CN102273113A - 发送装置、发送方法、通信系统以及通信方法 - Google Patents

Abstract

在对作为数字信号的基本单位的码元进行多载波调制之后进行发送的发送装置中，通过在具有第1保护间隔的第1多载波码元中配置了码元的子载波、和在具有比第1保护间隔长的第2保护间隔的第2多载波码元中配置了码元的子载波，在同一时刻在构成多载波的多个子载波之间分散，从而可以几乎不使通信的传输效率降低地提高对码元间干扰的抗性。

Description

发送装置、发送方法、通信系统以及通信方法

技术领域

本发明涉及发送装置、发送方法、通信系统以及通信方法。

本申请基于2009年1月8日在日本申请的特愿2009-002693号以及特愿2009-002694号主张优先权，并在此引用其内容。

背景技术

在移动体通信、固定通信等无线通信中，由于存在于传输路径的障碍物等的反射波的影响，发送信号受到各种干扰，接收信号的电平发生变动、所谓的衰落，由此通信质量下降。

例如，对于正交频分复用(以下称为“OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)”)、正交频分多址接入(OFDMA：OrthogonalFrequency Division Multiple Access)、多载波码分复用(MC-CDM：MultiCarrier-Code Division Multiplexing)等多载波传输，通过在发送装置发送的发送信号中附加基于循环前缀(CP：Cyclic Prefix)的保护间隔(GI：GuardInterval)区间(长度)，从而降低多径衰落(多径干扰)的影响。

此外，在接收装置中，为了补偿多径衰落等起因于传输路径的发送信号的振幅、相位的变动，将在发送装置与接收装置之间已知的信号作为导频信号，插入发送信号的一部分中，由此进行传输路径的振幅、相位的变动的估计。此外，期望高精度地进行该传输路径估计。

尤其在宽带传输、高速移动环境中，期望发送信号的振幅和相位的变动能够追随频率方向以及时间方向。作为估计该时间变动和频率变动的方法，有针对频率方向以及时间方向离散(Scattered：离散、分散)地配置导频信号的方法。例如，非专利文献1中示出了使用离散导频信号的方法。

使用图52来说明非专利文献1中所示出的使用离散配置的导频码元(symbol)(以下称为“离散导频码元”)的方法的一例。

图52示出由8个子载波以及12个OFDM码元构成的帧。在图52中，横轴表示时间，纵轴表示频率，频率(纵轴)方向的1行表示子载波，时间(横轴)方向的1列表示OFDM码元。在该帧中，在频率方向上隔3个子载波、以及在时间方向上隔1个OFDM码元配置导频码元。而且，包含导频码元的OFDM码元使导频码元在频率方向上按每个OFDM码元移位(shift)。据此，通过离散导频码元，能够追随振幅和相位的时间变动和频率变动的估计。

另一方面，使用图53以及图54来说明在OFDM等多载波传输中，存在超过保护间隔区间的到来波，成为通信质量降低的原因的例。在图53中，示出12波的多径模型的信道脉冲响应值，接收信号的开头的4波在保护间隔GI区间内，之外的8波超过了该区间。这样存在超过保护间隔区间的延迟波时，如图54所示，前面的OFDM码元中所附加的保护间隔的开头、即前面的OFDM码元的数据区间，进入用于对所接收的信号进行解调而进行的FFT(快速傅立叶变换：Fast Fourier Transform)区间内，由此产生码元间干扰(ISI：Inter Symbol Interference)。该码元间干扰成为使传输路径的估计精度降低、通信质量下降的原因。

作为去除该码元间干扰的影响的方法，例如，如非专利文献1中所示那样，给出了使该子帧(帧、时隙)中的各OFDM码元的保护间隔比通常的保护间隔长的方法。

【非专利文献1】「3rd Generation Partnership Project；TechnicalSpecification Group Radio Access Network；Evolved Universal TerrestrialRadio Access(EUTRA)；Physical Channels and Modulation(Release8)」3GPPTS 36.211 V8.3.0(2008-05).

但是，在非专利文献1中，因为按每个子帧设定要附加的保护间隔区间，所以即使在想要使1个保护间隔变长的情况下，也会使相同子帧的全部保护间隔区间变长。即，对于包含想要使保护间隔区间变长的离散导频码元的相同子帧的离散导频码元以外的全部OFDM码元，都会使保护间隔区间变长，所以无线通信中的冗余的区间增加。因此，在非专利文献1中，虽然能够减少OFDM码元间的干扰，但是导致传输效率降低。

此外，如上述那样，对于用于进行传输路径估计的离散导频码元以外，例如，在使同一OFDM码元内的任意子载波的信号高精度地还原的情况下，也同样地存在码元间干扰的问题。

发明内容

本发明鉴于上述问题而作，其目的在于提供一种发送装置、发送方法、通信系统以及通信方法，使得在由于传输路径而存在超过通常的保护间隔区间的到来波的环境中，几乎不使传输效率降低，提高对码元间干扰的抗性。

(1)本发明为了解决上述课题而作，本发明的发送装置，对作为数字信号的基本单位的码元进行多载波调制之后进行发送，其特征在于，在具有第1保护间隔的第1多载波码元中配置了码元的子载波、和在具有比所述第1保护间隔长的第2保护间隔的第2多载波码元中配置了码元的子载波，在同一时刻在构成所述多载波的多个子载波之间分散。

(2)此外，本发明的发送装置，是上述发送装置，其特征在于，具备：相位控制部，其对附加比第1保护间隔长的第2保护间隔的一部分所述码元进行相位旋转，生成用于构成一部分第2保护间隔的码元，其中所述第2保护间隔附加到所述一部分码元，所述构成一部分第2保护间隔的码元是在与所述一部分码元相同的子载波的时间方向上配置于前一个位置的码元；复用部，其在频域上复用附加所述第1保护间隔的码元、附加所述第2保护间隔的码元、和所述相位旋转部所生成的码元；傅立叶反变换部，其对所述复用部进行了复用的码元进行傅立叶反变换，变换为时域信号；和保护间隔插入部，其向由所述傅立叶反变换部变换后的时域信号附加所述第1保护间隔的长度的保护间隔，所述发送装置，生成第1多载波码元和第2多载波码元。

(3)此外，本发明的发送装置，是上述发送装置，其特征在于，所述相位控制部根据所述第1保护间隔的长度来控制相位旋转时的相位旋转量。

(4)此外，本发明的发送装置，是上述发送装置，其特征在于，所述第2多载波码元的有效码元区间，在时间方向上与所述第1多载波码元的任一个有效码元区间一致。

(5)此外，本发明的发送装置，是上述发送装置，其特征在于，所述发送装置还具备存储所述第2多载波码元的码元存储部。

(6)此外，本发明的发送装置，是上述发送装置，其特征在于，所述第2多载波码元，是包含在与该发送装置进行通信的接收装置与该发送装置之间成为已知的导频信号的导频码元。

(7)此外，本发明的发送装置，是上述发送装置，其特征在于，所述第2多载波码元，是包含针对与该发送装置进行通信的接收装置的控制信号的控制数据码元。

(8)此外，本发明的发送装置，是上述发送装置，其特征在于，所述第1多载波码元，是包含针对与该发送装置进行通信的接收装置的信息数据的信息数据码元。

(9)此外，本发明的发送装置，是上述发送装置，其特征在于，所述第1多载波码元，是包含针对与该发送装置进行通信的接收装置的信息数据的信息数据码元、以及包含针对与该发送装置进行通信的接收装置的控制信号的控制数据码元。

(10)此外，本发明的发送装置，是上述发送装置，其特征在于，作为所述控制数据码元的所述第1多载波码元，配置在与配置有所述第2多载波码元的子载波相邻的子载波。

(11)此外，本发明的发送装置，是上述发送装置，其特征在于，具备多个由所述相位控制部、所述复用部、所述傅立叶反变换部和所述保护间隔插入部构成的发送处理部，一个所述发送处理部内的所述第2多载波码元，是在空间上与其他所述发送处理部相互独立的第2多载波码元。

(12)此外，本发明的发送装置，是上述发送装置，其特征在于，具备：第1多载波码元生成部，其对一部分所述码元附加所述第1保护间隔从而生成所述第1多载波码元；第2多载波码元生成部，其对其他一部分所述码元附加所述第2保护间隔从而生成所述第2多载波码元；和复用部，其在时域上复用所述第1多载波码元和所述第2多载波码元。

(13)此外，本发明的发送装置，是上述发送装置，其特征在于，所述第1多载波码元生成部，将所述一部分码元的每一个配置到由预先决定的宽度的时间、频率构成的区域的任一个区域，生成附加了所述第1保护间隔的所述第1多载波码元的时域信号，所述第2多载波码元生成部，将所述其他一部分码元的每一个配置到由所述预先决定的宽度的时间、频率构成的除了配置所述一部分码元的区域之外的区域的任一个区域，生成附加了所述第2保护间隔的所述第2多载波码元的时域信号，所述复用部，复用所述第1多载波码元的时域信号和所述第2多载波码元的时域信号。

(14)此外，本发明的通信系统，具备对作为数字信号的基本单位的码元进行多载波调制之后进行发送的发送装置以及接收装置，其特征在于，所述发送装置发送多载波信号，在所述多载波信号中，在具有第1保护间隔的第1多载波码元中配置了码元的子载波、和在具有比所述第1保护间隔长的第2保护间隔的第2多载波码元中配置了码元的子载波，在同一时刻在构成所述多载波的多个子载波之间分散，所述接收装置对从所述发送装置发送来的多载波信号进行多载波解调从而分离所述多个子载波，提取所述第1码元和所述第2码元。

(15)此外，本发明的通信系统，根据上述通信系统，其特征在于，所述接收装置接收从所述发送装置发送来的所述多载波信号，所述接收装置具备：第1保护间隔去除部，其去除所接收的所述多载波信号中包含的所述第1保护间隔；和第2保护间隔去除部，其去除所接收的所述多载波信号中包含的所述第2保护间隔。

