KR101467751B1 - 이동 통신 시스템에서 시퀀스 생성 방법 및 시퀀스 기반의신호 송신 방법 - Google Patents

Abstract

본 문서는 시퀀스를 생성하는 방법 및 시퀀스 기반의 신호를 송신하는 방법을 개시한다.

시퀀스를 생성하는 방법의 일례로는 둘 이상의 시퀀스를 각각 시퀀스의 실수 부와 허수 부로 구분하여 구성하는 방법을 들 수 있다. 그리고, 시퀀스 기반의 채널 신호를 송신하는 방법의 일례로는 상술한 시퀀스 생성 방법을 통해 생성되는 시퀀스를 채널에 매핑하여 송신하거나, 둘 이상의 시퀀스를 연속형 또는 교차형 구조로 조합하여 채널 매핑 하되, 채널의 동상 성분과 직교 성분을 모두 이용하여 채널에 매핑하여 송신할 수 있을 것이다.

시퀀스, P-SCH, S-SCH, SSC

Description

이동 통신 시스템에서 시퀀스 생성 방법 및 시퀀스 기반의 신호 송신 방법{Method for generating sequence and Method for transmitting signal based on sequence in mobile communication system}

본 문서는 통신 시스템 특히 이동 통신 시스템에 관한 것으로 보다 구체적으로 이동 통신 시스템에서 사용되는 시퀀스 생성 방법 및 시퀀스 기반의 신호 송신 방법에 관한 것이다.

이하의 설명은 특정 채널에 적용될 수 있는 2개 이상의 시퀀스 세트를 생성하는 방법 및 이를 위한 시퀀스 생성 방법에 관한 것이다.

도 1은 2단 시퀀스 생성 방법의 일례를 설명하기 위한 도면이다.

한정된 자원 내에서, 전송하고자 하는 정보의 양을 증가시키기 위해 도 1에서 개시되는 방법과 같은 2단 (two-layered) 시퀀스가 사용될 수 있다. 일반적으로, 2단 시퀀스는 스크램블 시퀀스(scramble sequence)와 직교 시퀀스(orthogonal sequence)의 결합으로 구성된다. 즉, 2단 시퀀스는 도 1에 도시된 바와 같이 스크램블 시퀀스와 직교 시퀀스의 벡터 곱으로 구성될 수 있다.

이와 같은 2단 시퀀스는 많은 양의 정보를 전송 시킬 수가 있지만, 수신 단 에 너무 많은 연산 량을 요구 한다. 예를 들어, 총 시퀀스 길이 (Sequence length)는 N이고, 스크램블 시퀀스에 대한 정보량 (The amount of information from scramble sequence)은 Msc이고, 직교 시퀀스에 대한 정보량 (The amount of information from orthogonal sequence)은 Mor이라고 가정한다.

이 경우에 전송할 수 있는 총 정보량은 Msc*Mor 이 된다. 하지만, 이 정보를 수신 단에서 검출 하기 위해서는 총 Msc*Mor 번의 상관 (correlation) 연산이 필요하다.

보다 구체적으로, N=64로 하고, 스크램블 시퀀스는 자도프-츄 (Zadoff-Chu: ZC) 시퀀스 (Msc=32), 직교 시퀀스는 하다마드 (Hadamard) 시퀀스 (Mor=64) 라고 가정하면, 총 가능한 정보량은 32*64=2048 이며, 이 때 총 2048번의 상관 연산이 필요하다.

상술한 바와 같은 배경기술에 있어서 본 문서에 개시되는 실시예들은 수신 단에 보다 용이하게 신호를 검출할 수 있는 시퀀스 생성 방법 및 시퀀스 기반의 채널 신호 송신 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

또한, 본 문서에 개시되는 실시예들은 송수신 단의 연산 량을 줄이고 송신 정보량을 증가할 수 있는 시퀀스 생성 방법 및 시퀀스 기반의 채널 신호 송신 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시 양태로서 통신 시스템에서 시퀀스 기반의 신호를 송신하는 방법은, 하나 이상의 시퀀스를 선택하는 단계 및 상기 선택된 하나 이상의 시퀀스를 상기 채널의 동상 성분 (In-phase Component) 및 직교 성분 (Quadrature Component)으로 매핑하여 채널 신호를 송신하는 단계를 포함한다.

여기서 상기 하나 또는 둘 이상의 시퀀스 각각의 일부 요소는 상기 동상 성분으로 매핑 되고, 상기 시퀀스의 나머지 요소는 상기 직교 성분으로 매핑 될 수 있다.

그리고, 상기 선택되는 시퀀스가 둘 이상인 경우 선택된 시퀀스 중 하나는 상기 동상 성분으로 매핑 되고, 상기 하나 이상의 시퀀스 중 다른 하나는 상기 직교 성분으로 매핑 될 수 있다.

그리고, 상기 선택된 시퀀스 중 하나 이상은 상술한 본 발명의 실시 양태에 따라 생성되는 시퀀스 즉, 제1 시퀀스 및 제2 시퀀스를 이용하되 각각이 이진 기반의 시퀀스인 경우에는 상기 제1 시퀀스는 상기 시퀀스의 실수 부로 구성되고, 상기 제2 시퀀스는 상기 시퀀스의 허수 부로 구성되는 복소수 합의 형태인 시퀀스가 될 수 있다.

또한, 제1 시퀀스 및 제2 시퀀스를 이용하되 각각이 복소수 기반의 시퀀스인 경우에는 상기 제1 시퀀스의 실수부와 상기 제2 시퀀스의 허수부는 상기 시퀀스의 실수 부로 구성되고, 상기 제1 시퀀스의 허수부와 상기 제2 시퀀스의 실수부는 상기 시퀀스의 허수 부로 구성되는 복소수 합의 형태인 시퀀스가 될 수 있다.

이 경우 상기 선택된 시퀀스 중 하나 이상은 상기 제1 시퀀스 및 제2 시퀀스 각각에 추가로 제3 시퀀스 및 제4 시퀀스가 곱해지는 형태로 구성될 수 있을 것이다. 여기서 제3 시퀀스 및 제4 시퀀스는 동일한 시퀀스 일 수 있으며 이 경우 상기 제1 시퀀스 및 제2 시퀀스의 복소수 합에 제3 시퀀스가 곱해지는 형태로 구성된다고 볼 수 있다. 여기서 상기 제3 시퀀스는 스크램블 시퀀스가 될 수 있다.

또한, 상기 제1 시퀀스 및 상기 제2 시퀀스는 서로 동종 시퀀스 또는 이종 시퀀스가 될 수 있다.

그리고, 상술한 채널 신호 송신 방법에 따라 시퀀스를 매핑할 때 소정의 시퀀스 조합 방식을 적용하여 하나 이상의 시퀀스를 매핑할 수 있다.

여기서, 상기 시퀀스 조합 방식은 일 시퀀스와 다른 시퀀스를 각각 부 반송파 축으로 연속적으로 상기 채널에 매핑 하는 방식이 될 수 있다.

또한, 상기 시퀀스 조합 방식은 일 시퀀스와 다른 시퀀스의 요소들을 부 반송파 축으로 서로 교차적으로 상기 채널에 매핑 하는 방식이 될 수 있다.

본 발명의 다른 실시 양태에 따른 시퀀스를 생성하는 방법은, 제1 시퀀스 및 제2 시퀀스를 선택하는 단계 및 상기 제1 시퀀스 및 상기 제2 시퀀스를 합하여 시퀀스를 생성하되 상기 제2 시퀀스에는 허수단위(j)가 곱해지는 것을 특징으로 하는 시퀀스 생성 단계를 포함한다. 여기서, 상기 허수단위(j)는 제곱해서 -1이 되는 수를 나타낸다.

여기서 상기 시퀀스는 제1 시퀀스 및 제2 시퀀스 각각에 제3 시퀀스 및 제4 시퀀스가 곱해지는 형태 및 상기 제1 시퀀스 및 제2 시퀀스의 복소수 합에 제3 시퀀스가 곱해지는 형태 중 하나로 구성될 수 있다. 또한, 상기 제1 시퀀스, 제2 시퀀스 및 제3 시퀀스 중 하나 이상의 각 시퀀스 요소는 실수 부 및 허수 부 중 적어도 하나 이상을 포함하는 복소수 신호일 수 있다.

그리고, 상기 제1 시퀀스, 제2 시퀀스 및 제3 시퀀스 중 하나 이상은 스크램블 시퀀스 및 직교 시퀀스 중 하나로 구성될 수 있다. 또한, 상기 제1 시퀀스 및 상기 제2 시퀀스는 서로 동종 시퀀스 또는 이종 시퀀스일 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시 양태로서 이동 통신 시스템에서 시퀀스 기반의 채널 신호를 송신하는 방법은 시퀀스를 선택하는 단계 및 상기 선택된 시퀀스를 이용하여 상기 채널의 I (In-phase) 채널 및 Q (Quadrature) 채널을 모두 이용하여 신호를 송신하는 단계를 포함한다.

