CN102386799A - 电源电路及电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电源电路及电力变换装置。该电力变换装置具有：逆变器电路，其将直流电力变换为交流电力，且由构成上臂及下臂的多个开关元件组成；控制所述多个开关元件的控制电路；基于来自所述控制电路的信号驱动所述多个开关元件的驱动电路；和向所述驱动电路提供电力的绝缘型电源电路，所述控制电路控制从所述电源电路向所述驱动电路输出的电源电压，所述驱动电路基于载波频率和所述电源电压来驱动所述多个开关元件，所述电源电路具有将输出到所述驱动电路的电压向电源控制IC输出的反馈电路，所述反馈电路具有基于所述载波频率的变化控制输出到所述电源控制IC的电压的虚拟电路。由此，即使载波频率增加，也可以抑制输出电压的下降。

Description

电源电路及电力变换装置
技术领域
本发明涉及混合动力汽车或者电动汽车的电源电路及电力变换装置。
背景技术
若构成逆变器的开关元件的切换速度较快，则切换损耗变小，但开关元件的集电极-发射极间的电压容易发生浪涌(surge)。该情况下，若该电压超过额定电压，则存在开关元件发生故障的问题。另一方面，若切换速度较慢，则虽然难以发生浪涌，但开关元件的切换损耗增大，能量效率恶化。再有，在切换速度较慢的情况下，结温度容易上升，若该温度超过额定温度，则开关元件会发生故障。
控制极驱动电路中需要进行使上述问题的权衡最佳化的设计，希望控制极电压不发生变动，为了将控制极电压保持恒定，需要使电源电路的输出电压不发生变动。
在现有的电源电路中，若控制极驱动电路的载波频率(切换频率)升高，则开关元件的控制极电容的充放电电流增加，在控制极消耗的电力增加。另一方面，反馈输出电路如控制极驱动电路那样，无法对载波频率fc作出响应。因此，如图6所示，即使在电源电路中消耗的电力增加，反馈输出电路的输出电压601也不会发生变化，即使载波频率fc变化，提供给控制极驱动电路的电力也是恒定的。即使提供给控制极驱动电路的电力恒定，在控制极驱动电路中消耗的电力也会增加，因此如图6的次级侧输出电路的电源电压Vcc所示，电源电压下降。
由此，存在以下问题：开关元件的控制极电压从最佳设计的条件开始下降，切换损耗增加，能量效率恶化。
在专利文献1公开的电源电路中，公开了以下发明：在输出电路的负载降低的情况下，设置于输出电路中的虚拟负载电路关闭，使负载增加，从而抑制输出电压的增加。
然而，在专利文献1公开的电源电路中，虽然针对在输出电路的负载降低的情况下输出电路的输出电压增加的问题采取了对策，但并未考虑在输出电路的负载增加的情况下输出电路的输出电压降低的问题。
【专利文献1】日本特开2005-341695号公报
发明内容
鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种即使载波频率增加也能够抑制输出电压的降低的电力变换装置。
本发明涉及的电力变换装置的特征在于，具有：逆变器电路，其将直流电力变换为交流电力，且由构成上臂及下臂的多个开关元件组成；控制所述多个开关元件的控制电路；基于来自所述控制电路的信号来驱动所述多个开关元件的驱动电路；和向所述驱动电路提供电力的绝缘型电源电路，所述控制电路控制从所述电源电路向所述驱动电路输出的电源电压，所述驱动电路基于载波频率以及所述电源电压，驱动所述多个开关元件，所述电源电路具有将输出到所述驱动电路的电压向电源控制IC输出的反馈电路，所述反馈电路具有基于所述载波频率的变化来控制输出到所述电源控制IC的电压的虚拟电路。
(发明效果)
可以提供一种即使载波频率增加，也可以抑制向控制极输出的输出电压的降低的电力变换装置。
附图说明
图1是本发明的缓冲电路的电路图。
图2是本发明第一实施方式涉及的电源电路的电路图。