(16)此外，本发明的通信系统，根据上述通信系统，其特征在于，所述接收装置接收从所述发送装置发送来的所述多载波信号，所述接收装置具备：第1保护间隔去除部，其去除所接收的所述多载波信号中包含的所述第1保护间隔；和码元提取部，其从所述第1保护间隔去除部去除了所述第1保护间隔的所述多载波信号中提取该多载波信号中包含的所述第2多载波码元。

(17)此外，本发明的通信系统，根据上述通信系统，其特征在于，所述码元提取部提取的有效码元区间是所述第2多载波码元的有效码元区间。

(18)此外，本发明的发送方法，是对作为数字信号的基本单位的码元进行多载波调制之后进行发送的发送装置的发送方法，其特征在于，在具有第1保护间隔的第1多载波码元中配置了码元的子载波、在具有比所述第1保护间隔长的第2保护间隔的第2多载波码元中配置了码元的子载波，在同一时刻在构成所述多载波的多个子载波之间分散。

(19)此外，本发明的发送方法，根据上述发送方法，其特征在于，所述发送方法包括以下过程：相位控制过程，对附加比第1保护间隔长的第2保护间隔的一部分所述码元进行相位旋转，生成用于构成一部分第2保护间隔的码元，其中所述第2保护间隔附加到所述一部分码元，所述构成一部分第2保护间隔的码元是在与所述一部分码元相同的子载波的时间方向上配置于前一个位置的码元；复用过程，在频域上复用附加所述第1保护间隔的码元、附加所述第2保护间隔的码元、和所述相位旋转过程中所生成的码元；傅立叶反变换过程，对所述复用过程中进行了复用的码元进行傅立叶反变换，变换为时域信号；和保护间隔插入过程，向所述傅立叶反变换过程中变换后的时域信号附加所述第1保护间隔的长度的保护间隔，发送生成了第1多载波码元和第2多载波码元的多载波信号。

(20)此外，本发明的发送方法，根据上述发送方法，其特征在于，是对作为数字信号的基本单位的码元进行多载波调制之后进行发送的发送装置中的发送方法，其中，具备：第1过程，所述发送装置对一部分所述码元附加第1保护间隔从而生成第1多载波码元；第2过程，所述发送装置对另一部分所述码元附加比所述第1保护间隔长的第2保护间隔从而生成第2多载波码元；和第3过程，所述发送装置在时域上复用所述第1多载波码元和所述第2多载波码元。

(21)此外，本发明的通信方法，包括对作为数字信号的基本单位的码元进行多载波调制之后进行发送的发送方法以及接收方法，其特征在于，所述发送方法中，发送多载波信号，在所述多载波信号中，在具有第1保护间隔的第1多载波码元中配置了码元的子载波、和在具有比所述第1保护间隔长的第2保护间隔的第2多载波码元中配置了码元的子载波，在同一时刻在构成所述多载波的多个子载波之间分散，所述接收方法中，对发送来的多载波信号进行多载波解调从而分离所述多个载波，提取所述第1码元和所述第2码元。

(22)此外，本发明的通信方法，根据上述通信方法，其特征在于，所述接收方法中，对发送来的所述多载波信号进行接收，所述接收方法具备：第1保护间隔去除过程，去除所接收的所述多载波信号中包含的所述第1保护间隔；和第2保护间隔去除过程，去除所接收的所述多载波信号中包含的所述第2保护间隔。

(23)此外，本发明的通信方法，根据上述通信方法，其特征在于，所述接收方法中，对发送来的所述多载波信号进行接收，所述接收方法具备：第1保护间隔去除过程，去除所接收的所述多载波信号中包含的所述第1保护间隔；和码元提取过程，从所述第1保护间隔去除过程中去除了所述第1保护间隔的所述多载波信号中提取该多载波信号中包含的所述第2码元。

根据本发明，能够在起因于传输路径而出现超过通常保护间隔区间的到来波的环境中，生成第1OFDM码元和第2OFDM码元，对该第1OFDM码元和第2OFDM码元附加长度不同的第1和第2保护间隔(第2保护间隔的长度比第1保护间隔的长度长)，发送在同一时刻在构成多载波的多个子载波之间进行了分散配置的发送信号，所以能够几乎不使通信的传输效率降低，并且提高对码元间干扰的抗性。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施方式中的发送装置的结构的概略框图。

图2是表示本发明的第1实施方式中的信息数据码元帧的一例的图。

图3是表示本发明的第1实施方式中的导频码元帧的一例的图。

图4A是表示本发明的第1实施方式中的正常保护间隔(normal GuardInterval)的生成方法的第1图。

图4B是表示本发明的第1实施方式中的正常保护间隔的生成方法的第2图。

图4C是表示本发明的第1实施方式中的正常保护间隔的生成方法的第3图。

图5是表示在本发明的第1实施方式中复用了信息数据码元帧和导频码元帧的帧的一例的图。

图6是表示在本发明的第1实施方式中在子载波间混合存在正常GI信息数据码元和长GI导频码元的帧的一例的图。

图7A是表示在本发明的第1实施方式中不进行相位旋转而对子载波进行了IFFT处理的结果的图。

图7B是表示在本发明的第1实施方式中进行相位旋转对子载波进行了IFFT处理的结果的图。

图8A是表示本发明的第1实施方式中的长保护间隔(long GuardInterval)的生成方法的第1图。

图8B是表示本发明的第1实施方式中的长保护间隔的生成方法的第2图。

图8C是表示本发明的第1实施方式中的长保护间隔的生成方法的第3图。

图8D是表示本发明的第1实施方式中的长保护间隔的生成方法的第4图。

图8E是表示本发明的第1实施方式中的长保护间隔的生成方法的图。

图9A是表示本发明的第1实施方式中的长保护间隔的生成方法的其他例的第1图。

图9B是表示本发明的第1实施方式中的长保护间隔的生成方法的其他例的第2图。

图9C是表示本发明的第1实施方式中的长保护间隔的生成方法的其他例的第3图。

图9D是表示本发明的第1实施方式中的长保护间隔的生成方法的其他例的第4图。

图9E是表示本发明的第1实施方式中的长保护间隔的生成方法的其他例的第5图。

图10是表示本发明的第1实施方式中的接收装置的结构的概略框图。

图11是表示本发明的第1实施方式中的附加了正常GI的信息数据信号的FFT区间的图。

图12是表示本发明的第1实施方式中的附加了长GI的导频码元的FFT区间的图。

图13A是表示本发明的第1实施方式中的正常GI的信号的图。

图13B是表示本发明的第1实施方式中的长GI的信号的图。

图14是表示在本发明的第1实施方式中接收了仅由正常GI构成的信号的例子的图。

图15是表示在本发明的第1实施方式中接收了由正常GI和长GI构成的信号的例子的图。

图16是表示本发明的第2实施方式中的发送装置的结构的概略框图。

图17是表示本发明的第3实施方式中的发送装置的结构的概略框图。

图18是表示在本发明的第3实施方式中复用了正常GI信息数据码元和长GI控制码元的OFDM码元的一例的图。

图19是表示在本发明的第3实施方式中在子载波间混合存在正常GI信息数据码元和长GI控制码元的OFDM码元的一例的图。

图20是表示本发明的第4实施方式中的发送装置的结构的概略框图。

图21是表示在本发明的第4实施方式中复用了正常GI信息数据、正常GI控制码元和长GI导频码元的帧的一例信号的图。

图22是表示在本发明的第4实施方式中在子载波间混合存在正常GI信息数据、正常GI控制码元和长GI导频码元的帧的一例的图。

图23是表示本发明的第5实施方式中的接收装置的结构的概略框图。

图24是表示本发明的第6实施方式中的发送装置的结构的概略框图。

图25是表示本发明的第6实施方式中的接收装置的结构的概略框图。

图26是表示在本发明的第6实施方式中复用了天线1的导频码元的帧的一例的图。

图27是表示在本发明的第6实施方式中复用了天线2的导频码元的帧的一例的图。

图28是表示在本发明的第6实施方式中复用了所接收的天线1以及天线2的导频码元的帧的一例的图。

图29是表示本发明的第7实施方式所涉及的发送装置的结构的概略框图。

图30是表示该实施方式中的映射部103进行的信息数据信号以及控制信号的码元在帧中的配置的一例的图。

图31是表示该实施方式中的映射部111进行的导频信号的码元在帧中的配置的例子的图。

图32是表示该实施方式中的由复用部120进行了复用的信号的频率分量和时间分量的例子的图。

图33是表示该实施方式中的实施方式所涉及的接收装置20的结构的概略框图。

图34是表示该实施方式中的用于长GI导频码元的FFT区间的例子的图。

图35是表示该实施方式中的用于正常GI信息数据码元以及正常GI控制码元的FFT区间的例子的图。

图36是表示该实施方式中的用于长GI导频码元的FFT区间的其他例的图。

图37是表示该实施方式中的用于正常GI信息数据码元以及正常GI控制码元的FFT区间的其他例的图。

图38是表示该实施方式中的附加了正常GI的信息数据信号和附加了长GI的导频信号的概略结构的图。

图39是该实施方式中的对于附加了正常GI的信息数据信号或者控制信号表示接收信号的概略结构例的图。

图40是该实施方式中的对于附加了正常GI的信息数据信号以及附加了长GI的导频信号表示接收信号的概略结构例的图。

图41是表示本发明的第8实施方式所涉及的发送装置10a的结构的概略框图。

图42是表示本发明的第9实施方式所涉及的发送装置10b的结构的概略框图。

图43是表示该实施方式中的由复用部120进行了复用的信号的频率分量和时间分量的例子的图。

图44是表示本发明的第10实施方式所涉及的实施方式所涉及的发送装置10c的结构的概略框图。

图45是表示该实施方式中的通过复用部120被复用的信号的频率分量和时间分量的例子的图。

图46是表示本发明的第11实施方式所涉及的实施方式所涉及的接收装置20a的结构的概略框图。

图47是表示本发明的第12实施方式所涉及的实施方式所涉及的发送装置10d的结构的概略框图。

图48是表示该实施方式中的发送天线1用发送处理部11生成的信息数据信号的码元、控制信号的码元以及导频码元构成的帧的图。

图49是表示该实施方式中的发送天线2用发送处理部12生成的信息数据信号的码元、控制信号的码元以及导频码元构成的帧的图。

图50是表示该实施方式所涉及的接收装置20d的结构的概略框图。

图51是表示该实施方式所涉及的接收装置20d接收的信息数据信号的码元、控制信号的码元以及导频码元构成的帧的图。

图52是表示现有的使用了离散导频码元的帧的一例的图。

图53是表示在现有的多载波传输中由于超过保护间隔区间的到来波而通信质量降低的一例的图。

图54是表示在现有的多载波传输中由于超过保护间隔区间的到来波而产生码元间干扰的一例的图。

符号说明

a1、a2、a3、a4、a5......发送装置

a10......信息数据码元生成部(第1码元生成部)

