincide with 0 ° and 180 ° of the phase signal ⁇ , respectively. Therefore, the rising edge and falling edge of the output signal ( ⁇ modulation signal) of the mixer 1115 coincide with the phases of 0 ° and 180 ° of the high-frequency signal.
  • the switching amplifier 121 generates an output signal having a pulse waveform equal to the input signal.
  • the current supplied from the switching amplifier 121 to the filter (not shown) approximates a value obtained by dividing the high-frequency signal component (voltage) included in the output signal of the switching amplifier 121 by the resistance value of the load (antenna 14).
  • the waveform of the current supplied from the switching amplifier 121 to the filter (not shown) is equal to the waveform of the high-frequency signal.
  • the phase of the output current of the switching amplifier 121 matches the phase of the high-frequency signal.
  • the ON / OFF transition points of the high-side gate 100-1 and the low-side gate 100-2 constituting the switching amplifier 121 coincide with the state transition point of the output signal ( ⁇ modulation signal) of the mixer 1115, the high-side gate
  • the phase of the output current of the switching amplifier 121 at the on / off transition point of 100-1 and the low-side gate 100-2 is 0 ° or 180 °. That is, the output current instantaneously becomes zero at the on / off transition point of the high side gate 100-1 and the low side gate 100-2.
  • the wireless communication apparatus 1 includes the phase synchronization type ⁇ modulator that ⁇ modulates the amplitude signal ⁇ included in the high frequency signal in synchronization with the phase signal ⁇ included in the high frequency signal.
  • the radio communication apparatus 1 according to the present embodiment can reduce the output current at the time of on / off transition of the switch element provided in the switching amplifier 121, and thus can reduce power consumption.
  • the wireless communication device 1 according to the present embodiment includes a phase-synchronous ⁇ modulator 111 provided in the baseband processing unit 11 instead of the wireless unit 12.
  • the wireless communication apparatus 1 according to the present embodiment can reduce the overhanging wireless unit 12 in size.
  • the ⁇ modulator 1114 generates an output signal having two output values (H, L) is described as an example, but the present invention is not limited to this.
  • the ⁇ modulator 1114 can be appropriately changed to a configuration that generates an output signal having three or more output values.
  • the ⁇ modulator 1114 can be appropriately changed to a configuration for generating output signals having a number of output values corresponding to the external control signal.
  • the switching amplifier 121 outputs an amplified signal having a voltage level corresponding to the value of the ⁇ modulation signal.
  • FIG. 7 is a block diagram showing details of the wireless communication device 1.
  • the wireless communication device 1 illustrated in FIG. 7 is merely an example, and may be changed as appropriate without departing from the spirit of the present invention.
  • the wireless communication device 1 shown in FIG. 7 includes a baseband processing unit 11, an overhanging radio unit 12, an optical cable 13 that connects the baseband processing unit 11 and the overhanging radio unit 12, And an antenna 14. Note that the baseband processing unit 11 and the overhanging radio unit 12 are formed separately, and signals are transferred via the optical cable 13.
  • the baseband processing unit 11 includes a baseband control unit (BB) 112, a modulator (MOD) 113, a multiplexer (MUX) 114, a filter (Filter) 115, a peak suppressor (Peak Red) 116, A phase-locked ⁇ modulator (PMC DMS) 111, a SerDes unit 117, an OE conversion unit (first OE conversion unit) 118, and a demodulator (DEM) 119.
  • BB baseband control unit
  • MOD modulator
  • MUX multiplexer
  • Filter filter
  • Peak Red peak suppressor
  • PMC DMS phase-locked ⁇ modulator
  • SerDes unit 117 SerDes unit
  • OE conversion unit first OE conversion unit
  • DEM demodulator
  • the overhang radio unit 12 includes an OE conversion unit (second OE conversion unit) 122, a SerDes unit 123, a switching amplifier (SW AMP) 121, a filter (band-pass filter) 124, a low noise amplifier (LNA) 125, A mixer 126, an AD converter (ADC) 127, an automatic gain control filter (Filter AGC) 128, and a separator (DEMUX) 129 are provided.
  • the baseband control unit 112 In the baseband processing unit 11, the baseband control unit 112 generates a baseband signal.
  • the modulator 113 modulates the baseband signal and outputs it as a high frequency signal.
  • the multiplexer 114 multiplexes and outputs the high frequency signal.
  • the filter 115 passes only a desired frequency band from the output of the multiplexer 114.
  • the peak suppressor 116 suppresses and outputs the output of the filter 115 that exceeds the threshold voltage.
  • the phase-locked ⁇ modulator 111 converts the high-frequency signal supplied from the modulator 113 via the multiplexer 114, the filter 115, and the peak suppressor 116 into a ⁇ modulation signal and outputs it.
  • the SerDes unit 117 serializes the ⁇ modulation signal.
  • the OE converter 118 converts the ⁇ modulation signal (electric signal) output from the SerDes unit 117 into an optical signal. This optical signal is transmitted to the overhanging radio unit 12 via the optical cable 13. Since the optical signal in this case is the above-described phase-locked ⁇ modulation wave, the sampling frequency matches the high-frequency signal frequency.
  • the OE conversion unit 122 converts the optical signal transmitted from the baseband processing unit 11 via the optical cable 13 into a ⁇ modulation signal (electric signal).
  • the SerDes unit 123 deserializes the ⁇ modulation signal.
  • the switching amplifier 121 amplifies power while maintaining the pulse waveform of the ⁇ modulation signal output from the SerDes unit 123.
  • the filter 124 has a pass band that matches the frequency band of the high-frequency signal, and selectively passes only the high-frequency signal component included in the output signal of the switching amplifier 121.
  • An antenna (load) 14 is connected to the subsequent stage of the filter 124, thereby reproducing a high frequency signal. The reproduced high-frequency signal is radiated from the antenna 14 into the air (that is, wirelessly transmitted).
  • the low noise amplifier 125 amplifies the high frequency signal received by the antenna 14 with low noise.
  • the mixer 126 down-converts (frequency conversion) the output signal of the low noise amplifier 125.
  • the AD converter 127 converts the output signal (analog signal) of the mixer 126 into a digital signal.
  • the automatic gain control filter 128 performs filtering processing such as interpolation and decimation on the output signal of the AD converter 127.
  • the separator 129 separates and outputs the output signal of the automatic gain control filter 128.
  • the SerDes unit 123 serializes the output signal of the separator 129.
  • the OE converter 122 converts the output signal (electric signal) of the SerDes unit 123 into an optical signal. This optical signal is transmitted to the baseband processing unit 11 via the optical cable 13.
  • the OE conversion unit 118 converts the optical signal transmitted from the overhanging radio unit 12 via the optical cable 13 into an electrical signal.
  • the SerDes unit 117 deserializes this electric signal.
  • the demodulator 119 demodulates the output signal of the SerDes unit 117 and outputs it as a baseband signal.
  • the baseband signal output from the demodulator 119 is supplied to the baseband control unit 112.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a first modification of the wireless communication device 1 illustrated in FIG. 7 as a wireless communication device 1a.
  • the wireless communication device 1 a shown in FIG. 8 includes a phase-locked ⁇ modulator 111 in the overhanging wireless unit 12 instead of the baseband processing unit 11.
  • the phase-locked ⁇ modulator 111 is provided immediately before the switching amplifier 121.
  • the other configuration and operation of the wireless communication device 1a illustrated in FIG. 8 are the same as those of the wireless communication device 1 illustrated in FIG.
  • phase-locked ⁇ modulator 111 is provided in the overhanging radio unit 12
  • the power consumption is reduced.
  • the case where the phase-locked ⁇ modulator 111 is provided in the baseband processing unit 11 is more advantageous for downsizing the overhanging radio unit 12.
  • the filter 124 may be replaced with a variable filter.
  • the variable filter 124 is a filter that can be switched to any one of the plurality of pass bands, or a filter that can change the pass band.
  • the sampling frequency of the phase-locked ⁇ modulator 111 provided in the baseband processing unit 11 is changed, the frequency of the pass band of the variable filter 124 provided in the overhanging radio unit 12 can be changed.
  • the baseband processing unit 11 can directly generate and control a radio frequency.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a third modification of the wireless communication device 1 illustrated in FIG. 7 as a wireless communication device 1b.
  • the wireless communication device 1 b shown in FIG. 9 does not include the OE conversion units 118 and 122, and includes an Ethernet cable 13 a instead of the optical cable 13.
  • Other configurations and operations of the wireless communication device 1b illustrated in FIG. 9 are the same as those of the wireless communication device 1 illustrated in FIG.
  • the Ethernet cable 13a projects the ⁇ modulation signal output from the baseband processing unit 11 to the wireless unit 12 by the Ethernet (registered trademark) standard.
  • the wireless communication device 1b illustrated in FIG. 9 can achieve the same effects as the wireless communication device 1 illustrated in FIG.
  • FIG. 10 is a diagram showing a fourth modification of the wireless communication device 1 shown in FIG. 7 as a wireless communication device 1c. Compared with the wireless communication device 1 shown in FIG. 7, the wireless communication device 1 c shown in FIG. 10 wirelessly transmits a ⁇ modulation signal from the baseband processing unit 11 to the overhanging wireless unit 12 instead of the optical cable 13.
  • the baseband processing unit 11 replaces the OE conversion unit 118 with a circuit for wireless transmission / reception (a modulator 211, an up converter 212, a power amplifier 213, a filter 214, a low noise amplifier 215, a down converter 216, and a demodulator 217). ).
  • the overhanging radio unit 12 includes a radio transmission / reception circuit (a filter 221, a low noise amplifier 222, a down converter 223, a demodulator 224, a modulator 225, an up converter 226, and a power amplifier 227) instead of the OE conversion unit 122. . Since a general method is used for a wireless transmission / reception method between the baseband processing unit 11 and the overhanging wireless unit 12, a detailed description thereof is omitted.
  • the wireless communication device 1c shown in FIG. 10 can achieve the same effects as the wireless communication device 1 shown in FIG. 10
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a first modification of the switching amplifier 121 as a switching amplifier 121a.
  • FIG. 11 also shows the filter 124 and the load (antenna) 14.
  • the switching amplifier 121a includes a high side gate (switch element) 100-1, a low side gate (switch element) 100-2, a high side driver (high side amplifier) 200-1 for driving the high side gate 100-1, And a low-side driver (low-side amplifier) 200-2 for driving the low-side gate 100-2.
  • a high side gate (switch element) 100-1 a low side gate (switch element) 100-2
  • a high side driver (high side amplifier) 200-1 for driving the high side gate 100-1
  • a low-side driver (low-side amplifier) 200-2 for driving the low-side gate 100-2.
  • the drain is connected to the power supply 101-1, the source is connected to the output terminal (external output terminal) OUT, and the output (first control signal) of the high side driver 200-1 is supplied to the gate. Is done. In this embodiment, a case where the power supply 101-1 generates a power supply voltage of 30V will be described as an example.
  • the drain is connected to the output terminal OUT, the source is connected to the ground (0 V), and the output (second control signal) of the low-side driver 200-2 is supplied to the gate.
  • the high-side driver 200-1 includes a resistance element (first resistance element) 203-1 and an N-channel field effect transistor (first transistor; hereinafter simply referred to as a transistor) 201-1 as a switching element.
  • the resistance element 203-1 and the transistor 201-1 constitute an input switching amplifier.
  • One end of the resistance element 203-1 is connected to the output terminal OUT, and the other end of the resistance element 203-1 is connected to the drain of the transistor 201-1.
  • the source (voltage supply terminal) is connected to the power source 202-1, and the ⁇ modulation signal is supplied to the gate.
  • the high side driver 200-1 outputs a first control signal from a node between the resistance element 203-1 and the transistor 201-1.
  • the power supply 202-1 generates a power supply voltage of ⁇ 5V will be described as an example.
  • a case where the resistance value of the resistance element 203-1 is 2 ⁇ will be described as an example.
  • the low-side driver 200-2 includes a resistance element 203-2 and an N-channel field effect transistor (hereinafter simply referred to as a transistor) 201-2 as a switch element.
  • the resistance element 203-2 and the transistor 201-2 constitute an input switching amplifier.
  • One end of the resistance element 203-2 is connected to the power source 204-2, and the other end of the resistance element 203-2 is connected to the drain of the transistor 201-2.
  • the source is connected to the power source 202-2, and the inverted signal of the ⁇ modulation signal is supplied to the gate.
  • the low-side driver 200-3 outputs a second control signal from a node between the resistance element 203-2 and the transistor 201-2.
  • the case where the power supply 204-2 generates a power supply voltage of 0V and the power supply 202-2 generates a power supply voltage of -5V will be described as an example.
  • a case where the resistance value of the resistance element 203-2 is 2 ⁇ will be described as an example.
  • the high side gate 100-1 is turned on / off based on the first control signal output from the high side driver 200-1.