图3是表示三相电动机驱动用逆变器的电路构成例的图。
图4是本发明第一实施方式涉及的虚拟负载电路的电路图。
图5是表示控制极驱动电路的构成例的电路图。
图6是表示现有例的电源电路中的电源电压的载波频率依赖性的图。
图7是表示本发明的电源电路中的电源电压的载波频率依赖性的图。
图8是本发明的第二实施方式涉及的电源电路的电路图。
图9是本发明的第二实施方式涉及的虚拟负载电路的电路图。
图10是本发明的第三实施方式涉及的电源电路的电路图。
图11是本发明的第三实施方式涉及的虚拟负载电路的电路图。
图12是本发明的第四实施方式涉及的电源电路的电路图。
图13是本发明的第四实施方式涉及的虚拟负载电路的电路图。
图中：101-电源控制IC，102-变压器驱动MOSFET，103-变压器，104-整流二极管，105-电容器，106-控制极驱动电路，107-反馈输出电路，108-分压电路，109-电池，201-虚拟电路，203-外部输入信号端子，220、221-次级侧线圈，222-初级侧线圈，308-控制极信号布线。
具体实施方式
除了上述发明所要解决的技术课题栏或发明效果栏所记载的内容以外，在以下的实施方式中，在产品化的基础上可以解决所期望的课题，另外，在产品化的基础上可以达到优选的效果。在下面描述其中几点并利用实施方式的说明，对具体课题的解决或具体效果进行说明。
(第一实施方式)
利用图2对本发明的第一实施方式进行说明。在图2中示出控制极驱动电路用的电源电路。该电源电路是反馈型电路。电源电路为了对输出进行绝缘，具有变压器103。变压器103具有1个初级侧线圈222和7个次级侧线圈220、221。次级侧线圈中的1个是电源电压的反馈用的虚拟线圈220，剩下的6个向控制极驱动电路221提供电源。在变压器的初级侧，具有电源控制IC101、变压器驱动用MOSFET102。初级侧线圈经由电动机控制电路而连接着逆变器外部的电池109。电源控制IC101向MOSFET102的控制极输出PWM信号，对变压器103的初级侧电流进行切换。此时，变压器103侧初级侧电流随着PWM的占空比而变化，可以使从电池109传送到次级侧的电力发生变化。电池109的基准电位是车辆的车体，与向电动机提供电力的上述高电压直流电源306的基准电位有所不同。次级侧的线圈上具有整流二极管104、电容器105，电容器的端子成为输出。作为负载，在输出上连接着与各自的控制极对应的控制极驱动电路106UP、UN、VP、VN、WP、WN(以下，表示为控制极驱动电路106)。即，三相上下臂共计6个电路。在此，图3所示的电源电路190将电池109作为电源，基准电位为车辆车体，因此必须与次级侧的输出电路的基准电位绝缘，无法将该输出电路电压反馈。因此，作为反馈用输出电路107，另外准备使电池109与基准电位相等的第七次级侧输出电路。反馈用输出电路107也具有与其他次级侧输出电路相同的整流二极管和电容器。再有，反馈用输出电路的次级侧线圈也具有与其他次级侧线圈相同的匝数，在变压器的线圈间耦合十分密集的情况下，在反馈用输出电路107中也会出现与其他次级侧电路相同的输出电压。反馈用输出电路107中具有将其输出电压分压为规定电压的分压电路108。在此，分压电路将输出电压信号反馈到电源控制IC101。而且，电源控制IC101检测电源电路的反馈用输出电路的输出电压，按照该输出电压成为规定电压(15V)的方式调整对变压器驱动用MOSFET102进行切换的PWM输出信号的占空比。反馈用输出电路107中具备虚拟负载电路201。虚拟负载电路201具有外部输入信号端子203，并被连接在反馈用输出电路的输出202与地线之间。外部输入信号端子203连接着U相下臂控制极信号布线308。在此，虽然作为例子，外部输入信号端子203连接着U相下臂控制极信号布线308，但也可以连接除此以外的控制极信号布线。
(逆变器)