a20......导频码元处理部(第2码元生成部)

a30、a32、a33、a34......复用部(复用部)

a40......IFFT部(频率时间变换部)

a50......GI插入部(保护间隔插入部)

a60......发送部

a70......导频码元存储部(码元存储部)

a80......控制码元处理部

a90......信息数据·控制码元生成部

a11、a91......编码部

a12、a92......调制部

a13、a93......映射部

a21、a81......映射部

a22、a82......相位控制部

a1-1......发送天线1用发送处理部

a1-2......发送天线2用发送处理部

a100......发送天线

b1、b2、b3......接收装置

b10......接收部

b20......正常GI-FFT区间提取部(第1保护间隔去除部)

b30......FFT部(时间频率变换部)

b40、b42......滤波器部

b50......解映射部

b60......解调部

b70......解码部

b80、b90、b800......导频码元处理部

b81、b801......长GI-FFT区间提取部(第2保护间隔去除部)

b82、b802......FFT部

b83、b93、b803......导频提取部(码元提取部)

b84、b94、b804......传输路径估计部

b100-1......接收天线1用接收处理部

b100-2......接收天线2用接收处理部

b200......信号分离部

b300-1......发送天线1用接收处理部

b300-2......发送天线2用接收处理部

b500......接收天线

10、10a、10b、10c、10d...发送装置

11...发送天线1用发送处理部

12...发送天线2用发送处理部

20、20a、20d...接收装置

21...接收天线1用接收处理部

22...接收天线2用接收处理部

23...信号分离部

24...发送天线1用接收处理部

25...发送天线2用接收处理部

26...导频码元处理部

100、100c...信息数据码元生成部

101...编码部

102...调制部

103、103c...映射部

104...IFFT部

105...正常GI插入部

110、110d...导频码元处理部

111、111d...映射部

112...IFFT部

113...长GI插入部

120...复用部

130...发送部

140...发送天线

150...导频码元存储部

160...控制码元处理部

161...映射部

162...IFFT部

163...长GI插入部

200...接收天线

210...接收部

220...第1FFT区间提取部

230...第1FFT部

240...滤波器部

250...解映射部

260...解调部

270...解码部

280、280a...导频码元处理部

281...第2FFT区间提取部

282...第2FFT部

283...导频提取部

284、284d...传输路径估计部

具体实施方式

下面参照附图对本发明的实施方式进行说明。另外，在本发明的实施方式中，将通常的保护间隔称为正常保护间隔(以下称为“正常GI”)，将比通常的保护间隔区间长的保护间隔称为长保护间隔(以下称为“长GI”)。

(第1实施方式)

下面说明本发明的第1实施方式。本第1实施方式中的通信系统具备发送装置以及接收装置。图1是表示本发明的第1实施方式中的发送装置的结构的概略框图。在图1中，发送装置a1具备信息数据码元生成部a10(正常GI码元生成部)、导频码元处理部a20(长GI码元生成部)、复用部a30、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：快速傅立叶反变换)部a40、GI插入部a50、发送部a60(无线发送部)、发送天线a100。

信息数据码元生成部a10将对从未图示的发送装置a1的上位层的处理装置输入的发送的信息数据信号(发送数据)进行编码以及调制所得到的信息数据码元配置(映射)到资源单元(resource element)，将配置了的信息数据码元输出给复用部a30。此外，信息数据码元生成部a10具备编码部a11、调制部a12、映射部a13。

编码部a11对所输入的信息数据信号进行卷积码或Turbo码等的纠错编码，输出给调制部a12。

调制部a12，例如，通过QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：4相相移键控)、QAM(Quadrature Amplitude Modulation：正交振幅调制)等的调制方式，对从编码部a11输入的被纠错编码后的信息数据信号进行调制，生成信息数据信号的调制码元即信息数据码元，输出给映射部a13。

映射部a13将从调制部a12输入的信息数据码元映射到通过导频码元处理部a20插入离散导频码元等的资源单元以外的资源单元，也就是映射到预先决定的资源单元，作为信息数据码元生成部a10的输出，输出给复用部a30。

在此，所谓资源单元，是指由预先决定的宽度的频率、时间构成的区域，配置一个码元。

导频码元处理部a20将从未图示的发送装置a1的上位层处理装置输入的导频码元作为离散导频码元，映射到在频率方向、时间方向上分散的资源单元，而且，将对映射了的离散导频码元进行了相位控制的离散导频码元映射到时间方向上前一个的资源单元，即，映射按照后面成为长GI的一部分的方式进行了相位控制的导频码元，将这些码元输出给复用部a30。下面，对这点进行详细说明。此外，导频码元处理部a20具备映射部a21、相位控制部a22。

映射部a21将被输入的导频码元作为离散导频码元，按照在频率方向以及时间方向分散开的方式映射到预先决定的时间以及子载波(资源单元)，输出给相位控制部a22。另外，在用2个OFDM码元生成附加了长GI的导频码元(以下称为“长GI导频码元”)的情况下，映射部a21在映射导频码元时，复制(copy)该导频码元，向映射原导频码元的资源单元的时间方向上的前一个资源单元映射所复制的导频码元，作为后面的长GI的一部分。

相位控制部a22根据正常GI的长度以及子载波的位置(编号)，对从映射部a21输入的离散导频码元内成为长GI的一部分的导频码元进行相位控制，将包括进行了相位控制的导频码元的全部导频码元作为导频码元处理部a20的输出而输出给复用部a30。

复用部a30对从信息数据码元生成部a10输入的进行了映射的信息数据码元、从导频码元处理部a20输入的进行了映射的导频码元、和进行了相位控制的导频码元在频域进行叠加(复用)，输出给IFFT部a40。

IFFT部a40通过对作为频域信号的从复用部a30输入的进行了复用的码元进行IFFT处理，从而从频域信号变换为时域信号，输出给GI插入部a50。

GI插入部a50对从IFFT部a50输入的时域信号，附加预先决定的长度的保护间隔，生成OFDM码元，输出给发送部a60。另外，关于该保护间隔的附加处理的详细说明，后面进行叙述。

此外，将如此使码元分散在多数子载波来进行调制的方法成为多载波调制。例如，在OFDM、OFDMA中，调制码元相当于上述码元，作为多载波调制，进行如下的OFDM调制：使调制码元分散地配置在子载波中，在进行了傅立叶反变换后附加保护间隔。OFDM调制是多载波调制的一个例，此时，因为多数子载波叠加地正交，所以能够使占有带宽变窄。此外，在MC-CDM中，码片(chip)相当于上述码元，作为多载波调制，进行如下的MC-CDM调制：将对调制码元乘以扩频码而生成的码片分散地配置在子载波中，在进行了傅立叶反变换后附加保护间隔。此外，在DFT-S-OFDM(Discrete Fourier Transform-Spread-OFDM；离散傅立叶变换扩频OFDM)中，离散频谱相当于上述码元，进行如下的DFT-S-OFDM调制：将对多个码元进行傅立叶变换而生成的离散频谱分散地配置在子载波中，在进行了傅立叶反变换后附加保护间隔。此外，将如此进行了多载波调制的信号的1时间单位称为多载波码元。例如，在OFDM、OFDMA中，相当于将1有效码元区间和附加在其前面的保护间隔区间合起来得到的区间的信号，将其称为OFDM码元。

发送部a60对从GI插入部a50输入的OFDM码元进行数字-模拟变换、频率变换等，通过发送天线a100进行发送。

下面，说明本第1实施方式中的发送装置a1的发送处理。图2是表示在映射部a13中映射了被输入的信息数据信号的信息数据码元帧的一例的图。在图2中，横轴表示时间，纵轴表示频率，1行表示子载波，1列表示映射于OFDM码元中的码元。

图2所示的信息数据码元帧的一例表示如下情况：由4个OFDM码元和8个子载波构成，分别在第3个和第6个子载波的第3个OFDM码元映射离散导频码元。

在该情况下，映射部a13将通过调制部a12进行了调制的信息数据码元映射到如图2那样除了映射离散导频码元的位置、以及时间方向上其前一个位置之外的用实线表示的资源单元。另外，映射部a13在映射离散导频码元的位置、以及时间方向上其前一个位置(用虚线表示的位置)映射零(空：null)。

另一方面，导频码元被输入到导频码元处理部a20中后，在导频码元处理部a20中，对所输入的导频码元(该导频码元的码元也可以是与信息数据码元同样地通过QPSK、QAM等调制方式进行了调制的码元)，最初，映射部a21映射离散导频码元。在进行该映射时，例如，在使用2个OFDM码元生成附加了1个长GI的导频码元时，向在同一子载波中连续的2个OFDM码元映射同一导频码元。接着，相位控制部a22进行相位控制。据此，按照附加长GI的方式，例如，作为1个长GI映射2个导频码元，将进行了相位控制的频域的导频码元输出给复用部a30。