  • the low side gate 100-2 is turned on / off complementarily with the high side gate 100-1 based on the second control signal output from the low side driver 200-2.
  • the switching amplifier 121a outputs an amplified signal having a voltage level corresponding to the value of the ⁇ modulation signal from a node (output terminal OUT) between the high side gate 100-1 and the low side gate 100-2.
  • the high-side gate 100-1 and the low-side gate 100-2 are depletion type N-channel field effect transistors. Therefore, for example, the high-side gate 100-1 and the low-side gate 100-2 are turned on when the gate-source has the same potential, and turned off when the gate-source is ⁇ 5V. Specifically, the high side gate 100-1 is turned on when the first control signal is 30V and turned off when the first control signal is -5V. The low side gate 100-2 is turned on when the second control signal is 0V, and turned off when the second control signal is -5V.
  • the switching amplifier 121a When the switching amplifier 121a outputs a high side voltage, it is necessary to turn on the high side gate 100-1 and turn off the low side gate 100-2. Therefore, the high-side driver 200-1 turns on the high-side gate 100-1 by turning off the transistor 201-1 and setting the gate-source of the high-side gate 100-1 to the same potential. In this state, since no current flows through the resistance element 203-1, power consumption in the high side driver 200-1 is ideally zero.
  • the low-side driver 200-2 turns off the low-side gate 100-2 by turning on the transistor 201-2 and setting the gate-source voltage of the low-side gate 100-2 to -5V. In this state, a current flows through the resistance element 203-2. At this time, the voltage drop at the resistance element 203-2 is 5V, and the current value is 2.5A. Therefore, power consumption that occurs instantaneously can be suppressed to about 12.5 W.
  • the switching amplifier 121a When the switching amplifier 121a outputs a low side voltage, it is necessary to turn on the low side gate 100-2 and turn off the high side gate 100-1. Therefore, the low-side driver 200-2 turns on the low-side gate 100-2 by turning off the transistor 201-2 to make the gate-source of the low-side gate 100-2 have the same potential. In this state, since no current flows through the resistance element 203-2, the power consumption in the low-side driver 200-2 is ideally zero.
  • the high side driver 200-1 turns off the high side gate 100-1 by turning on the transistor 201-1 and setting the gate-source of the high side gate 100-1 to -5V. In this state, a current flows through the resistance element 203-1.
  • the output terminal OUT connected to one end of the resistance element 203-1 is 0V at this time, the voltage drop at the resistance element 203-1 is 5V and the current value is 2.5V. Therefore, power consumption that occurs instantaneously can be suppressed to about 12.5 W.
  • the switching amplifier 121a shown in FIG. 11 uses the source (output terminal OUT) of the high-side gate 100-1 as a power source, thereby reducing the voltage drop in the resistance element 203-1 and reducing the power consumption. Can be reduced.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a second modification of the switching amplifier 121 as a switching amplifier 121b.
  • FIG. 13 also shows a filter 124 and a load (antenna) 14.
  • the high side driver 200-1 shown in FIG. 13 includes, in addition to the configuration of the high side driver 200-1 shown in FIG. 11, an inverter array (relay amplifier) 205-1 in which a plurality of inverters are cascade-connected. , A diode 206-1 and a capacitor 207-1. In the present embodiment, an example in which the charged amount of capacitor 207-1 is 5V will be described.
  • the inverter train 205-1 amplifies the voltage at the node between the resistance element 203-1 and the transistor 201-1 and outputs the amplified voltage as a first control signal.
  • the high potential side power supply terminal of the inverter row 205-1 is connected to the source (output terminal OUT) of the high side gate 100-1
  • the low potential side power supply terminal of the inverter row 205-1 is the diode 206-1.
  • the cathode of the diode 206-1 is connected to a node between the resistance element 203-1 and the transistor 201-1.
  • One end of the capacitor 207-1 is connected to the high potential side power supply terminal of the inverter row 205-1 and the other end of the capacitor 207-1 is connected to the low potential side power supply terminal of the inverter row 205-1.
  • the high-side driver 200-1 shown in FIG. 13 increases the resistance value of the resistance element 203-1 while maintaining high-speed operation by reducing the size of the first stage inverter of the inverter row 205-1. Can do. If the resistance value of the resistance element 203-1 is increased, the amount of current flowing through the resistance element 203-1 is reduced when the transistor 201-1 is on, so that an increase in power consumption is further suppressed.
  • the high-side driver 200-1 shown in FIG. 13 includes the diode 206-1, so that the voltage of the input terminal of the high-side driver 200-1 (that is, the gate of the transistor 201-1) is lower than the ground voltage 0V. You can avoid that.
  • the low-side driver 200-2 shown in FIG. 13 further includes an inverter array (relay amplifier) 205-2 in which a plurality of inverters are cascade-connected in addition to the configuration of the low-side driver 200-2 shown in FIG.
  • FIG. 13 further shows a power supply 206-2 that generates a power supply voltage of ⁇ 5V.
  • the inverter train 205-2 amplifies the voltage of the node between the resistance element 203-2 and the transistor 201-2 and outputs it as a second control signal.
  • the high potential side power supply terminal of the inverter train 205-2 is connected to the ground, and the low potential power supply terminal of the inverter train 205-2 is connected to the power supply 206-2 that generates a power supply voltage of ⁇ 5V. .
  • the low-side driver 200-2 shown in FIG. 13 can increase the resistance value of the resistance element 203-2 while maintaining high speed operation by reducing the size of the first stage inverter of the inverter row 205-2. it can.
  • the resistance value of the resistance element 203-2 is increased, the amount of current flowing through the resistance element 203-2 is reduced when the transistor 201-2 is turned on, so that an increase in power consumption is further suppressed.
  • the high-side driver 200-1 turns on the high-side gate 100-1 by turning off the transistor 201-1 and setting the gate-source of the high-side gate 100-1 to the same potential.
  • power is supplied to the inverter train 205-1 by the 5V charge stored in the capacitor 207-1.
  • no current flows through the resistance element 203-1 and the diode 206-1, and the power consumption in the inverter train 205-1 is as low as about the state transition loss (fCV ⁇ 2). Therefore, the power consumption in the high side driver 200-1 can be kept low.
  • the low-side driver 200-2 turns off the low-side gate 100-2 by turning on the transistor 201-2 and setting the gate-source voltage of the low-side gate 100-2 to -5V.
  • the power consumption of the resistance element 203-2 can be kept low.
  • the size of the first stage inverter of the inverter row 205-2 and increasing the resistance value of the resistance element 203-2 the power consumption in the resistance element 203-2 can be further reduced.
  • the low-side driver 200-2 turns on the low-side gate 100-2 by turning off the transistor 201-2 to make the gate-source of the low-side gate 100-2 have the same potential. In this state, no current flows through the resistance element 203-2, and the power consumption in the inverter train 205-2 is as low as about the state transition loss (fCV ⁇ 2). Therefore, the power consumption in the low side driver 200-2 can be kept low.
  • the high side driver 200-1 turns off the high side gate 100-1 by turning on the transistor 201-1 and setting the gate-source of the high side gate 100-1 to -5V.
  • the power consumption of the resistance element 203-1 can be kept low. Further, as described above, the power consumption of the resistance element 203-1 can be further reduced by reducing the size of the first stage inverter of the inverter row 205-1 and increasing the resistance value of the resistance element 203-1.
  • the switching amplifier 121b shown in FIG. 13 uses the source (output terminal OUT) of the high-side gate 100-1 as a power source, thereby reducing the voltage drop in the resistance element 203-1 and reducing the power consumption. Can be reduced. Furthermore, since the switching amplifier 121b shown in FIG. 13 includes the inverter trains 205-1 and 205-2, the resistance values of the resistance elements 203-1 and 203-2 can be increased, thereby further reducing power consumption. can do.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a third modification of the switching amplifier 121 as a switching amplifier 121c.
  • FIG. 15 also shows the filter 124 and the load (antenna) 14.
  • the configurations of the high-side driver 200-1 and the low-side driver 200-2 are different from those of the switching amplifier 121a shown in FIG.
  • the high side driver 200-1 shown in FIG. 15 includes an inverter array (relay amplifier) 205-1 in which a plurality of inverters are cascade-connected in addition to the configuration of the high side driver 200-1 shown in FIG. Further prepare.
  • a DC-DC converter 400 is provided outside the switching amplifier 121. In the present embodiment, a case where the DC-DC converter 400 generates an output voltage of 5 V will be described as an example.
  • the inverter train 205-1 amplifies the voltage at the node between the resistance element 203-1 and the transistor 201-1 and outputs the amplified voltage as a first control signal.
  • the high potential side power supply terminal of the inverter row 205 is connected to the source (output terminal OUT) of the high side gate 100-1 and one output terminal of the DC-DC converter 400, and the low potential side of the inverter row 205-1.
  • the power supply terminal is connected to the other output terminal of the DC-DC converter 400.
  • the high-side driver 200-1 shown in FIG. 15 can improve the stability of the power supply by supplying power from the DC-DC converter 400. Note that a well-known configuration can be used for the DC-DC converter 400, and thus the description thereof is omitted.
  • the high-side driver 200-1 shown in FIG. 15 increases the resistance value of the resistance element 203-1 while maintaining high-speed operation by reducing the size of the first stage inverter of the inverter row 205-1. Can do. If the resistance value of the resistance element 203-1 is increased, the amount of current flowing through the resistance element 203-1 is reduced when the transistor 201-1 is on, so that an increase in power consumption is further suppressed.
  • the low side driver 200-2 shown in FIG. 15 is the same as the low side driver 200-2 shown in FIG.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a fourth modification of the switching amplifier 121 as a switching amplifier 121d.
  • FIG. 16 also shows a filter 124 and a load (antenna) 14.
  • the switching amplifier 121d illustrated in FIG. 16 includes a low-potential-side power supply terminal of the inverter train 205-1 and a node between the resistance element 203-1 and the transistor 201-1 as compared with the switching amplifier 121c illustrated in FIG. A diode 206-1 is further provided therebetween. Since the other configuration and operation of the switching amplifier 121d are the same as those of the switching amplifier 121c, description thereof is omitted.
  • the switching amplifier 121d shown in FIG. 16 can achieve the same effect as the switching amplifier 121c shown in FIG. Further, the switching amplifier 121d shown in FIG. 16 includes the diode 206-1 to prevent the voltage of the input terminal of the high-side driver 200-1 (that is, the gate of the transistor 201-1) from falling below the ground voltage 0V. can do.
  • the low-side driver 200-2 provided in the above-described switching amplifiers 121a to 121d may or may not include the inverter row 205-2.
  • general amplifiers may be used instead of the inverter arrays 205-1 and 205-2.
  • FIG. 17 is a block diagram illustrating details of the wireless communication device 1d according to the second embodiment.
  • the wireless communication device 1d illustrated in FIG. 17 further includes a power source 218 that generates a DC signal, as compared with the wireless communication device 1 illustrated in FIG.
  • the OE conversion unit 118 In the baseband processing unit 11, the OE conversion unit 118 superimposes the ⁇ modulation signal and the DC signal from the power source 218 and converts it into an optical signal.
  • the OE conversion unit 122 converts the optical signal transmitted from the baseband processing unit 11 through the optical cable 13 into a ⁇ modulation signal and a DC signal.
  • the overhanging radio unit 12 operates using the DC signal converted by the OE conversion unit 122 as a power source.
  • the wireless communication device 1d does not need to provide a power source for the overhanging radio unit 12, the overhanging radio unit 12 can be further downsized.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a modification example of the wireless communication device 1d illustrated in FIG. 17 as a wireless communication device 1e.
  • the wireless communication device 1e shown in FIG. 18 includes bias tees 219 and 220 instead of the OE conversion units 118 and 122, and an Ethernet cable 13a instead of the optical cable 13. Is provided.
  • the bias tee (superimposing unit) 219 superimposes the ⁇ modulation signal and the DC signal from the power source 218 and outputs the superimposed signal.
  • a bias tee (separation unit) 220 separates the superimposed signal transmitted from the baseband processing unit 11 via the Ethernet cable 13a into a ⁇ modulation signal and a DC signal and outputs the signal.
  • the overhanging radio unit 12 operates using the DC signal separated by the bias tee 220 as a power source.
  • the overhanging radio unit 12 can be further downsized.
  • the wireless communication apparatus uses the phase-synchronized ⁇ modulator to modulate the amplitude signal ⁇ included in the high-frequency signal in synchronization with the phase signal ⁇ included in the high-frequency signal. is doing.
  • the radio communication apparatus 1 according to the present embodiment can reduce the output current at the time of on / off transition of the switch element provided in the switching amplifier 121, and thus can reduce power consumption.
  • the wireless communication device 1 according to the present embodiment includes a phase-synchronous ⁇ modulator 111 provided in the baseband processing unit 11 instead of the wireless unit 12.
