CN102571138A - 产生码序列的方法及使用其来发送信号的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种产生码序列的方法及使用其来发送信号的方法。一种产生码序列的方法及使用其来加入附加信息的方法，由此产生用于同步信道的码序列，并使用所产生的序列建立同步信道。本发明中，附加信息被加入用于时间同步和频率同步的小区公共序列中，其包括以下步骤：产生在时域中重复特定数量次的序列，使用相应于将被加入的附加信息的码来掩蔽序列，和把包含被掩蔽的序列的信号发送到接收端。

Description

产生码序列的方法及使用其来发送信号的方法

本申请是2008年6月20日提交的申请日为2006年12月20日、国家申请号为200680048211.6(国际申请号为PCT/KR2006/005598)，发明名称为“产生码序列的方法及使用其来发送信号的方法”的专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及与同步有关的信道，具体而言，涉及一种产生码序列的方法和使用其来加入附加信息的方法。尽管本发明可适用的应用范围很广，本发明尤其适用于产生用于同步信道的码序列和利用所产生的序列构成同步信道。

背景技术

首先，下面将以同步信道(下文中简称为SCH)作为特定信道的示例来进行说明。

在移动通信系统中，为了让用户设备和基站进行通信，用户设备首先在SCH上实现与基站的同步，进而执行小区搜索。实现与基站的同步并获得用户设备所属于的小区的ID的一系列过程被称为小区搜索。

一般而言，小区搜索分为：初始小区搜索，其由用户设备在开机时以初始模式执行；和相邻小区搜索，其由用户设备为了搜索相邻基站以接入或空闲模式执行。

图1为小区搜索过程的流程图。

如果以3GPP LTE系统作为各种通信系统的示例，用于小区搜索的SCH结构可根据时间符号同步和小区搜索方法，分为分级结构和非分级结构。

并且，获得小区ID的方法可分为：搜索小区群和搜索用于最终小区ID的参考信号的第一方法，和从SCH只获得小区ID的第二方法。

对于第一方法的情形，从SCH获得小区群ID；而对于第二方法的情形，从SCH获得最终小区ID(即，小区ID)。

下面将对分级结构下的SCH(SCH following the hierarchicalstructure)进行说明。

首先，和WCDMA的SCH一样，分级结构下的SCH分为主同步信道(下面简称为P-SCH)和辅助同步信道(S-SCH)。

P-SCH信道上的所有小区或扇区使用同一信号并执行初始符号同步和频率同步。所有的用户设备已经知道了P-SCH的值。所以，可通过和接收信号进行互相关(cross-correlation)并检测最大峰值来实现初始时间符号同步(initial time symbol synchronization)，这样的一系列过程被称为基于互相关的检测。

在实现符号同步和频率同步之后，在从P-SCH获得的定时同步信息所指示的S-SCH位置上，进行小区ID或小区群ID检测。

其中，复用P-SCH和S-SCH的方法可以分为TDM、FDM和CDM。

图2为分级结构下的SCH的结构框图。

图2中的示例对应于按照TDM进行复用的示例。P-SCH和S-SCH的位置及包含P-SCH和S-SCH的OFDM符号的数量可以和图2中的示例不同。

参照图2，由两个OFDM符号产生SCH。并且，一个无线帧包括20个子帧，且特定无线帧被选择只发送SCH。

图2所示的范例中，由第一和第二OFDM符号提供SCH。然而，提供SCH的OFDM符号可以是另外的OFDM符号，比如最后的OFDM符号。

下面将说明非分级结构下的SCH。

首先，非分级SCH的特征为在时域中在一个OFDM符号内具有重复波形，这使得用户设备能够通过利用信号的重复特征对接收信号进行自动训练来执行初始时间符号同步的盲检测。这样的检测被称为基于自相关的检测。

在完成时间和频率同步后，在所检测到的SCH位置执行小区ID检测或小区群ID检测。

图3为非分级结构下的SCH的结构框图。形成SCH的OFDM符号或子帧可被自由地改变。

在上述说明的分级结构中，可基于公式1来执行基于互相关的检测。

[公式1]

$\hat{d}=\underset{d}{\arg \max }\left\{R\left(d\right)\right|0\≤d\≤N_f-1\}$

$R\left(d\right)=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}(\left(\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{n=(m-1)L}{\overset{\mathrm{mL}-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}^{*}\left(n\right)r_{p,q}(n+d)\right|}^2\right)/\left(\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_{p,q}(n+d)\right|}^2\right))(N-\mathrm{ML})$

公式1中，R(d)为代价函数，用于找到同步捕获的起始点。为用来最大化R(d)的值。N_f为无线帧的长度。P表示用于平均的符号的数量。Q表示用户设备的接收天线的数量。L表示用于M段相关(M-partialcorrelation)的段数量。N表示FFT/DFT的运算点。r_p，q(n)表示在第p个P-SCH符号中的第q个接收天线所接收到的信号。并且，S(n)表示插入到P-SCH中的已知序列。这里，在存在频偏的环境中，如果只执行通过基于互相关的检测的符号同步的话，性能就会下降，所以可应用M段相关。(Y.-P.E.Wang和T.Ottosson，“W-CDMA中的小区搜索(Cellsearch in W-CDMA)”，Selected Areas in Communications，IEEE Journal，第18卷，1470-1482页，2000年8月)

图2所示的分级结构中的频偏估计方法可以表示为公式2。

[公式2]

$\mathrm{\Δf}=\frac{f_s}{\mathrm{\πN}}\arg \{-\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{\left[\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(S^{*}\left(n\right)r_{p,q}(n+\hat{d})\right)\right]}^{*}[\underset{n=N/2}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(S^{*}\left(n\right)r_{p,q}(n+\hat{d})\right)\left]\right\}$

公式2中，f_s表示采样频率，而arg{}则表示复数的相位分量。而且，分别提供给基站和用户设备的振荡器所产生的频率的差异导致了频偏的产生。

并且，用于图3中所示的非分级结构的基于自相关的检测可以表示为公式3。

[公式3]

$R\left(d\right)=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}({\left|\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{r_{p,q}}^{*}(n+d)r_{p,q}(n+d+N/2)\right|}^2/\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}({\left|r_{p,q}(n+d)\right|}^2+{\left|r_{p,q}(n+d+N/2)\right|}^2))$

并且，可按照下面的公式4的平均数来估计非分级结构中的频偏。

[公式4]

$\mathrm{\Δf}=\frac{f_s}{\mathrm{\πN}}\arg \{-\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=1}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left[r_{p,q}(n+\hat{d})\right]}^{*}[r_{p,q}(n+\hat{d}+N/2)\left]\right\}$

对于分级结构和非分级结构，小区搜索方法均使用同样的方法。

下面对分级SCH和非分级SCH间的比较进行说明。

首先，通信系统被分为同步网络和异步网络。具体而言，同步网络是所有扇区具备相同的发送起始时间(transmission start time)的网络。然而，在异步网络中，尽管在一个节点B中的扇区具有相同的发送起始时间，而节点B间的发送起始时间是随机的。

在既需要支持同步网络还需要支持异步网络的情况下，推荐使用分级SCH。

图4为同步系统中的分级SCH和非分级SCH的性能比较图。并且，图5为异步系统中的分级SCH和非分级SCH的性能比较图。

参照图4和图5，其提供了利用分级结构提高小区搜索的例子。然而，在分级结构中，应该使用互相关检测以获得定时同步，且分级结构的频偏估计性能(frequency offset estimation performance)次于非分级结构的频偏估计性能。图6为同步系统中的剩余频偏误差图，而图7则为异步系统中的剩余频偏误差图。