图3是表示与图2所示的信息数据码元帧对应的映射了离散导频码元的导频码元帧的一例的图。在图3中，与图2同样地，横轴表示时间，纵轴表示频率，1行表示子载波，1列表示映射到OFDM码元的码元。在图3所示的导频码元帧的一例中，示出如下情况：对在图2中用虚线表示的映射离散导频码元的位置、即第3个和第6个子载波，使用第2个和第3个这2个OFDM码元来设定1个长GI导频码元。

在该情况下，相位控制部a22进行相位控制，使得向第3个OFDM码元映射的导频码元的相位不旋转，使向第2个OFDM码元映射的导频码元的相位旋转与正常GI的长度以及子载波的位置(编号)相对应的旋转量＝θ_k。另外，对于与该正常GI的长度以及子载波的位置(编号)相对应的相位控制相关的详细说明，后面进行叙述。此外，映射部a21在插入信息数据码元的位置映射零(空：null)。

接着，复用部a30在频域复用从信息数据码元生成部a10输出的进行了映射的信息数据码元、和从导频码元处理部a20输出的导频码元，接着，IFFT部a40进行IFFT处理，从频域信号变换为时域信号。接着，GI插入部a50对时域信号插入保护间隔，生成OFDM码元。

在此，说明由GI插入部a50进行的保护间隔的插入处理。图4A～图4C是表示GI插入部a50进行的正常GI的生成方法的图。对从IFFT部a40输入的时域信号，例如，图4A所示的有效码元长的时域信号，复制如图4B所示的后端的一部分(预先决定的保护间隔长的信号G)，插入到有效码元的前方。插入该信号G而生成的图4C所示的码元是OFDM码元。另外，进行复制之后插入到前方的预先决定的长度的信号G是正常GI，信号G的长度是正常GI的保护间隔长(以下称为“正常GI长”)，有效码元长和正常GI长的合计长度是正常GI码元的长度(以下称为“OFDM码元长”)。

另外，插入该保护间隔的处理与在OFDM方式的通信中通常所进行的保护间隔(正常GI)的插入处理相同。

接着，发送部a60对从GI插入部a50输出的OFDM码元进行数字-模拟变换、频率变换等，通过发送天线a100进行发送。

下面，说明本第1实施方式的发送装置中所发送的帧。

图5是用频率分量和时间分量表示通过复用部a30复用图2所示的信息数据码元帧的一例和图3所示的导频码元帧的一例、并由GI插入部a50对该复用后的信号附加了正常GI的帧的一例的图。此时，在图5中，对向第2个OFDM码元的第3个和第6个子载波所映射的码元，通过相位控制部a22进行了与正常GI长相应的相位控制，所以如图6所示，生成使正常GI码元和附加了长GI的导频码元在子载波间混合存在的OFDM码元。在图6中，长GI导频码元，被映射为使用2个OFDM码元附加了1个长GI的码元，所以该1个长GI与正常GI相比，保护间隔的长度大幅度地变长。在图5以及图6中，横轴表示时间，纵轴表示频率，1行表示子载波，1列表示OFDM码元。

如上所述，通过复用信息数据码元帧和进行了相位控制的导频码元帧，以后的处理只要将在OFDM方式的通信中通常所进行的IFFT处理和附加正常GI的处理分别进行一次(图5)，就能够生成使正常GI和长GI在子载波间混合存在的OFDM码元(图6)。

此外，附加了长GI的OFDM码元(以下称为“长GI-OFDM码元”)中的有效码元的区间，与附加了正常GI的第3个OFDM码元的有效码元的区间在时间方向上一致，所以接收了该帧的接收装置能够与以往同样地设定FFT区间。对于与该接收装置中的FFT区间相关的详细说明，后面进行叙述。

下面，说明在本第1实施方式的发送装置中相位控制部a22对同一子载波的连续的OFDM码元的信号进行的相位控制。即，说明关于向图3的第3个和第6个子载波的第2个OFDM码元映射的码元的相位控制。

首先，对于在多载波传输中通过对各子载波的信号进行相位旋转而得到的效果，进行说明。图7A、图7B是表示对子载波进行了IFFT处理的结果的图。

在不对各子载波进行相位旋转(相位偏置(offset))的情况下，对作为频域信号的第k个(k＝0、1、......、Ns-1：Ns是子载波数)子载波的调制码元X(k)进行了IFFT处理的结果、即时域信号x(n)用下式(1)表示。即，不进行相位旋转的情况下，进行了IFFT处理的结果，如图7A所示，在时间方向上不移位。

【数学式1】

$x\left(n\right)=\frac{1}{N_s}\underset{k=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\exp \left(\frac{2\mathrm{\πikn}}{N_s}\right)...\left(1\right)$

在上式(1)中，n(n＝0、1、......、Ns-1)表示时间、i表示虚数单位、exp()表示指数函数。

另一方面，在对各子载波的信号进行相位旋转的情况下，对第k个子载波的调制码元进行旋转量θ_k＝2πkm/Ns的相位旋转、进行了IFFT处理的结果即时域信号x’(n)用下式(2)表示。下式(2)，对右边进行变形，并且代入上式(1)，成为x(n+m)。因此，x’(n)＝x(n+m)。

这表示，对第k个子载波的调制码元进行旋转量θ_k＝2πkm/Ns的相位旋转、对于k＝0～Ns-1进行了IFFT处理的结果即x’(n)，如图7B所示，成为使x(n)在时间方向上移位m点的x(n+m)。

【数学式2】

$x^{\′}\left(n\right)=\frac{1}{N_s}\underset{k=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}\left\{X\left(k\right)\exp \left(\frac{2\mathrm{\πikm}}{N_s}\right)\right\}\exp \left(\frac{2\mathrm{\πikn}}{N_s}\right)$

$=\frac{1}{N_s}\underset{k=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\exp \left(\frac{2\mathrm{\πik}(n+m)}{N_s}\right)...\left(2\right)$

$=x(n+m)$

接着，说明相位控制部a22对连续的OFDM码元的有效码元进行相位控制从而生成长GI-OFDM码元的情况。图8A～图8E是表示由2个OFDM码元生成1个长GI的方法的图。

图8A示出附加了长GI的1个子载波的码元(以下称为“长GI码元”)，其码元长是两个图8B所示的OFDM码元长的正常GI码元的码元长。通常，在附加图8A所示的长GI时，如图8C所示，反复复制1个有效码元长和在该有效码元长中预先决定的2个正常GI长的长度从而成为长GI。例如，从图8A中的有效码元的右端将2个正常GI长的区间分别设为G1以及G2时，从该左端开始的长GI长的区间如图8C所示。即，通过首先复制包括G1以及G2的有效码元长、进而复制G1和G2、之后插入到上次所复制的有效码元长的前方，从而生成长GI长的区间。

若改变图8C所示的生成了长GI长的保护间隔的长GI码元的看法，则如图8D所示，能够看做2个附加了正常GI的OFDM码元。即，图8D中的后方(右侧)的码元成为附加了正常GI长的信号G1的OFDM码元，前方(左侧)的码元成为附加了正常GI长的信号G2的OFDM码元。

此时，若比较图8D中的后方(右侧)的OFDM码元的有效码元与前方(左侧)的OFDM码元的有效码元，则可知后方(右侧)的有效码元与原有效码元相同，而前方(左侧)的有效码元使后方(右侧)的有效码元、即原有效码元移位了正常GI长。因此，在本实施方式中，不采用图8C所示的方法，而是通过使后方(右侧)的OFDM码元的有效码元相对于原有效码元不进行移位、而使前方(左侧)的OFDM码元的有效码元相对于原有效码元进行与正常GI长相应的移位，从而生成图8A所示的长GI码元。

接着，说明图8D所示的移位。如上所述，进行移位的OFDM码元的有效码元，是前方(左侧)的OFDM码元，使该有效码元移位正常GI长。此时，设正常GI长为g，使时域信号x(n)移位正常GI长g后的时域信号x(n-g)用下式(3)表示。

【数学式3】

$x(n-g)=\frac{1}{N_s}\underset{k=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\exp \left(\frac{2\mathrm{\πik}(n-g)}{N_s}\right)$

$=\frac{1}{N_s}\underset{k=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}\left\{X\left(k\right)\exp (-\frac{2\mathrm{\πikg}}{N_s})\right\}\exp \left(\frac{2\mathrm{\πikn}}{N_s}\right)...\left(3\right)$

$=\frac{1}{N_s}\underset{k=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}\left\{X\left(k\right)\exp \left({\mathrm{i\θ}}_k\right)\right\}\exp \left(\frac{2\mathrm{\πikn}}{N_s}\right)$

如图8E所示，这表示相位控制部a22对前方(左侧)的OFDM码元的调制码元(导频码元)、即映射部a21复制的导频码元用与正常GI长相应的相位旋转量θ_k＝-2πkg/Ns进行相位旋转从而使时域信号x(n)移位了正常GI长g，此外，该相位旋转还根据子载波的位置(k)而发生变化。

另外，在上述说明中，对使用2个OFDM码元长的正常GI码元来生成1个长GI码元的方法，进行了说明，但是也能够应用于生成具有3个以上的OFDM码元长的长GI码元的情况。

例如，图9A～图9E是表示使用3个OFDM码元长的正常GI码元生成1个长GI码元的情况。

图9A表示具有3个OFDM码元长的长GI码元，在图9A中，其码元长是图9B所示的3个OFDM码元长的正常GI码元的合计码元长。通常，在附加图9A所示的长GI时，如图9C所示，反复复制2个有效码元长和在该有效码元长中预先决定的3个正常GI长的长度来作为长GI。例如，从图9A中的有效码元的右端将3个正常GI长的区间分别设为G1、G2以及G3时，从其左端开始的长GI长的区间成为图9C所示。即，通过首先复制2次包括G1、G2以及G3的有效码元长，进行复制G1和G2和G3，之后插入到上次复制的有效码元长的前方，从而生成长GI长的区间。

若改变如此反复复制有效码元和G1、G2以及G3而生成的长GI码元的看法，则如图9D所示，可以看做是3个附加了正常GI的OFDM码元。即，图9D中的后方(右侧)的码元成为附加了正常GI长的信号G1的OFDM码元，中央的码元成为附加了正常GI长的信号G2的OFDM码元，前方(左侧)的码元成为附加了正常GI长的信号G3的OFDM码元。