  • the wireless communication apparatus 1 according to the present embodiment can reduce the overhanging wireless unit 12 in size.
  • the sampling frequency of the ⁇ modulator it is necessary to sufficiently increase the sampling frequency of the ⁇ modulator with respect to the high frequency signal in order to obtain a desired modulation accuracy.
  • the sampling frequency of the ⁇ modulator it is necessary to set the sampling frequency of the ⁇ modulator to about 10 times, preferably at least twice as high as the high frequency signal.
  • the signal frequency transmitted by the means (for example, an optical module) for connecting the overhanging radio unit (12) and the baseband processing unit (11) has increased.
  • problems such as an increase in the cost of the optical module and an increase in power consumption.
  • such a problem does not occur in the wireless communication device 1 according to the present embodiment.
  • FIG. 19 is a block diagram of a configuration example of the wireless communication system 2 according to the third embodiment.
  • the wireless communication device 1 since the wireless communication device 1 operates in synchronization with the clock signal having the frequency corresponding to the carrier frequency (the output signal of the pulse phase signal generator 1113), the baseband processing is performed on the carrier frequency of the overhanging radio unit 12. It is possible to determine by controlling directly from the unit 11. Therefore, the radio communication system 2 according to the present embodiment has a plurality of radio frequencies (frequency of high-frequency signals) assigned to each of the plurality of radio communication devices 1 and each of the plurality of radio communication devices 1. The average traffic capacity is improved by controlling at least one of a plurality of bandwidths (band resources) allocated. This will be specifically described below.
  • the wireless communication system 2 shown in FIG. 19 includes n (n is an integer of 2 or more) wireless communication devices 1 (hereinafter also referred to as wireless communication devices 1_1 to 1_n) and a control unit 21.
  • Each of the wireless communication devices 1_1 to 1_n includes baseband processing units 11_1 to 11_n and overhanging wireless units 12_1 to 12_n.
  • the wireless communication system 2 employs a C-RAN (Cloud Radio Access Network or Centralized Radio Access Network) wireless communication technology.
  • the control unit 21 and the baseband processing units 11_1 to 11_n are arranged in the vicinity (concentrated arrangement).
  • the cost can be reduced as compared with the case where the plurality of baseband processing units are arranged in a distributed manner.
  • the radio communication system 2 can control baseband resources across cells, a plurality of baseband processing units are arranged in a distributed manner in a cell where baseband processing units and overhanging radio units exist.
  • the radio communication system 2 can achieve a general advantageous effect in the C-RAN system.
  • the control unit 21 and the baseband processing units 11_1 to 11_n are collectively referred to as a centralized arrangement baseband processing unit 20.
  • the control unit 21 uses a plurality of radio frequencies assigned to each of the radio communication devices 1_1 to 1_n and radio communication based on the data communication amount and frequency usage status information of the radio communication devices 1_1 to 1_n. It controls at least one of a plurality of bandwidths allocated to each of the devices 1_1 to 1_n.
  • the control unit 21 sets a radio frequency assigned to a radio communication device (for example, a radio communication device that is frequently accessed from a mobile phone) having a data communication amount of a predetermined value or more among the radio communication devices 1_1 to 1_n.
  • the wireless communication apparatus switches to a wireless frequency assigned to a wireless communication apparatus whose data communication amount is less than a predetermined value (for example, a wireless communication apparatus with little access from a mobile phone).
  • the control unit 21 assigns a radio frequency assigned to a radio communication device having a data communication amount equal to or greater than a predetermined value among the radio communication devices 1_1 to 1_n to any of the plurality of radio communication devices 1_1 to 1_n. Switch to an unassigned radio frequency.
  • the radio communication system 2 can switch the radio frequency of the radio communication device where access is concentrated to a radio frequency that is hardly used by other radio communication devices. Can be improved.
  • control unit 21 widens the bandwidth allocated to the wireless communication devices having a data communication amount of a predetermined value or more among the wireless communication devices 1_1 to 1_n, and also performs data communication among the wireless communication devices 1_1 to 1_n.
  • a bandwidth allocated to a wireless communication apparatus whose amount is less than a predetermined value is reduced.
  • the wireless communication system 2 can use the bandwidth efficiently, so that the average traffic capacity can be improved.
  • the wireless communication system 2 reduces the bandwidth when the amount of data communication is small, an increase in power consumption can be suppressed.
  • FIG. 20 is a diagram schematically showing the wireless communication system 2 shown in FIG.
  • the overhang radio units 12_1 and 12_2 are provided in the area of the cell A
  • the overhang radio units 12_3 and 12_4 are provided in the area of the cell B.
  • Each of the cells A and B may be an outdoor area or an indoor area (for example, each floor in a building).
  • the radio communication system 2 in the radio communication system 2 according to the present embodiment, not only the radio frequency and bandwidth control between radio communication devices belonging to the same cell, but also the radio frequency between radio communication devices belonging to different cells. It can be seen that bandwidth control is performed.
  • each wireless communication device 1 provided in the wireless communication system 2 may make the filter 124 provided in the overhanging wireless unit 12 a variable filter in consideration of switching of the assigned radio frequency and bandwidth.
  • the variable filter is, for example, a filter that can be switched or changed using any one of a plurality of radio frequencies as a pass band.
  • a variable filter is a filter which can change or change a pass bandwidth, for example.