본 발명의 또 다른 실시 양태로서 이동 통신 시스템에서 신호를 송신하는 방 법은 시퀀스를 선택하는 단계 및 상기 선택된 시퀀스를 이용하여 신호를 송신하는 단계를 포함하되, 상기 시퀀스는 서로 다른 시퀀스를 2개 이상 이용하고 상기 시퀀스의 실수 부와 허수 부는 각각 서로 다른 시퀀스로 구성되는 것을 특징으로 할 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시 양태로서 통신 시스템에서, 시퀀스를 생성하는 방법에 있어서, 하나 이상의 시퀀스를 이용하여 상기 시퀀스를 생성하되 상기 하나 이상의 시퀀스를 실수 부 및 허수 부 중 하나로 구성하여 상기 시퀀스를 생성할 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시 양태로서 다수의 셀을 포함하는 통신 시스템에서 신호를 송신하는 방법은 상기 다수의 셀 별로 서로 다른 시퀀스 생성 방법 및 시퀀스 기반의 채널 신호 송신 방법 중 하나 이상을 사용한다. 여기서, 상기 시퀀스 생성 방법은 둘 이상의 시퀀스를 실수 부 및 허수 부로 구성하여 시퀀스를 생성하는 방법일 수 있고, 상기 시퀀스 기반의 채널 신호 송신 방법은 하나 이상의 시퀀스를 상기 채널의 동상 성분 및 직교 성분으로 구분하여 매핑하여 송신하는 방법일 수 있다.

상기 시퀀스의 각 요소는, 실수 부 및 허수 부 중 하나 이상을 포함하도록 구성되는 복소수 신호가 될 수 있다.

본 문서에서 개시하는 실시예들을 통해서 수신 단에 보다 용이하게 신호를 검출할 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하는 실시예들을 통해서 송수신 단의 연산 량을 줄이고 송신 정보량을 증가시킬 수 있다.

이하 본 발명에 따른 바람직한 실시형태들을 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시되는 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 돕기 위해 구체적인 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 알 것이다. 예를 들어, 이하의 설명에서 일정 용어를 중심으로 설명하나, 이들 용어에 한정될 필요는 없으며 임의의 용어로서 지칭되는 경우에도 동일한 의미를 나타낼 수 있다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및/또는 장치는 생략될 수 있고, 각 구조 및/또는 장치의 핵심기능을 중심으로 도시한 블록도 및/또는 흐름도 형식으로 나타낼 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

이하에서 설명되는 실시예들은 하나 이상의 시퀀스를 이용하여 채널 신호를 송신하되, 수신 단에서 구분 가능한 둘 이상의 성분 신호로 송신한다. 예를 들어, 채널 매핑하는 때에 채널을 동상 성분 및 직교 성분으로 구분하여 채널에 매핑할 수 있다. 이는 채널 매핑하는 때에 I 채널 및 Q 채널로 구분하여 채널에 매핑할 수 있다고 볼 수도 있다. 이 경우 동상 성분 및 직교 성분이 되는 시퀀스 각각의 요소는 다양한 방법에 의해 결정될 수 있다.

또한, 채널에 매핑하는 최종 시퀀스를 구성할 때 둘 이상의 시퀀스를 조합하되 각각을 실수 부 및 허수 부로 구성하여 상술한 바와 같이 동상 성분 및 직교 성분으로 구분되어 채널에 매핑 되도록 할 수 있다.

이때 동상 성분 및 직교 성분으로 시퀀스를 구분하여 채널에 매핑 하거나 둘 이상의 시퀀스를 조합하는 경우에는 주파수 축으로 각 시퀀스를 연속적으로 또는 교차적으로 구성할 수 있다.

이를 위해 이하에서는, 본 발명의 실시예들이 적용될 수 있는 이동 통신 시스템에 대해 설명하되 특히, OFDM과 OFDMA 및 3GPP LTE 시스템, IEEE 802.16e/m과 같은 다중 반송파 시스템에서 이용되는 시퀀스에 대해 설명한다.

최근 고속의 데이터 전송에 대한 요구가 커지고 있으며, 이러한 고속 전송에 유리한 방식으로는 OFDM이 적합하여 여러 고속 통신 시스템의 전송 방식으로 채택되었다. 이하, OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)을 설명한다. OFDM의 기본원리는 고속 전송률(high-rate)을 갖는 데이터 열(data stream)을 낮은 전송률(slow-rate)를 갖는 많은 수의 데이터 열로 나누고, 이들은 다수의 반송파를 사용하여 동시에 전송하는 것이다. 상기 다수의 반송파 각각을 서브 캐리어(sub carrier)라 한다. 상기 OFDM의 다수의 반송파 사이에 직교성(orthogonality)이 존재하기 때문에, 반송파의 주파수 성분은 상호 중첩되어도 수신 측에서의 검출이 가능하다. 상기 고속 전송률을 갖는 데이터 열은, 직/병렬 변환부(Serial to Parallel converter)를 통해 다수의 낮은 전송률의 데이터 열(data stream)로 변환되고, 상기 병렬로 변환된 다수의 데이터 열에 각각의 서브캐리어가 곱해진 후 각 각의 데이터 열이 합해져서 수신 측으로 전송된다. OFDMA는 이러한 OFDM에서 전체 대역을 다중 사용자가 요구하는 전송률에 따라 서브캐리어를 할당해 주는 다중 접속(multiple access) 방법이다.

상기 OFDM 방식은 송신 신호의 PAPR (Peak-to-Average-Power Ratio) 또는 CM (Cubic Metric)이 매우 크다는 단점이 있다. 이는 주파수 영역에서의 신호를 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform)를 통한 다중 반송파들을 이용하여 데이터를 전송하므로 OFDM 신호 진폭의 크기는 상기 다중 반송파들의 크기의 합으로 표현될 수 있다. 그런데 상기 다중 반송파들 각각의 위상이 일치한다면, OFDM 신호는 임펄스(impulse)와 같이 높은 최대치를 가지는 신호가 생성되어 매우 높은 PAPR 또는 CM을 갖게 된다. OFDM 방식에 따른 이러한 송신 신호는 고출력 선형 증폭기의 효율을 낮추고, 고출력 증폭기의 비선형영역에서 동작하도록 하게 되어 신호의 왜곡이 야기된다.

한편, 이하에서는 최근 새롭게 제안되는 3GPP (3rd Generation Partnership Project) LTE (Long Term Evolution) 시스템에서의 채널과 이에 이용되는 시퀀스를 설명한다.

일반적으로 단말이 기지국과 통신을 하기 위해서 가장 먼저 수행하는 것은, 동기 채널(이하, "SCH"라 칭함)에서 기지국과의 동기를 수행하고, 셀 탐색을 수행하는 것이다. 이와 같은 SCH는 계층 구조를 가질 수 있으며, 이에 따라 주 동기 채널(이하 "P-SCH"라 함)과 보조 동기채널(이하 "S-SCH"라 함)로 구분될 수 있다.

기지국과 동기를 수행하고 단말이 속한 셀 ID를 획득하는 일련의 과정을 셀 탐색(cell search)이라 한다. 일반적으로 셀 탐색은 초기 단말이 파워 온(power-on) 하였을 때 수행하는 초기 셀 탐색(initial cell search)과, 연결(connection) 혹은 휴지 모드(idle mode)의 단말이 인접한 기지국을 탐색하는 주변 셀 탐색(neighbor cell search)으로 분류된다.

OFDM 또는 SC-FDMA와 같이 직교하는 다수의 서브캐리어를 이용하는 통신 시스템에서 사용되는 SCH는 다음의 조건을 만족시키는 것이 바람직하다.

첫째, 수신 측에서의 우수한 성능의 검출을 위해 SCH를 이루는 시퀀스에 대한 시간 영역에서의 자기 상관(auto-correlation) 특성이 좋아야 한다.

둘째, 동기 검출에 따른 복잡도(complexity)가 낮아야 한다.

셋째, PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) 또는 CM (Cubic Matrix)이 낮아야 한다.

넷째, SCH가 채널 추정용으로 활용될 수 있다면, 그 주파수 응답은 일정(constant)한 값을 갖는 것이 바람직하다. 즉, 채널 추정 측면에서 주파수 영역에서 평평(flat)한 응답이 가장 좋은 채널 추정 성능을 보이는 것으로 알려져 있다.

설명의 용이함을 위해, 3GPP LTE에서 고려하는, 동기 채널 특히 S-SCH을 기준으로 설명하지만, 시퀀스를 기반으로 전송하는 다른 채널, 즉 랜덤 억세스 채널 (Random Access Channel: RACH), 상향/하향링크 참조 신호(DL/UL Reference signal), 상향/하향링크 제어 채널(DL/UL control channel) 등에도 동일한 개념으로 적용 가능함은 물론이다. 상향/하향링크 제어 채널의 예로서 ACK/NACK 채 널(ACK/NACK channel), CQI 채널(CQI channel), SR 채널(Scheduling Request channel) 등을 들 수 있다. 본 명세서 언급되는 채널은 일반적인 통신 채널에 제한되지 않고 상술한 참조 신호와 같이 신호(signal)도 포함하는 개념이다.

즉, 이하에서 설명하는 본 발명의 실시예들은 채널 신호를 송신하는 경우뿐만 아니라 다양한 신호 형태를 송신하는 경우에 적용할 수 있을 것이다. 또한, 이하의 설명에서는 이진 기반의 시퀀스를 사용하는 것으로 설명한다. 이진 시퀀스는 상관 연산 시 복소수 합만으로 구현이 가능하기 때문에 복잡성 측면에서 이득이 있다. 물론 이하 설명하는 실시예들에 복소수 기반의 시퀀스를 사용하는 것도 가능함은 물론이다.

먼저, 본 발명의 일 실시예로서 채널의 동상 성분 및 직교 성분을 모두 이용할 수 있는 시퀀스를 생성하는 방법을 설명한다.