混合动力汽车的电动机驱动用逆变器(电力变换装置)具备：将从直流电源提供的直流电力变换为用于向旋转电机等交流电气负载提供的交流电力的功能；或者将由旋转电机生成的交流电力变换为用于向直流电流提供的直流电力的功能。为了达到上述变换功能，逆变器具有MOSFET或IGBT等开关元件，上述开关元件通过重复进行接通/关闭，从而进行从直流电力向交流电力或者从交流电力向直流电力的上述电力变换。
利用图3对混合动力汽车的电动机驱动用逆变器的电路的构成例进行说明。逆变器301由电动机控制电路302、控制极驱动电路303、具有开关元件的功率模块304构成。功率模块304具有IGBT130、150和二极管120、140以电方式并联连接的臂，将配置在降压直流电源的正极侧的臂称为上臂，将配置在高压直流电源的负极侧的臂称为下臂。串联电路180是将构成上臂的IGBT的发射极电极132和构成下臂的IGBT的集电极电极150电串联连接的电路，具有将电力输出到电动机310的中间输出端子155。再有，在驱动三相电动机的逆变器的情况下，因为需要3个输出，所以内置3个上述开关元件的上下臂的串联电路180。还有，在控制极驱动电路303内部，与3个上下臂的IGBT130、150分别对应地各存在1个控制极驱动电路，共计具有6个控制极驱动电路106。从电动机控制电路302到控制极驱动电路303，连接有电源线309以及以向U相下臂控制极驱动电路106UN的控制极信号布线308为代表的共计6根控制极信号布线。
在此应注意：电动机控制电路302与控制极驱动电路303内的控制极驱动电路106的基准电位有所不同。混合动力汽车的电动机驱动用逆变器的外部电源一般有两种。即，通常的车辆用12V电源和电动机驱动用的高电压电源306。在此，12V电源是控制电路用的，其基准电位是车辆的车体。再有，电动机驱动用的高电压电源306是提供给IGBT130、150的电源，其基准电位不限于车辆车体，有时可以设为高电压电源的正电极电位与负电极电位的中间电位成为车辆车体。在本实施方式中，在上述电动机控制电路302中使用车辆用12V电源，其基准电位即为车辆车体。另一方面，上臂用的控制极驱动电路106UP、106VP、106WP的基准电位和各控制极驱动电路106UP、106VP、106WP所对应的IGBT130的发射极电极132、即逆变器的中间输出端子为相同电位，下臂的控制极驱动电路106UN、106VN、106WN的基准电位和各控制极驱动电路106UN、106VN、106WN所对应的IGBT150的发射极电极152、即高压直流电源306的负极侧电位为相同电位。
作为逆变器的动作，首先电动机控制电路302为了对上述IGBT130、150进行切换，向控制极驱动电路303的6个控制极驱动电路106发送PWM方式的控制极信号。在此，因为电动机控制电路302的基准电位与控制极驱动电路303的基准电位不同，所以信号的收发是经由光电耦合器等绝缘信号传输装置来进行的。接着，控制极驱动电路106基于上述控制极信号，向IGBT130、150的控制极-发射极端子之间提供电压，对IGBT130、150进行切换。由此，IGBT130、150使电流流过电动机310，从而驱动电动机310。
(控制极驱动电路)
图5表示1个电路份的控制极驱动电路106的例子的框图。控制极驱动电路501主要由光电耦合器507、控制极驱动IC509、缓冲器510、与控制极驱动IC509及缓冲器510并联连接的电源旁路电容器560以及与IGBT130、150的控制极-发射极间并联连接的电容器550构成。