  • the variable filter is a filter that can switch or change both the radio frequency and the pass bandwidth.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a specific example of each wireless communication device 1 provided in the wireless communication system 2 as a wireless communication device 1f.
  • the wireless communication device 1f shown in FIG. 21 includes selection circuits 130 and 131 and filters 124a and 124b as variable filters, instead of the filter 124, as compared with the wireless communication device 1 shown in FIG.
  • the selection circuit 130 and the filter 124a are provided in the subsequent stage of the switching amplifier 121.
  • the filter 124a is an aggregate of a plurality of filters having different pass bands.
  • the selection circuit 130 selects a filter corresponding to the assigned radio frequency and bandwidth from among a plurality of filters included in the filter 124a.
  • the selection circuit 131 and the filter 124b are provided at the subsequent stage of the low noise amplifier 125.
  • the filter 124b is an aggregate of a plurality of filters having different pass bands.
  • the selection circuit 131 selects a filter corresponding to the assigned radio frequency and bandwidth from the plurality of filters included in the filter 124b.
  • the radio communication system 2 includes a plurality of radio frequencies (frequency of high-frequency signals) assigned to each of the plurality of radio communication devices 1 and each of the plurality of radio communication devices 1.
  • a plurality of radio frequencies frequency of high-frequency signals assigned to each of the plurality of radio communication devices 1 and each of the plurality of radio communication devices 1.
  • the wireless communication system 2 includes a plurality of wireless communication devices 1 that operate in synchronization with a clock signal having a frequency corresponding to the carrier frequency.
  • the radio communication system 2 according to the present embodiment can quickly change the radio frequency and bandwidth allocated to each radio communication device 1 simply by changing the carrier frequency.
  • Such control is performed by wireless communication provided with a plurality of wireless communication devices that have a high-frequency circuit limited in frequency (for example, an amplifier configured by an analog circuit such as a distributed constant line, a capacitive element, and an inductor) and has a wireless unit in the wireless unit. Not possible with the system.
  • circuit reconfiguration for example, in order to reconfigure the band-limiting filter characteristics in the baseband, A temporary interruption of the service becomes necessary due to FPGA (reconfiguration execution with restart of Field Programmable Gate Array).
  • the wireless communication system 2 includes a plurality of wireless communication devices 1 has been described as an example, but the present invention is not limited to this.
  • the wireless communication system 2 can be appropriately changed to a configuration including a plurality of any of the wireless communication devices 1a to 1e instead of the wireless communication device 1. Even when any one of the radio communication devices 1a to 1e is used, each overhang radio unit is considered in consideration of switching of the assigned radio frequency and bandwidth as in the case where the radio communication device 1 is used.
  • 12 is preferably a variable filter.

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Abstract

　本発明にかかる無線通信装置（１）は、ベースバンド処理部（１１）と、ベースバンド処理部（１１）と分離して形成された張り出し無線部（１２）と、を備え、ベースバンド処理部（１１）は、高周波信号の振幅を検出して振幅信号を出力する振幅検出器（１１１１）と、高周波信号の位相を検出して位相信号を出力する位相検出器（１１１２）と、位相信号に基づいてパルス波形のパルス位相信号を生成するパルス位相信号生成器（１１１３）と、振幅信号をパルス位相信号に同期してΔΣ変調するΔΣ変調器（１１１４）と、ΔΣ変調器（１１１４）の出力信号とパルス位相信号とを混合してΔΣ変調信号を生成する混合器（１１１５）と、を有し、張り出し無線部（１２）は、ΔΣ変調信号を増幅するスイッチングアンプ（１２１）を有する。

Description

無線通信装置、無線通信システム、及び、無線通信装置の制御方法
　本発明は、無線通信装置、無線通信システム、及び、無線通信装置の制御方法に関する。
　携帯電話や無線ＬＡＮ等で利用される無線通信装置は、基地局装置（ベースバンド処理装置含む）から離れた場所に、当該基地局装置と光ケーブル等で接続された複数の張り出し無線装置を設置することにより、通信領域を拡大させている。さらに、近年では、トラフィックの急増に対応するため張り出し無線装置の増設を余儀なくされている。そのため、無線通信装置全体の低消費電力化及び各張り出し無線装置の小型化が求められている。
　ところで、無線通信装置の送信部最終段に設けられた電力増幅器は非常に多くの電力を消費することが知られている。したがって、電力増幅器の低消費電力化は、無線通信装置全体の消費電力化に非常に有効である。
　そのため、電力増幅器には、例えば、高い電力効率を持つと期待されるスイッチングアンプが採用される。スイッチングアンプは、パルス波形の入力信号を、その波形を維持しつつ電力増幅する。ここで、パルス波形信号は、１パルスで１ビットしか伝送できないため、スイッチングアンプの入力信号は、予め１ビット情報に変換されている必要がある。例えば、多ビット情報を１ビット情報に変換する回路としてΔΣ変調回路が用いられる。
　関連する技術が特許文献１及び特許文献２に開示されている。特許文献１及び特許文献２には、何れも、ΔΣ変調器と、当該ΔΣ変調器の出力信号を増幅するスイッチングアンプと、を備えた無線通信装置が開示されている。その他、特許文献３にも、ΔΣ変調器を備えた無線通信装置が開示されている。
米国特許第６９７７５４６Ｂ２号明細書 欧州特許出願公開第２１８０６１０号明細書 特開２００７－８８６１８号公報
　しかし、関連する技術では、高周波信号波形の変化タイミングと、スイッチングアンプに入力されるパルス波形の変化タイミングと、が一致しないため、スイッチングアンプを構成するスイッチ素子のオンオフ遷移時に当該スイッチ素子に電流が流れてしまい、消費電力が増大してしまうという問題があった。その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
　本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、消費電力を低減することが可能な無線通信装置、無線通信システム、及び、無線通信装置の制御方法を提供することを目的とする。
　一実施の形態によれば、無線通信装置は、ベースバンド信号を変調して高周波信号を生成するベースバンド処理部と、前記高周波信号をΔΣ変調してΔΣ変調信号として出力する位相同期型ΔΣ変調器と、前記ベースバンド処理部と分離して形成され、ΔΣ変調信号を増幅して無線送信する張り出し無線部と、を備え、前記位相同期型ΔΣ変調器は、前記高周波信号の振幅を検出して振幅信号を出力する振幅検出器と、前記高周波信号の位相を検出して位相信号を出力する位相検出器と、前記位相信号に基づいてパルス波形のパルス位相信号を生成するパルス位相信号生成器と、前記振幅信号を前記パルス位相信号に同期してΔΣ変調するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器の出力信号と、前記パルス位相信号と、を混合して前記ΔΣ変調信号を生成する混合器と、を有し、前記張り出し無線部は、前記ΔΣ変調信号を増幅するスイッチングアンプを有する。
　前記一実施の形態によれば、消費電力を低減することが可能な無線通信装置、無線通信システム、及び、無線通信装置の制御方法を提供することができる。
実施の形態１にかかる無線通信装置の概略を示すブロック図である。 振幅検出器の具体的構成の一例を示す図である。 位相比較器の具体的構成の一例を示す図である。 混合器の具体的構成の一例を示す図である。 スイッチングアンプの具体的構成の一例を示す図である。 実施の形態１にかかる無線通信装置の動作を示すタイミングチャートである。 実施の形態１にかかる無線通信装置の詳細を示すブロック図である。 実施の形態１にかかる無線通信装置の第１変形例を示すブロック図である。 実施の形態１にかかる無線通信装置の第３変形例を示すブロック図である。 実施の形態１にかかる無線通信装置の第４変形例を示すブロック図である。 スイッチングアンプの第１変形例を示す図である。 図１１に示すスイッチングアンプの動作を説明するための図である。 図１１に示すスイッチングアンプの動作を説明するための図である。 スイッチングアンプの第２変形例を示す図である。 図１３に示すスイッチングアンプの動作を説明するための図である。 図１３に示すスイッチングアンプの動作を説明するための図である。 スイッチングアンプの第３変形例を示す図である。 スイッチングアンプの第４変形例を示す図である。 実施の形態２にかかる無線通信装置の構成例を示すブロック図である。 実施の形態２にかかる無線通信装置の変形例を示すブロック図である。 実施の形態３にかかる無線通信システムの構成例を示すブロック図である。 実施の形態３にかかる無線通信システムを模式的に示す図である。 実施の形態３にかかる無線通信システムに用いられる無線通信装置の具体例を示すブロック図である。
　以下、図面を参照しつつ、実施の形態について説明する。なお、図面は簡略的なものであるから、この図面の記載を根拠として実施の形態の技術的範囲を狭く解釈してはならない。また、同一の要素には、同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
　以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらはお互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、応用例、詳細説明、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でもよい。
　さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（動作ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数等（個数、数値、量、範囲等を含む）についても同様である。
＜実施の形態１＞
　図１は、実施の形態１にかかる無線通信装置の概略を示すブロック図である。本実施の形態にかかる無線通信装置は、高周波信号に含まれる振幅信号γを、高周波信号に含まれる位相信号θに同期してΔΣ変調する位相同期型ΔΣ変調器を備える。それにより、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、スイッチングアンプ１２１に設けられたスイッチ素子のオンオフ遷移時の出力電流を少なくすることができるため、消費電力を低減することができる。以下、具体的に説明する。