此外，若比较在图9D中后方(右侧)的OFDM码元的有效码元与中央的OFDM码元的有效码元以及前方(左侧)的OFDM码元的有效码元，则可知后方(右侧)的有效码元与原有效码元相同，而中央的有效码元使后方(右侧)的有效码元、即原有效码元移位了1个正常GI长。此外，可知前方(左侧)的有效码元使后方(右侧)的有效码元、即原有效码元移位了2个正常GI长。因此，在本实施方式中，不采用图9C所示的方法，可以通过使后方(右侧)的OFDM码元的有效码元不进行移位，使中央以及前方(左侧)的OFDM码元的有效码元相对于原有效码元分别进行与正常GI长相应的移位，从而生成图9A所示的长GI码元。

接着，说明图9D所示的移位。另外，因为对图9D中的中央的有效码元的移位，与用图8表示时的情况相同，所以这里说明对图9D中的前方(左侧)的有效码元的移位。

对前方(左侧)的有效码元的移位，进行与使该有效码元移位2个正常GI长的情况相对应的量。将此时的正常GI长设为g、设相位的旋转量θ_k为θ_k＝-2πkg/Ns时，此时的时域信号x(n-2g)用下式(4)表示。

【数学式4】

$x(n-2g)=\frac{1}{N_s}\underset{k=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(k\right)\exp \left(\frac{2\mathrm{\πik}(n-2g)}{N_s}\right)$

$=\frac{1}{N_s}\underset{k=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}\left\{X\left(k\right)\exp (-\frac{2\mathrm{\πik}\·2g}{N_s})\right\}\exp \left(\frac{2\mathrm{\πikn}}{N_s}\right)...\left(4\right)$

$=\frac{1}{N_s}\underset{k=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\Σ}}}\left\{X\left(k\right)\exp \left({i\·2\mathrm{\θ}}_k\right)\right\}\exp \left(\frac{2\mathrm{\πikn}}{N_s}\right)$

这表示相位控制部a22使图9D中的前方(左侧)的OFDM码元的有效码元相对于后方(右侧)的OFDM码元的有效码元进行2θ_k的相位旋转即可。此外，该相位旋转与用图8A～图8E表示时相同地也根据子载波的位置(k)而发生变化。

以后同样地，对于生成具有4个以上的OFDM码元长的长GI码元的情况，通过如3θ_k、4θ_k、......、(n-1)θ_k(n是长GI码元具有的OFDM码元长的个数)这样，对各个有效码元进行相位旋转，就能够生成。

另外，如上所述通过将有效码元的后端的预先决定的长度的信号附加(复制)到前方从而能够生成长GI，但是存在如下情况：即使将全部有效码元复制到前方，也不足附加长GI的OFDM码元长。在该情况下，可以通过将有效码元的后端的预先决定的长度的信号再次附加到前方，即，通过反复从最初附加到前方的信号依次再次复制到前方的处理，能够生成长GI。在这种情况下，相位控制部a22通过进行与复制的正常GI长的区间的数量对应的相位旋转来生成长GI码元。

下面，说明接收发送装置a1发送的信号的本第1实施方式中的接收装置。图10是表示本发明的第1实施方式中的接收装置的结构的概略框图。在图10中，接收装置b1具备接收天线b500、接收部b10、正常GI-FFT区间提取部b20(第1保护间隔去除部)、FFT部b30、滤波器部b40、解映射部b50、解调部b60、解码部b70、导频码元处理部b80。

接收部b10对从接收天线b500接收到的接收信号进行频率变换、模拟-数字变换等处理，将基带信号输出给正常GI-FFT区间提取部b20以及导频码元处理部b80。

正常GI-FFT区间提取部b20从由接收部b10输入的基带信号提取FFT区间，从而去除该FFT区间以外的区间、即正常GI区间。正常GI-FFT区间提取部b20为了还原基带信号中包含的信息数据信号，去除OFDM码元中所附加的正常GI、即图11所示的存在于附加了正常GI的信息数据码元的FFT区间以外的正常GI区间，将去除了正常GI区间的时域信号输出给FFT部b30。

FFT部b30对从正常GI-FFT区间提取部b20输入的时域信号，进行图11所示的附加了正常GI的信息数据码元的FFT区间的FFT处理，从时域信号变换为频域信号，输出给滤波器部b40。另外，在图11中，横轴表示时间，纵轴表示频率，1行表示子载波，1列表示OFDM码元。

导频码元处理部b80进行基于从接收部b10输入的基带信号中的导频码元的传输路径估计，将进行了传输路径估计的结果输出给滤波器部b40。下面详细叙述这一点。此外，导频码元处理部b80具备长GI-FFT区间提取部b81(第2保护间隔去除部)、FFT部b82、导频提取部b83(码元提取部)、传输路径估计部b84。

长GI-FFT区间提取部b81通过从由接收部b10输入的基带信号提取FFT区间，去除该FFT区间以外的区间、即长GI区间。长GI-FFT区间提取部b81为了还原基带信号中包含的导频码元，去除离散导频码元中所附加的长GI、即图12所示的存在于附加了长GI的导频码元的FFT区间以外的长GI区间，将从基带信号去除了长GI区间的时域信号输出给FFT部b82。

FFT部b82对从长GI-FFT区间提取部b81输入的去除了长GI区间的时域信号，进行图12所示的附加了长GI的导频码元的FFT区间的FFT处理，从去除了长GI区间的时域信号变换为频域信号，输出给导频提取部b83。另外，在图12中，横轴表示时间，纵轴表示频率，1行表示子载波，1列表示OFDM码元。

导频提取部b83从由FFT部b82输入的去除了长GI区间的频域信号提取预先决定的时间以及子载波(资源单元)，即提取映射了导频码元的资源单元的信号，从而提取离散导频码元，将提取到的离散导频码元输出给传输路径估计部b84。

传输路径估计部b84使用由导频提取部b83所提取出的离散导频码元，估计多径衰落等引起的起因于传输路径的发送信号的振幅和相位的变动(传输路径估计)，将传输路径估计的结果输出给滤波器部b40。另外，作为对映射了离散导频码元的资源单元以外的资源单元的传输路径的估计方法，能够使用公知的线性插值法、FFT插值法等各种方法。

另外，在上述说明中，说明了使用从长GI导频码元去除了长GI区间的导频码元，即，使用由导频提取部b83所提取的导频码元的有效码元区间即离散导频码元进行传输路径估计的方法，但是传输路径估计的方法不局限于此，也可以使用长GI导频码元内的长GI区间的一部分来进行传输路径估计。例如，将长GI区间的从后端开始与有效码元长的长度相同的区间的长GI作为导频码元。而且，通过对该导频码元进行平均化处理，进而能够提高传输路径估计的精度。

滤波器部b40基于由导频码元处理部b80的传输路径估计部b84估计出的传输路径估计值(传输路径估计的结果)，例如，使用迫零(ZF：ZeroForcing)准则、最小均方误差(MMSE：Minimum Mean Square Error)准则等来计算各子载波的权重系数，对从FFT部b30输入的频域信号，进行信号的振幅和相位的变动的补偿(传输路径补偿)，将进行了传输路径补偿的频域信号输出给解映射部b50。

解映射部b50从由滤波器部b40进行了传输路径补偿的频域信号提取预先决定的时间以及子载波(资源单元)，即映射了信息数据码元的资源单元的信号，从而进行挑选信息数据码元的解映射处理，将所挑选的信息数据码元输出给解调部b60。

解调部b60对从解映射部b50输入的信息数据码元(例如，通过QPSK、QAM等调制方式进行了调制)，进行解调处理，将进行了纠错编码的信息数据信号输出给解码部b70。

解码部b70对从解调部b60输入的解调后的进行了纠错编码的信息数据信号(例如，通过卷积码、Turbo码等进行了纠错编码)，使用最大似然解码法(MLD：Maximum Likelihood Decoding)、最大后验概率估计(MAP：Maximum A posteriori Probability)、log-MAP、Max-log-MAP、SOVA(SoftOutput Viterbi Algorithm)等进行解码处理，将信息数据信号(接收数据)输出给未图示的接收装置b1的上位层的处理装置。

下面，说明本第1实施方式中的正常GI码元和长GI码元对码元间干扰的抗性。图13A、图13B是表示正常GI码元和长GI码元的图。图13A示出信息数据信号的带保护间隔的码元即正常GI码元(以下称为“正常GI信息数据码元”)，图13B示出导频码元的带保护间隔的码元即长GI码元(长GI导频码元)。图13B所示的长GI码元是图13A所示的正常GI码元的2倍长度。在长GI码元中，有效码元长也与正常GI码元相同，所以对于图13B所示的长GI码元，有效码元以外的区间全部是保护间隔区间。

图14是表示接收了仅由正常GI码元构成的信号的例子的图。图14示出仅由正常GI码元构成的信号作为超前波以及2个延迟波而出现、对第3个OFDM码元进行FFT处理的情况。另外，此时的FFT区间被设定在第1个出现的超前波的有效码元区间。

在图14中，第2个出现的延迟波1的第2个OFDM码元(比本次进行FFT处理的第3个OFDM码元前一个OFDM码元)没有包含在所设定的FFT区间，所以能够正常地进行FFT处理。

此外，在图14中，第3个出现的延迟波2的第2个OFDM码元(比本次进行FFT处理的第3个OFDM码元前一个OFDM码元)超过了作为基准的超前波的保护间隔区间。即，在第3个OFDM码元的FFT处理中，延迟波2的第2个OFDM码元包含在FFT区间中。由此，产生超前波的第3个OFDM码元和延迟波2的第2个OFDM码元中的码元间干扰，在FFT处理的结果中包含干扰成分。