简而言之，分级SCH和非分级SCH均有各自的问题。

为了解决上述问题，提出了混合SCH方案。在混合SCH方案中，把分级SCH和非分级SCH结合了在一起。

图8解释了混合SCH方案。

参照图8，和分级SCH一样，混合SCH包括了P-SCH和S-SCH。然而，在一个特定OFDM符号中，P-SCH被以特定间隔分配给频率索引。换句话说，包含在P-SCH中的序列以在时域中按照规定数量重复特定波形的方式被形成。

同时，S-SCH的形成方式和分级SCH中相同。

对于混合SCH的情形，P-SCH由小区公共序列(cell commonsequence)构成。然而，通过以特定间隔把对应于P-SCH的各个序列(P₀，P₁，P₂，...，P_N-2，P_N-1)分配到频域，增强了小区搜索和频偏特性。

公式5A显示了一种混合SCH中的同步估计的方法，而图5B则显示了一种估计频偏的方法。

[公式5A]

$\hat{d}=\underset{d}{\arg \max }\left\{R\left(d\right)\right|0\≤d\≤N_f-1\}$

$R\left(d\right)=\left(\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{n=\mathrm{mL}}{\overset{(m+1)L-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}^{*}\left(n\right)r(d+n)\right|}^2\right)/\left(\underset{n=0}{\overset{N_{\mathrm{ff}}/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(d+n)\right|}^2\right)+$

$\left(\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{n=\mathrm{mL}}{\overset{(m+1)L-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}^{*}(\frac{N_{\mathrm{fft}}}{2}+n)r(\frac{N_{\mathrm{fft}}}{2}d+n)\right|}^2\right)/\left(\underset{n=0}{\overset{N_{\mathrm{fft}}/2-1}{\mathrm{\Σ}}}r{\left|(\frac{N_{\mathrm{fft}}}{2}+d+n)\right|}^2\right)(N_{\mathrm{fft}}/2=\mathrm{ML})$

[公式5B]

$\hat{f}=\frac{N_{\mathrm{fft}}}{2\mathrm{\π}{N}_{\mathrm{fft}}/N_{\mathrm{rep}}}\arg \left\{\underset{n=0}{\overset{N_{\mathrm{fft}}/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left[r(\hat{d}+n)\right]}^{*}\right[r(\hat{d}+n+N_{\mathrm{fft}}/2)\left]\right\}$

发明内容

相应地，本发明是关于一种产生码序列的方法和使用其来加入附加信息的方法以实质性地解决因已有技术的缺点和限制所引起的一个或多个问题。

本发明的一个目的是提供一种产生载有附加信息的同步信道的方法。

本发明的另一个目的是提供一种产生用于同步信道的序列的方法。

本发明的其他优点及特征将在下面的描述中被说明，且其部分将可从说明中被了解，或可通过实施本发明而得到。本发明的目的及其他优点将可通过书面说明及其权利要求以及附图中所特别指出的结构来实现并获得。

为了实现这些和其他优点并根据如同包含并广泛描述的本发明的目的，根据本发明的一种把附加信息加入到用于同步的序列的方法，其中附加信息被加入到用于时间同步和频率同步的小区公共序列，包括以下步骤：产生在时域中重复特定数量次的序列；使用相应于将被加入的附加信息的码来掩蔽序列；和把包含被掩蔽的序列的信号发送到接收端。

较佳地，该码包括正交码或准正交码。

较佳地，被使用在掩蔽步骤中的码和附加信息一一对应。

较佳地，掩蔽步骤包括在该时域内将该序列乘以该码。

较佳地，序列产生步骤包括：在频域中分别将包括在该序列中的样本以恒定间隔分配给频率索引；和将该分配步骤的结果转换成为时域信号。

更佳地，该间隔取决于该特定数量。

较佳地，该掩蔽序列在P-SCH(主同步信道)上发送。

较佳地，该发送步骤包括使用多个正交子载波发送该信号的步骤。

较佳地，附加信息包括节点间通信所必需的各种信息。

为了进一步实现这些和其他优点并根据本发明的目的，一种将附加信息加入到用于同步的序列的方法，其中附加信息被加入用于时间同步和频率同步的小区公共序列，该方法包括以下步骤：根据将被加入的该附加信息将包括在该序列中的样本分配给特定频率索引；和通过把该序列转换时域信号来将该序列发送到接收端。

较佳地，分配步骤包括以恒定间隔将该样本分配到该频率索引。

更佳地，该恒定间隔取决于该附加信息的大小。

较佳地，附加信息包括节点间通信所必需的各种信息。

为了进一步实现这些和其他优点并根据本发明的目的，一种将附加信息加入到用于同步信道的序列的方法包括以下步骤：产生用于该同步信道的该序列；执行微星座调制以根据相位值来旋转该序列的相位，其中该相位值对应于该将被加入的附加信息；和将包含该经微星座调制的序列的信号发送到接收端。

为了进一步实现这些和其他优点并根据本发明的目的，一种发送信号的方法包括以下步骤：产生重复码序列，其包含至少重复二次的单元码序列，其中该单元码序列的每一个具有长度L；使用正交码掩蔽该产生的重复码序列，以产生该码序列。该方法中发送端对码序列执行数据处理以用于初始同步捕获、小区搜索及信道估计中至少一个，然后将该经过数据处理的信号发送到接收端。

为了进一步实现这些和其他优点并根据本发明的目的，一种产生码序列的方法，其用于初始同步捕获、小区搜索及信道估计中的至少一个用途，该方法包括以下步骤：产生单元码序列集，其包括根据码类型由码产生算法产生的每一个均具有长度L的单元码序列；产生重复码序列集，其包括把属于该单元码序列集的该单元码序列的每一个重复至少二次所产生的重复码序列；及以特定正交码掩蔽属于该重复码序列集的该重复码序列的每一个。

应该理解本发明的前述的一般性说明和以下的详细说明均是示例性及说明性的，是为了提供对如权利要求的本发明的进一步解释。

附图说明

本发明所包括的附图用于提供对本发明的进一步理解，它们被结合在此并构成了本申请的一部分，这些附图示出了本发明的实施例，并且与相应描述一起用于解释本发明的原理。

在这些附图中：

图1是小区搜索过程的流程图；

图2是分级结构下的SCH的结构框图；

图3是非分级结构下的SCH的结构框图；

图4是同步系统中的分级SCH与非分级SCH的性能比较图；

图5是异步系统中的分级SCH与非分级SCH的性能比较图；

图6是同步系统中的剩余频偏误差的图；

图7是异步系统中的剩余频偏误差的图；

图8是解释混合SCH方案的图；

图9是根据本实施例的第一方法的插入的P-SCH的示例框图；

图10A至图10C是被本实施例的第一方法进行掩蔽的序列的示例框图；

图11是解释在频域中分配特定序列的方法的图；

图12是将被加入附加信息的P-SCH及S-SCH的框图；

图13A及图13B是解释加入1比特附加信息的示例的框图；

图14A至图14D是解释加入2比特附加信息的示例的框图，其中附加信息被加入到S-SCH；

图15是由本实施例的第三方法及微星座调制二者的示例图；

图16是根据本发明的一个实施例的产生用于同步信道的序列的方法的流程图；

图17是根据本发明的一个实施例的发送装置的框图；

图18是根据本发明的用于发送P-SCH的通信装置的框图；

图19A及图19B分别是IEEE802.11a所使用的短前导的频域及时域信号图；

图20A及图20B分别是在频域及时域中IEEE802.11a所使用的短前导的自相关特性图；

图21是根据本发明的一个较佳实施例的码序列产生方法的流程图；

图22是解释根据本发明的一个较佳实施例的Hadamard(哈达码)掩蔽方法的图；

图23至图28分别是对本发明的较佳实施例进行性能估计的性能曲线图；及

图29及图30是解释根据本发明的一个较佳实施例的信号发送方法及发送装置的框图。

具体实施方式

现在将具体参照本发明的较佳实施例，其示例在附图中均有示出。

本实施例涉及同步信道，并且，同步信道可分为P-SCH和S-SCH。本实施例提出一种使附加信息包含在同步信道中的方法。并且，本实施例提出了产生用于同步信道的序列的方法。