上述控制极信号从电动机控制电路302经由光电耦合器507而被输入到控制极驱动IC509。从该电动机控制电路302输入的上述控制极信号的基准电位为车辆车体，信号电平为5V。与此相对，在控制极驱动电路106中，基准电位与从电动机控制电路输入的控制极信号不同，信号电平也成为比驱动大电流的IGBT的控制极阈值电压高的15V。也就是说，光电耦合器507除了绝缘信号传输以外，还承担信号电平转换的任务。基于该信号，控制极驱动IC509经由缓冲器510而提供IGBT130、150的控制极-发射极间电压。
(缓冲器电路)
缓冲器电路510采用电阻450、IGBT460、IGBT470及电阻480如图1那样串联连接的结构。其中，在IGBT460及IGBT470的控制极上电连接控制极电阻440。
(虚拟负载电路)
使用图4对虚拟负载电路201进行说明。本电路由外部输入信号缓冲器411、驱动器412、负载电容409和负载电阻410构成，电源及接地端分别连接着反馈输出电路的输出202及地线。其中，旁路电容器413与控制极驱动电路106的电源旁路电容器560对应，优选设计为具有与存在于控制极驱动电路106内的电源旁路电容器560相同的电容。
外部输入信号缓冲器411将控制极信号的信号电平从5V变换为15V。外部输入信号缓冲器411是由MOSFET402、控制极电阻401和被上拉到反馈输出电路的输出202上的电阻403构成的信号反相电路。来自电动机控制电路302的5V控制极信号经由控制极电阻401而被输入到MOSFET402的控制极端子。于是，外部输入信号缓冲器411将15V的反相信号输出到下一级的驱动器412。
驱动器412从反馈输出电路的输出202获得电源，以控制极信号的频率对负载电容409进行充放电。驱动器412是由输入电阻404、高电位侧输出电阻405、PNP双极性晶体管406、NPN双极性晶体管407、低电位侧输出电阻408构成的非反相缓冲电路。
负载电容409的电容CL2成为与控制极驱动电路的负载电容、即IGBT模块304的IGBT130、150的控制极电容与控制极驱动电路106中的电容之和相同的电容。作为具体的电容值的决定方法，只要根据IGBT130、150的控制极蓄积电荷QG、控制极电压VG设为CL2＝QG/VG+C0即可。在此，C0是控制极驱动电路中的输出负载以外的用电源电压进行充放电的电容负载的总电容。再有，进一步优选：实际测量控制极驱动电路106的电源电压的载波频率依赖性，按照反馈输出电路的输出电压与电源电压的载波频率依赖性一致的方式实验性地调整CL2。作为负载电容409的决定方法，除了上述的方法以外，也可以利用与图5所示的控制极驱动电路106中采用的负载电容550的同样的电容。
负载电阻410是模拟控制极驱动电路106的直流电流负载的电阻，其电阻值RL是流过与控制极驱动电路106的消耗电流的直流量相同的电流的电阻值。具体是，优选是图5所示的控制极驱动IC509的控制极驱动IC正极连接点520和控制极驱动IC负极连接点530之间的电阻值。再有，进一步优选：实际测量载波0Hz时的控制极驱动IC正极连接点520和控制极驱动IC负极连接点530之间的电源电压，按照反馈输出电路的输出电压与电源电压的载波频率依赖性一致的方式实验性地调整RL。
另外，在虚拟负载电路201的外部输入信号缓冲器411及驱动器412中，若采用实物的控制极驱动电路106，则能够模拟实际的控制极驱动电路的频率响应，进一步提高反馈的精度。
根据该构成，该虚拟负载电路201依据来自电动机控制电路302的控制极信号，使驱动器412从反馈输出电路的输出202获得电源，以载波频率对与控制极驱动电路106相同的负载电容进行充放电。负载电阻410从反馈输出电路的输出202获得电源，并流过与控制极驱动IC509中流经的电流相同的电流，因此在电源电路的反馈输出电路中，无论载波频率如何，都可以再现与控制极驱动电路106同样的负载。