본 실시예인 통신 시스템에서 시퀀스 기반의 채널 신호를 송신하는 방법에 따르면 둘 이상의 시퀀스 복소수 합의 형태로 구성되는 최종 시퀀스를 기반으로 해서 채널 신호를 송신한다.

본 실시예에 따르면 제1 시퀀스와 제2 시퀀스가 채널 예를 들어, S-SCH 신호를 송신하기 위해 사용되는 시퀀스를 생성하기 위해 사용된다. 이하 수학식 1에서 제1 시퀀스와 제2 시퀀스를 이용하여 최종 시퀀스를 생성하는 일례를 나타낸다.

수학식 1에서 S1(n)은 제1 시퀀스를 나타내고, S2(n)는 제2 시퀀스를 나타내며 S(n)은 제1 시퀀스와 제2 시퀀스를 조합하여 구성하는 최종 시퀀스를 나타낸다. 여기서 n은 시퀀스 요소에 대한 인덱스를 나타내며 인덱스 총 길이가 N 인 경우 0~N-1 중 임의의 정수가 될 수 있다. 수학식 1에서 확인할 수 있듯이 최종 시퀀스 S(n)은 제1 시퀀스 S1(n)와 제2 시퀀스 S2(n)를 이용하되 제1 시퀀스 S1(n)는 실수 부로 구성하고 제2 시퀀스 S2(n)는 허수 부로 구성한다. 여기서 최종 시퀀스 S(n)뿐만 아니라 제1 시퀀스 S1(n)와 제2 시퀀스 S2(n)도 마찬가지로 복소수 신호로서, 실수 또는 허수 신호가 되어도 무방하다.

여기서, PAPR 또는 CM을 감소시키기 위해, 혹은 셀 간 간섭을 랜덤화 하기 위해서, 추가적으로 스크램블 코드를 적용할 수 있다. 수학식 2는 상술한 수학식 1을 통해 생성되는 시퀀스에 추가적으로 스크램블 시퀀스를 적용한 예를 나타낸다.

수학식 2에서 S1(n), S2(n) 및 S(n)는 상술한 수학식 1의 그것들과 동일하다. 그리고, E(n)는 추가적으로 적용되는 스크램블 시퀀스를 나타낸다. 이와 같이 PAPR 또는 CM을 감소시키기 위해 또는 셀 간 간섭을 랜덤화 하기 위해, 추가적으로 스크램블 코드를 적용하는 경우 수학식 2에 나타난 바와 같이 S1(n)과 S2(n) 각각에 대해 동일한 스크램블 코드를 적용할 수 있다. 이때, E(n)이 변조(modulation) 되는 것은 S1(n)과 S2(n) 각각에 대해 동일하거나 또는 다른 스크램블 시퀀스로 스 크램블링 하여도 무방하다. 이하 수학식 3는 수학식 2와 달리 S1(n)과 S2(n) 각각에 대해 스크램블 시퀀스로 스크램블링 하는 예를 나타낸다.

수학식 3에서 S1(n), S2(n) 및 S(n)는 상술한 수학식 1의 그것들과 동일하다. 그리고, E1(n) 및 E2(n)는 각각 추가적으로 적용되는 스크램블 시퀀스를 나타낸다. 상술한 바와 같이 E1(n) 및 E2(n)는 서로 동일하거나 같은 시퀀스가 될 수 있다. 만약 E1(n) 및 E2(n)는 서로 동일한 경우에는 상술한 수학식 2와 동일한 결과가 될 것이다.

실제로 전송되는 것을 감안하여 정규화 (normalization)를 수행하면 이하의 수학식 4과 같이 나타낼 수 있다. 이하에서는 설명의 편의를 위해 동일한 스크램블 시퀀스를 적용하는 것으로 가정한다.

수학식 4에서 S1(n), S2(n) 및 S(n)는 상술한 수학식 1의 그것들과 동일하다. 그리고, E(n)는 수학식 2에서와 마찬가지로 추가적으로 적용되는 스크램블 시퀀스를 나타낸다. 특히, 정규화 수행의 예는 스크램블 시퀀스 E(n)의 전력이 1인 것으로 가정한 것이다.

도 2는 본 발명의 일 실시예로서 시퀀스를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.

도 2를 참조하여 제1 시퀀스 S1(n)와 제2 시퀀스 S2(n)를 복소수 형태로 결합하여 최종 시퀀스를 구성하는 방법을 설명한다. 여기서 제1 시퀀스 S1(n)와 제2 시퀀스 S2(n)는 서로 동일한 종류의 시퀀스 혹은 다른 종류의 시퀀스 인 것이 모두 가능하다. 이하 설명에서는 동일한 종류의 시퀀스를 사용하는 것으로 가정하여 설명한다. 특히 제1 시퀀스 S1(n)와 제2 시퀀스 S2(n)로 하다마드 (Hadamard) 시퀀스를 사용하는 예를 설명한다. 그리고, 상술한 바와 같이 이진 기반의 시퀀스를 사용한다고 가정한다.

N의 길이를 갖는 제1 시퀀스 S1(n)는 도 3에 도시된 바와 같이 구성될 수 있다. 즉, S1(0), S1(1), S1(2), S1(3), ..., S1(N-4), S1(N-3), S1(N-2), S1(N-1)처럼 구성될 수 있다. 그리고 마찬가지로 제2 시퀀스 S2(n)도 S2(0), S2(1), S2(2), S2(3), ... , S2(N-4), S2(N-3), S2(N-2), S2(N-1)처럼 구성될 수 있다.

이러한 예시적인 제1 시퀀스 S1(n)와 제2 시퀀스 S2(n)를 이용하여 최종 시퀀스 S(n)을 구성한다. 본 실시예에 따른 시퀀스 생성 방법을 적용하면 최종 시퀀스 S(n)의 각 요소는 다음과 같이 표현할 수 있다.

S(0)= S1(0) + jS2(0)

S(1)= S1(1) + jS2(1)

S(2)= S1(2) + jS2(2)

S(3)= S1(3) + jS2(3)

...

S(N-4)= S1(N-4) + jS2(N-4)

S(N-3)= S1(N-3) + jS2(N-3)

S(N-2)= S1(N-2) + jS2(N-2)

S(N-1)= S1(N-1) + jS2(N-1)

이해를 돕기 위해, 시퀀스 길이 N=64로 가정하고 S1(n)과 S2(n)을 각각 64-길이의 하다마드 시퀀스를 사용하는 것으로 가정한다. 그리고, 생성되는 최종 시퀀스의 스크램블링을 수행하기 위해 E(n)을 선택적으로 적용할 수 있음은 상술한 바와 같고 E(n)을 적용하는 경우 E(n)로 1개의 골레이 시퀀스 (Golay sequence)를 사용하는 것으로 가정한다. 각각의 하다마드 시퀀스를 통해 송신 가능한 정보 양은 S1(n)는 64, S2(n)는 64가 될 것이다.

상술한 시퀀스 생성 방법과 동일하거나 유사한 시퀀스 생성 방법을 복소수 기반의 시퀀스를 사용하는 것도 가능함은 앞서 설명한 바와 같다. 예를 들어, S1(n)과 S2(n) 각 시퀀스가 복소수 기반의 시퀀스인 경우에는 S1(n)의 실수부와 S2(n)의 허수부의 차이 값이 최종 시퀀스의 실수부로 구성되고, S1(n)의 허수부와 S2(n)의 실수부의 합한 값이 최종 시퀀스의 허수부로 구성될 수 있다. 즉, S1(n)=a(n)+jb(n) 이고, S2(n)=c(n)+jd(n) 라고 가정하면 최종 시퀀스 S(n) 아래와 같이 표현할 수 있다.

S(n)= S1(n)+j S2(n)=a(n)+jb(n)+j(c(n)+jd(n)=(a(n)-d(n))+j(b(n)+ c(n))

상술한 가정한 바와 같이 시퀀스를 이진 시퀀스라고 하면, 본 실시예에 따른 최종 시퀀스는 수학식 1에서도 나타낸 것과 같이 송신되는 신호의 실수 부에 하나의 시퀀스 세트 즉, 제1 시퀀스를 삽입하고, 허수 부에 다른 시퀀스 세트 즉, 제2 시퀀스를 삽입하는 것으로 표현할 수 있다. 이와 같이 서로 다른 시퀀스를 각각 실수 부 및 허수 부로 구성하여 채널 신호를 송신하면 채널 신호 송신 시 동상 성분 및 직교 성분으로 구분하여 채널 신호를 송신하는 일 방법인 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) 방식을 사용하는 결과와 유사한 방법으로 신호가 송신 될 수 있다.

채널의 값을 알고 있거나 추정할 수 있어서 채널 값을 이용하여 검출할 수 있는 코히어런트 검출 방식이 사용되는 경우에 생성 가능한 조합 즉, 송신 가능한 총 정보 양은 최대 64*64=4096 이 될 것이다. 이 때, S1(n)의 정보 인덱스는 0~63, S2(n)의 정보 인덱스는 0~63이며 최종 시퀀스 S(n)이 가질 수 있는 총 정보 인덱스는 0~4095 가 될 수 있다.

만약, 채널의 값을 얻을 수 없어 넌-코히어런트 검출 방식이 사용되는 경우에 생성 가능한 조합 즉, 송신 가능한 총 정보 량은 최대 ₆₄C₂ = 2016 이 될 것이다. 여기서, ₆₄C₂은 64개 중에 2개를 선택하되 임의의 한 쪽이 더 큰 경우의 수에 대한 연산을 나타낸다. 즉, 첫 번째 선택하는 인덱스 보다 두 번째 선택하는 인덱스가 더 큰 조합을 선택한다고 가정하면 예를 들어, (0, 1), (0, 2), (0, 3), (61, 62), (61, 63), (62, 63) 과 같은 조합을 선택할 수 있을 것이다.