首先，对根据本发明的第一实施例的使附加信息包含在同步信道中的方法进行说明。

其次，对根据本发明的第一实施例的产生用于同步信道的序列的方法进行说明。

第一实施例

在前述分级SCH或混合SCH的情形下，P-SCH和S-SCH被使用，并且P-SCH为小区公共序列。具体而言，P-SCH由所有基站或扇区通过同一序列提供。换句话说，P-SCH对应于已被用户设备知道的序列，且用于取得时间同步和频率同步。

在分级或混合SCH的情况下，小区ID及其它特定小区信息可以通过S-SCH或各种控制信道(例如BCH等)获得。

在本实施例中，描述了一种把附加信息加入到用于同步的信道，诸如P-SCH、S-SCH、混合SCH等的方法。

下述方法主要可以分为：利用码掩蔽(masking)加入附加信息的方法，利用微星座调制加入附加信息的方法，及利用掩蔽和微星座调制两者的方法。

在下文的描述中所说明的第一到第三方法为利用码掩蔽的方法的示例，其描述了将附加信息加入到同步信道中的P-SCH的示例。因为利用码掩蔽的方法可以应用到各种同步通道，以下P-SCH应用示例仅是示例性的，因此，本发明不限于P-SCH应用示例。

尽管根据本发明的实施例把附加信息插入到P-SCH，但同步估计的复杂度并没有增加，且可原样使用已有技术的同步估计方法。而且，可按照各种方法容易地检测出本实施例中的被插入的附加信息。

1.第一方法

根据本实施例的第一方法包括在时域中产生P-SCH及插入附加信息的步骤。

在第一方法中，最好在时域中进行P-SCH产生步骤及附加信息插入步骤。

图9为根据本实施例第一方法的插入的P-SCH的示例框图。

参照图9，P-SCH能被分配给128(＝N)个子载波。较佳地，根据本实施例的P-SCH按照特定序列(A)在时域中被重复的方式被产生。序列(A)包括64个样本A₀到A₆₃，而且，64个样本A₀到A₆₃分别被分配给频域中的子载波。图9显示了两序列(A)在时域中重复。

在时域中产生P-SCH及插入附加信息的步骤可分为以下步骤。

在第一步骤S101中，在时域中插入P-SCH序列。图9中，通过在时域内重复特定序列(A)两次以产生P-SCH。

较佳地，特定序列(A)是根据前述混合SCH的P-SCH。然而，特定序列(A)可以是随机序列，尤其特定序列(A)可以是根据分级SCH的P-SCH。

在第二步骤S103中，对特定码进行掩蔽。具体而言，对于步骤S101中产生的序列进行掩蔽。对特定序列进行行掩蔽会导致各种结果。并且，掩蔽的结果代表特定附加信息。

掩蔽是指根据特定码进行数据处理的工作。对于特定码的类型及数据处理的类型并无限制。较佳地，用于掩蔽的码为正交码或准正交码。较佳地，掩蔽操作表示以该码乘以在步骤S101中产生的序列的各样本的工作。

图10A到图10C为根据本实施例的第一方法被进行了掩蔽的序列的示例框图。

图10A显示了利用Walsh码对图9中所示序列进行掩蔽的结果。

参照图10A，在使用码[1，1]掩蔽图9中所示序列的情况下，可确定附加信息被设置为“0”。在使用码[1，-1]掩蔽图9中所示序列的情况下，可确定附加信息被设置为“1”。

图10B显示了利用随机码对图9中所示序列进行掩蔽的结果。

参照图10B，随机码包含大小为1且相位值为0°或180°的样本。在使用码[1，1]掩蔽图9中所示序列的情况下，可确定附加信息被设置为“0”。在使用码[1，-1]掩蔽图9中所示序列的情况下，可确定附加信息被设置为“1”。

图10C显示了利用DFT序列对图9中所示序列进行掩蔽的结果。

参照图10C，在使用DFT序列

(r＝0，1，...，N-1)进行掩蔽的情况下，如图10C的内容一样，如果r＝0，则可确定附加信息被设置为“0”。并且，可确定附加信息被设置为“1”。

图10A到图10C的情况为使用两种码进行掩蔽的示例。因为在图10A到图10C中的示例仅为解释方便而提供，可使用任意数量的码进行掩蔽。也就是说，可以加入由任意比特位构成的附加信息。例如，可以通过把Walsh码的数量增加至4来加入2位附加信息，也可以通过把Walsh码的数量增加至8来加入3位附加信息。对于DFT序列的情形，可通过随意调整r和N的大小，来产生具有随机大小的附加信息。对于随机码的情形，可以通过调整每个码的类型来调整附加信息的大小。

在步骤S102中产生的序列被提供给用户设备以用于同步估计。根据本实施例的序列可用于各种通信系统，较佳地，根据本实施例的序列可用于通过多个正交子载波发送信号的系统。

如果应用本实施例的系统不是OFDM/OFDMA系统，那么对应的序列需通过对应于发送带宽的低通滤波器(LPF)来被发送。如果OFDM/OFDMA规范不考虑DC子载波的话，可以在没有子载波插入的情况下，使对应的序列通过上述LPF。

其中，如果应用本实施例的系统是使用多个正交子载波(例如，OFDM、OFDMA和SC-FDMA)的系统，那么，较佳地，进一步执行以下步骤S103至S106。具体而言，因为使用多个正交子载波的系统需要DC子载波以消除DC分量，并需要保护带子载波以消除特定带宽分量，所以，较佳地，进一步还执行以下步骤。

根据本发明的一个实施例，下面说明通过FFT运算把时域序列转化为频域序列的步骤S103。

首先，在多子载波(multisubcarrier)系统中的把时域序列转化为频域序列的方法被表示为公式6，其中，通过N点FFT把时域中产生的长度为N的序列转化为频域序列。

[公式6]

$A_k=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_n{e}^{-j2\mathrm{\πkn}/N}$

如果由步骤S101及S102产生的序列的各样本都设定为a_n，则由公式6产生频域序列A_k。

下面说明根据本发明的一个实施例的插入DC子载波和保护子载波(guard subcarrier)的步骤S104。

首先，在特定的OFDM通信方法中，可以实现DC子载波的插入和恒定保护子载波(constant guard subcarrier)的插入。在DC子载波和保护子载波必须被插入以符合在特定OFDM通信方法中定义的规范的情形下，执行步骤S104。DC子载波的插入表示在频域中把数据O插入到具有频率0的子载波中，以解决在发送/接收的射频端的由DC偏移而导致的问题。