另一方面，图15是表示接收了由正常GI码元和长GI码元构成的信号的例子的图。图15示出由正常GI码元和长GI码元构成的信号与图14同样地作为超前波以及2个延迟波而出现，在与图14同样的区间对OFDM码元进行FFT处理的情况。另外，此时的FFT区间被设定在第1个出现的超前波的有效码元区间。

在图15中，相对于本次进行FFT处理的OFDM码元，前一个OFDM码元，第2个出现的延迟波1和第3个出现的延迟波2都是长GI码元。即，如图14所示，在仅由正常GI码元构成的信号中超过超前波的保护间隔区间的情况，例如，如图14的延迟波2那样的情况，通过长GI码元也能够防止码元间干扰的发生。

由此可知，长GI码元相对于正常GI码元，提高了对码元间干扰的抗性。

如上所述，根据本发明的第1实施方式，在由于传输路径而出现超过正常GI区间的到来波的环境中，通过对同一OFDM码元内的任意子载波插入离散导频码元，仅对该离散导频码元设定比正常GI区间长的长GI区间，从而提高了对码元间干扰的抗性，所以能够几乎不降低通信整体的传输效率，在接收装置中能够精度良好地进行传输路径估计。

此外，在出现超过正常GI的到来波的环境中，通过附加长GI，也能够进行精度良好的传输路径估计，通过将使用长GI码元而得到的传输路径估计结果应用于附加了正常GI的信息数据码元，能够精度良好地还原信息数据信号。例如，能够用于利用解码结果去除码元间干扰等的干扰消除、Turbo均衡等的反复处理。

此外，仅仅通过将对映射后的离散导频码元进行了相位控制的离散导频码元映射到时间方向上前一个资源单元中，就能够设为长GI，所以保护间隔的插入处理能够与在OFDM方式的通信中通常所进行的保护间隔(正常GI)的插入处理同样地进行。

另外，在本第1实施方式的说明中，对于设置了正常GI以及长GI这两种保护间隔区间的例进行了说明，但是不局限于此，还能够对不同的信号应用3种以上的保护间隔区间。也就是说，还能够是作为第1保护间隔的正常GI以及多种作为第2保护间隔的长GI。

另外，还可以在导频码元处理部a20中具备与编码部a11、调制部a12同样的功能，输入导频信号代替导频码元，对被输入的导频信号进行纠错编码处理、调制处理，生成导频码元。

另外，在本第1实施方式的说明中，说明了对被输入的全部导频码元附加了长GI的情况，但不局限于此，例如，也可以仅对一部分导频码元附加长GI，对其以外的导频码元附加正常GI。

(第2实施方式)

下面，作为本发明的第2实施方式，说明预先存储所生成的导频码元的情况。本第2实施方式中的通信系统具备发送装置以及接收装置。图16是表示本第2实施方式中的发送装置的结构的概略框图。在图16中，发送装置a2具备信息数据码元生成部a10、导频码元处理部a20、导频码元存储部a70(码元存储部)、复用部a32、IFFT部a40、GI插入部a50、发送部a60、发送天线a100。

在图16的发送装置a2的结构中，与图1所示的第1实施方式中的发送装置a1的差别是：在导频码元处理部a20之后追加了导频码元存储部a70。另外，在图16中，发送装置a2的信息数据码元生成部a10、导频码元处理部a20、IFFT部a40、GI插入部a50、发送部a60、发送天线a100是与图1所示的第1实施方式同样的功能。

此外，本第2实施方式中的接收装置与第1实施方式所示的接收装置b1(图10)同样。

信息数据码元生成部a10对从未图示的发送装置a2的上位层的处理装置输入的发送的信息数据信号(发送数据)，进行与第1实施方式中所说明的处理同样的处理，将映射后的信息数据码元输出给复用部a32。

导频码元处理部a20对从未图示的发送装置a2的上位层的处理装置输入的导频码元，进行与第1实施方式中所说明的处理同样的处理，将映射后的导频码元输出给导频码元存储部a70。

导频码元存储部a70存储从导频码元处理部a20输入的、映射后的导频码元和相位控制后的导频码元。此外，由复用部a32读出存储在导频码元存储部a70中的进行了映射的导频码元和进行了相位控制的导频码元。

复用部a32对从信息数据码元生成部a10输入的映射后的信息数据码元、从导频码元存储部a70读出的映射后的导频码元和相位控制后的导频码元，进行与第1实施方式中所说明的处理同样的处理，进行复用，输出给IFFT部a40。

以后，进行与第1实施方式中所说明的处理同样的处理，通过发送天线a100发送OFDM码元。

也就是说，只要离散导频码元的值及其位置没有发生变化，就可以挪用导频码元存储部a70中存储的映射后导频码元和相位控制后的导频码元。由此，可以减少在第1实施方式中每次进行发送就曾进行的在导频码元处理部a20中的处理次数，即，可以仅在离散导频码元的值或者离散导频码元的位置发生了变化时，才执行在导频码元处理部a20中的处理，所以减少了通信所涉及的整体的计算量。

如上所述，根据本发明的第2实施方式，在起因于传输路径而出现超过正常GI区间的到来波的环境下，对同一OFDM码元内的任意子载波插入离散导频码元，仅对该离散导频码元，预先生成设定了比正常GI区间长的长GI区间的导频码元并进行存储。之后，在发送装置发送信息数据信号时，根据需要在信息数据码元复用预先存储了的导频码元来进行发送。由此，使在第1实施方式中每当进行发送就曾进行的导频码元生成的计算次数减少，并且使对码元间干扰的抗性提高，所以能够几乎不使通信整体的传输效率降低地在接收装置中精度良好地实现传输路径估计。

另外，在本第2实施方式的说明中，说明了发送装置a2具备导频码元处理部a20、将被映射的导频码元和被相位控制的导频码元输入导频码元存储部a70中的情况，但是也可以省略发送装置a2的导频码元处理部a20。在该情况下，代替从未图示的发送装置a2的上位层的处理装置向发送装置a2输入导频码元，而构成为例如，将在未图示的发送装置a2的上位层的处理装置中所生成的预先作成的映射后的导频码元和相位控制后的导频码元直接输入发送装置a2的导频码元存储部a70中。

另外，在本第2实施方式的说明中，说明了对被输入的全部导频码元附加了长GI的情况，但是不局限于此，例如，也可以对一部分导频码元附加长GI，对这以外的导频码元附加正常GI。

(第3实施方式)

下面，作为本发明的第3实施方式，说明发送控制数据的情况。本第3实施方式中的通信系统具备发送装置以及接收装置。图17是表示本第3实施方式中的发送装置的结构的概略框图。在图17中，发送装置a3具备信息数据码元生成部a10、控制码元处理部a80、复用部a33、IFFT部a40、GI插入部a50、发送部a60、发送天线a100。

在图17的发送装置a3的结构中，与图1所示的第1实施方式中的发送装置a1的差异是导频码元处理部a20被控制码元处理部a80替换。此外，代替在第1实施方式中输入发送装置a1的导频码元，从未图示的发送装置a3的上位层的处理装置输入控制码元。另外，在图17中，发送装置a3的信息数据码元生成部a10、IFFT部a40、GI插入部a50、发送部a60、发送天线a100具有与图1所示的第1实施方式同样的功能。

此外，本第3实施方式中的接收装置与第1实施方式中所示的接收装置b1(图10)相同。

在此，从未图示的发送装置a3的上位层的处理装置输入到发送装置a3的控制码元是针对多个信息数据信号的信息，例如，包括自适应调制中的调制方式、映射方法(资源分配方法)、纠错编码信息(例如，编码方法、编码率、删余模式(puncture pattern))、交织方法、加扰方法、混合自动重传请求(HARQ：Hybrid Automatic Repeat reQuest)控制信息(例如，分组的接收通知信息(ACK：Acknowledgement)、分组的非接收通知信息(NACK：Negative Acknowledgement)、重传次数等)、同步信号、空间复用化技术(MIMO：Multiple Input Multiple Output)控制信息(例如，层数(流数)、预编码方法)、基站信息、终端信息、控制信息的格式信息、数据信息的格式信息、反馈信息(例如，信道质量指示符(CQI：Channel Quality Indicator)等)、发送功率控制信息等多个信息数据信号的接收所需要的信息，但是不局限于此。

信息数据码元生成部a10对从未图示的发送装置a3的上位层的处理装置输入的发送的信息数据信号(发送数据)，进行与第1实施方式中所说明的处理同样的处理，将映射后的信息数据码元输出给复用部a33。

控制码元处理部a80对从未图示的发送装置a3的上位层的处理装置输入的控制码元，与在第1实施方式所说明的导频码元处理部a20的处理同样地映射控制码元，而且将对映射后的控制码元进行了相位控制的控制码元映射到时间方向上前一个资源单元，即，映射相位控制后的控制码元，使得后面成为长GI的一部分，将这些码元输出给复用部a33。下面详细叙述这一点。此外，控制码元处理部a80具备映射部a81、相位控制部a82。

映射部a81对被输入的控制码元，与在第1实施方式所说明的导频码元处理部a20中的映射部a21的处理同样地，按照分散在频率方向以及时间方向上的方式进行向预先决定的时间以及子载波(资源单元)的映射，输出给相位控制部a82。另外，在用2个OFDM码元生成附加了长GI的控制码元(以下称为“长GI控制码元”)的情况下，映射部a81在映射控制码元时，复制该控制码元，向映射原控制码元的资源单元的时间方向上前一个资源单元映射所复制的控制码元，使得后面成为长GI的一部分。

相位控制部a82与在第1实施方式所说明的导频码元处理部a20中的相位控制部a22的处理同样地，根据正常GI的长度以及子载波的位置(编号)，对从映射部a81输入的映射后的控制码元内成为长GI的一部分的控制码元进行相位控制，将包括相位控制后的控制码元的全部控制码元作为控制码元处理部a80的输出而输出给复用部a33。如此通过相位控制部a82进行相位控制，之后在GI插入部a50中插入正常GI，由此能够与第1实施方式中的长GI导频码元同样地生成附加了长GI的控制码元。