이 때 필요한 상관 연산 량은 송신 가능한 총 정보 량보다 상대적으로 훨씬 적은 수인 64 번의 상관 연산 수행만으로 충분할 것이다. 이 때, S1(n)의 정보 인덱스는 0~63, S2(n)의 정보 인덱스는 0~63이며 최종 시퀀스 S(n)이 가질 수 있는 총 정보 인덱스는 0~2015 가 될 수 있다.

송신되는 신호를 수학식으로 나타내면 다음의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.

수학식 5에서 S1(n)은 제1 시퀀스를 나타내고, S2(n)는 제2 시퀀스를 나타내고, S(n)은 제1 시퀀스와 제2 시퀀스를 조합하여 구성하는 최종 시퀀스를 나타내며, E(n)는 추가적으로 적용되는 스크램블 시퀀스를 나타낸다. 수학식 5에서 나타낸 송신 신호는 주파수 영역에서 표시한 것이다. 수학식 5에서 나타낸 신호를 송신한 경우 수신 단에서 수신하는 신호를 수학식으로 나타내면 수학식 6와 같이 나타낼 수 있다.

수학식 6에서 T(n)는 송신 신호를 나타내며 예를 들어 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다. 그리고, H(n)은 채널 값을 나타내며 복소 값(complex value)으로 이루어질 수 있다. 또한, N(n)은 채널의 일반적인 잡음을 나타내며 AWGN (Additive White Gaussian Noise)가 될 수 있다.

수신 단에서 신호 예를 들어, 수학식 6에서 나타낸 것과 같은 신호를 수신하게 되면 상관 연산 등을 수행하여 수신 신호를 검출 할 수 있다. 이하 수학식 7에서는 수신 신호에 대해 수행할 수 있는 상관 연산 방법의 일례를 나타낸다.

수학식 7은 수신 신호 예를 들어, 수학식 6에 나타난 R(n)에 대한 상관 연산을 나타낸다. 그리고, E(n)는 송신 단에서 스크램블 시퀀스가 적용된 신호가 송신된 경우 적용하는 스크램블 시퀀스를 나타낸다.

은 k번째 인덱스의 원래 시퀀스를 의미한다.

여기서, C(k)은 해당 시퀀스의 k번째 인덱스에 해당하는 시퀀스에 대한 상관 출력(correlation output) 즉, 상관 값(correlation value)을 나타내는 것으로써 결과 함수(cost function)와 역수의 관계에 있다. 본 실시예에서는 상기 하나의 k 값에 대한 수학식 7의 연산을 수행하는 것을 1회 상관 수행하는 것으로 정의한다. 즉, 본 실시예에 따르면 가능한 총 정보 량만큼 상관 연산을 수행하지 않고 원래 시퀀스 인덱스에 대한 상관 수행 즉 원래 시퀀스 개수만큼의 상관 연산으로 수신 신호를 검출할 수 있음을 알 수 있다.

최종 정보의 검출은 가능한 두 개의 조합에 대한 소프트 값 결합 (soft value combing) 방법을 통해 검출할 수 있다. 예를 들어, S1의 시퀀스 인덱스 3에 대한 결과 함수 값 C(3)과 S2의 시퀀스 인덱스 5에 대한 결과 함수 값 C(5)을 이용하여 최종 결과 함수가 이하 수학식 8에 나타난 바와 같이 이루어질 수 있다.

이하 상술한 둘 이상의 시퀀스 조합으로 생성되는 최종 시퀀스를 사용하여 채널 신호를 송신하는 경우 송수신 동작을 설명한다.

설명의 용이함을 위해, 넌-코히어런트 검출 방식이 사용되어 생성 가능한 조합 즉, 송신 가능한 총 정보 량은 최대 ₆₄C₂ = 2016의 정보를 실을 수 있는 경우라고 가정한다. 또한, 이하의 설명에서는 2016의 사용 가능한 총 정보 량 중 ₂₇C₂=351의 정보 즉, 시퀀스 만을 사용한다고 가정한다. 상술한 바와 같이 351 정보를 전송하는 경우 인덱스 할당 예를 이하 표 1에 나타낸다.

S1(n) 인덱스 정보	S2(n) 인덱스 정보	S(n) 인덱스 정보
0	1	0
0	2	1
0	3	2
0	4	3

23	25	346
23	26	347
24	25	348
24	26	349
25	26	350

송신 단에서는 351 개의 정보 중 하나를 선택하여 전송할 수 있다. 351 개의 정보를 위한 인덱스 0~350는 표 1과 같이 나타낼 수 있다. 여기서, S2(n) 인덱스가 S1(n) 인덱스보다 큰 조합을 선택한다고 가정하면, S1(n)이 사용하는 정보 인덱스는 총 0~62 중 0~25 만으로 충분하며, S2(n)이 사용하는 정보 인덱스는 총 1~63 중 1~26 만으로 충분하다. 즉, S2(n) 시퀀스 인덱스가 S1(n) 시퀀스 인덱스 보다 큰 조합만을 선택하게 되므로 0~25 인덱스에 대한 S1(n)과 1~26 인덱스에 대한 S2(n)를 조합하여 최종 시퀀스를 구성하면 사용하고자 하는 총 351 개의 시퀀스를 생성할 수 있다.

이때, 수신 단에서의 동작은 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다. 여기서, k=0~26 의 범위를 가지므로 총 27번의 상관 연산으로 수신 신호 검출이 가능하다. 0~26까지의 k에 대한 결과 함수를 계산한 후 표 1과 같은 조합에 대한 최종 결과 함수를 계산하여 비교하면 최종 정보를 검출 할 수 있다. 또한, 여기서 추가적으로 수학식 8에 나타낸 바와 같이 소프트 값 결합 방법을 통해 상기 최종 결과 함수 값을 생성할 수 있을 것이다.

도 3은 시퀀스 조합 방법을 사용하는 일례를 설명하기 위한 도면이다.

상술한 2단 시퀀스를 사용하는 경우 요구되는 엄청난 연산 량을 극복하면서 많은 정보를 전송하기 위해, 시퀀스 조합 방법을 이용할 수 있다. 시퀀스 조합 방법은 두 개 이상의 시퀀스를 조합하여 전송하는 방법이다. 이 방법을 적용하여 특정 물리 채널에 매핑 하는 경우에는 다음의 두 가지가 고려될 수 있다.

첫 번째는 연속형 구조 (localized structure)이고 두 번째는 교차형 구조 (interleaved structure)이다. 여기서, 연속형 구조는 도 3의 (a)에 도시된 구조로 두 개 이상의 시퀀스를 연결해서 사용하는 것이다. 즉, 각 시퀀스가 연속적으로 물리 채널에 매핑 된다. 그리고 교차형 구조는 도 3의 (b)에 도시된 구조로 두 개 이상의 시퀀스를 각각의 요소들이 서로 교차적으로 섞이도록 사용하는 것이다. 즉, 각 시퀀스의 요소들이 교차적으로 물리 채널에 매핑 된다.

도 4는 3GPP LTE에서 제안되는 10ms 무선 프레임 구조의 일례를 설명하기 위한 도면이다.

상술한 바와 같이 일반적으로 단말이 기지국과 통신을 하기 위해서 가장 먼저 수행하는 것은, 동기 채널(이하, "SCH"라 칭함)에서 기지국과의 동기를 수행하고, 셀 탐색을 수행하는 것이다. 이와 같은 SCH는 계층 구조를 가질 수 있으며, 이에 따라 주 동기 채널(이하 "P-SCH"라 함, 40, 42)과 보조 동기채널(이하 "S-SCH"라 함, 41, 43)로 구분될 수 있다.

도 4를 참조하면 3GPP LTE에서 제안되는 10ms 무선 프레임 구조에는 P-SCH 및 S-SCH가 하나의 프레임 내에서 두 번씩 송신된다. 3GPP LTE의 SSC (Secondary Synchronization Code)로서 프레임 경계 (frame boundary)로 1 비트를 추가하고자 하는 목적으로 도 3을 통해 설명한 시퀀스 조합 방법을 확장하여 도 5와 같은 방법이 사용될 수 있다.

도 5는 3GPP LTE의 SSC (Secondary Synchronization Code)에 대한 예시적인 시퀀스 조합 방법을 설명하기 위한 도면이다.

도 5는 도 3를 통해 설명한 시퀀스 조합 방법을 확장한 것으로 도 5의 (a)는 도 3의 (a)를 통해 설명한 연속형 구조 (localized structure)를 확장한 것이고 도 5의 (a)는 도 3의 (a)를 통해 설명한 교차형 구조 (interleaved structure)를 확장한 것이다.

다시 말해서 도 5의 (a)에 도시되는 두 가지 조합 형태 구성되는 SSC (Secondary Synchronization Code)로서 프레임 경계를 구분할 수 있다. Si가 Sj 보다 앞서는 연속형 구조로 조합되는 S1을 첫 번째 코드로 사용하고 Si와 Sj의 순서를 바꾸어 Sj가 Si 보다 앞서는 연속형 구조로 조합되는 S2을 두 번째 코드로 사용할 수 있다. 또한, 도 5의 (b)의 경우도 마찬가지로 Si가 Sj보다 앞서는 교차형 구조로 조합되는 S1을 첫 번째 코드로 사용하고 Si와 Sj의 순서를 바꾸어 Sj가 Si 앞서는 교차형 구조로 조합되는 S2을 두 번째 코드로 사용할 수 있다.