下面将说明将PAPR衰减应用到经历了上述步骤后的序列的步骤S105。

首先，因为执行了DC和保护子载波的插入或其他数据处理，信号的PARA可能增加。本实施例中，可再执行PAPR衰减以降低增加的PAPR。

下面说明根据本发明的一个实施例的通过IFFT运算把上述序列转化为时域序列的步骤S106。

首先，步骤S106用于产生最终信号，并且根据公式7执行步骤S106。这里，所产生的序列可以被用于执行同步、检测和辨别信号。

[公式7]

$a_n=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{A}_k{e}^{j2\mathrm{\πkn}/N}$

2.第二方法

以下描述的第二方法的特征在于在频域中分配和产生具有特定大小样本的序列。例如，在利用包含N个样本的序列A(A₀，A₁，A₂，...，A_N-1)产生P-SCH的情形下，按照下述方式产生序列。

首先，序列中所包含的每个样本被分配到特定频率索引(frequencyindex)。这里，频率索引用于识别特定子载波。如果样本被分别分配到连续的频率索引，那么样本就被分配给连续的频域。如果样本被按照特定间隔分别分配给频率索引，那么样本就按照对应于该特定间隔的频率间隔被分配。

第二方法包括以下步骤。

首先，DC子载波和保护子载波被插入(S201)。具体而言，频域中的特定区域的分量变为0。

接下来，利用频率索引，特定序列A被按照特定间隔分配到频域(S202)。

可以任意设置特定间隔的大小。例如，可以两个频率索引间隔分配序列A。这里，可以把序列A的每个样本分配给奇数阶频率索引或偶数阶频率索引。

图11说明了在频域中分配特定序列的方法。

图11的(a)中，在特定序列被分配给连续的频率索引的情形下，显示了时域中的序列(例如，包含P₀至P₁₂₇的序列)。具体而言，图11的(a)中所显示的信号对应于在频域中把特定样本P₀至P₁₂₇分别分配到128个连续的频率索引的结果。

在把样本P₀至P₁₂₇分配到偶数阶频率索引的情形中，可以根据过采样的特性构造如图11(b)所示的信号。在图11(b)中，波形B被重复。在图11(b)中示出的重复波形具有通过压缩图11(a)中所示波形而得到的形状。因为图11(b)中所示信号包括在时域重复的相似波形，所以其可被表示为[B|B]型信号。

同时，在把样本P₀至P₁₂₇分配到奇数阶频率索引的情形中，可以根据过DFT运算的特性构造如图11(c)所示的信号。图11(c)所示的信号具有和图11(b)所示的信号不同的形状。具体而言，由于频率索引的移动，图11(c)所示的信号在时域具有不同的形状。因为DFT运算的特性，分配给奇数阶频率索引的信号在时域中具有[C|-C]形状。

简而言之，可以按照特定间隔把序列A分配给频率索引，并且在时域中的重复波形的数量和时域中的波形取决于间隔的大小及序列A所被分配给的频率索引。

在基站根据第二方法产生P-SCH的情况下，基站预先决定上述间隔的大小及用于分配的频率索引。如果上文所述，因为基站发送的信号的波形取决于上述间隔的大小及上述用于分配的频率索引，所以需要预先决定在频域中产生序列的方法。另外，因为P-SCH必须为小区公共序列，所以用户设备最好提前知道预先决定的序列产生方法。

例如，基站决定把序列A的样本分配给偶数阶频率索引。这里，产生具有图11(b)所示的[B|B]形状的信号。因为用户设备早就知道会产生[B|B]形状的信号，所以可执行基于互相关的检测。而且，因为信号本身是重复的，基于自相关的检测也是可能的。

可以在步骤S201前执行步骤S202。因此，对于插入DC/保护子载波的步骤和在频域内产生P-SCH序列的步骤的次序没有限制。在下面的描述中，较佳的是，插入DC/保护子载波的步骤于在频域内产生P-SCH序列的步骤之前被执行。

为了把附加信息加入到P-SCH，需要执行变换以得到时域中的信号。因此，需要对所产生的P-SCH执行IFFT运算(S203)。

并且，对步骤S203的结果进行掩蔽，这里，由步骤S102对步骤S203的结果进行掩蔽。

在完成对步骤S203的结果的掩蔽后，较佳地，执行步骤S103到S106。具体而言，较佳地，插入DC和保护子载波，并且较佳地，应用PAPR衰减方案。尽管在步骤S201中早已经插入了DC和保护子载波，除了0以外的分量还可以被插入到DC和保护子载波分量中。因此，更优选地，通过执行步骤S103到S106，把0插入或填补到DC和保护子载波中。

对于保护子载波的情形，可以利用特定滤波器(例如，LPF)来获得和插入保护子载波相同的效果。

如果利用第一或第二方法加入附加信息的话，能以相同的方式使用传统的方法来实现同步。具体而言，接收端(例如，用户设备)通过传统的分级或混合SCH实现定时同步。而且，因为对应于具有pi的反正切周期(arc tangent period)的函数，可按两个重复的示例以混合方法的相同方式来执行频率同步。即，不管附加信息的加入，获取时间和频率同步的方法不改变。

插入的附加信息能使码信息在使用相同绝对值的特征的时间和频率同步完成后，通过公式8所表示的差分相关检测到。

[公式8]

$\hat{b}=\mathrm{abs}\left[\mathrm{Re}\right\{\underset{n=0}{\overset{N_{\mathrm{fft}}/2-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left[r(\hat{d}+n)\right]}^{*}\left[r(\hat{d}+n+N_{\mathrm{fft}}/2)\right]\left\}\right]$

如果

判定为比特0

否则，判定为比特1

根据公式8，可以利用接收端所接收到的信号的特征来重建附加信息。

可以通过各种方式(包括公式8所示示例的方式)重建附加信息。

例如，可以通过利用互相关的假设检测来重建附加信息。例如，发送端(例如基站)通过使用Walsh码来插入附加信息，其中[1，1]码对应于附加信息“0”，且[1，-1]码对应于附加信息“1”。这里，被发送端发送的信号在时域中具有[A|A]或[A|-A]的形状。并且，因为波形A属于小区公共序列，因此用户设备早就知道波形A。因此，用户设备能通过[A|A]或[A|-A]信号，检测到用于所接收信号的互相关值。具体而言，用户设备能够通过基于互相关的假设检测来确认峰值，从而检测到附加信息。

3.第三方法

第三方法包括在频域中产生序列及在频域中加入附加信息的步骤。

具体而言，通过步骤S201的相同步骤产生DC和保护子载波。并且，通过考虑已产生的DC及保护子载波以特定频率索引间隔产生P-SCH序列(S301)。例如，在使用包括N个样本的序列A(A₀，A₁，A₂，...，A_N-1)产生P-SCH的情形，按照以下方式产生序列。

首先，若将附加信息设置为“0”，则N个样本被分别分配给偶数阶频率索引。在这种情况下，如对于图11的描述中所述，[B|B]波形在时域中产生。同样，若将附加信息设定为“1”，则N个样本分别分配给奇数阶频率索引。在这种情况下，如对于图11的描述中所述，在时域中产生[C|-C]波形。

附加信息的大小并无限制。在增加2个字节的附加信息的情况下，将需要四个不同波形。因此，其能以四频率索引的间隔分配N个样本，通过这种方式，能获得在时域中重复四次的四种波形，通过上述方式能增加附加信息。

按照上述方式在频域中产生的P-SCH接着按照步骤S106，通过IFFT运算转化成时域信号。

简而言之，第三方法产生多个小区公共序列，并且，多个小区公共序列的每一个均表示特定附加信息。不同于第一或第二方法，该第三方法使用多个小区公共序列。在此情况下，可根据以下方式进行用户设备中的同步捕获。