　図１に示す無線通信装置１は、ベースバンド処理部１１と、張り出し無線部１２と、ベースバンド処理部１１と張り出し無線部１２とを接続する光ケーブル１３と、アンテナ１４と、を備える。なお、ベースバンド処理部１１と張り出し無線部１２とは分離して形成されており、光ケーブル１３を介して信号の受け渡しが行われる。
（ベースバンド処理部１１）
　ベースバンド処理部１１は、位相同期型ΔΣ変調器１１１を備える。位相同期型ΔΣ変調器１１１は、ベースバンド信号を変調することで生成された高周波信号をΔΣ変調し、ΔΣ変調信号として出力する。
（位相同期型ΔΣ変調器１１１）
　位相同期型ΔΣ変調器１１１は、振幅検出器１１１１と、位相検出器１１１２と、パルス位相信号生成器１１１３と、ΔΣ変調器１１１４と、混合器（ミキサ）１１１５と、を備える。
（振幅検出器１１１１）
　振幅検出器１１１１は、ベースバンド処理部１１にて生成された高周波信号に含まれる振幅信号γを検出する。以下、具体例を用いて詳細に説明する。
　図２は、振幅検出器１１１１の具体的構成の一例を示す図である。図２に示す振幅検出器１１１１は、ダイオードＤ１と、抵抗素子Ｒ１と、コンデンサＣ１と、を有する。ダイオードＤ１は、入力電圧の２乗に比例した電流を出力する。したがって、ダイオードＤ１は、高周波信号の振幅値が大きいほど、時間平均値の大きな電流を出力する。ダイオードＤ１の後段に設けられた抵抗素子Ｒ１及びコンデンサＣ１は、フィルタ回路を構成しており、ダイオードＤ１の出力電流に含まれるＤＣ成分のみを取り出す。このＤＣ成分はダイオードＤ１の出力電流の時間平均値に等しい。したがって、高周波信号の振幅値が大きくなるほど、ＤＣ成分は大きくなる。換言すると、ダイオードＤ１に入力される高周波信号の振幅値とダイオードＤ１の出力電流のＤＣ成分とは、単調増加の関係にあり、かつ、１対１の関係にある。このため、ダイオードＤ１の出力電流のＤＣ成分から高周波信号の振幅値の情報を抽出することが可能である。
（位相検出器１１１２）
　位相検出器１１１２は、ベースバンド処理部１１にて生成された高周波信号に含まれる位相信号θを検出する。以下、具体例を用いて詳細に説明する。
　図３は、位相検出器１１１２の具体的構成の一例を示す図である。図３に示す位相検出器１１１２は、コンパレータＣＭＰ１を有する。コンパレータＣＭＰ１は、入力信号が正の値の場合にＨレベルの出力信号を生成し、入力信号が負の値の場合にＬレベルの出力信号を生成する。ここで、高周波信号は、位相が０°～１８０°の場合に正の値を示し、位相が１８０°～３６０°の場合に負の値を示す。したがって、コンパレータＣＭＰ１は、高周波信号の位相が０°～１８０°の場合にＨレベルの出力信号を生成し、高周波信号の位相が１８０°～３６０°の場合にＬレベルの出力信号を生成する。
（パルス位相信号生成器１１１３）
　パルス位相信号生成器１１１３は、位相信号θに基づいてパルス波形のパルス位相信号を生成する。以下、詳細に説明する。
　位相検出器１１１２に設けられたコンパレータＣＭＰ１の出力波形は、理想的には矩形波となる。しかし、実際には、コンパレータＣＭＰ１の出力側には寄生的な抵抗及び容量が存在するため、コンパレータの出力波形は正弦波に近づく。そこで、パルス位相信号生成器１１１３は、正弦波に近づいた位相信号θを再び矩形波信号に成形する。
　パルス位相信号生成器１１１３は、位相検出器１１１２と同様に、コンパレータのみを有する構成であってもよいが、寄生パラメータにより矩形波が正弦波に戻ることを避けるため、当該コンパレータの後段に高い利得のアンプをさらに有するのが好ましい。それにより、パルス位相信号生成器１１１３は、正弦波に近づいた位相信号θを再び矩形波信号に成形することが可能となる。
（ΔΣ変調器１１１４）
　ΔΣ変調器１１１４は、振幅信号γをパルス位相信号に同期してΔΣ変調する。以下、詳細に説明する。
　ΔΣ変調器１１１４は、パルス位相信号生成器１１１３からの信号周期を持ってサンプリング動作する。したがって、ΔΣ変調器１１１４は、振幅検出器１１１１からの振幅情報の持つ周波数成分より高い周波数でサンプリング動作し、入力信号が有する多ビット情報を１ビット情報に変換して出力する。なお、ΔΣ変調器１１１４で発生する量子化雑音は、ナイキスト周波数で最も高くなり、周波数が低くなるほど小さくなる性質がある。
　ΔΣ変調器１１１４を入力信号の周波数よりも高い周波数で動作させることにより、入力信号をナイキスト周波数よりも十分低い周波数領域に押し込めることが可能である。このように、ΔΣ変調器１１１４を入力信号の周波数よりも高い周波数で動作させることにより、入力信号が量子化雑音の影響を受けにくくなる。
（混合器１１１５）
　混合器１１１５は、ΔΣ変調器１１１４の出力信号とパルス位相信号とを混合してΔΣ変調信号を生成する。以下、具体例を用いて詳細に説明する。
　図４は、混合器１１１５の具体的構成の一例を示す図である。図４に示す混合器１１１５は、論理積回路ＡＮＤ１を有する。論理積回路ＡＮＤ１は、Σ変調器１１１４の出力信号がＨレベルの場合、パルス位相信号をそのままΔΣ変調信号として出力し、ΔΣ変調器１１１４の出力信号がＬレベルの場合、パルス位相信号に関わらずＬレベルのΔΣ変調信号を出力する。
　ベースバンド処理部１１は、位相同期型ΔΣ変調器１１１から出力されたΔΣ変調信号を光信号に変換した後、光ケーブル１３を介して張り出し無線部１２に伝送する。
（張り出し無線部１２）
　張り出し無線部１２は、ベースバンド処理部１１から光ケーブル１３を介して伝送された光信号をΔΣ変調信号に変換した後、当該ΔΣ変調信号を増幅してアンテナ１４から無線送信する。張り出し無線部１２は、ΔΣ変調信号を増幅するスイッチングアンプ１２１を備える。
（スイッチングアンプ１２１）
　図５は、スイッチングアンプ１２１の具体的構成の一例を示す図である。図５に示すスイッチングアンプ１２１は、所謂Ｄ級アンプであって、ハイサイドゲート（スイッチ素子）１００－１と、ローサイドゲート（スイッチ素子）１００－２と、ハイサイドゲート１００－１を駆動するハイサイドドライバ（ハイサイドアンプ）２００－１と、ローサイドゲート１００－２を駆動するローサイドドライバ（ローサイドアンプ）２００－２と、を備える。本実施の形態では、ハイサイドゲート１００－１及びローサイドゲート１００－２がいずれもデプレッション型のＮチャネル電界効果トランジスタである場合を例に説明する。
　ハイサイドゲート１００－１では、ドレインが電源１０１－１に接続され、ソースが出力端子（外部出力端子）ＯＵＴに接続され、ゲートにハイサイドドライバ２００－１の出力（第１制御信号）が供給される。本実施の形態では、電源１０１－１が３０Ｖの電源電圧を生成する場合を例に説明する。ローサイドゲート１００－２では、ドレインが出力端子ＯＵＴに接続され、ソースがグランド（０Ｖ）に接続され、ゲートにローサイドドライバ２００－２の出力（第２制御信号）が供給される。
　ハイサイドゲート１００－１は、ハイサイドドライバ２００－１から出力された第１制御信号に基づいてオンオフする。ローサイドゲート１００－２は、ローサイドドライバ２００－２から出力された第２制御信号に基づいてハイサイドゲート１００－１と相補的にオンオフする。そして、スイッチングアンプ１２１ａは、ハイサイドゲート１００－１とローサイドゲート１００－２との間のノード（出力端子ＯＵＴ）から、ΔΣ変調信号の値に応じた電圧レベル（３０Ｖ又は０Ｖ）の増幅信号を出力する。つまり、スイッチングアンプ１２１は、ΔΣ変調信号のパルス波形を維持しつつ電力増幅する。
（タイミングチャート）
　図６は、無線通信装置１の動作を示すタイミングチャートである。具体的には、図６には、位相検出器１１１２から出力された位相信号θ、パルス位相信号生成器１１１３から出力されたパルス位相信号、ΔΣ変調器１１１４の出力信号（パルス振幅信号）、混合器１１１５の出力信号、及び、スイッチングアンプ１２１の出力電流が示されている。
　混合器１１１５の出力信号（ΔΣ変調信号）の状態遷移点（即ち、立ち上がりエッジ、立ち下りエッジ）は、パルス位相信号の状態遷移点と一致する。また、パルス位相信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジは、それぞれ位相信号θの０°及び１８０°に一致する。したがって、混合器１１１５の出力信号（ΔΣ変調信号）の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジは、高周波信号の位相０°及び１８０°に一致する。
　スイッチングアンプ１２１は、入力信号と等しいパルス波形の出力信号を生成する。ここで、スイッチングアンプ１２１からフィルタ（不図示）に供給される電流は、スイッチングアンプ１２１の出力信号に包含される高周波信号成分（電圧）を負荷（アンテナ１４）の抵抗値で割った値に近似的に等しい。即ち、スイッチングアンプ１２１からフィルタ（不図示）に供給される電流の波形と、高周波信号の波形と、は等しくなる。換言すると、スイッチングアンプ１２１の出力電流の位相と高周波信号の位相とは一致する。
　スイッチングアンプ１２１を構成するハイサイドゲート１００－１及びローサイドゲート１００－２のオンオフ遷移点は、混合器１１１５の出力信号（ΔΣ変調信号）の状態遷移点と一致することを考慮すると、ハイサイドゲート１００－１及びローサイドゲート１００－２のオンオフ遷移点におけるスイッチングアンプ１２１の出力電流の位相は０°又は１８０°である。即ち、ハイサイドゲート１００－１及びローサイドゲート１００－２のオンオフ遷移点においては、出力電流は瞬間的にゼロとなる。
　このように、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、高周波信号に含まれる振幅信号γを、高周波信号に含まれる位相信号θに同期してΔΣ変調する位相同期型ΔΣ変調器を備える。それにより、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、スイッチングアンプ１２１に設けられたスイッチ素子のオンオフ遷移時の出力電流を少なくすることができるため、消費電力を低減することができる。
　さらに、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、位相同期型ΔΣ変調器１１１を張り出し無線部１２ではなくベースバンド処理部１１内に備えている。それにより、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、張り出し無線部１２を小型化することができる。
　なお、本実施の形態では、ΔΣ変調器１１１４が２個の出力値（Ｈ，Ｌ）を有する出力信号を生成する場合を例に説明したが、これに限られない。ΔΣ変調器１１１４は、３個以上の出力値を有する出力信号を生成する構成に適宜変更可能である。また、ΔΣ変調器１１１４は、外部制御信号に応じた数の出力値を有する出力信号を生成する構成にも適宜変更可能である。この場合、スイッチングアンプ１２１は、ΔΣ変調信号の値に応じた電圧レベルの増幅信号を出力する。
（無線通信装置１の具体的構成例）
　図７は、無線通信装置１の詳細を示すブロック図である。なお、図７に示す無線通信装置１は、一例にすぎず趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更されてもよい。図７に示す無線通信装置１は、図１でも既に説明したように、ベースバンド処理部１１と、張り出し無線部１２と、ベースバンド処理部１１と張り出し無線部１２とを接続する光ケーブル１３と、アンテナ１４と、を備える。なお、ベースバンド処理部１１と張り出し無線部１２とは分離して形成されており、光ケーブル１３を介して信号の受け渡しが行われる。
　ベースバンド処理部１１は、ベースバンド制御部（ＢＢ）１１２と、変調器（ＭＯＤ）１１３と、多重化器（ＭＵＸ）１１４と、フィルタ（Ｆｉｌｔｅｒ）１１５と、ピーク抑制器（Ｐｅａｋ　Ｒｅｄ）１１６と、位相同期型ΔΣ変調器（ＰＭＣ　ＤＭＳ）１１１と、ＳｅｒＤｅｓ部１１７と、ＯＥ変換部（第１ＯＥ変換部）１１８と、復調器（ＤＥＭ）１１９と、を備える。
　張り出し無線部１２は、ＯＥ変換部（第２ＯＥ変換部）１２２と、ＳｅｒＤｅｓ部１２３と、スイッチングアンプ（ＳＷ　ＡＭＰ）１２１と、フィルタ（帯域通過フィルタ）１２４と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２５と、混合器１２６と、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）１２７と、自動利得制御フィルタ（Ｆｉｌｔｅｒ　ＡＧＣ）１２８と、分離器（ＤＥＭＵＸ）１２９と、を備える。
　まず、図７に示す無線通信装置１の送信動作について簡単に説明する。
　ベースバンド処理部１１において、ベースバンド制御部１１２は、ベースバンド信号を生成する。変調器１１３は、ベースバンド信号を変調して高周波信号として出力する。多重化器１１４は、高周波信号を多重化して出力する。フィルタ１１５は、多重化器１１４の出力の中から所望の周波数帯域のみを通過させる。ピーク抑制器１１６は、フィルタ１１５の出力の中から閾値電圧以上のものを抑圧して出力する。位相同期型ΔΣ変調器１１１は、多重化器１１４、フィルタ１１５及びピーク抑制器１１６を経由して変調器１１３から供給された高周波信号を、ΔΣ変調信号に変換して出力する。ＳｅｒＤｅｓ部１１７は、ΔΣ変調信号をシリアライズする。ＯＥ変換部１１８は、ＳｅｒＤｅｓ部１１７から出力されたΔΣ変調信号（電気信号）を光信号に変換する。この光信号は、光ケーブル１３を介して、張り出し無線部１２に伝送される。この場合の光信号は、前述した位相同期ΔΣ変調波であるためサンプリング周波数は高周波信号周波数と一致している。
　張り出し無線部１２において、ＯＥ変換部１２２は、ベースバンド処理部１１から光ケーブル１３を介して伝送された光信号をΔΣ変調信号（電気信号）に変換する。ＳｅｒＤｅｓ部１２３は、ΔΣ変調信号をデシリアライズする。スイッチングアンプ１２１は、ＳｅｒＤｅｓ部１２３から出力されたΔΣ変調信号のパルス波形を維持しつつ電力増幅する。フィルタ１２４は、高周波信号の周波数帯域に一致した通過帯域を有し、スイッチングアンプ１２１の出力信号に包含される高周波信号成分のみを選択的に通過させる。フィルタ１２４の後段にはアンテナ（負荷）１４が接続され、これにより高周波信号が再生される。再生された高周波信号は、アンテナ１４から空中に放射される（即ち、無線送信される）。
　次に、図７に示す無線通信装置１の受信動作について簡単に説明する。
　張り出し無線部１２において、低雑音増幅器１２５は、アンテナ１４によって受信された高周波信号を低雑音で増幅する。混合器１２６は、低雑音増幅器１２５の出力信号をダウンコンバート（周波数変換）する。ＡＤコンバータ１２７は、混合器１２６の出力信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換する。自動利得制御フィルタ１２８は、ＡＤコンバータ１２７の出力信号に対してインタポレーション（interpolation）やデシメーション（decimation）といったフィルタリング処理を行う。分離器１２９は、自動利得制御フィルタ１２８の出力信号を分離化して出力する。ＳｅｒＤｅｓ部１２３は、分離器１２９の出力信号をシリアライズする。ＯＥ変換部１２２は、ＳｅｒＤｅｓ部１２３の出力信号（電気信号）を光信号に変換する。この光信号は、光ケーブル１３を介して、ベースバンド処理部１１に伝送される。