최종 채널에 매핑하는 최종 시퀀스를 상술한 바와 같은 특징을 갖도록 구성하여 채널 신호를 송신할 수 있다. 또한, 이하 설명하는 방법과 같이 채널 신호 매핑 시에 성분을 구분하여 매핑 함으로서 동일하거나 유사한 효과를 기대할 수 있다. 이하 하나 이상의 시퀀스를 채널에 매핑하여 시퀀스 기반의 채널 신호를 송신하는 방법을 설명한다.

도 6은 둘 이상의 SSC를 이용하여 S-SCH 신호를 매핑 하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.

도 6의 (a) 및 (b)에서는 길이 N의 시퀀스에 상응하는 채널 신호를 송신하기 위해 길이 N/2의 시퀀스를 두 개 사용하는 예를 나타낸다. 이때 사용되는 시퀀스를 각각 SSC1 및 SSC2라고 칭한다.

도 6의 (a)는 도 3의 (a) 및/또는 도 5의 (a)를 통해 설명한 연속형 구조와 상응하는 채널 매핑 방법을 도시한 것이다. 도 6의 (a)를 참조하면 N/2 길이의 SSC1이 연속적으로 채널에 매핑 되고 이어서 N/2 길이의 SSC2이 주파수 축에서 연속적으로 채널에 매핑 됨을 확인할 수 있다. 특히 채널 성분을 구분하지 않고 일 성분 예를 들어, 동상 성분에만 매핑 하고 있음을 확인할 수 있다. 이와 같은 매핑 방법을 이하 일반적 연속형 매핑 방법(conventional localized mapping scheme) 이라고 칭한다.

도 6의 (b)는 도 3의 (b) 및/또는 도 5의 (b)를 통해 설명한 교차형 구조와 상응하는 채널 매핑 방법을 도시한 것이다. 도 6의 (b)를 참조하면 N/2 길이의 SSC1과 N/2 길이의 SSC2이 주파수 축에서 교차적으로 채널에 매핑 됨을 확인할 수 있다. 이 경우도 마찬가지로 채널 성분을 구분하지 않고 일 성분 예를 들어, 동상 성분에만 매핑하고 있음을 확인할 수 있다. 이와 같은 매핑 방법을 이하 일반적 교차형 매핑 방법(conventional interleaved mapping scheme) 이라고 칭한다.

도 6의 (a) 및 (b) 각각에 도시된 예에서 SSC1과 SSC2의 조합 순서가 변경될 수 있음은 상술한 바와 같이 자명하다 할 것이다. 또한, SSC1과 SSC2 각각으로 도 2 및 도 2와 관련된 설명에서 개시한 본 발명의 일 실시예에 따라 생성할 수 있는 최종 시퀀스를 사용할 수 있을 것이다. 다시 말해서 둘 이상의 시퀀스를 조합하여 생성하는 최종 시퀀스를 도 6의 (a) 및 (b)에 도시되는 상기 연속형 구조 및 교차형 구조의 SSC1과 SSC2 각 코드 세트로 활용하여 적용하는 것 역시 명백함을 의미한다. 상기와 같은 전송 방식은 송신 단에서의 PAPR 혹은 CM을 최적화할 수 없으므로, 스크램블링을 수행할 수 있다.

여러 제안된 시퀀스들 중에서 낮은 연산 량 및 최적의 PAPR을 보이는 시퀀스는 하다마드 시퀀스로 변조된 골레이 시퀀스 (Golay sequence modulated by Hadamard sequence)로서, 도 1과 같은 구조를 가질 수 있다. 여기서, 골레이 시퀀스는 스크램블링 시퀀스로서 사용되고, 하다마드 시퀀스는 직교 시퀀스로서 사용된다.

이러한 최적의 PAPR을 보이는 시퀀스라 할 지라도, 도 2에서 나타낸 구조에서는 PAPR을 최적화 시킬 수는 없는 한계가 있다. 특히 OFDM 시스템에서 주파수 영역에서 시퀀스를 삽입하는 경우 시퀀스로 변조된 골레이 시퀀스를 도 3과 같은 시퀀스 조합 방법에 적용할 때에는, 두 하다마드 시퀀스의 조합으로 이미 충분한 정보를 전송할 수 있으므로, 골레이 시퀀스의 종류는 가능한 적게 사용하는 것이 바람직하다. 즉, 골레이 시퀀스는 PAPR을 줄이기 위한 용도로만 사용함이 바람직하다. 물론, 다른 골레이 시퀀스를 사용하여 정보를 전송하는 용도로 사용할 수도 있음은 당연하다.

상기와 같은 방법으로, 수신 단의 상관 연산을 줄이면서 많은 정보를 전송하는 것이 가능해 졌다. 예를 들어, N=64라고 하면 길이 32의 두 개 시퀀스의 조합으로 상기 도 6과 같이 매핑 할 수 있으며, 시퀀스를 하다마드 시퀀스로 가정한다면, 총 32*32=1024 개의 정보를 전송할 수가 있다. 혹은, 2 개의 정보 조합을 선택함에 있어서, 서로 겹치지 않게 2 가지를 선택하는 총 가지 수는 ₃₂C₂ =240 가지가 있다. 이 때의 연산 량은 32+32=64 번의 상관 연산이 수행되는 것으로 충분하다.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따라 둘 이상의 SSC를 이용하여 S-SCH 신호를 매핑 하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.

도 7의 (a) 및 (b)에서는 길이 N의 시퀀스에 상응하는 채널 신호를 송신하기 위해 길이 N/2의 시퀀스를 두 개 사용하는 예를 나타낸다. 이 때 사용되는 시퀀스를 각각 SSC1 및 SSC2라고 칭한다.

도 7의 (a)는 도 3의 (a) 및/또는 도 5의 (a)를 통해 설명한 연속형 구조와 상응하는 채널 매핑 방법을 도시한 것이다. 도 7의 (a)를 참조하면 N/2 길이의 SSC1이 연속적으로 채널에 매핑 되고 이어서 N/2 길이의 SSC2이 주파수 축에서 연속적으로 채널에 매핑 됨을 확인할 수 있다. 나아가 도 7의 (a)를 참조하면 N/2 길이의 SSC1은 연속적으로 채널에 매핑 되되, 동상 성분 및 직교 성분에 순차적으로 매핑 됨을 확인할 수 있다.

다시 말해서 SSC1의 S1(0)이 동상 성분으로 매핑 되었다면 그 다음 S1(1)은 직교 성분으로 매핑 된다. 그리고 그 다음 S1(2)는 다시 동상 성분으로 매핑 된다. 이와 같은 방법으로 N/2 길이의 SSC1은 연속적으로 채널에 매핑 될 수 있다. 마찬가지로 N/2 길이의 SSC2도 SSC1에 이어서 연속적으로 채널에 매핑 되되, 동상 성분 및 직교 성분에 순차적으로 매핑 됨을 확인할 수 있다.

도 7의 (b)는 도 3의 (b) 및/또는 도 5의 (b)를 통해 설명한 교차형 구조와 상응하는 채널 매핑 방법을 도시한 것이다. 도 7의 (b)를 참조하면 N/2 길이의 SSC1과 N/2 길이의 SSC2이 주파수 축에서 교차적으로 채널에 매핑 됨을 확인할 수 있다. 도 7의 (b)를 참조하면 이 경우도 마찬가지로 N/2 길이의 SSC1과 N/2 길이의 SSC2이 교차적으로 채널에 매핑 되되, 동상 성분 및 직교 성분에 순차적으로 매핑 됨을 확인할 수 있다.

다시 말해서 SSC1의 S1(0)이 동상 성분으로 매핑 되었다면 그 다음 SSC2의 S2(0)은 직교 성분으로 매핑 된다. 그리고 그 다음 SSC1의 S1(1)는 다시 동상 성분으로 매핑 된다. 또한, 그 다음 SSC2의 S2(1)은 직교 성분으로 매핑 된다. 이와 같은 방법으로 N/2 길이의 SSC1와 N/2 길이의 SSC2는 교차적으로 채널에 매핑 되되, 동상 성분 및 직교 성분에 순차적으로 매핑 됨을 확인할 수 있다.

나아가 도 7의 (a) 및 (b)에서는 시퀀스를 동상 성분과 직교 성분으로 구분하여 채널에 매핑 하되 동일한 시퀀스 이든지 다른 시퀀스 이든지 동상 성분과 직교 성분에 교차적으로 매핑 하는 것은 직교 성분에 매핑되는 시퀀스의 경우에는 π/2만큼의 위상 회전을 적용하여 매핑 하는 것으로 설명할 수도 있다.

도 7의 (a)에 나타난 매핑 방법을 이하 회전 연속형 매핑 방법(rotational localized mapping scheme) 이라고 칭하고 도 7의 (b)에 나타난 매핑 방법을 이하 회전 교차형 매핑 방법(rotational interleaved mapping scheme) 이라고 칭한다.