复用部a33对从信息数据码元生成部a10输入的映射后的信息数据码元、从控制码元处理部a80输入的映射后的控制码元、和相位控制后的控制码元进行与第1实施方式中所说明的处理同样的处理，进行复用，输出给IFFT部a40。

以后，进行与第1实施方式中所说明的处理同样的处理，通过发送天线a100发送OFDM码元。

下面，说明在本第3实施方式的发送装置中发送的帧。

图18是用频率分量和时间分量表示通过复用部a33复用信息数据码元和控制码元、GI插入部a50向该复用后的信号附加了正常GI的帧一例的图。如图18那样配置了信号的帧，如图19所示，能够看做是在子载波间混合存在正常GI信息数据码元和长GI控制码元的帧。在图18以及图19中，横轴表示时间，纵轴表示频率，1行表示子载波，1列表示OFDM码元。

在图19中，如第1实施方式中所说明的那样，长GI控制码元，对控制码元内前方的OFDM码元、即映射到第2个OFDM码元的第3个～第6个子载波的码元，由相位控制部a82进行了与正常GI长相应的相位控制。此外，在图19中，用2个OFDM码元作为附加了1个长GI的码元来映射长GI控制码元，该1个长GI与正常GI相比，保护间隔的长度大幅度地变长。由此，在控制码元中也能够提高对码元间干扰的抗性。

如上所述，根据本发明的第3实施方式，向同一OFDM码元内的任意子载波插入控制信号，仅对该控制信号，设定比正常GI区间长的长GI区间。由此，在起因于传输路径而存在超过正常GI区间的到来波的环境中，使对码元间干扰的抗性提高，所以能够几乎不使通信整体的传输效率降低地在接收装置中精度良好地还原控制信号。

另外，在本第3实施方式的说明中，说明了对控制码元附加了长GI的情况，但是不局限于此，也可以对信息数据信号内重要度高的信号的码元附加长GI。例如，可以对服务质量(QoS：Quality of Service)高的信息数据信号、紧急性高的信息数据信号等附加长GI。

此外，通过将从未图示的发送装置a3的上位层的处理装置输入的控制码元作为导频码元来进行处理，从而能够将本第3实施方式中的发送装置a3作为第1以及第2实施方式中的发送装置来应用。此外，在从未图示的发送装置a3的上位层的处理装置输入控制码元和导频码元的情况下，也能够同样地进行适用，从而对两者附加长GI。

另外，也可以在控制码元处理部a80中具备与编码部a11、调制部a12同样的功能，代替控制码元而输入控制信号，控制码元处理部a80对被输入的控制信号进行纠错编码处理、调制处理，生成控制码元。

另外，在本第3实施方式的说明中，说明了对被输入的全部控制码元附加长GI的情况，但是不局限于此，例如，也可以对一部分控制码元附加长GI，对这以外的控制码元附加正常GI。在该情况下，优选对控制码元内重要度高的控制码元附加长GI。

(第4实施方式)

下面，作为本发明的第4实施方式，说明发送控制数据的情况。本第4实施方式中的通信系统具备发送装置以及接收装置。图20是表示本第4实施方式中的发送装置的结构的概略框图。在图20中，发送装置a4具备信息数据·控制码元生成部a90、导频码元处理部a20、复用部a34、IFFT部a40、GI插入部a50、发送部a60、发送天线a100。

在图20的发送装置a4的结构中，与图1所示的第1实施方式中的发送装置a1的差异，是信息数据码元生成部a10被信息数据·控制码元生成部a90代替。此外，除了第1实施方式中的输入发送装置a1的信息数据信号和导频码元之外，从未图示的发送装置a4的上位层的处理装置还输入控制信号。另外，在图20中，发送装置a4的导频码元处理部a20、IFFT部a40、GI插入部a50、发送部a60、发送天线a100具有与图1所示的第1实施方式同样的功能。

此外，本第4实施方式中的接收装置与第1实施方式中所示的接收装置b1(图10)相同。

在此，从未图示的发送装置a4的上位层的处理装置输入到发送装置a4的控制信号，是针对多个信息数据信号的信息，例如，包括自适应调制中的调制方式、映射方法(资源分配方法)、纠错编码信息(例如，编码方法、编码率、删余模式)、交织方法、加扰方法、混合自动重传请求(HARQ：Hybrid Automatic Repeat reQuest)控制信息(例如，分组的接收通知信息(ACK：Acknowledgement)、分组的非接收通知信息(NACK：NegativeAcknowledgement)、重传次数等)、同步信号、空间复用化技术(MIMO：Multiple Input Multiple Output)控制信息(例如，层数(流数)、预编码方法)、基站信息、终端信息、控制信息的格式信息、数据信息的格式信息、反馈信息(例如，信道质量指示符(CQI：Channel Quality Indicator)等)、发送功率控制信息等多个信息数据信号的接收所需要的信息，但是不局限于此。

信息数据·控制码元生成部a90将对从未图示的发送装置a4的上位层的处理装置输入的发送的信息数据信号(发送数据)和控制信号(发送数据)进行了编码以及调制的信息数据码元和控制码元映射到资源单元，将映射后的信息数据码元以及控制码元输出给复用部a34。下面详细叙述这一点。此外，信息数据·控制码元生成部a90具备编码部a91、调制部a92、映射部a93。

编码部a91对被输入的信息数据信号和控制信号进行卷积码、Turbo码等的纠错编码，输出给调制部a92。

调制部a92对从编码部a91输入的进行了纠错编码的信息数据信号和控制信号，例如通过QPSK、QAM等的调制方式，进行调制，生成信息数据信号的调制码元即信息数据码元、以及控制信号的调制码元即控制码元，输出给映射部a93。

映射部a93将从调制部a92输入的信息数据码元和控制码元映射到预先决定的资源单元，该预先决定的资源单元是通过导频码元处理部a20插入离散导频码元等的资源单元以外的资源单元，将映射后的信息数据码元以及控制码元、即后面附加正常GI的频域信号作为信息数据·控制码元生成部a90的输出而输出给复用部a34。

另外，映射部a93进行的控制码元的映射，如后述的图21以及图22所示，优先映射到与后面附加长GI的离散导频码元相同的OFDM码元内的相邻子载波的后方的单元。

导频码元处理部a20对从未图示的发送装置a4的上位层的处理装置输入的导频码元，进行与第1实施方式中所说明的处理同样的处理，将进行了映射的导频码元输出给复用部a34。

复用部a34对从信息数据·控制码元生成部a90输入的映射后的信息数据码元以及控制码元、从导频码元处理部a20输入的映射后的导频码元、和相位控制后的导频码元，进行与第1实施方式中所说明的处理同样的处理，进行复用，输出给IFFT部a40。

以后，进行与第1实施方式中所说明的处理同样的处理，通过发送天线a100发送OFDM码元。

另外，将控制信号的带保护间隔的码元即正常GI码元称为“正常GI控制码元”。

下面，说明本第4实施方式的发送装置中发送的帧。

图21是用频率分量和时间分量表示通过复用部a34复用映射后的信息数据码元以及控制码元、与映射后的导频码元以及相位控制后的导频码元，GI插入部a50对该复用后的信号附加了正常GI的帧的一例的图。如图21那样配置了信号的帧，如图22所示，可以看做是在子载波间混合存在正常GI信息数据码元、正常GI控制码元和长GI导频码元的帧。在图21以及图22中，横轴表示时间，纵轴表示频率，1行表示子载波，1列表示OFDM码元。

信息数据·控制码元生成部a90将正常GI控制码元如图22所示，优先映射到与长GI导频码元同一OFDM码元内的相邻子载波的后方的单元。

这具有如下效果：一般在出现超过保护间隔区间的到来波的环境中，在接收装置b1进行FFT处理时，在到来波的一部分在FFT区间内包括码元的结合点等不连续的部分，由此在FFT处理后的信号中产生载波间干扰(ICI：Inter Carrier Interference)，能够提高对该载波间干扰的抗性。即，对于如图22所示的附加了长GI的码元，因为不出现超过保护间隔那样的到来波，所以能够不产生载波间干扰(ICI)。

由此，在与附加了长GI的码元相邻的子载波的后方的资源单元、即向第3个OFDM码元映射了控制码元的资源单元中，与其他资源单元相比，减少载波间干扰(ICI)，所以可以进行高精度的还原。

如上所述，根据本发明的第4实施方式，向同一OFDM码元内的任意子载波插入离散导频码元，仅对该离散导频码元设定比正常GI区间长的长GI区间。此外，通过优先向位于该离散导频码元的相邻子载波的单元分配控制信号，使得在起因于传输路径而出现超过正常GI区间的到来波的环境中，降低载波间干扰，所以在接收装置中能够精度良好地高精度地使控制信号还原。

另外，在本第4实施方式的说明中，对于优先将控制信号映射到与长GI导频码元相同的OFDM码元内的相邻子载波的后方的资源单元的情况，进行了说明，但是不局限于此，也可以映射到与长GI导频码元相同的OFDM码元内的任意子载波的资源单元。在该情况下，优选将控制信号映射到离长GI导频码元的资源单元近的子载波的资源单元。

此外，例如，也可以优先地映射服务质量(QoS：Quality of Service)高的信息数据信号、紧急性高的信息数据信号等。

此外，在本第4实施方式的说明中，说明了优先向与长GI导频码元相同的OFDM码元内的相邻子载波的资源单元映射的控制信号中附加正常GI的情况，但不局限于此，也可以在优先映射的控制信号中附加长GI。由此，可以将本第4实施方式中的发送装置a4作为第1～第3实施方式中的发送装置来应用。另外，在该情况下，构成为在信息数据·控制码元生成部a90中具备对被输的控制信号进行与第1实施方式中所说明的导频码元的相位控制同样地处理的功能。

另外，在本第4实施方式的说明中，说明了对被输入的全部导频码元附加了长GI的情况，但是不局限于此，例如，也可以对一部分导频码元附加长GI，对这以外的导频码元附加正常GI。