　ベースバンド処理部１１において、ＯＥ変換部１１８は、張り出し無線部１２から光ケーブル１３を介して伝送された光信号を電気信号に変換する。ＳｅｒＤｅｓ部１１７は、この電気信号をデシリアライズする。復調器１１９は、ＳｅｒＤｅｓ部１１７の出力信号を復調してベースバンド信号として出力する。復調器１１９から出力されたベースバンド信号はベースバンド制御部１１２に供給される。
　次に、図８～図１０を参照して、図７に示す無線通信装置１の変形例を説明する。
（無線通信装置１の第１変形例）
　図８は、図７に示す無線通信装置１の第１変形例を無線通信装置１ａとして示す図である。図８に示す無線通信装置１ａは、図７に示す無線通信装置１と比較して、位相同期型ΔΣ変調器１１１をベースバンド処理部１１ではなく張り出し無線部１２内に備える。具体的には、位相同期型ΔΣ変調器１１１は、スイッチングアンプ１２１の直前に設けられる。図８に示す無線通信装置１ａのその他の構成及び動作については、図７に示す無線通信装置１と同様であるため、その説明を省略する。
　このように、位相同期型ΔΣ変調器１１１が張り出し無線部１２内に設けられた場合でも、消費電力は低減される。ただし、位相同期型ΔΣ変調器１１１がベースバンド処理部１１内に設けられた場合のほうが張り出し無線部１２の小型化に有利である。
（無線通信装置１の第２変形例）
　無線通信装置１の第２変形例として、フィルタ１２４を可変フィルタに置き換えてもよい。可変フィルタ１２４は、複数の通過帯域のうち何れかの通過帯域に切り替え可能なフィルタ、又は、通過帯域を変更可能なフィルタである。
　ベースバンド処理部１１に設けられた位相同期ΔΣ変調器１１１のサンプリング周波数の変更に伴って、張り出し無線部１２に設けられた可変フィルタ１２４の通過帯域の周波数を変更することが可能になるため、ベースバンド処理部１１は、直接、無線周波数を発生及び制御することが可能になる。
（無線通信装置１の第３変形例）
　図９は、図７に示す無線通信装置１の第３変形例を無線通信装置１ｂとして示す図である。図９に示す無線通信装置１ｂは、図７に示す無線通信装置１と比較して、ＯＥ変換部１１８，１２２を備えず、かつ、光ケーブル１３に代えてイーサネットケーブル１３ａを備える。図９に示す無線通信装置１ｂのその他の構成及び動作については、図７に示す無線通信装置１と同様であるため、その説明を省略する。
　イーサネットケーブル１３ａは、ベースバンド処理部１１から出力されたΔΣ変調信号をイーサネット（登録商標）規格で張り出し無線部１２に伝送する。図９に示す無線通信装置１ｂは、図７に示す無線通信装置１と同等の効果を奏することができる。
（無線通信装置１の第４変形例）
　図１０は、図７に示す無線通信装置１の第４変形例を無線通信装置１ｃとして示す図である。図１０に示す無線通信装置１ｃは、図７に示す無線通信装置１と比較して、光ケーブル１３に代えて無線でベースバンド処理部１１から張り出し無線部１２にΔΣ変調信号を伝送する。
　ベースバンド処理部１１は、ＯＥ変換部１１８に代えて、無線送受信用の回路（変調器２１１、アップコンバータ２１２、パワーアンプ２１３、フィルタ２１４、低雑音増幅器２１５、ダウンコンバータ２１６、及び、復調器２１７）を備える。張り出し無線部１２は、ＯＥ変換部１２２に代えて、無線送受信用の回路（フィルタ２２１、低雑音増幅器２２２、ダウンコンバータ２２３、復調器２２４、変調器２２５、アップコンバータ２２６、パワーアンプ２２７）を備える。ベースバンド処理部１１と張り出し無線部１２との間の無線での送受信方法については、一般的な方法が用いられているため、詳細な説明を省略する。
　図１０に示す無線通信装置１ｃは、図７に示す無線通信装置１と同等の効果を奏することができる。
　次に、図１１～図１６を参照して、スイッチングアンプ１２１の変形例を説明する。
（スイッチングアンプ１２１の第１変形例）
　図１１は、スイッチングアンプ１２１の第１変形例をスイッチングアンプ１２１ａとして示す図である。なお、図１１には、フィルタ１２４及び負荷（アンテナ）１４も示されている。
　スイッチングアンプ１２１ａは、ハイサイドゲート（スイッチ素子）１００－１と、ローサイドゲート（スイッチ素子）１００－２と、ハイサイドゲート１００－１を駆動するハイサイドドライバ（ハイサイドアンプ）２００－１と、ローサイドゲート１００－２を駆動するローサイドドライバ（ローサイドアンプ）２００－２と、を備える。本実施の形態では、ハイサイドゲート１００－１及びローサイドゲート１００－２がいずれもデプレッション型のＮチャネル電界効果トランジスタである場合を例に説明する。
　ハイサイドゲート１００－１では、ドレインが電源１０１－１に接続され、ソースが出力端子（外部出力端子）ＯＵＴに接続され、ゲートにハイサイドドライバ２００－１の出力（第１制御信号）が供給される。本実施の形態では、電源１０１－１が３０Ｖの電源電圧を生成する場合を例に説明する。ローサイドゲート１００－２では、ドレインが出力端子ＯＵＴに接続され、ソースがグランド（０Ｖ）に接続され、ゲートにローサイドドライバ２００－２の出力（第２制御信号）が供給される。
　ハイサイドドライバ２００－１は、抵抗素子（第１抵抗素子）２０３－１と、スイッチ素子としてのＮチャネル電界効果トランジスタ（第１トランジスタ；以下、単にトランジスタと称す）２０１－１と、を有する。なお、抵抗素子２０３－１とトランジスタ２０１－１とにより入力スイッチングアンプが構成される。抵抗素子２０３－１の一端は、出力端子ＯＵＴに接続され、抵抗素子２０３－１の他端は、トランジスタ２０１－１のドレインに接続される。トランジスタ２０１－１では、ソース（電圧供給端子）が電源２０２－１に接続され、ゲートにΔΣ変調信号が供給される。そして、ハイサイドドライバ２００－１は、抵抗素子２０３－１とトランジスタ２０１－１との間のノードから第１制御信号を出力する。なお、本実施の形態では、電源２０２－１が－５Ｖの電源電圧を生成する場合を例に説明する。また、本実施の形態では、抵抗素子２０３－１の抵抗値が２Ωである場合を例に説明する。
　ローサイドドライバ２００－２は、抵抗素子２０３－２と、スイッチ素子としてのＮチャネル電界効果トランジスタ（以下、単にトランジスタと称す）２０１－２と、を有する。なお、抵抗素子２０３－２とトランジスタ２０１－２とにより入力スイッチングアンプが構成される。抵抗素子２０３－２の一端は、電源２０４－２に接続され、抵抗素子２０３－２の他端は、トランジスタ２０１－２のドレインに接続される。トランジスタ２０１－２では、ソースが電源２０２－２に接続され、ゲートにΔΣ変調信号の反転信号が供給される。そして、ローサイドドライバ２００－３は、抵抗素子２０３－２とトランジスタ２０１－２との間のノードから第２制御信号を出力する。なお、本実施の形態では、電源２０４－２が０Ｖの電源電圧を生成し、電源２０２－２が－５Ｖの電源電圧を生成する場合を例に説明する。また、本実施の形態では、抵抗素子２０３－２の抵抗値が２Ωである場合を例に説明する。
　ハイサイドゲート１００－１は、ハイサイドドライバ２００－１から出力された第１制御信号に基づいてオンオフする。ローサイドゲート１００－２は、ローサイドドライバ２００－２から出力された第２制御信号に基づいてハイサイドゲート１００－１と相補的にオンオフする。そして、スイッチングアンプ１２１ａは、ハイサイドゲート１００－１とローサイドゲート１００－２との間のノード（出力端子ＯＵＴ）から、ΔΣ変調信号の値に応じた電圧レベルの増幅信号を出力する。
　なお、上記したように、本実施の形態では、ハイサイドゲート１００－１及びローサイドゲート１００－２がいずれもデプレッション型のＮチャネル電界効果トランジスタである場合を例に説明している。したがって、ハイサイドゲート１００－１及びローサイドゲート１００－２は、例えば、ゲート－ソース間が同電位の場合にオンし、ゲート－ソース間が－５Ｖの場合にオフする。具体的には、ハイサイドゲート１００－１は、第１制御信号が３０Ｖの場合にオンし、－５Ｖの場合にオフする。ローサイドゲート１００－２は、第２制御信号が０Ｖの場合にオンし、－５Ｖの場合にオフする。
　続いて、図１２Ａ及び図１２Ｂを参照して、スイッチングアンプ１２１ａの動作について説明する。
　まず、図１２Ａを参照して、スイッチングアンプ１２１ａがハイサイド側電圧（電源１０１－１の電源電圧３０Ｖ）を出力する場合の動作について説明する。
　スイッチングアンプ１２１ａは、ハイサイド側電圧を出力する場合、ハイサイドゲート１００－１をオンし、ローサイドゲート１００－２をオフする必要がある。そのため、ハイサイドドライバ２００－１は、トランジスタ２０１－１をオフしてハイサイドゲート１００－１のゲート－ソース間を同電位にすることで、ハイサイドゲート１００－１をオンする。この状態では、抵抗素子２０３－１には電流が流れないため、ハイサイドドライバ２００－１における消費電力は理想的にはゼロになる。一方、ローサイドドライバ２００－２は、トランジスタ２０１－２をオンしてローサイドゲート１００－２のゲート－ソース間を－５Ｖにすることで、ローサイドゲート１００－２をオフする。この状態では、抵抗素子２０３－２に電流が流れる。このとき、抵抗素子２０３－２での電圧降下は５Ｖで、電流値は２．５Ａになる。そのため、瞬間的に発生する消費電力は１２．５Ｗ程度に低く抑えられる。
　次に、図１２Ｂを参照して、スイッチングアンプ１２１ａがローサイド側電圧（グランドの接地電圧０Ｖ）を出力する場合の動作について説明する。
　スイッチングアンプ１２１ａは、ローサイド側電圧を出力する場合、ローサイドゲート１００－２をオンし、ハイサイドゲート１００－１をオフする必要がある。そのため、ローサイドドライバ２００－２は、トランジスタ２０１－２をオフしてローサイドゲート１００－２のゲート－ソース間を同電位にすることで、ローサイドゲート１００－２をオンする。この状態では、抵抗素子２０３－２には電流が流れないため、ローサイドドライバ２００－２における消費電力は理想的にはゼロになる。一方、ハイサイドドライバ２００－１は、トランジスタ２０１－１をオンしてハイサイドゲート１００－１のゲート－ソース間を－５Ｖにすることで、ハイサイドゲート１００－１をオフする。この状態では、抵抗素子２０３－１に電流が流れる。ただし、このとき、抵抗素子２０３－１の一端に接続された出力端子ＯＵＴが０Ｖであるため、抵抗素子２０３－１での電圧降下は５Ｖで、電流値は２．５Ｖになる。そのため、瞬間的に発生する消費電力は１２．５Ｗ程度に低く抑えられる。
　このように、図１１に示すスイッチングアンプ１２１ａは、ハイサイドゲート１００－１のソース（出力端子ＯＵＴ）を電源として利用することにより、抵抗素子２０３－１での電圧降下を小さくして消費電力を低減することができる。
（スイッチングアンプ１２１の第２変形例）
　図１３は、スイッチングアンプ１２１の第２変形例をスイッチングアンプ１２１ｂとして示す図である。なお、図１３には、フィルタ１２４及び負荷（アンテナ）１４も示されている。
　図１３に示すスイッチングアンプ１２１ｂでは、図１１に示すスイッチングアンプ１２１ａと比較して、ハイサイドドライバ２００－１及びローサイドドライバ２００－２の構成が異なる。
　具体的には、図１３に示すハイサイドドライバ２００－１は、図１１に示すハイサイドドライバ２００－１の構成に加え、複数のインバータがカスケード接続されたインバータ列（中継アンプ）２０５－１と、ダイオード２０６－１と、コンデンサ２０７－１と、をさらに備える。本実施の形態では、コンデンサ２０７－１の蓄電量が５Ｖである場合を例に説明する。
　インバータ列２０５－１は、抵抗素子２０３－１とトランジスタ２０１－１との間のノードの電圧を増幅して第１制御信号として出力する。なお、インバータ列２０５－１の高電位側電源端子は、ハイサイドゲート１００－１のソース（出力端子ＯＵＴ）に接続され、インバータ列２０５－１の低電位側電源端子は、ダイオード２０６－１のアノードに接続されている。ダイオード２０６－１のカソードは、抵抗素子２０３－１とトランジスタ２０１－１との間のノードに接続されている。コンデンサ２０７－１の一端は、インバータ列２０５－１の高電位側電源端子に接続され、コンデンサ２０７－１の他端は、インバータ列２０５－１の低電位側電源端子に接続されている。
　ここで、図１３に示すハイサイドドライバ２００－１は、インバータ列２０５－１の初段のインバータのサイズを小さくすることにより、高速動作を維持しつつ抵抗素子２０３－１の抵抗値を大きくすることができる。抵抗素子２０３－１の抵抗値を大きくすれば、トランジスタ２０１－１がオンしているときに抵抗素子２０３－１に流れる電流量が少なくなるため、消費電力の増大はさらに抑制される。
　さらに、図１３に示すハイサイドドライバ２００－１は、ダイオード２０６－１を備えることにより、ハイサイドドライバ２００－１の入力端子（即ち、トランジスタ２０１－１のゲート）の電圧が接地電圧０Ｖを下回ることを回避することができる。
　なお、図１３に示すハイサイドドライバ２００－１では、トランジスタ２０１－１がオンしている場合に、ダイオード２０６－１によってコンデンサ２０７－１への充電が行われ、トランジスタ２０１－１がオフしている場合に、コンデンサ２０７－１に蓄電された電荷によりインバータ列２０５－１に電力が供給される。
　一方、図１３に示すローサイドドライバ２００－２は、図１１に示すローサイドドライバ２００－２の構成に加え、複数のインバータがカスケード接続されたインバータ列（中継アンプ）２０５－２をさらに備える。また、図１３には、－５Ｖの電源電圧を生成する電源２０６－２がさらに示されている。
　インバータ列２０５－２は、抵抗素子２０３－２とトランジスタ２０１－２との間のノードの電圧を増幅して第２制御信号として出力する。なお、インバータ列２０５－２の高電位側電源端子は、グランドに接続され、インバータ列２０５－２の低電位側電源端子は、－５Ｖの電源電圧を生成する電源２０６－２に接続されている。
　ここで、図１３に示すローサイドドライバ２００－２は、インバータ列２０５－２の初段のインバータのサイズを小さくすることにより、高速動作を維持しつつ抵抗素子２０３－２の抵抗値を大きくすることができる。抵抗素子２０３－２の抵抗値を大きくすれば、トランジスタ２０１－２がオンしているときに抵抗素子２０３－２に流れる電流量が少なくなるため、消費電力の増大はさらに抑制される。
　続いて、図１４Ａ及び図１４Ｂを参照して、スイッチングアンプ１２１ｂの動作について説明する。
　まず、図１４Ａを参照して、スイッチングアンプ１２１ｂがハイサイド側電圧（電源１０１－１の電源電圧３０Ｖ）を出力する場合の動作について説明する。
　スイッチングアンプ１２１ｂは、ハイサイド側電圧を出力する場合、ハイサイドゲート１００－１をオンし、ローサイドゲート１００－２をオフする必要がある。そのため、ハイサイドドライバ２００－１は、トランジスタ２０１－１をオフしてハイサイドゲート１００－１のゲート－ソース間を同電位にすることで、ハイサイドゲート１００－１をオンする。このとき、コンデンサ２０７－１に蓄電された５Ｖの電荷によりインバータ列２０５－１に電力が供給される。この状態では、抵抗素子２０３－１及びダイオード２０６－１には電流が流れず、また、インバータ列２０５－１での消費電力も状態遷移損失分（ｆＣＶ＾２）程度と低い。したがって、ハイサイドドライバ２００－１における消費電力は低く抑えられる。一方、ローサイドドライバ２００－２は、トランジスタ２０１－２をオンしてローサイドゲート１００－２のゲート－ソース間を－５Ｖにすることで、ローサイドゲート１００－２をオフする。この状態では、図１２Ａで説明したように、抵抗素子２０３－２での消費電力は低く抑えられる。また、上記したように、インバータ列２０５－２の初段のインバータサイズを小さくして抵抗素子２０３－２の抵抗値を大きくすることにより、抵抗素子２０３－２での消費電力はさらに低く抑えられる。