도 7의 (a) 및 (b) 각각에 도시된 예에서도 SSC1과 SSC2의 조합 순서가 변경될 수 있음은 상술한 바와 같이 자명하다 할 것이다. 또한, SSC1과 SSC2 각각으로 도 2 및 도 2와 관련된 설명에서 개시한 본 발명의 일 실시예에 따라 생성할 수 있는 최종 시퀀스를 사용할 수 있을 것이다. 다시 말해서 둘 이상의 시퀀스를 조합하여 생성하는 최종 시퀀스를 도 7의 (a) 및 (b)에 도시되는 상기 연속형 구조 및 교차형 구조의 SSC1과 SSC2 각 코드 세트로 활용하여 적용하는 것 역시 명백함을 의미한다.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따라 둘 이상의 SSC를 이용하여 S-SCH 신호를 매핑 하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.

도 8의 (a) 및 (b)에서는 길이 N의 시퀀스에 상응하는 채널 신호를 송신하기 위해 길이 N/2의 시퀀스를 두 개 사용하는 예를 나타낸다. 이 때 사용되는 시퀀스를 각각 SSC1 및 SSC2라고 칭한다.

도 8의 (a)는 도 3의 (a) 및/또는 도 5의 (a)를 통해 설명한 연속형 구조와 상응하는 채널 매핑 방법을 도시한 것이다. 도 8의 (a)를 참조하면 N/2 길이의 SSC1이 연속적으로 채널에 매핑 되고 이어서 N/2 길이의 SSC2이 주파수 축에서 연속적으로 채널에 매핑 됨을 확인할 수 있다. 나아가 도 7의 (a)를 참조하면 N/2 길이의 SSC1은 연속적으로 채널 특히 동상 성분에 매핑 됨을 확인할 수 있다. 이와 같은 방법으로 N/2 길이의 SSC1은 연속적으로 채널에 매핑 될 수 있다. 그리고 N/2 길이의 SSC2도 SSC1에 이어서 연속적으로 채널에 매핑 되되, SSC1과 달리 직교 성분에 매핑 됨을 확인할 수 있다.

도 8의 (b)는 도 3의 (b) 및/또는 도 5의 (b)를 통해 설명한 교차형 구조와 상응하는 채널 매핑 방법을 도시한 것이다. 도 8의 (b)를 참조하면 N/2 길이의 SSC1과 N/2 길이의 SSC2이 주파수 축에서 교차적으로 채널에 매핑 됨을 확인할 수 있다. 도 8의 (b)를 참조하면 이 경우도 마찬가지로 N/2 길이의 SSC1과 N/2 길이의 SSC2이 교차적으로 채널에 매핑 되되, SSC1의 S1(0)부터 S1(m)까지와 SSC2의 S2(0)부터 S1(m) 및 S2(m)까지는 동상 성분에 매핑 되고 나머지 SSC1의 S1(m+1)부터 S1(N-1)까지와 SSC2의 S2(m+1)부터 S1(N-1) 및 S2(N-1)까지는 직교 성분에 매핑 되는 것을 확인할 수 있다.

도 8의 (a) 및 (b) 각각에 도시된 예에서도 SSC1과 SSC2의 조합 순서가 변경될 수 있음은 상술한 바와 같이 자명하다 할 것이다. 또한, SSC1과 SSC2 각각으로 도 2 및 도 2와 관련된 설명에서 개시한 본 발명의 일 실시예에 따라 생성할 수 있는 최종 시퀀스를 사용할 수 있을 것이다. 다시 말해서 둘 이상의 시퀀스를 조합하여 생성하는 최종 시퀀스를 도 8의 (a) 및 (b)에 도시되는 상기 연속형 구조 및 교차형 구조의 SSC1과 SSC2 각 코드 세트로 활용하여 적용하는 것 역시 명백함을 의미한다.

나아가 도 7의 (a) 및 (b)와 도 8의 (a) 및 (b)에서는 시퀀스를 동상 성분과 직교 성분으로 구분하여 채널에 매핑 하되 동일한 시퀀스 이든지 다른 시퀀스 이든지 동상 성분과 직교 성분에 교차적으로 매핑 하거나 시퀀스의 앞부분은 동상 성분에 뒷부분은 직교 성분에 매핑 하는 예를 도시하고 있다. 하지만, 동상 성분과 직교 성분으로 구분하여 매핑하는 규칙은 얼마든지 다양하게 적용할 수 있다.

또한 본 발명의 다른 실시예로서, 도 7 및 도 8을 통해 설명한 매핑 방법을 적용할 때 도 7 및 도 8과 같이 둘 이상의 시퀀스를 사용할 수도 있지만, 하나의 시퀀스를 사용할 수도 있음은 당연하다. 다시 말해서 하나의 시퀀스의 일부 요소는 채널의 동상 성분으로 매핑 하여 송신하고 시퀀스의 나머지 요소는 채널의 직교 성분으로 매핑 하여 송신할 수 있다.

예를 들어, 하나의 시퀀스 S(n)를 사용하여 도 7의 실시예를 적용하면 S(0)은 채널의 동상 성분으로 매핑하고 S(1)은 채널의 직교 성분으로 매핑하며 S(2)는 다시 동상 성분으로 매핑 한다. 이와 같은 방법으로 S(N-1)까지 채널의 동상 성분과 직교 성분에 교차적으로 매핑 할 수 있다. 즉, 시퀀스 S(n)의 짝수 인덱스 요소는 동상 성분에 매핑 하고 시퀀스 S(n)의 홀수 인덱스 요소는 직교 성분에 매핑 할 수 있다. 물론 시퀀스 S(n)의 홀수 인덱스 요소는 동상 성분에 매핑 하고 시퀀스 S(n)의 짝수 인덱스 요소는 직교 성분에 매핑하는 반대의 실시예도 가능함은 물론이다.

마찬가지로 하나의 시퀀스 S(n)를 사용하여 도 8의 실시예를 적용하면 S(0)부터 S(N/2-1)까지는 채널의 동상 성분으로 매핑하고 나머지 S(N/2)부터 S(N-1)까지는 채널의 직교 성분으로 매핑할 수 있다. 마찬가지로 S(0)부터 S(N/2-1)까지는 채널의 직교 성분으로 매핑하고 나머지 S(N/2)부터 S(N-1)까지는 채널의 동상 성분으로 매핑하는 반대의 실시예도 가능함은 물론이다.

상술한 각 실시예에서 시퀀스를 구성하는 각 요소들은 실수 또는 허수일 수도 있고 복소수 값을 가질 수도 있을 것이다.

이상의 채널 매핑 방법은, 3GPP LTE에서 고려하는, 동기 채널 특히 S-SCH을 기준으로 설명한 것이다. 상술한 바와 같이 본 문서에서 개시되는 실시예들을 시퀀스를 기반으로 전송하는 다른 채널, 즉 랜덤 억세스 채널 (Random Access Channel: RACH), 상향/하향링크 참조 신호(DL/UL Reference signal(RS)), 상향/하향링크 제어 채널(DL/UL control channel) 등에도 동일한 개념으로 적용 가능함은 물론이다.

또한, 통상적으로 상기 채널들은 다른 종류의 시스템에도 동일한 기능을 제공하기 위해 존재하므로, IEEE 802.16e/m 과 같은 다른 시스템에도 동일하게 적용할 수 있다. 다만, 다른 시스템에서 동일한 기능을 제공하는 채널에 대한 명칭은 상술한 3GPP LTE와는 다르게 이루어질 수 있음은 당연하다. 예를 들어, IEEE802.16 계열에서 SCH는 '프리엠블 (Preamble)', RACH는 레인징 '(Ranging)', DL/UL 참조 신호는 'UL/UL 파일럿(pilot)' 등으로 불릴 수 있다.

다만, 다른 채널에 적용할 때는 각 채널의 특성을 고려하여 적용함이 바람직하다. 예를 들어, 하향링크 참조 신호(DL RS)의 경우 6개의 부 반송파 간격으로 매핑 한다고 하면, 상술한 실시예들을 적용할 때 하향링크 참조 신호의 이러한 채널 매핑 특성을 고려하여 매핑할 수 있을 것이다.

이하 본 발명이 DL/UL 참조 신호 송신에 적용되는 일례를 보다 상세하게 서술한다. 송신단에서 본 발명에 의한 참조 신호

를 전송하였을 경우, 수신단에서 수신되는 신호는 다음 수학식 9과 같다.

여기서,

은 수신신호,

는 채널,

는 잡음 신호 즉, AWGN을 의미한다. 그리고, k는 시퀀스 인덱스를 나타낸다.

채널 추정의 한 방법으로 LS(Least Square) 방법을 적용하면, 추정된 채널

는 다음 수학식 10와 같이 나타낼 수 있다.

이와 같이 추정된 채널은 다른 데이터 부분에서 BPSK, QPSK, M-ary QAM 등의 변조 방법으로 변조된 신호를 복조할 때 채널 보상용으로 사용될 수 있다. 이하 수학식 11은 수학식 10의 채널 추정 결과를 통해 신호를 복조하는 방법의 일례를 나타낸다.

수학식 11에서

는 복조 되는 수신 데이터 신호를 나타내고,

는 송신 신호,

는 채널 신호,

는 수신 데이터에 대한 잡음 신호,

는 추정된 채널 신호를 나타낸다.

통상적으로 참조 신호는 동조 시간/주파수(coherent time/frequency)를 고려하여 배치되므로 데이터가 겪는 채널은 참조 신호에서 추정된 채널로 보상될 수 있다.