首先，用户设备已知多个小区公共序列。具体而言，用户设备早就知道用于把N个样本分配到偶数阶频率索引情况下的[B|B]信号以及用于把N个样本分配到奇数阶频率索引情况下的[C|-C]信号。并且，用户设备能够通过找到[B|B]或[C|-C]信号并与所接收信号的互相关而实现同步。也就是说，即使是通过利用互相关执行同步，通过执行假设检测实现同步并获得附加信息。

同时，能通过利用自相关而非互相关来获取同步。因为多个单元共用序列被分别以恒定间隔分配给频率索引，所以其具有重复特征。因此，用户设备能使用在时域中重复的信号的特征来实现同步。

第一至第三方法提出了使用特定码对频域或时域中产生的序列上进行掩蔽的方案。并且，在下文描述中所说明的第四方法提出了一种使用精细星座调制(fine constellation modulation)加入附加信息的方法。

4.第四方法

第四方法的特征在于进一步执行微星座调制。

首先，将被发送到接收端的至少一个信息比特被星座映射(constellation-mapped)到符号。根据已有技术的星座映射，有QPSK、BPSK、16QAM等等。至少一符号(例如，至少一QPSK符号)被包括在将被发送到接收端的OFDM符号中。

这里，诸如QPSK的此类星座映射方案被称为宏星座调制(macro-constellation modulation)(即传统方案)。并且，用于加入附加信息的调制方案可被称为微星座调制或精细星座调制。

已进行宏星座调制的符号(例如，QPSK符号)被映射在星座图上的预定位置。如果发送端进一步通过从预定位置根据预定角度旋转这些符号以发送这些符号的话，则其可见到附加信息通过附加旋转角度被加入。

本发明的第四方法的基本构想是使用二步星座调制。具体而言，对和用于同步估计的信道的所相应的序列执行宏星座调制。并且，对于已进行宏星座调制的序列另外施加微星座调制。这里，根据将被加入的附加信息决定微星座调制的方法。

下述方法是关于加入正常M比特的方法。

第四方法能被应用于分级SCH、非分级SCH或混合SCH。为了便于说明，在下文的描述中将解释把附加信息加入到分级SCH的方法。并且，解释通过TDM复用P-SCH和S-SCH的例子。然而，因为第四方法能被应用于各种同步信道结构，所以下述本发明的实施例并不对其作出限制。

图12为将被包含有附加信息的P-SCH和S-SCH的框图。

参照图12，可根据前述方法产生P-SCH和S-SCH。具体而言，可以在频域或时域中产生P-SCH和S-SCH，并且可通过时域中的重复或通过频域中给序列分配特定频率索引间隔来产生P-SCH和S-SCH。

根据第四方法，通过利用对应于相应比特的相位函数来乘以图中的P-SCH部分，由此来执行加入M比特附加信息的方法。

如果P-SCH或S-SCH的时域序列为p(n)(n＝0，1，2，…，N_fft-1)，进行比特加入后的P_bit(n)就表示为公式9A。

[公式9A]

$P_{\mathrm{bit}\left(n\right)}=e^{j\frac{2\mathrm{\πm}}{2^M}}p\left(n\right)$

n＝0，1，...，N-1

m＝0，1，...，2^M-1

对于公式9A，m表示第m个附加信息。例如，在M＝1的1比特的情形下，m＝0或1是可能的；而在M＝2的2比特的情形下，m＝0、1、2或3是可能的。

公式9A中，N表示序列的长度，P_bit(n)表示被加入附加信息的时域序列，P_(n)表示加入附加信息前的时域序列，并且n表示时域样本索引。

公式9A能被等效地表示为公式9B。并且，公式9A表示为频域序列的一个示例。

[公式9B]

$P_{\mathrm{bit}\left(k\right)}=e^{j\frac{2\mathrm{\πm}}{2^M}}P\left(k\right)$

k＝0，1，...，N-1

m＝0，1，...，2^M-1

在公式9B中，P_bit(k)表示在频域中将被加入附加信息的频域序列。P(k)表示在加入附加信息之前的频域序列。并且k表示频域样本索引。

图13A及图13B是解释增加1位附加信息的示例框图。

参考图13A及图13B，能通过不变化包括在P-SCH中的序列的相位或通过对每个相位旋转180°来增加1比特的附加信息。

图13A中所示示例表示已包括对应于“比特O”的附加信息。并且，图13B中所示示例表示包括对应于“比特1”的附加信息。

当然，可将附加信息加入到P-SCH及S-SCH的每一项中。可将附加信息加入到P-SCH或S-SCH的任一项中。并且，也能将附加信息同时加入到P-SCH及S-SCH二者中。若M＝1，将被加入的附加信息包括“+1”和“-1”。

图14A至14D为解释加入2比特附加信息的示例框图，其中，以附加信息加入至S-SCH为例。

参考图14A至14D，若M＝2，附加信息对应于“00”、“01”、“10”或“11”。当然，附加信息可应用于P-SCH和S-SCH二者、P-SCH或S-SCH、或分别至P-SCH和S-SCH。

可根据各种方式执行根据本发明的检索附加信息比特的方法。为了便于解释，通过将附加信息比特插入P-SCH及通过在S-SCH上执行信道估计来检测比特的方法将被解释。

如图14A至图14D显示，若P-SCH及S-SCH彼此相邻，则可假设两个SCH均经历相同信道。在这种情况下，可以用无线信道当作估计的S-SCH以检测加入到P-SCH的附加信息。

为了便于说明，假设所有子载波被用于P-SCH的频率部分。并且，可以假设在与P-SCH的时间/频率同步和在S-SCH中的小区ID检测完成后进行比特信息的检测。在这种情况下，在P-SCH上接收的时域信号表示为公式9C。

[公式9C]

r_psch(n)＝p_bit(n)*h(n)+n(n)

在公式9C中，h(n)表示信道的脉冲响应，n(n)表示AWGN，且＊表示卷积运算。公式9C的结果可表示为公式9D。

[公式9D]

r_psch(k)＝P_bit(k)*H(k)+N(k)

公式9D中，信号指频域信号。这里，H(k)表示信道的频率响应，且N(k)表示AWGN。在S-SCH上接收的时域及频域信号分别表示为公式9E及公式9F。

[公式9E]

r_ssch(n)＝s(n)*h(n)+n(n)

[公式9F]

R_ssch(k)＝S(k)*H(k)+N(k)

在公式9E及公式9F中，S(k)是指在频域中传输的S-SCH信号，且s(n)则指在时域中传输的S-SCH信号。

根据上述假设，在S-SCH中执行信道估计。例如，可根据公式9G执行LS(最小平方)信道估计。

[公式9G]

$H\widehat{\left(k\right)}=\frac{R_{\mathrm{ssch}}\left(k\right)}{S\left(k\right)}$

如前文所述，因为公式9G已完成小区ID的检测，S(k)是已经被接收端知道的值。

通过使用估计的无线信道，如公式9H所示，P-SCH被恢复。

[公式9H]

$R_{\mathrm{eq}}\left(k\right)=R_{\mathrm{psch}}\left(k\right)/H\widehat{\left(k\right)}=P_{\mathrm{bit}\left(k\right)}+N\left(k\right)/H\widehat{\left(k\right)}$

可通过使用信道补偿的Req(k)由公式9I检测已加入的比特信息。

[公式9I]