　次に、図１４Ｂを参照して、スイッチングアンプ１２１ｂがローサイド側電圧（グランドの接地電圧０Ｖ）を出力する場合の動作について説明する。
　スイッチングアンプ１２１ｂは、ローサイド側電圧を出力する場合、ローサイドゲート１００－２をオンし、ハイサイドゲート１００－１をオフする必要がある。そのため、ローサイドドライバ２００－２は、トランジスタ２０１－２をオフしてローサイドゲート１００－２のゲート－ソース間を同電位にすることで、ローサイドゲート１００－２をオンする。この状態では、抵抗素子２０３－２には電流が流れず、また、インバータ列２０５－２での消費電力も状態遷移損失分（ｆＣＶ＾２）程度と低い。したがって、ローサイドドライバ２００－２における消費電力は低く抑えられる。一方、ハイサイドドライバ２００－１は、トランジスタ２０１－１をオンしてハイサイドゲート１００－１のゲート－ソース間を－５Ｖにすることで、ハイサイドゲート１００－１をオフする。この状態では、抵抗素子２０３－１に電流が流れる。ただし、このとき、図１２Ｂで説明したように、抵抗素子２０３－１での消費電力は低く抑えられる。また、上記したように、インバータ列２０５－１の初段のインバータサイズを小さくして抵抗素子２０３－１の抵抗値を大きくすることにより、抵抗素子２０３－１での消費電力はさらに低く抑えられる。
　このように、図１３に示すスイッチングアンプ１２１ｂは、ハイサイドゲート１００－１のソース（出力端子ＯＵＴ）を電源として利用することにより、抵抗素子２０３－１での電圧降下を小さくして消費電力を低減することができる。さらに、図１３に示すスイッチングアンプ１２１ｂは、インバータ列２０５－１，２０５－２を備えることにより、抵抗素子２０３－１，２０３－２の抵抗値を大きくすることができるため、消費電力をさらに低減することができる。
（スイッチングアンプ１２１の第３変形例）
　図１５は、スイッチングアンプ１２１の第３変形例をスイッチングアンプ１２１ｃとして示す図である。なお、図１５には、フィルタ１２４及び負荷（アンテナ）１４も示されている。
　図１５に示すスイッチングアンプ１２１ｃでは、図１１に示すスイッチングアンプ１２１ａと比較して、ハイサイドドライバ２００－１及びローサイドドライバ２００－２の構成が異なる。
　具体的には、図１５に示すハイサイドドライバ２００－１は、図１１に示すハイサイドドライバ２００－１の構成に加え、複数のインバータがカスケード接続されたインバータ列（中継アンプ）２０５－１をさらに備える。また、スイッチングアンプ１２１の外部にはＤＣ－ＤＣコンバータ４００が設けられている。本実施の形態では、ＤＣ－ＤＣコンバータ４００が５Ｖの出力電圧を生成する場合を例に説明する。
　インバータ列２０５－１は、抵抗素子２０３－１とトランジスタ２０１－１との間のノードの電圧を増幅して第１制御信号として出力する。なお、インバータ列２０５の高電位側電源端子は、ハイサイドゲート１００－１のソース（出力端子ＯＵＴ）及びＤＣ－ＤＣコンバータ４００の一方の出力端子に接続され、インバータ列２０５－１の低電位側電源端子は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４００の他方の出力端子に接続されている。
　図１５に示すハイサイドドライバ２００－１は、ＤＣ－ＤＣコンバータ４００からの電力供給により、電源の安定性を向上させることができる。なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ４００については、公知の構成を利用できるため、その説明を省略する。
　ここで、図１５に示すハイサイドドライバ２００－１は、インバータ列２０５－１の初段のインバータのサイズを小さくすることにより、高速動作を維持しつつ抵抗素子２０３－１の抵抗値を大きくすることができる。抵抗素子２０３－１の抵抗値を大きくすれば、トランジスタ２０１－１がオンしているときに抵抗素子２０３－１に流れる電流量が少なくなるため、消費電力の増大はさらに抑制される。
　図１５に示すローサイドドライバ２００－２については、図１３に示すローサイドドライバ２００－２と同様であるため、その説明を省略する。
（スイッチングアンプ１２１の第４変形例）
　図１６は、スイッチングアンプ１２１の第４変形例をスイッチングアンプ１２１ｄとして示す図である。なお、図１６には、フィルタ１２４及び負荷（アンテナ）１４も示されている。
　図１６に示すスイッチングアンプ１２１ｄは、図１５に示すスイッチングアンプ１２１ｃと比較して、インバータ列２０５－１の低電位側電源端子と、抵抗素子２０３－１及びトランジスタ２０１－１間のノードと、の間に、ダイオード２０６－１をさらに備える。スイッチングアンプ１２１ｄのその他の構成及び動作については、スイッチングアンプ１２１ｃと同様であるため、その説明を省略する。
　図１６に示すスイッチングアンプ１２１ｄは、図１５に示すスイッチングアンプ１２１ｃと同等の効果を奏することができる。さらに、図１６に示すスイッチングアンプ１２１ｄは、ダイオード２０６－１を備えることにより、ハイサイドドライバ２００－１の入力端子（即ち、トランジスタ２０１－１のゲート）の電圧が接地電圧０Ｖを下回ることを回避することができる。
　上気したスイッチングアンプ１２１ａ～１２１ｄに設けられたローサイドドライバ２００－２は、インバータ列２０５－２を備えていても備えていなくてもどちらでもよい。また、スイッチングアンプ１２１ａ～１２１ｄでは、インバータ列２０５－１，２０５－２の代わりに一般的なアンプが用いられてもよい。
＜実施の形態２＞
　図１７は、実施の形態２にかかる無線通信装置１ｄの詳細を示すブロック図である。図１７に示す無線通信装置１ｄは、図７に示す無線通信装置１と比較して、直流信号を生成する電源２１８をさらに備える。
　ベースバンド処理部１１において、ＯＥ変換部１１８は、ΔΣ変調信号及び電源２１８からの直流信号を重畳して光信号に変換する。張り出し無線部１２において、ＯＥ変換部１２２は、ベースバンド処理部１１から光ケーブル１３を介して伝送された光信号をΔΣ変調信号及び直流信号に変換する。そして、張り出し無線部１２は、ＯＥ変換部１２２により変換された直流信号を電源にして動作する。
　それにより、無線通信装置１ｄは、張り出し無線部１２に電源を設ける必要が無くなるため、当該張り出し無線部１２をさらに小型化することが可能になる。
（無線通信装置１ｄの変形例）
　図１８は、図１７に示す無線通信装置１ｄの変形例を無線通信装置１ｅとして示す図である。図１８に示す無線通信装置１ｅは、図１７に示す無線通信装置１ｄと比較して、ＯＥ変換部１１８，１２２に代えてバイアスティー２１９，２２０を備え、かつ、光ケーブル１３に代えてイーサネットケーブル１３ａを備える。
　ベースバンド処理部１１において、バイアスティー（重畳部）２１９は、ΔΣ変調信号及び電源２１８からの直流信号を重畳して重畳信号として出力する。張り出し無線部１２において、バイアスティー（分離部）２２０は、ベースバンド処理部１１からイーサネットケーブル１３ａを介して伝送された重畳信号をΔΣ変調信号及び直流信号に分離して出力する。そして、張り出し無線部１２は、バイアスティー２２０により分離された直流信号を電源にして動作する。
　それにより、無線通信装置１ｅは、張り出し無線部１２に電源を設ける必要が無くなるため、当該張り出し無線部１２をさらに小型化することが可能になる。
　以上のように、上記実施の形態にかかる無線通信装置は、位相同期型ΔΣ変調器を用いて、高周波信号に含まれる振幅信号γを、高周波信号に含まれる位相信号θに同期してΔΣ変調している。それにより、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、スイッチングアンプ１２１に設けられたスイッチ素子のオンオフ遷移時の出力電流を少なくすることができるため、消費電力を低減することができる。
　さらに、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、位相同期型ΔΣ変調器１１１を張り出し無線部１２ではなくベースバンド処理部１１内に備えている。それにより、本実施の形態にかかる無線通信装置１は、張り出し無線部１２を小型化することができる。
　なお、関連する技術では、所望の変調精度を得るために、高周波信号に対しΔΣ変調器のサンプリング周波数を十分に高くする必要があった。例えば、特許文献３に開示された構成では、高周波信号に対してΔΣ変調器のサンプリング周波数を好適には１０倍程度、少なくとも２倍以上とする必要があった。それにより、張り出し無線部（１２）とベースバンド処理部（１１）とを接続する手段（例えば、光モジュール）が伝送する信号周波数は高くなってしまっていた。その結果、光モジュールのコストが増大したり、消費電力が大きくなったりするなどの問題があった。一方、本実施の形態にかかる無線通信装置１では、そのような問題は生じない。
＜実施の形態３＞
　図１９は、実施の形態３にかかる無線通信システム２の構成例を示すブロック図である。上記したように、無線通信装置１は、キャリア周波数に応じた周波数のクロック信号（パルス位相信号生成器１１１３の出力信号）に同期して動作するため、張り出し無線部１２のキャリア周波数をベースバンド処理部１１から直接制御して決定することが可能である。そこで、本実施の形態にかかる無線通信システム２は、複数の無線通信装置１のそれぞれに対して割り当てられる複数の無線周波数（高周波信号の周波数）、及び、複数の無線通信装置１のそれぞれに対して割り当てられる複数の帯域幅（帯域リソース）、の少なくとも何れかを制御することにより、平均的なトラフィック容量を向上させている。以下、具体的に説明する。
　図１９に示す無線通信システム２は、ｎ（ｎは２以上の整数）個の無線通信装置１（以下、無線通信装置１＿１～１＿ｎとも称す）と、制御部２１と、を備える。無線通信装置１＿１～１＿ｎは、それぞれ、ベースバンド処理部１１＿１～１１＿ｎと、張り出し無線部１２＿１～１２＿ｎと、を有する。
　なお、無線通信システム２には、Ｃ－ＲＡＮ(Cloud Radio Access NetworkまたはCentralized Radio Access Network)方式の無線通信技術が採用されている。具体的には、制御部２１及びベースバンド処理部１１＿１～１１＿ｎは、近傍配置（集中配置）されている。それにより、無線通信システム２は、複数のベースバンド処理部により一部の構成要素が共用されるため、複数のベースバンド処理部を分散配置した場合よりもコストを低減することができる。また、無線通信システム２は、セルを跨ってベースバンドのリソースを制御することができるため、複数のベースバンド処理部を分散配置して、ベースバンド処理部と張り出し無線部とが存在するセル内に閉じたリソース制御を行う場合よりもトラフィック容量を向上させたり、不図示のコアネットワークに対する負荷を軽減することができる。つまり、本実施の形態にかかる無線通信システム２は、Ｃ－ＲＡＮ方式において一般的な有利な効果を奏することができる。以下、制御部２１及びベースバンド処理部１１＿１～１１＿ｎを纏めて集中配置ベースバンド処理部２０とも称する。
　制御部２１は、無線通信装置１＿１～１＿ｎのそれぞれのデータ通信量や周波数利用状況の情報等に基づいて、無線通信装置１＿１～１＿ｎのそれぞれに対して割り当てられる複数の無線周波数、及び、無線通信装置１＿１～１＿ｎのそれぞれに対して割り当てられる複数の帯域幅、の少なくとも何れかを制御する。
　例えば、制御部２１は、無線通信装置１＿１～１＿ｎのうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置（例えば、携帯電話からのアクセスが多い無線通信装置）に対して割り当てられている無線周波数を、データ通信量が所定値未満の無線通信装置（例えば、携帯電話からのアクセスが少ない無線通信装置）に対して割り当てられている無線周波数に切り替える。あるいは、制御部２１は、無線通信装置１＿１～１＿ｎのうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている無線周波数を、複数の無線通信装置１＿１～１＿ｎの何れに対しても割り当てられていない無線周波数に切り替える。それにより、無線通信システム２は、アクセスの集中している無線通信装置の無線周波数を、他の無線通信装置にてほとんど使用されていない無線周波数に切り替えることができるため、平均的なトラフィック容量を向上させることができる。
　また、制御部２１は、無線通信装置１＿１～１＿ｎのうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている帯域幅を広くするとともに、無線通信装置１＿１～１＿ｎのうちデータ通信量が所定値未満の無線通信装置に対して割り当てられている帯域幅を狭くする。それにより、無線通信システム２は、帯域幅を効率よく使用できるようになるため、平均的なトラフィック容量を向上させることができる。さらに、無線通信システム２は、データ通信量が少ない場合に帯域幅を縮小するため、消費電力の増大を抑制することができる。
　図２０は、図１９に示す無線通信システム２を模式的に示す図である。図２０の例では、張り出し無線部１２＿１，１２＿２がセルＡの領域内に設けられ、張り出し無線部１２＿３，１２＿４がセルＢの領域内に設けられている。セルＡ，Ｂは、それぞれ屋外の領域であってもよいし、屋内の領域（例えば、建屋内の各フロア）であってもよい。図２０に示すように、本実施の形態にかかる無線通信システム２では、同じセルに属する無線通信装置間の無線周波数及び帯域幅の制御のみならず、異なるセルに属する無線通信装置間の無線周波数及び帯域幅の制御が行われていることがわかる。
　なお、無線通信システム２に設けられた各無線通信装置１は、割り当てられる無線周波数及び帯域幅が切り替わることを考慮して、張り出し無線部１２に設けられたフィルタ１２４を可変フィルタにしておくことが好ましい。なお、可変フィルタとは、例えば、複数の無線周波数のうち何れかの無線周波数を通過帯域として切り替え又は変更可能なフィルタのことである。あるいは、可変フィルタとは、例えば、通過帯域幅を切り替え可能又は変更可能なフィルタのことである。さらには、可変フィルタとは、無線周波数及び通過帯域幅の何れも切り替え又は変更可能なフィルタのことである。
　図２１は、無線通信システム２に設けられた各無線通信装置１の具体例を無線通信装置１ｆとして示す図である。図２１に示す無線通信装置１ｆは、図７に示す無線通信装置１と比較して、フィルタ１２４に代えて、可変フィルタとして選択回路１３０，１３１及びフィルタ１２４ａ，１２４ｂを備える。
　選択回路１３０及びフィルタ１２４ａは、スイッチングアンプ１２１の後段に設けられている。フィルタ１２４ａは、異なる通過帯域を有する複数のフィルタの集合体である。選択回路１３０は、フィルタ１２４ａに含まれる複数のフィルタの中から、割り当てられた無線周波数及び帯域幅に応じたフィルタを選択する。また、選択回路１３１及びフィルタ１２４ｂは、低雑音増幅器１２５の後段に設けられている。フィルタ１２４ｂは、異なる通過帯域を有する複数のフィルタの集合体である。選択回路１３１は、フィルタ１２４ｂに含まれる複数のフィルタの中から、割り当てられた無線周波数及び帯域幅に応じたフィルタを選択する。
　図２１に示す無線通信装置１ｆのその他の構成及び動作については、図７に示す無線通信装置１の場合と同様であるため、その説明を省略する。