또한, 본 발명의 실시예가 RACH (ranging) 등의 UL 프리엠블(preamble)에 적 용되었을 때의 일례를 설명한다. 본 실시예에 의한 RACH 프리엠블은 단말에서 전송되며, 통상적으로 UL 동기, 스케줄링 요청(scheduling request) 예를 들어, 대역폭 요청(bandwidth request), 시간/주파수 유지(timing/frequency maintenance) 등에 이용된다. 기지국은 RACH로 전송되는 프리엠블을 상관 연산을 통해 검출하여 스케줄링 요청 예를 들어, 대역폭 요청, 시간/주파수 유지 등을 수행할 수 있을 것이다.

상술한 RACH 프리엠블은 단말의 접속 기회 정보(opportunity)를 포함하며, 시퀀스를 이용하여 전송될 수 있다. 이 기회 정보는 RACH 프리엠블로서 이용 가능한 시퀀스의 개수와 관련된다. 상술한 본 발명의 실시예에 따라 생성되는 시퀀스를 이용하여 RACH 프리엠블을 전송할 수 있을 것이고, 시퀀스의 개수가 증가할 수 있어 이에 따라 단말의 기회를 확장할 수도 있을 것이다.

본 발명의 실시예에 따라 생성되는 시퀀스 등을 DL/UL ACK/NACK 전송에 적용하는 경우, 시퀀스의 개수는 ACK/NACK의 정보로 활용될 수도 있다.

또한 본 발명의 실시예에 따라 생성되는 시퀀스 등을 CQI를 전송에 적용하는 경우, 이때 시퀀스를 사용하여 CQI 값을 전송할 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예에 따라 생성되는 시퀀스를 CQI 정보로 사용할 수 있다.

본 발명의 실시예에 따라 생성되는 시퀀스를 제어 채널에 적용하는 경우에는 제어 정보를 본 발명의 실시예에 따라 생성되는 시퀀스를 사용하여 구성할 수 있을 것이다.

또한, 본 발명의 실시예에 따라 생성되는 시퀀스를 일반 트래픽 채널에 적용 하는 경우 트래픽 채널의 데이터를 본 발명의 실시예에 따라 생성되는 시퀀스를 사용하여 구성할 수 있을 것이다.

또한, 상술한 동기 채널 내지 일반 트래픽 채널들 또는 이외의 다양한 채널 신호 전송에 본 발명에 의한 시퀀스를 적용할 때, 각 채널이 적어도 2 개 이상 다중화 되어 전송되는 경우에는 본 발명의 실시예에 따라 생성되는 시퀀스를 다수 개 존재하는 각 채널을 구분하기 위해 채널 구분용으로 사용할 수도 있을 것이다. 또한, 이러한 시퀀스는 단말 간에 CDM(code division multiplexing)으로 다중화 되어 있는 경우 각 단말의 구분용 코드로서 사용될 수도 있을 것이다.

상술한 예들뿐만 아니라 일반적으로 통신 시스템에서 시퀀스가 적용되는 경우에는 본 발명의 실시예에 따라 생성되는 시퀀스 등을 광범위하게 사용할 수 있을 것이다.

이하 상술한 실시예들에 적용할 수 있는 바람직한 시퀀스의 일례를 설명한다. 하지만 이는 실시예일뿐이고 본 발명의 실시예들을 적용함에 있어서 시퀀스의 종류가 특정 시퀀스로 제한됨은 아니다. 이하에서는 특히 상술한 SSC로서 이용할 수 있는 시퀀스를 설명한다.

다양한 이진 시퀀스들 중에서 하다마드 직교 시퀀스는 FHT(Fast Hadamard Transform)을 이용하여 수신 단에서의 복잡성을 줄일 수 있는 특징이 있다. 하지만, 하다마드 시퀀스를 이용하여 스크램블링을 수행하는 경우 PAPR 또는 CM 을 줄이기 위한 방법이 요구된다. 왜냐하면, 하다마드 시퀀스의 열들은 스스로 매우 높은 PAPR을 초래하기 때문이다. 대안으로 골레이 시퀀스가 스크램블 코드로 사용될 수 있다. 특히, 하다마드 시퀀스로 변조된 골레이 시퀀스는 하나의 코드로 전체 대역폭에 대해 적용되는 경우 하다마드 열들에 대한 펄스 형상을 만들지 않고 3dB 내에서 적절한 PAPR을 만족할 수 있다.

이진 시퀀스의 다른 예로 m-시퀀스(m-sequence) 또는 PN 시퀀스(PN sequence)를 이용할 수 있다. 이 경우에도 m-시퀀스에 배열/재배열 행렬(ordering/re-ordering matrix)을 적용하여 m-시퀀스 검출에 FHT을 이용할 수 있고 이로써 수신 단에서의 복잡성을 줄일 수 있음도 자명하다. m-시퀀스 검출에 FHT을 이용하는 방법은 문서 <M. Cohn and A. Lempel, "on Fast M-Sequence Transforms", IEEE Transactions on Information Theory, pp135-137, January 1977>를 통해 확인할 수 있다. 이 외에도, 다른 종류의 이진 시퀀스 예를 들어 컴퓨터 검색 시퀀스(computer search sequence) 등을 이용할 수 있음도 자명하다.

도 9는 64-길이의 하다마드 시퀀스로 변조된 골레이 시퀀스가 하나의 코드로 적용되는 경우 PAPR 및 CM 각각의 PDF 그래프를 나타낸 것이다.

도 9를 참조하면, 조합되지 않은 순수한 하다마드 시퀀스로 변조된 골레이 시퀀스는 3dB 이하의 펄스 형상을 만들지 않는 적절한 PAPR과 2.9732dB 이하의 CM 을 획득할 수 있음을 확인할 수 있다. 즉, 하다마드 시퀀스로 변조된 골레이 시퀀스를 SSC로 이용하면 송수신 단의 복잡성과 PAPR/CM 면에서 유리한 효과가 기대될 수 있다. 아울러 이러한 SSC를 이용하여 채널에 매핑하는 방법은 상술한 도 6 내지 도 8을 통해 설명한 방법을 사용할 수 있음은 당연하다.

도 10 내지 도 14는 도 6 및 도 7을 통해 상술한 실시예들에 대해 시뮬레이 션을 적용한 결과를 나타낸다. 상술한 실시예들에 대해 시뮬레이션 결과를 통해 그 효과를 보다 구체적으로 설명한다.

표 2는 시뮬레이션 파라미터들을 나타낸다.

파라미터	설정
반송파 주파수	2GHz
샘플링 주파수	1.92MHz
FFT 사이즈	128
사용된 부 반송파 수	64
CP 타입	짧은 CP (short CP)
S-SCH 내 하이퍼서스 수	680
PSC	64-길이 ZC
SSC	2개의 32-길이 하다마드 변조된 골레이 시퀀스 (Golay modulated Hadamard sequences)
타이밍 포착	이상적 포착(ideal acquisition)
SSC 검출 시 잔여 주파수 오프셋	0, 0.5, 1.0, 1.5, 2.0ppm
채널 추정	실제 추정(real estimation)
채널 모델	6-ray TU
속도	30km/h

도 10 내지 도 14는 도 6 및 도 7을 통해 설명한 일반적 연속형 매핑 방법, 일반적 교차형 매핑 방법, 회전 연속형 매핑 방법 및 회전 교차형 매핑 방법을 사용한 경우에 대한 오류 검출율을 나타내는 그래프이다.

특히, 도 10은 잔여 주파수 오프셋이 0.0ppm 인 경우 상술한 4가지 채널 매핑 구조 각각에 대한 오류 검출율을 나타내는 그래프이다. 도 11은 잔여 주파수 오프셋이 0.5ppm 인 경우 상술한 4가지 채널 매핑 구조 각각에 대한 오류 검출율을 나타내는 그래프이다. 도 12는 잔여 주파수 오프셋이 1.0ppm 인 경우 상술한 4가지 채널 매핑 구조 각각에 대한 오류 검출율을 나타내는 그래프이다. 도 13은 잔여 주파수 오프셋이 1.5ppm 인 경우 상술한 4가지 채널 매핑 구조 각각에 대한 오류 검출율을 나타내는 그래프이다. 그리고, 도 14는 잔여 주파수 오프셋이 2.0ppm 인 경우 도 6 및 도 7에 나타난 채널 매핑 구조 각각에 대한 오류 검출율을 나타내는 그래프이다.

도 10 내지 도 14의 그래프를 참조하면, 교차형 매핑 방법이 주파수 다이버시티 이득의 측면에서 연속형 매핑 방법 보다 우수한 효과를 나타냄을 확인할 수 있다. 또한, 상대적으로 작은 잔여 주파수 오프셋을 가지는 경우 예를 들어 잔여 주파수 오프셋이 1.0ppm 보다 작은 경우에는 일반적 매핑 방법과 회전 매핑 방법이 유사한 성능을 보이지만, 상대적으로 큰 잔여 주파수 오프셋을 가지는 경우 예를 들어 잔여 주파수 오프셋이 1.0ppm 보다 같거나 큰 경우에는 회전 매핑 방법이 일반적 매핑 방법보다 우수한 효과를 나타냄을 확인할 수 있다. 이는 잔여 주파수 오프셋이 클수록 최악의 경우가 될 확률이 높은 점을 고려하면 매우 유리한 효과라고 볼 수 있을 것이다.