根据上述内容，即使载波频率增加而电源电路190的输出电路的负载增加，反馈输出电路的负载也会遵循实际的负载。因为反馈输出电路的负载也可以遵循实际的负载，所以如图7的曲线图所示，即使载波频率fc增加，次级侧输出电路的电源电压Vcc702也可以基本保持恒定。因此，可以抑制载波频率增加时的输出电压的下降、即开关元件的控制极电压的下降，可以抑制逆变器的电力效率的下降。
(第二实施方式)
(电源电路)
利用图8对第二实施方式进行说明。该电源电路190的结构与第一实施方式中说明的电源电路的结构大致相同。在第一实施方式中，因为也向虚拟电路提供电力，所以在虚拟电路内也消耗电力。然而，虚拟电路只要以可以防止控制极驱动电路106的输出电压的降低的程度输出反馈输出电压即可，因此期望抑制虚拟电路内的电力消耗。因此，在本实施方式中，与第一实施方式不同的是：变压器803的反馈用线圈804的匝数减少为其他次级侧线圈的匝数的1/3，将分压电路805的分压比设为原来的3倍。也就是说，输出电压从15V到5V，成为1/3。根据上述构成，因为输出到虚拟电路801的电压减小，所以可以抑制虚拟电路内的电力消耗量。虚拟负载电路801具有外部输入信号端子203，并连接在反馈输出电路的输出802与地线之间。外部输入端子808连接着U相下臂控制极信号布线308。在此，作为例子，外部输入端子808连接了U相下臂控制极信号布线308，但也可以连接除此以外的控制极信号布线。
(虚拟负载电路)
使用图9对第二实施方式的虚拟负载电路801进行说明。本电路由缓冲器IC901、负载电容902和负载电阻903构成，电源及接地端分别连接着反馈输出电路的输出802及地线。其中，旁路电容器904是模拟与控制极驱动电路106并联连接的电源旁路电容器560的部件，希望设计为具有与存在于控制极驱动电路106内的电源旁路电容器560相同的电容。
缓冲器IC901因为从反馈输出电路的输出802获得5V电源，所以将来自电动机控制电路302的控制极信号保持信号电平5V不变而直接输入，能够以控制极信号的频率对负载电容902进行充放电。
负载电容902执行与上述第一实施方式同样的决定方法。
负载电阻903是模拟控制极驱动电路106的直流电流负载的部件，其电阻值RL为流经控制极驱动电路的消耗电流的直流量的1/3的电流的电阻值。具体是，希望是图5所示的控制极驱动IC509的控制极驱动IC正极连接点520和控制极驱动IC负极连接点530之间的电阻值的3倍。再有，进一步优选：实际测量载波0Hz时的控制极驱动IC正极连接点520和控制极驱动IC负极连接点530之间的电源电压，按照反馈输出电路的输出电压与电源电压的载波频率依赖性一致的方式实验性地调整RL。
根据该构成，该虚拟负载电路801依据来自电动机控制电路302的控制极信号，使驱动器901从反馈输出电路的输出802获得电源，以载波频率，以控制极驱动电路的电源电压的1/3的电压对与控制极驱动电路的负载电容相同的负载电容进行充放电。负载电阻903从反馈输出电路的输出802获得电源，并流过控制极驱动IC509中的消耗电流的电流量的1/3的电流，因此在将输出电压缩放为控制极驱动电路106的电源电压的1/3的反馈输出电路中，无论载波频率如何，都可以再现控制极驱动电路106的1/3的负载。再有，通过成为控制极驱动电路106的输出电压的1/3，从而无需缓冲器411，因此能够使虚拟电路小型化。其中，在想获得仅抑制消耗电力的效果的情况下，只要将反馈用线圈804的匝数减少为其他次级侧线圈的匝数的1/N，将分压电路805的分压比设为原来的N倍即可。
根据上述内容，即使载波频率增加而引起电源电路190的输出电路的负载增加，反馈输出电路的负载也会遵循实际的负载。因为反馈输出电路的负载也可以遵循实际的负载，所以如图7的曲线图所示，即使载波频率fc增加，次级侧输出电路的电源电压Vcc702也可以基本保持恒定。因此，可以抑制载波频率增加时的输出电压的下降、即开关元件的控制极电压的下降，可以抑制逆变器的电力效率的下降。进而，通过使反馈输出电路的输出电压与电动机控制电路302的控制极信号电压相同，从而不需要第一实施方式所示的缓冲器411，可以简化虚拟电路801，因此可以小型化、低成本化。还有，因为输出到虚拟电路801的电压减小，所以可以降低由虚拟电路801消耗的消耗电力，可以提高电源电路的效率。