　このように、本実施の形態にかかる無線通信システム２は、複数の無線通信装置１のそれぞれに対して割り当てられる複数の無線周波数（高周波信号の周波数）、及び、複数の無線通信装置１のそれぞれに対して割り当てられる複数の帯域幅（帯域リソース）、の少なくとも何れか制御することにより、平均的なトラフィック容量を向上させたり、消費電力の増大を抑制したりすることができる。
　また、本実施の形態にかかる無線通信システム２は、上記したように、キャリア周波数に応じた周波数のクロック信号に同期して動作する複数の無線通信装置１を備える。それにより、本実施の形態にかかる無線通信システム２は、各無線通信装置１に割り当てられる無線周波数及び帯域幅を、キャリア周波数を変更するだけで速やかに変更することができる。このような制御は、周波数限定される高周波回路（例えば、分布定数線路、容量素子、インダクタ等のアナログ回路により構成されたアンプ等）を張り出し無線部内に有する無線通信装置、を複数備えた無線通信システムでは、実現できない。仮に、周波数限定されるアンプを各張り出し無線部内に複数設けて無線周波数を可変にしたとしても、回路の再構成（例えば、ベースバンドでの帯域制限フィルタ特性を再構成するため、張り出し装置内のＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）の再起動を伴う再コンフィグレーション実行）によりサービスの一時中断が必要となってしまう。
　本実施の形態では、無線通信システム２が、無線通信装置１を複数備えた場合を例に説明したが、これに限られない。無線通信システム２は、無線通信装置１に代えて無線通信装置１ａ～１ｅの何れかを複数備えた構成に適宜変更可能である。なお、無線通信装置１ａ～１ｅの何れかが用いられた場合でも、無線通信装置１が用いられた場合と同様に、割り当てられる無線周波数及び帯域幅が切り替わることを考慮して、各張り出し無線部１２に設けられたフィルタ１２４を可変フィルタにしておくことが好ましい。
　以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
　以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１２年１２月２５日に出願された日本出願特願２０１２－２８１１５０を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１，１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ，１ｆ　無線通信装置
　１＿１～１＿ｎ　無線通信装置
　２　無線通信システム
　１１　ベースバンド処理部
　１１＿１～１１＿ｎ　ベースバンド処理部
　１２　張り出し無線部
　１２＿１～１２＿ｎ　張り出し無線部
　１３　光ケーブル
　１３ａ　イーサネットケーブル
　１４　アンテナ
　２０　集中配置ベースバンド処理部
　２１　制御部
　１００－１　ハイサイドゲート
　１００－２　ローサイドゲート
　１０１－１，２０２－１，２０２－２，２０４－２　電源
　１１１　位相同期型ΔΣ変調器
　１１２　ベースバンド制御部
　１１３，２１１，２２５　変調器
　１１４　多重化器
　１１５　フィルタ
　１１６　ピーク抑制器
　１１７，１２３　ＳｅｒＤｅｓ部
　１１８，１２２　ＯＥ変換部
　１１９，２１７，２２４　復調器
　１２１，１２１ａ，１２１ｂ，１２１ｃ，１２１ｄ　スイッチングアンプ
　１２４，１２４ａ，１２４ｂ　フィルタ
　１２５　低雑音増幅器
　１２６　混合器
　１２７　ＡＤコンバータ
　１２８　自動利得制御フィルタ
　１２９　分離器
　１３０，１３１　選択回路
　２００－１　ハイサイドドライバ
　２００－２　ローサイドドライバ
　２０１－１，２０１－２　トランジスタ
　２０３－１，２０３－２　抵抗素子
　２０５－１，２０５－２　インバータ列
　２０６－１　ダイオード
　２０７－１　コンデンサ
　２１２，２２６　アップコンバータ
　２１３，２２７　パワーアンプ
　２１４，２２１　フィルタ
　２１５，２２２　低雑音増幅器
　２１６，２２３　ダウンコンバータ
　２１８　電源
　２１９，２２０　バイアスティー
　４００　ＤＣ－ＤＣコンバータ
　１１１１　振幅検出器
　１１１２　位相検出器
　１１１３　パルス位相信号生成器
　１１１４　ΔΣ変調器
　１１１５　混合器
　Ｄ１　ダイオード
　Ｒ１　抵抗素子
　Ｃ１　コンデンサ
　ＣＭＰ１　コンパレータ
　ＡＮＤ１　論理積回路

Claims (31)

  1. 　ベースバンド信号を変調して高周波信号を生成するベースバンド処理手段と、
    　前記高周波信号をΔΣ変調してΔΣ変調信号として出力する位相同期型ΔΣ変調手段と、
    　前記ベースバンド処理手段と分離して形成され、ΔΣ変調信号を増幅して無線送信する張り出し無線手段と、を備え、
    　前記位相同期型ΔΣ変調手段は、
    　前記高周波信号の振幅を検出して振幅信号を出力する振幅検出手段と、
    　前記高周波信号の位相を検出して位相信号を出力する位相検出手段と、
    　前記位相信号に基づいてパルス波形のパルス位相信号を生成するパルス位相信号生成手段と、
    　前記振幅信号を前記パルス位相信号に同期してΔΣ変調するΔΣ変調手段と、
    　前記ΔΣ変調手段の出力信号と、前記パルス位相信号と、を混合して前記ΔΣ変調信号を生成する混合手段と、を有し、
    　前記張り出し無線手段は、
    　前記ΔΣ変調信号を増幅するスイッチングアンプと、を有する無線通信装置。
  2. 　前記張り出し無線手段は、
    　前記スイッチングアンプの出力から所望の高周波信号を取り出す帯域通過フィルタをさらに有する請求項１に記載の無線通信装置。
  3. 　前記帯域通過フィルタは、通過帯域を変更可能なフィルタである、請求項２に記載の無線通信装置。
  4. 　前記位相同期型ΔΣ変調手段は、前記ベースバンド処理手段内に設けられている、請求項１～３の何れか一項に記載の無線通信装置。
  5. 　前記位相同期型ΔΣ変調手段は、前記ベースバンド処理手段内に設けられ、
    　前記ベースバンド処理手段から出力された前記ΔΣ変調信号を前記張り出し無線手段に伝送する光ケーブルをさらに備えた請求項１～３の何れか一項に記載の無線通信装置。
  6. 　前記ベースバンド処理手段は、
    　前記位相同期型ΔΣ変調手段から出力された前記ΔΣ変調信号を光信号に変換する第１ＯＥ変換手段をさらに備え、
    　前記張り出し無線手段は、
    　前記ベースバンド処理手段から前記光ケーブルを介して伝送された前記光信号を前記ΔΣ変調信号に変換する第２ＯＥ変換手段をさらに備えた、請求項５に記載の無線通信装置。
  7. 　前記ベースバンド処理手段は、
    　直流信号を生成する電源をさらに備え、
    　前記第１ＯＥ変換手段は、前記ΔΣ変調信号及び前記直流信号を重畳して光信号に変換し、
    　前記第２ＯＥ変換手段は、前記ベースバンド処理手段から前記光ケーブルを介して伝送された前記光信号を前記ΔΣ変調信号及び前記直流信号に変換し、
    　前記張り出し無線手段は、前記第２ＯＥ変換手段により変換された前記直流信号を電源にして動作する、請求項６に記載の無線通信装置。
  8. 　前記位相同期型ΔΣ変調手段は、前記ベースバンド処理手段内に設けられ、
    　前記ベースバンド処理手段から出力された前記ΔΣ変調信号をイーサネット規格で前記張り出し無線手段に伝送するイーサネットケーブルをさらに備えた請求項１～３の何れか一項に記載の無線通信装置。
  9. 　前記ベースバンド処理手段は、
    　直流信号を生成する電源と、
    　前記ΔΣ変調信号及び前記直流信号を重畳して重畳信号として出力する重畳手段と、をさらに備え、
    　前記張り出し無線手段は、
    　前記ベースバンド処理手段から前記イーサネットケーブルを介して伝送された前記重畳信号を前記ΔΣ変調信号及び前記直流信号に分離して出力する分離手段をさらに備え、
    　前記張り出し無線手段は、前記分離手段により分離された前記直流信号を電源にして動作する、請求項８に記載の無線通信装置。
  10. 　前記ΔΣ変調手段は、３個以上の出力値を有する出力信号を生成し、
    　前記スイッチングアンプは、前記ΔΣ変調信号を当該ΔΣ変調信号の値に応じた電圧レベルに増幅する、請求項１～９のいずれか一項に記載の無線通信装置。
  11. 　前記ΔΣ変調手段は、外部制御信号に応じた数の出力値を有する出力信号を生成し、
    　前記スイッチングアンプは、前記ΔΣ変調信号を当該ΔΣ変調信号の値に応じた電圧レベルに増幅する、請求項１～９のいずれか一項に記載の無線通信装置。
  12. 　前記スイッチングアンプは、
    　前記ΔΣ変調信号に応じた第１及び第２制御信号をそれぞれ出力するハイサイドアンプ及びローサイドアンプと、
    　高電位側電源と外部出力端子との間に設けられ、前記第１制御信号に基づいてオンオフが制御されるハイサイドゲートと、
    　低電位側電源と前記外部出力端子との間に設けられ、前記第２制御信号に基づいて前記ハイサイドゲートと相補的にオンオフが制御されるローサイドゲートと、を備え、
    　前記ハイサイドアンプは、前記外部出力端子を電源として利用する入力スイッチングアンプを有する、請求項１～１１のいずれか一項に記載の無線通信装置。
  13. 　前記ハイサイドアンプは、
    　前記入力スイッチングアンプの出力を増幅して前記第１制御信号として出力する中継アンプをさらに有する、請求項１２に記載の無線通信装置。
  14. 　前記中継アンプは、複数のインバータがカスケード接続されたインバータ列である、請求項１３に記載の無線通信装置。
  15. 　前記ハイサイドアンプは、
    　アノードが前記中継アンプの低電位側電源端子に接続され、カソードが前記入力スイッチングアンプの出力に接続されたダイオードと、
    　前記中継アンプの低電位側電源端子と前記外部出力端子との間に設けられたコンデンサと、をさらに有する、請求項１３又は１４に記載の無線通信装置。
  16. 　ＤＣ－ＤＣコンバータをさらに備え、
    　前記中継アンプの高電位側電源端子及び低電位側電源端子は、それぞれ前記ＤＣ－ＤＣコンバータの２つの出力端子にそれぞれ接続される、請求項１３又は１４に記載の無線通信装置。
  17. 　前記ハイサイドアンプは、
    　アノードが前記中継アンプの低電位側電源端子に接続され、カソードが前記入力スイッチングアンプの出力に接続されたダイオードをさらに有する、請求項１６に記載の無線通信装置。
  18. 　前記入力スイッチングアンプは、
    　前記外部出力端子と前記ハイサイドゲートの制御端子との間に設けられた第１抵抗素子と、
    　前記ハイサイドゲートをオフするための電圧が供給される電圧供給端子と、前記ハイサイドゲートの制御端子と、の間に設けられ、前記ΔΣ変調信号に基づいてオンオフが制御される第１トランジスタと、を有する、請求項１２～１７のいずれか一項に記載の無線通信装置。
  19. 　前記スイッチングアンプはＤ級アンプである、請求項１～１１の何れか一項に記載の無線通信装置。
  20. 　請求項１～１９の何れか一項に記載の無線通信装置を複数備えるとともに、
    　前記複数の無線通信装置のそれぞれに対して割り当てられる複数の前記高周波信号の周波数、及び、前記複数の無線通信装置のそれぞれに対して割り当てられる複数の帯域幅、の少なくとも何れかを制御する制御手段をさらに備えた、無線通信システム。
  21. 　前記制御手段は、前記複数の無線通信装置のそれぞれのデータ通信量に基づいて、前記複数の高周波信号の周波数、及び、前記複数の帯域幅、の少なくとも何れかを制御する、請求項２０に記載の無線通信システム。
  22. 　前記制御手段は、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている前記高周波信号の周波数を、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値未満の無線通信装置に対して割り当てられている前記高周波信号の周波数に切り替える、請求項２０又は２１に記載の無線通信システム。
  23. 　前記制御手段は、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている前記高周波信号の周波数を、前記複数の無線通信装置の何れにも割り当てられていない周波数に切り替える、請求項２０又は２１に記載の無線通信システム。
  24. 　前記制御手段は、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている帯域幅を広くするとともに、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値未満の無線通信装置に対して割り当てられている帯域幅を狭くする、請求項２０～２３の何れか一項に記載の無線通信システム。
  25. 　前記制御手段及び複数の前記ベースバンド処理手段は、近傍配置されている、請求項２０～２４の何れか一項に記載の無線通信システム。
  26. 　ベースバンド処理手段において、
    　ベースバンド信号を変調して高周波信号を生成し、
    　前記高周波信号の振幅を検出して振幅信号を生成し、
    　前記高周波信号の位相を検出して位相信号を生成し、
    　前記位相信号に基づいてパルス波形のパルス位相信号を生成し、
    　前記振幅信号を前記パルス位相信号に同期してΔΣ変調し、
    　ΔΣ変調した結果と、前記パルス位相信号と、を混合してΔΣ変調信号を生成し、
    　前記ベースバンド処理手段と分離して形成された張り出し無線手段において、
    　前記ΔΣ変調信号を増幅し、
    　増幅した前記ΔΣ変調信号を無線送信する、無線通信装置の制御方法。
  27. 　複数の前記無線通信装置のそれぞれに対して割り当てられる複数の前記高周波信号の周波数、及び、前記複数の無線通信装置のそれぞれに対して割り当てられる複数の帯域幅の、少なくとも何れかを制御する、請求項２６に記載の無線通信装置の制御方法。
  28. 　前記複数の無線通信装置のそれぞれのデータ通信量に基づいて、前記複数の高周波信号の周波数、及び、前記複数の帯域幅、の少なくとも何れかを制御する、請求項２７に記載の無線通信装置の制御方法。
  29. 　前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている前記高周波信号の周波数を、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値未満の無線通信装置に対して割り当てられている前記高周波信号の周波数に切り替える、請求項２７又は２８に記載の無線通信装置の制御方法。
  30. 　前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている前記高周波信号の周波数を、前記複数の無線通信装置の何れにも割り当てられているていない周波数に切り替える、請求項２７又は２８に記載の無線通信装置の制御方法。
  31. 　前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値以上の無線通信装置に対して割り当てられている帯域幅を広くするとともに、前記複数の無線通信装置のうちデータ通信量が所定値未満の無線通信装置に対して割り当てられている帯域幅を狭くする、請求項２７～３０の何れか一項に記載の無線通信装置の制御方法。
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