이웃하는 부 반송파로부터의 잔여 주파수 오프셋으로 인한 간섭은 도 7을 통해 설명한 바와 같은 회전 매핑 방법을 사용함으로써 이웃하는 부반송파에 매핑하는 SSC를 서로 다른 성상 도메인에 매핑 함으로써 위와 같은 유리한 효과를 획득할 수 있다. 추가적인 부담 없이 그리고, 복잡성이 증가하지 않고도 서로 다른 성상 도메인 특히 동상(in-phase) 성분 및 직교(quadrature) 성분과 같이 직교하는 서로 다른 성상 도메인에 매핑 함으로써 위와 같은 유리한 효과를 획득할 수 있을 것이다.

도 15 내지 도 18은 각각 도 6 및 도 7을 통해 설명한 일반적 교차형 매핑 방법, 일반적 연속형 매핑 방법, 회전 교차형 매핑 방법 및 회전 연속형 매핑 방법을 을 사용할 때 하다마드 시퀀스로 변조된 골레이 시퀀스를 SSC로 사용하는 경우에 대한 PAPR 및 CM 특성을 나타내는 그래프이다.

도 15 내지 도 18을 통해 상술한 4가지 매핑 방법을 사용하는 경우 모두 거의 동일한 PAPR 및 CM 특성을 보임을 확인할 수 있다. 다시 말해서 연속형 매핑 방법과 교차형 매핑 방법을 사용하는 경우 모두 거의 동일한 PAPR 및 CM 특성을 보인다. 또한, 일반적 매핑 방법과 회전 매핑 방법을 사용하는 경우 모두 거의 동일한 PAPR 및 CM 특성을 보인다. 따라서, 하다마드 시퀀스로 변조된 골레이 시퀀스를 SSC로 사용하는 경우 상술한 4가지 매핑 방법을 적용하더라도 PAPR 및 CM 특성은 모두 동일하다고 볼 수 있다.

본 발명의 또 다른 실시예로서 셀 별로 실수 부 및 허수 부 포함 여부를 달리하여 시퀀스를 생성할 수 있을 것이다. 예를 들어, 특정 셀에서는 실수 부에만 시퀀스를 실어서 전송하고, 다른 셀에서는 허수 부에만 시퀀스를 실어서 전송할 수 있다. 또는, 셀 별로 채널의 동상 성분 및 직교 성분 매핑 규칙을 달리 적용하여 채널 신호를 송신할 수 있을 것이다. 예를 들어, 특정 셀에서는 채널의 동상 성분에만 시퀀스를 매핑 하여 전송하고, 다른 셀에서는 채널의 직교 성분에만 시퀀스를 매핑 하여 전송할 수 있다. 이와 같이 셀 별로 시퀀스 생성 방법 또는 채널 매핑 방법을 달리 사용함으로써 셀간 간섭량을 줄이거나, 성상 매핑에 있어서의 다이버시티 효과를 얻을 수 있을 것이다.

실수 부와 허수 부로 구성되는 시퀀스를 사용하는 실시예나 시퀀스를 채널에 매핑할 때 동상 성분과 직교 성분으로 구분하여 매핑하는 실시예를 적용하면 일반적인 시퀀스 조합 방법으로 단순히 연속형 구조나 교차형 구조를 사용하는 경우와 비교하여 연산 량 측면에서 동일하나, 더 많은 정보를 송신 할 수 있음을 확인할 수 있다.

또한, 모든 부 반송파를 사용할 수 있기 때문에 자원 이용 면에서도 더 우수한 성능을 보인다. 아울러 간섭 에버리지, 주파수 다이버시티, 긴 길이 시퀀스 등의 측면에서도 보다 우수한 성능을 보이는 효과가 기대된다.

나아가 본 발명의 일 실시예에 의해 생성된 실수 부와 허수 부로 구성되는 시퀀스 전체에 골레이 시퀀스로 스크램블링을 수행하면, PAPR을 보다 최적화 시킬 수 있을 것이다.

또한, 본 발명의 실시예를 사용하면 기본적으로 원래 얻을 수 있는 충분한 간섭 에버리지, 주파수 다이버시티 (OFDM의 경우)뿐만 아니라 스프레딩 이득의 효과를 얻을 수 있을 것이다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시형태에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시형태를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 이하의 특허청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역에서 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 알 것이다. 상술한 실시 예들을 통해서는 상향링크 데이터 패킷을 전송하는 경우 적용될 수 있는 주파수 도약 방식을 설명하였지만, 이외의 하향링크 데이터 패킷을 전송하는 경우 등에 대해서도 본 명세서 내에 기술된 송신 방법과 동일하거나 유사한 방법을 사용할 수 있음은 자명하다 할 것이다.

즉, 본 특허는 여기에 나타난 실시형태들에 의해 제한되는 것이 아니라, 여기에 개시된 원리들 및 특징들과 일치하는 최 광의의 범위에 대한 권리를 부여 받기 위함을 알 것이다.

도 1은 2단 시퀀스 생성 방법의 일례를 설명하기 위한 도면.

도 2는 본 발명의 일 실시예로서 시퀀스를 생성하는 방법을 설명하기 위한 도면.

도 3은 시퀀스 조합 방법을 사용하는 일례를 설명하기 위한 도면.

도 4는 3GPP LTE에서 제안되는 10ms 무선 프레임 구조의 일례를 설명하기 위한 도면.

도 5는 3GPP LTE의 SSC (Secondary Synchronization Code)에 대한 예시적인 시퀀스 조합 방법을 설명하기 위한 도면.

도 6은 둘 이상의 시퀀스를 이용하여 S-SCH 신호를 매핑 하는 방법을 설명하기 위한 도면.

도 7은 본 발명의 일 실시예에 따라 둘 이상의 시퀀스를 이용하여 S-SCH 신호를 매핑 하는 방법을 설명하기 위한 도면.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따라 둘 이상의 시퀀스를 이용하여 S-SCH 신호를 매핑 하는 방법을 설명하기 위한 도면.

도 9는 64-길이의 하다마드 시퀀스로 변조된 골레이 시퀀스가 하나의 코드로 적용되는 경우 PAPR 및 CM 각각의 PDF 그래프.

도 10 내지 도 14은 도 6 및 도 7을 통해 상술한 실시예들에 대해 시뮬레이션을 적용한 결과 그래프.

도 15 내지 도 18은 각각 도 6 및 도 7을 통해 설명한 일반적 교차형 매핑 방법, 일반적 연속형 매핑 방법, 회전 교차형 매핑 방법 및 회전 연속형 매핑 방법을 사용할 때 하다마드 시퀀스로 변조된 골레이 시퀀스를 SSC로 사용하는 경우에 대한 PAPR 및 CM 특성을 나타내는 그래프.

Claims (20)

1. 무선 통신 시스템에서 시퀀스 기반으로 신호를 송신하는 방법에 있어서,

   제 1 시퀀스 및 제 2 시퀀스를 교차(interleave)하여 제 3 시퀀스를 생성하는 단계; 및

   상기 제 3 시퀀스를 이용하여 상기 신호를 송신하는 단계를 포함하고,

   상기 제 3 시퀀스는 하나의 무선 프레임에서 두 번 송신되고,

   상기 하나의 무선 프레임에서 첫 번째로 전송되는 상기 제 3 시퀀스에 있어서, 짝수 번째 요소들은 상기 제 1 시퀀스의 요소들을 포함하고 홀수 번째 요소들은 상기 제 2 시퀀스의 요소들을 포함하고,

   상기 하나의 무선 프레임에서 두 번째로 전송되는 상기 제 3 시퀀스에 있어서, 홀수 번째 요소들은 상기 제 1 시퀀스의 요소들을 포함하고 짝수 번째 요소들은 상기 제 2 시퀀스의 요소들을 포함하는, 신호 송신 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 3 시퀀스의 길이가 N인 경우, 상기 제 1 시퀀스 및 상기 제 2 시퀀스의 각각의 길이는 N/2인, 신호 송신 방법.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 신호는 보조 동기(secondary synchronization) 신호인, 신호 송신 방법.
4. 제 3 항에 있어서,

   상기 하나의 무선 프레임은 10개의 서브프레임을 포함하고, 상기 보조 동기 신호는 0번째 및 5번째 서브프레임에서 전송되는, 신호 송신 방법.
5. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 3 시퀀스의 요소들 중에서, 상기 제 1 시퀀스에 대응하는 요소들과 상기 제 2 시퀀스에 대응하는 요소들에 상이한 스크램블링 시퀀스가 곱해지는, 신호 송신 방법.
6. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 3 시퀀스의 상기 짝수 번째 요소들을 포함하는 제 1 그룹 또는 상기 제 3 시퀀스의 상기 홀수 번째 요소들을 포함하는 제 2 그룹 중의 어느 하나의 그룹의 요소들에는 위상 회전이 적용되지 않고, 나머지 하나의 그룹의 요소들에는 위상 회전이 적용되는, 신호 송신 방법.
7. 제 6 항에 있어서,

   상기 제 3 시퀀스의 요소들 중에서 상기 제 1 그룹의 요소들은 동상성분(in-phase component)에 매핑되고, 상기 제 2 그룹의 요소들은 직교성분(Quadrature component)에 매핑되는, 신호 송신 방법.
8. 제 1 항에 있어서,

   상기 제 3 시퀀스의 길이가 N인 경우,

   상기 제 3 시퀀스의 처음 N/2 개의 요소들에는 위상 회전이 적용되지 않고, 나머지 N/2 개의 요소들에는 위상 회전이 적용되는, 신호 송신 방법.
9. 제 8 항에 있어서,

   상기 처음 N/2 개의 요소들은 동상성분에 매핑되고, 상기 나머지 N/2 개의 요소들은 직교성분에 매핑되는, 신호 송신 방법.
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