(第三实施方式)
使用图10对本发明的第三实施方式进行说明。该电源电路与第一实施方式中说明的电源电路基本相同。在第一及第二实施方式中，输出到1个上臂或1个下臂的控制极信号被输出到虚拟电路。然而，在逆变器301的控制方式变化为二相调制方式的情况下，若使用不工作的1相信号，则有时无法进行反馈。因此，在第三实施方式中，在反馈输出电路1003的输出节点1002与地线之间具有与电动机控制电路302连接的3个信号端子1004、1005、1006，由此能够直接向虚拟电路1002输出控制极信号信息、例如基于载波频率信息的信号，提高控制的可靠性。
基于载波频率信息的信号相对于载波频率fc的最高频率fcmax而言，相对代表低频带的频率f0＝1/4×fcmax、代表中频带的频率f1＝1/2×fcmax、代表高频带的频率f2＝3/4fcmax，输入到信号端子1004的信号成为以下信号，即：在载波频率fc比频率f0高的情况下为高(‘H’)电平(5V)，在载波频率fc比f0低的情况下为低(‘L’)电平(0V)。再有，输入到信号端子1005的信号成为以下信号，即：载波频率fc比频率f1高的情况下为高(‘H’)电平(5V)，在载波频率fc比f1低的情况下为低(‘L’)电平(0V)。还有，输入到信号端子1006的信号成为以下信号，即：载波频率fc比某一频率f2高的情况下为高(‘H’)电平(5V)，在载波频率fc比f2低的情况下为低(‘L’)电平(0V)。其中，在此虽然将代表低频带的频率设为f0＝1/4×fcmax、将代表中频带的频率设为f1＝1/2×fcmax、将代表高频带的频率设为f2＝3/4fcmax，但并不限于该频率设定，也可以根据所使用的频带的大小使频率设定变化。
(虚拟负载电路)
使用图11对本发明的第三实施方式中的虚拟负载电路进行说明。虚拟负载电路1001由带开关的直流负载电路1101、1102、1103及负载电阻1106构成。其中，旁路电容器1107与控制极驱动电路106的电源旁路电容器560对应，希望设计为具有与存在于控制极驱动电路106内的电源旁路电容器560相同的电容。
负载电阻410是模拟控制极驱动电路1106的直流电流负载的部件，其电阻值RL是流过与控制极驱动电路106的消耗电流的直流量相同的电流的电阻值。具体是，希望是图5所示的控制极驱动IC509的控制极驱动IC正极连接点520和控制极驱动IC负极连接点530之间的电阻值。再有，进一步优选：实际测量载波0Hz时的控制极驱动IC正极连接点520和控制极驱动IC负极连接点530之间的电源电压，按照反馈输出电路的输出电压与电源电压的载波频率依赖性一致的方式实验性地调整RL。带开关的直流负载电路1101由MOSFET1104和被上拉到反馈输出电路的输出节点1002的电阻1105构成。若信号端子1004为高(“H”)电平，则MOSFET1104导通，电流经由电阻1105而从反馈输出电路的输出节点1002流向地线。电阻1105的电阻值成为流过与载波频率fc＝f0时的控制极驱动电路的电容负载电流相当的电流的电阻值。其他带开关的直流负载电路1102、1103也具有相同的构成。其中，电阻1105、1108、1110的电阻值均是相同的值。