$\hat{m}=\frac{M}{2\mathrm{\π}}\arg \left\{\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{\mathrm{eq}}\left(k\right)P\left(k\right)\right\}$

在公式9I中，arg{}表示相位分量。并且，{}表示相关的复数结果值。

前述的加入附加信息的方法可应用于混合SCH或非分级SCH。即，可以由对应于该附加信息的相位的旋转操作，加入附加信息。

下文中提出一种把第一至第三方法及第四方法结合在一起的新方法。

以下描述的第五方法是关于一种既使用码掩蔽又使用微星座调制来加入附加信息的方法。

5.第五方法

首先，最好将第五方法应用于在时域中具有重复结构的序列。例如，如下文所述，第五方法被应用于混合SCH。

上文已经提出了通过掩蔽来加入信息的三种方法。第五方法可使用加入附加信息的上述三种方法之一。下文中，将解释使用第三方法的方法。

根据前述第三方法，在将序列分配给奇数阶频率索引的情况下，表示附加信息1(或0)。在将序列分配给偶数阶频率索引的情况下，表示附加信息0(或1)。

根据前述解释，若将序列分配给奇数阶频率索引，在时域中形成如图11的(c)中所示的[C|-C]类波形。若将序列分配给偶数阶频率索引，在时域中形成如图11的(b)中所示的[B|B]类型波形。

此外，可对相应结果执行微星座调制。具体而言，可通过旋转相位0°或180°以加入附加信息。

图15是本实施例的第三方法和微星座调制的示例图。

参考图15，若已加入的附加信息为00，序列类型就为[B|B]。因此，附加信息的MSB就被判定为0。同时，因为根据微星座调制相位改变0°，附加信息的LSB就判定为0。

若已加入的附加信息为01，序列类型就为[B|B]。因此，附加信息的MSB就被判定为0。同时，因为根据微星座调制相位改变180°，附加信息的LSB就判定为1。

若已加入的附加信息为10，序列类型就为[C|-C]。因此，附加信息的MSB就被判定为1。同时，因为根据微星座调制相位改变0°，附加信息的LSB就判定为0。

若已加入的附加信息为11，序列类型就为[C|-C]。因此，附加信息的MSB就被判定为1。同时，因为根据微星座调制相位改变180°，附加信息的LSB就判定为1。

为了通过第五方法检测附加信息，决定序列是否具有[B|B]类型或[C|-C]类型，而后计算通过微星座调制被旋转的相位值。

本实施例的第四及第五方法的特征在于使用微星座调制。

上述示例中，所加入的附加信息的数量对应于2的幂，这并没有对本实施例做出限制。

也就是说，能把公式9A转换为公式10A。

[公式10A]

$P_{\mathrm{bit}\left(n\right)}=e^{j\frac{2\mathrm{\πm}}{X}}p\left(n\right)$

n＝0，1，...，N-1

m＝0，1，...，X-1

并且，可以使公式9B转换成公式10B。

[公式10B]

$P_{\mathrm{bit}\left(k\right)}=e^{j\frac{2\mathrm{\πm}}{X}}p\left(k\right)$

k＝0，1，...，N-1

m＝0，1，...，X-1

这里，公式9C至9H是被按原样使用的。并且，公式9I转换成公式10C以被应用。

[公式10C]

$\hat{m}=\frac{X}{2\mathrm{\π}}\arg \left\{\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{\mathrm{eq}}\left(k\right)P\left(k\right)\right\}$

图15所示的上述说明的示例可被应用于分级或非分级SCH。

在通过非分级SCH加入附加信息的情况下，可以通过以下操作重建附加信息。

首先，由发送端加入附加信息的操作可被相似地应用于非分级SCH或其他SCH。接收端能基于自相关检测初始同步。并且，接收端能获得频率同步。

接着，接收端检测用于SCH的序列索引。接收端执行通过使用所检测的序列索引执行整数次的频偏量估计。然后，接收端校正估计后的偏移量。接收端通过使用所检测的序列来估计信道，然后补偿该信道。在信道估计完成后，获得由微星座调制的附加信息。

在本实施例的第四或第五方法中，微星座调制能使用正相位值或负相位值。即，可以分别将公式10A和公式10B转换成公式11A和公式11B。

[公式11A]

$P_{\mathrm{bit}\left(n\right)}=e^{-j\frac{2\mathrm{\πm}}{X}}p\left(n\right)$

n＝0，1，...，N-1

m＝0，1，...，X-1

[公式11B]

$P_{\mathrm{bit}\left(k\right)}=e^{-j\frac{2\mathrm{\πm}}{X}}p\left(k\right)$

k＝0，1，...，N-1

m＝0，1，...，X-1

并且，可以使公式10C转换成公式11C。

[公式11C]

$\hat{m}=-\frac{X}{2\mathrm{\π}}\arg \left\{\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{\mathrm{eq}}\left(k\right)P\left(k\right)\right\}$

在星座图中，各符号(例如，QPSK符号等)的相位可以通过微星座调制被沿顺时针方向或逆时针方向旋转。

附加信息的插入方法具体有以下优点。首先，可以在不改变先前结构下插入附加比特信息。其次，防止发生额外复杂度。

下文将解释根据本方法的加入附加信息的方法。

首先，在附加信息的类型方面并无限制。并且可包括各种用于通信的信息。例如，可以将附加信息用作循环前缀(下文缩写为CP)的长度信息。例如，可将循环前缀根据其长度分为短CP和长CP。这里，可通过附加信息表示CP的类型。

并且，该信息可包括用于天线模式信息，具体而言，该信息能表示天线是单天线或是多天线。此外，各种信息都是可能。例如，可包括诸如子帧同步信息(表示是否为第N无线帧的第一子帧，或第N无线帧的第二子帧)、BCH带宽(1.25MHz或5MHz)及类似的各种信息。并且，可额外插入小区群ID信息。

图16为根据本发明的实施例的产生用于同步信道的序列的方法的流程图。图16显示了用于同步信道的序列中的P-SCH的示例。

参照图16，根据上述五种方法，会产生用于同步信道的序列(例如P-SCH序列、S-SCH序列、混合序列、非分级SCH序列)。并且，接着把附加信息插入到所产生的序列中(S1001)。按照上述五种方法中的其中之一执行附加信息插入步骤。具体而言，可使用码掩蔽，利用微星座调制的附加信息插入方法，或使用掩蔽及微星座调制二者。

由前述步骤产生的P-SCH被通过步骤S1003至S1009转换成时域序列，其对应于上述步骤S103至S106，然后被发送到用户设备。

一种根据本实施例的通信装置可包括用于各个步骤的独立模块。图17是根据本发明的实施例的发送装置的框图。参照图17，一种根据本发明的实施例的发送装置可包括根据前述五种方法之一的序列产生和附加信息插入模块21、FFT模块22、DC及保护子载波插入模块23、PAPR方案应用模块24、和IFFT模块25。

并且，可根据图18来操作根据本发明的通信装置。图18为根据本发明的用于发送P-SCH的通信装置的框图。参照图18，一种根据本发明的用于发送P-SCH的通信装置包括串行并行变换(serial-to-parallelconverting)单元11、执行符号到子载波的映射(symbol-to-subcarriermapping)及PAPR增强的子信道映射及PAPR增强模块12、执行IFFT的IFFT模块13、并行串行变换模块14、及插入循环前缀的CP插入模块15。

由步骤S1001至S1009输出的输出信号被输入到图18所示装置，然后被发送给接收端。而且，因为步骤S107由图12所示装置执行，若输出信号由图18所示装置发送，则能省略步骤S1007。此外，因为在步骤S1005中的插入保护子载波的操作，可由单独连到图18所示装置的滤波器(未显示于图中)来执行，所以能省略保护子载波插入操作。

第二实施例

首先，下文中将解释一种产生用于同步信道的序列的方法。同时，可以同时一起使用本发明的第一实施例及第二实施例。具体而言，在根据本发明的第二实施例产生序列后，可根据本发明的第一实施将附加信息加入到所产生的序列中。

构成同步信道或前导的码序列包括具有互相关的良好特性的正交或准正交码。并且，前导信号表示用于通信系统所使用的诸如初始同步、小区搜索、信道估计等目的的参考信号。

例如，在PI(可携式因特网，用于2.3GHZ频宽的可携式因特网服务-物理层规范)的情况，除了使用128X128的Hardamard矩阵的全零的情况外PN码在127种序列上掩蔽，且在频域中插入对应序列。

对于另一示例，在基于OFDM的IEEE 802.11a系统的情况下，存在用于AGC(自动增益控制)、分集选择、定时同步或频率粗同步的短前导。在短前导中，特定参考信号仅插入对应于四元数量(频域中的4空间间隔)的子载波中。在频域中用等距间隔l插入的序列在时域中体现为以相同模式被重复l次的方式。此重复模式有利于定时同步及频率同步的取得。图19A及19B图分别为IEEE802.11a所使用的短前导的频域及时域信号图。图20A及图20B分别为频域及时域中的IEEE802.11a所使用的短前导的自相关特性图。

较佳地，存在一些具有良好互相关特性的序列，用于在移动通信系统中区别小区或移动用户站(即用户设备)。在二进制Hadamard(哈达码)或多相位CAZAC(恒定振幅零自相关)码中，维持成为正交码的正交性的码的数量是有限的。例如，N长度正交码的数量(其可变换成N×N Hardamard矩阵)为N，且从CAZAC码所产生的N长度正交码的数量，是和N互素且等于或小于N的自然数的数量。(DavidC.Chu的“具良好周期性相关性质的多相位码(Polyphase Codes with Good PeriodicCorrelation Propexties)”，Information Theory IEEE Transaction on，第18卷，第4版，第531至532页，1972年7月)。

例如，在OFDM(正交频分复用)系统中，对于FFT(快速傅里叶变换)及IFFT(反快速傅里叶变换)的快速实施，OFDM符号的长度通常具有2的幕的长度。在此情况下，若序列是使用Hadamard(哈达码)产生，就可以产生对应于总长的序列类型。若序列是使用CAZAC码产生，其能产生对应于N/2的序列类型。因此，序列类型的数量是有限制的。

图21是根据本发明的较佳实施例的码序列产生方法的流程图。参照图21，根据本发明的较佳实施例的码序列产生方法包括：产生单元码序列集的步骤S301，该单元码序列集包括多个具有长度L的单元码序列，每一个均按照码类型由码产生算法所产生；产生重复码序列集(其包括多个重复码序列)的步骤S302，所述重复码序列集具有总长N＝LN_r，通过将属于该单元码序列集的各单元码序列重复N_r次而产生；及步骤S305，其以具有长度N_r的正交码掩蔽属于该重复码序列集的各重复码序列。

上述单元码序列集产生步骤是产生单元码序列集的步骤，其具有数量N_{seq_L}的长度为L的各单元码序列及单元码序列。并且，该单元码序列集

可表示为公式12中显示的矩阵N_{seq_L}×L。

[公式12]

$a_{N_{\mathrm{set}\_l}\×L}=\left[\begin{array}{c}{a}_{N_{\mathrm{seq}\_l}\×L}^0\\ a_{N_{\mathrm{seq}\_l}\×L}^1\\ .\\ .\\ .\\ a_{N_{\mathrm{seq}\_l}\×L}^{N_{\mathrm{seq}\_l}-1}\end{array}\right]$

公式12中， $a_{N_{\mathrm{seq}\_L}\×L}^k=[a_{N_{\mathrm{seq}\_L}\×L}^k\left(0\right)a_{N_{\mathrm{seq}\_L}\×L}^k\left(1\right)...a_{N_{\mathrm{seq}\_L}\×L}^k(L-1)],$

表示第k(＝0，1，2，---，N_{seq_L}-1）个序列类型索引的序列的行向量，

表示第k个序列的第l(＝0，1，2，---，L-1)个元素。

对于产生包含多个单元码序列(每个单元码序列具有长度L)的单元码序列集的方法，可考虑两种情况。第一种情况是由特定码产生算法产生具有码长L的单元码序列的方法(第一方案)。第二种情况是产生具有长度为L的单元码序列的方法，其由特定码算法产生具有码长L(L大于L的自然数)的码序列，且从构成该所产生的序列的元素中去除(L-L)个元素(第二方案)。在CAZAC码的情况下，L最好是大于L的自然数中的最小素数。

对于以上二种情况，将通过示例来进行详细解释产生L＝256的CAZAC码的方法。

首先，在第一方案中，包含长度L＝256的单元码序列的单元码序列集

可由如公式13所示的CAZAC码产生算法产生。(DavidC.Chu的“具良好周期性相关性质的多相位码(Polyphase Codeswith Good Periodic Correlation Properties)”，Information Theory IEEETransaction on，第18卷，第4版，第531至532页，1972年7月)

[公式13]

其中l＝0，1，2，…，L-1

公式13中，M包括与L互素的自然数，且index(M)(＝0，1，2，…，N_seq L-1）表示按照递增次序排列M的索引。因为L＝256为偶数，通过公式13的第二表达式产生码序列，且码序列的数量从N_{seq_L}变成N_{seq_L}＝256/2＝128。并且，由数M决定了码序列的数量。

在第二方案中，为了产生包括长度L＝256的单元码序列的单元码序列集，L＝256的单元码序列按照下述方式产生：通过应用如公式13的CAZAC码产生算法至L＝257，产生长度L＝257的码序列，其中L＝257为大于L的自然数中的最小素数(L′取代公式13中的L)，且去除对应于所产生的码序列的第256个索引的元素。这里，因为具有码长L＝256的单元码序列的每一个可以产生256个之多(＝257-1)，所以可以增加比第一种情况多的单元码序列的数量。

图21中，在重复码序列集产生步骤S303中，包括总长N＝LN_r的重复码序列的重复码序列集

是通过由上述方法产生的单元码序列集中的各单元码序列重复N_r次产生的，其可表示为公式14。

[公式14]

$a_{N_{\mathrm{seq}\_L}\×N}=[a_{N_{\mathrm{seq}\_L}\×L}^0,...,a_{N_{\mathrm{seq}\_L}\×L}^{N_r-1}],$ 其中 $a_{N_{\mathrm{seq}\_L}\×L}^0=...=a_{N_{\mathrm{seq}\_L}\×L}^{N_r-1}.$

若码长L＝256的单元码序列重复Nr＝4次，则码总长N＝1024的重复码序列将被产生。具有码长N的重复码序列的自相关特性对于长度N具有N_r次的峰值。

在图21中，以长度N_r的正交码掩蔽重复码序列的步骤S305，是通过掩蔽各重复码序列产生最终码序列集

的步骤，该各重复码序列属于重复码序列集

其每一单元具有不同类型正交码

(如Hadamard(哈达码))且具有良好自相关特性及码长度N_r的重复单元码序列。并且，该掩蔽步骤可表示为公式15。

[公式15]