虚拟负载电路1001在载波频率fc处于0＜fc＜f0的非常低的范围内时，流过仅由负载电阻1106产生的电流。再有，在f0＜fc＜f1的低频带内，除了负载电阻1106以外，带开关的直流负载电路1101也被接通，流过相当于载波频率fc＝f0时的控制极驱动电路的负载电流的电流。而且，在f1＜fc＜f2的中频带，除了负载电阻1106、带开关的直流负载电路1101以外，带开关的直流负载电路1102也被接通，流过相当于载波频率fc＝f1时的控制极驱动电路的负载电流的电流。进而，在f2＜fc＜fcmax的高频带，负载电阻1106、带开关的直流负载电路1101、1102、1103均被接通，流过相当于载波频率fc＝f2时的控制极驱动电路的负载电流的电流。再有，在本第三实施方式中，因为不存在第一实施方式或第二实施方式所示的负载电容409、902，所以能够进一步小型化虚拟负载电路1001，与电源电路的低成本化紧密相关。还有，流经虚拟电路1001的负载电流仅经由电阻1105、1108、1110而被输出，而不是基于图4及图9所示的负载电容409、902的充放电，因此在反馈输出电路807的输出电压中并未承载脉动噪声(ripple noise)，能够进行稳定的控制。
另外，虽然将电阻1105、1108、1110的电阻值均设为相等的值，但也可以设定为各不相同的值。尤其是，若设定为电阻1105的电阻值：电阻1108的电阻值：电阻1110的电阻值为1∶2∶4，则能够使电流以8个阶段变化，能够对应于更精细的控制，因此可以提高反馈的可靠性。
此外，在将上述实际上输出到控制极的切换信号输出到虚拟电路的情况下，若改变PWM控制中所采用的占空比，则脉冲宽度会变细，有可能无法感知窄带脉冲。该情况下，虚拟负载电路1001通过从电动机控制电路302接收基于占空比50％的切换信号的信息，从而不会产生无法感知脉冲的状况，可以进一步提高控制的可靠性。
根据上述内容，虚拟负载电路1001可以将来自电动机控制电路302的与载波频率信息相关的信号直接输出到反馈输出电路，即使在逆变器301的控制方式变化为二相调制方式的情况下，也可以根据载波频率来再现与控制极驱动电路106同样的负载，因此可以提高反馈控制的可靠性。因此，即使载波频率增加而引起电源电路的输出电路的负载增加，反馈输出电路的负载也会遵循实际的负载，所以可以抑制载波频率增加时的输出电压的下降、即开关元件的控制极电压的下降，可以防止逆变器的电力效率的下降。另外，因为负载电流由直流电阻产生，而不是基于切换的电容的充放电，所以反馈输出电路的输出电压中并未承载脉动噪声，能够进行稳定的控制。
(第四实施方式)
图12是本发明的第四实施方式，基本构成与第三实施方式相同。电动机控制电路302向反馈电路1203的虚拟负载电路发送三相的PWM信号。例如，发送UN控制极驱动PWM信号1204、VN控制极驱动PWM信号1205、WN控制极驱动PWM信号1206。
虚拟负载电路1201具有3个第一实施方式的虚拟负载电路201，能向每个虚拟电路201分别输入3个PWM信号。另外，每个虚拟电路201共用负载电阻410及负载电容413，由此可以简化电路结构。进而，作为具体的结构，对于信号1204而言，具有外部输入信号缓冲器411、驱动器412及负载电容1304。负载电容1304是第一实施方式的图5所示的负载电容409的1/3的电容。同样，对于信号1205、1206而言，具有外部输入信号缓冲器411、驱动器412及负载电容1305或1306。负载电容1305、1306是负载电容409的1/3的电容。
根据上述内容，虚拟负载电路1201可以将来自电动机控制电路302的与载波频率信息相关的信号直接输出到反馈输出电路，即使在逆变器301的控制方式变化为二相调制方式的情况下，也可以根据载波频率来再现与控制极驱动电路106同样的负载，因此可以提高反馈控制的可靠性。再有，因为在虚拟负载电路1201中，共用负载电阻410及负载电容413，所以可以简化虚拟电路1201的构成，还可以再现UVW三相的平均负载，能够缓和反馈输出电路1203的输出电压的脉动噪声。