$a_{N_{\mathrm{seq}\_L}{N}_{\mathrm{seq}\_r}\×N}^{N_{\mathrm{seq}\_L}r+k}\left(l\right)=h_{N_{\mathrm{seq}\_r}\×N_r}^r\left(\mathrm{floor}\left(\frac{l}{L}\right)\right)\·a_{N_{\mathrm{seq}\_L}\×N}^k\left(l\right)$

k＝0，1，---，N_{seq_L}-1

r＝0，1，---，N_{seq_r}-1

l＝0，1，---，N-1

公式15中，floor(k)表示自k开始的最靠近负无限的整数。

图22解释由用4×4Hadamard(哈达码)掩蔽码总长度N＝1024的重复码序列来产生最后码序列的方法的图，该重复码序列是由重复码长L＝256的单元码序列Nr＝4次而产生的。

因为Nr＝4的单元码序列在各重复码序列中重复，若掩蔽以Hadamard(哈达码)[1 1 1 1]、[1 -1 1 -1]、[1 1 -1 -1]和[1 -1 -1 1]在每一单元码序列上进行，则针对各重复码序列产生四个不同的最终码序列。因此，假定重复码序列集包括N_{seq_L}重复码序列，则最终码序列集具有N_{seq_L}*4个最终码序列。

图23及图24显示了通过重复长度L＝256的单元码序列Nr＝4次产生的N＝1024的CAZAC码序列，及通过用4×4Hadamard(哈达码)来掩蔽通过重复长度L＝256的单元码序列(其通过利用根据本发明的一较佳实施例的第一或第二方案产生)Nr＝4次所产生的长度N＝1024重复单元码序列而产生的最终码序列间的互相关的CDF(累积分布函数)及PDF(概率密度函数)。

如同可通过图23及图24确定的，根据本发明的较佳实施例的方法产生的码序列的相关特性，和根据已有技术的码序列同样好或更好。比较最终产生的码序列，根据本发明产生的码序列的数量(128)比根据已有技术产生的码序列递增地高(第一方案：512，第二方案：1024)。

图25及图26显示了根据本发明的较佳实施例的第一方案的重复单元码序列1、2、4、8、次所产生的长度N＝1024的重复码序列，及通过Hadamard(哈达码)掩蔽所产生的最终码序列间的互相关的CDF及PDF。这里，可针对所有情况的重复数量产生的最终码序列的数量为512。

图27及图28显示了根据本发明的较佳实施例的第二方案的重复单元码序列1、2、4、8次产生的长度N＝1024的重复码序列，及由Hardamard来掩蔽所产生的最终码序列间的互相关的CDF及PDF。这里，可针对所有情况的重复数量产生的最终码序列的数量对于重复数量1为1030，对于重复数量2为1040，对于重复数量4为1024，或对于重复数量8为1040。

在要求码长N的通信系统中，对码长N＝1024的码序列集进行数据处理，使成为该通信系统所要求的格式，而且可被插入用于前导、导频信号等。如前述，在以等距l被插入频域的序列中，相同模式在时域中重复出现l次。本发明的码序列或码序列集是在时域中产生的。因此，若本发明的码序列或码序列集被在时域中要求数据处理的通信系统中使用的话，根据本发明所产生的码序列按照原样使用。若本发明的码序列或码序列集被在频域中要求数据处理的通信系统使用的话，根据本发明产生的时域码序列可藉由DFT(离散傅里叶变换)或FFT(快速傅里叶变换)转换成频域信号。

图29及图30是解释根据本发明的较佳实施例的信号发送方法及发送装置的框图，其中本发明的技术特性应用于基于OFDM/OFDMA/SC-FDMA的无线通信系统。图29为发送机的框图，且图30为对应于图29所示发送机的接收机的框图。

参照图29，流量数据(traffic data)及控制数据被输入而后由复用器61复用。这里，流量数据和由发送端提供至接收端的业务直接相关联，而控制数据则表示插入以控制发送及接收端来顺利地执行彼此间的通信的数据。由本发明的上述技术特性产生的码序列为控制数据的一种，且可被插入用于接收端的初始同步捕获、小区搜索或信道估计的使用。其中码序列被插入的位置可根据通信系统变化。例如，在IEEE802.16宽带无线接入系统中，可将码序列以前导或导频信号的形式插入。若应用多天线(MIMO)系统，则可按中导(midamble)的形式插入该码序列。

包含流量数据及控制数据的输入数据由信道编码模块62进行信道编码。信道编码的过程用于加入校验位，以使接收端能校正在发送信号的发送过程中发生的误差。并且，卷积码、Turbo码、LDPC(低密度奇偶校验)码等类似码可被用于信道编码。

通过信道编码模块62被信道编码的数据由数字调制模块63，通过诸如QPSK、16QAM之类的符号映射来进行数字调制。

通过符号映射的数据符号，由子信道调制模块74进行子信道调制以映射到OFDM或OFDMA系统的各子载波，而后根据由IFFT模块65实施的IFFT被转换成时域信号。

经过IFFT转换后的数据符号由滤波器66进行滤波过程后，由DAC模块67m转换成模拟信号，再由RF模块68转换成射频信号，并接着通过天线69发送到接收端。

或者是，根据产生的码的类型(如CAZAC码)，特定码序列的信道编码或符号映射可被省略。并且，该特定码序列由子信道调制模块64映射到子信道，而后通过后续数据处理步骤被发送。

参照图30，接收机通过与发送机的数据处理相反的过程恢复所接收的数据，且最后获得流量数据及控制数据。

图29及图30中所显示的发送机及接收机的结构仅是示例性以协助本发明技术特性的理解的。并且，本领域的技术人员应了解供接收端发送码序列的用于初始同步捕获、小区搜索或信道估计的数据处理方法可按照依已公开的各种方法实现。

根据本发明的码序列或码序列集可以由根据相应系统所要求的系统的发送端进行数据处理后发送至接收端的方式，应用于诸如3GPP、3GPP2之类的移动通信标准化组织的基于CDMA的无线移动通信系统，或应用于Wibro或Wimax的无线因特网系统。

工业应用

因此，本发明提供以下效果。

首先，本发明提出一种产生载有附加信息的同步信道的方法。

其次，信息可在不增加复杂性的情况下通过同步信道提供给用户设备。

第三，本发明能使用已有技术的同步估计方法。

尽管本发明已参照其较佳实施例进行了描述及说明，很明显本领域的技术人员可对其进行各种修改及变化，而不脱离本发明的精神或范畴。因此，本发明期望覆盖权利要求书及其等同范围中所提供本发明的修改及变化。

Claims (5)

1.一种在移动通信系统的小区内由用户设备(UE)利用小区公共序列执行小区搜索的方法，所述方法包括：

从小区的基站接收同步信号，其中所述同步信号包括在所述小区内通用的小区公共序列，其中所述小区公共序列的每个元素均乘以了码的元素，且所述和码相乘后的小区公共序列在频域中被映射到具有两个子载波间隔的子载波上；

使用所接收到的同步信号和所述小区取得时间和频率的同步；以及

使用所述同步信号的小区公共序列，基于所述小区公共序列来检测所述小区的小区ID。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述小区公共序列包括第一序列和第二序列中的至少一个，所述第一序列的每个样本被分配了偶数的频率索引，而所述第二序列的每个样本被分配了奇数的频率索引。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述和小区公共序列相乘的码指示接收所述小区公共序列的子帧号。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述同步信号是辅助同步信道(S-SCH)信号。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所接收到的同步信号在DC子载波上无信号。

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