Claims (10)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具有：
逆变器电路，其将直流电力变换为交流电力，且由构成上臂及下臂的多个开关元件组成；
控制电路，其控制所述多个开关元件；
驱动电路，其基于来自所述控制电路的信号，驱动所述多个开关元件；和
电源电路，其向所述驱动电路提供电力，
所述控制电路控制从所述电源电路向所述驱动电路输出的电源电压，
所述驱动电路基于载波频率以及所述电源电压，驱动所述多个开关元件，
所述电源电路具有：变压器，其具备初级侧线圈和经由该初级侧线圈提供电压的多个次级侧线圈，其中从电池向该初级侧线圈提供电压；以及反馈电路，
所述多个次级侧线圈中的第一次级侧线圈向所述驱动电路输出电压，
所述多个次级侧线圈中的第二次级侧线圈向所述反馈电路输出电压，
所述反馈电路具有基于所述载波频率的变化来控制输出到所述初级侧线圈的电压的虚拟电路。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述逆变器电路具有将所述上臂与所述下臂串联连接的串联电路，即U相电路、V相电路及W相电路，
所述驱动电路由与构成所述U相电路、V相电路、W相电路的所述上臂及所述下臂各自所对应的多个控制极驱动电路构成，
所述虚拟电路具有第一开关单元、第二开关单元、电容器和电阻，
所述第一开关单元与第二开关单元构成串联连接的串联电路，且该第一开关单元配置在电位比该第二开关单元还高的高电位侧，
所述电容器与所述第二开关单元并联连接，
所述电阻与所述串联电路并联连接。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电容器的静电电容与在构成所述逆变器电路的1个开关元件的控制极-发射极间并联连接的电容器的静电电容大致相同。
4.根据权利要求2或3所述的电力变换装置，其特征在于，
所述电阻的电阻值是所述控制极驱动电路所具备的控制极IC的正极连接点及控制极IC的负极连接点之间的电阻值。
5.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述第二次级侧线圈的匝数比所述初级侧线圈的匝数还少。
6.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述初级侧线圈与所述第二次级侧线圈的匝数之比和所述电池的电压与驱动所述开关元件的电压之比为同一比。
7.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述虚拟电路具有：串联连接了电阻和开关元件的多个开关电路；以及第一电阻，
所述第一电阻与所述开关电路并联连接，
所述控制电路使根据所述载波频率的变动而导通的开关电路的数量变动。
8.根据权利要求7所述电力变换装置，其特征在于，
所述多个开关电路由第一开关电路、第二开关电路以及第三开关电路构成，
所述控制电路在所述载波频率为第一规定值以上的情况下使所述第一开关电路导通，在所述载波频率为第二规定值以上的情况下使所述第一开关电路及所述第二开关电路导通，在所述载波频率为第三规定值以上的情况下使所述第一开关电路、所述第二开关电路以及所述第三开关电路导通，
所述第一规定值比所述第二规定值还小，所述第二规定值比所述第三规定值还小。
9.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述反馈电路具有与所述U相电路、所述V相电路及所述W相电路各自对应的多个所述虚拟电路。
10.根据权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于，从所述控制电路输出所述载波频率的信息。
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