此外，通过与第1实施方式中所说明的导频码元的相位控制同样地，将图21所示的控制码元向导频码元内的前方的OFDM码元进行相位控制，能够生成附加了长GI的控制码元。

(第5实施方式)

下面，说明本第5实施方式中的接收装置。图23是表示本发明的第5实施方式中的接收装置的结构的概略框图。在图23中，接收装置b2具备接收天线b500、接收部b10、正常GI-FFT区间提取部b20、FFT部b30、滤波器部b42、解映射部b50、解调部b60、解码部b70、导频码元处理部b90。

在图23的接收装置b2的结构中，与图10所示的第1实施方式中的接收装置b1的差异是：接收装置b1的导频码元处理部b80中的长GI-FFT区间提取部b81和FFT部b82被省略，接收装置b2的导频码元处理部b90中输入从FFT部b30输出的去除了正常GI区间的频域信号。另外，在图23中，接收装置b2的接收天线b500、接收部b10、正常GI-FFT区间提取部b20、FFT部b30、解映射部b50、解调部b60、解码部b70具有与图10所示的第1实施方式同样的功能。

此外，本第5实施方式中的发送装置与图1所示的第1实施方式中所示出的发送装置b1相同。

接收装置b2接收的接收信号是复用了图6所示那样的正常GI信息数据码元和长GI导频码元的信号。

对于从接收天线b500接收的接收信号，与第1实施方式中所说明的处理同样地，通过接收部b10进行频率变换、模拟-数字变换等处理，之后，通过正常GI-FFT区间提取部b20去除正常GI区间，之后，通过FFT部b30进行了FFT处理的频域信号输出给滤波器部b42以及导频码元处理部b90。

另外，在接收装置b2中去除保护间隔区间的功能，构成为仅具备正常GI-FFT区间提取部b20，仅进行从接收到的OFDM码元去除正常GI区间的处理，进行FFT处理。即，对长GI导频码元中的保护间隔区间中所包括的相位控制后的导频码元、例如图6中所示的第2个OFDM码元，也进行FFT处理。另外，这里进行了FFT处理的相位控制后的导频码元，通过相位控制将旋转过的相位复原，能够用于传输路径估计。使用了该第2个OFDM码元的传输路径估计，在不超过正常GI的传输环境中能够有效地进行利用。但是，在超过正常GI那样的传输环境中，由于码元间干扰而传输路径估计的精度下降，所以需要根据传输环境来判断是否使用。

导频码元处理部b90，根据从FFT部b30输入的频域信号进行映射了导频码元的频率以及时间的信号的传输路径估计，将进行了传输路径估计的结果输出给滤波器部b42。下面详细叙述这一点。此外，导频码元处理部b90具备导频提取部b93、传输路径估计部b94。

导频提取部b93进行与第1实施方式中所说明的处理同样的处理，从由FFT部b30输入的去除了正常GI区间的频域信号提取离散导频码元，将提取的离散导频码元输出给传输路径估计部b94。

传输路径估计部b94使用由导频提取部b93提取出的离散导频码元，与第1实施方式中所说明的处理同样地估计基于多径衰落等的起因于传输路径的发送信号的振幅和相位的变动(传输路径估计)，将传输路径估计的结果输出给滤波器部b42。另外，作为对映射了离散导频码元的资源单元以外的资源单元的传输路径的估计方法，可以使用公知的线性插值法、FFT插值法等各种方法。

另外，输入到导频码元处理部b90的频域信号是仅去除了正常GI区间，对长GI区间也与正常GI区间同样地进行了FFT处理的信号。因此，在导频码元处理部b90内的导频提取部b93中，不使用与正常GI区间同样地进行了FFT处理的长GI区间，而通过长GI导频码元中的有效码元区间、例如图6中的第3个OFDM码元的有效码元区间的数据，进行传输路径估计处理。

如上所述，根据本发明的第5实施方式，在接收对同一OFDM码元内的任意子载波插入离散导频码元、仅对该离散导频码元设定了与正常GI区间长的长GI区间的帧时，不去除所接收到的帧中所附加的长GI区间，而仅去除正常GI区间。由此，减小接收装置的电路规模，并且提高对码元间干扰的抗性，所以能够几乎不使通信整体的传输效率降低地在接收装置中精度良好地实现传输路径估计。

此外，本第5实施方式中的接收装置b2还能够适用于第1～第4实施方式中的接收装置。

(第6实施方式)

下面，作为本发明的第6实施方式，说明使用了空间复用化技术(MIMO：Multiple Input Multiple Output，多输入多输出)的情况。本第6实施方式中的通信系统具备发送装置以及接收装置。

图24是表示本第6实施方式中的发送装置的结构的概略框图。在图24中，发送装置a5具备发送天线1用发送处理部a1-1、发送天线2用发送处理部a1-2。此外，图24中的各发送处理部各自具备信息数据码元生成部a10、导频码元处理部a20、复用部a30、IFFT部a40、GI插入部a50、发送部a60、发送天线a100。另外，图24中的各模块的码元后面的连字符“-”后的数字表示所对应的发送天线的编号。

此外，各发送处理部中分别从未图示的发送装置a5的上位层的处理装置按所对应的发送天线输入信息数据信号和导频码元。

此外，图25是表示本第6实施方式中的接收装置的结构的概略框图。在图25中，接收装置b3具备接收天线1用接收处理部b100-1、接收天线2用接收处理部b100-2、信号分离部b200、发送天线1用接收处理部b300-1、发送天线2用接收处理部b300-2、导频码元处理部b800。此外，图25中的接收天线1用接收处理部b100-1以及接收天线2用接收处理部b100-2各自具备接收天线b500、接收部b10、正常GI-FFT区间提取部b20、FFT部b30。此外，通过导频码元处理部b800，按发送天线和接收天线的每个组合对传输路径进行估计，基于该估计传输路径的结果，信号分离部b200将每个接收天线的信号分离为进行了空间复用的每个发送天线的信号。另外，关于该传输路径估计、和信号的分离处理的详细说明，后面进行叙述。此外，发送天线1用接收处理部b300-1以及发送天线2用接收处理部b300-2各自具备解映射部b50、解调部b60、解码部b70。图25中的各模块的码元后面的连字符“-”后的数字表示所对应的接收天线的编号。

另外，本第6实施方式中的发送装置a5以及接收装置b3的基本结构，是与第1实施方式中图1所示的发送装置a1以及图10所示的接收装置b1同样的结构。但是，因为本第6实施方式是使用了多个发送天线以及接收天线的MIMO系统，所以不同点是根据MIMO系统的天线数量，在图1所示的发送装置a1、以及图10所示的接收装置b1中具备多个用模块表示的结构。

另外，图24以及图25中的各模块的连字符“-”之前的码元相同的模块，具有与图1以及图10所示的第1实施方式同样的功能。

首先，说明本第6实施方式中的发送装置a5发送的发送帧。

图26是用频率分量和时间分量表示复用了发送天线1用发送处理部a1-1生成的长GI导频码元的帧的一例的图。此外，图27是用频率分量和时间分量表示复用了发送天线2用发送处理部a1-2生成的长GI导频码元的帧的一例的图。在图26以及图27中，横轴表示时间，纵轴表示频率，1行表示子载波，1列表示OFDM码元。

如图26所示，发送天线1用发送处理部a1-1向两个用于映射离散导频码元的资源单元内的一个资源单元(第6个子载波)映射发送天线1用的导频码元。此外，使另一个用于映射离散导频码元的资源单元(第3个子载波)零(空：null)，以便通过发送天线2用发送处理部a1-2映射发送天线2用的导频码元。

另一方面，如图27所示，发送天线2用发送处理部a1-2向两个用于映射离散导频码元的资源单元内的一个资源单元(第3个子载波)映射发送天线2用的导频码元。此外，使另一个用于映射离散导频码元的资源单元(第6个子载波)为零(空：null)，以便通过发送天线1用发送处理部a1-1映射发送天线1用的导频码元。

另外，图26以及图27所示的导频码元，如第1实施方式中所说明的那样，通过进行相位控制，能够生成长GI导频码元。

如此，发送装置a5与第1实施方式中所说明的处理同样地处理按照每个发送天线而相互独立地映射了离散导频码元的帧，之后进行发送。另外，发送装置a5中的各发送处理部同时发送各个帧。

要接收该帧的接收装置b3，在空间上复用正常GI信息数据码元而在空间上不复用长GI导频码元，能够不相互受到流干扰地进行接收。

下面，说明本第6实施方式中的接收装置b3接收的帧的接收处理。

图28是用频率分量和时间分量表示接收装置b3接收的复用了发送天线1以及发送天线2的导频码元的帧的一例的图。在图28中，横轴表示时间，纵轴表示频率，1行表示子载波，1列表示OFDM码元。如图26以及图27所示，通过相互独立地映射离散导频码元，在接收装置b3中，接收如图28所示那样的帧。正常GI信息数据码元在空间上被复用，所以需要对空间复用后的信号进行分离的处理，但是对于长GI导频码元，因为在空间上没有被复用，所以不需要分离处理，能够高精度地进行传输路径估计。

接收天线1用接收处理部b100-1以及接收天线2用接收处理部b100-2对每个接收天线的接收信号，与第1实施方式中所说明的处理同样地通过接收部b10、正常GI-FFT区间提取部b20、FFT部b30，分别进行处理，将每个接收天线的频域信号输出给信号分离部b200。

导频码元处理部b800按发送天线和接收天线的每个组合，进行与第1实施方式中所说明的处理同样的处理，进行传输路径估计，将传输路径估计的结果输出给信号分离部b200。此外，导频码元处理部b800具备长GI-FFT区间提取部b801、FFT部b802、导频提取部b803、传输路径估计部b804。另外，除了作为长GI-FFT区间提取部b801的输入而输入从与各接收天线对应的接收部b10分别接收的基带信号以外，是与第1实施方式中所说明的长GI-FFT区间提取部b81、FFT部b82、导频提取部b83、传输路径估计部b84同样的功能。

信号分离部b200基于由导频码元处理部b800的传输路径估计部b804估计出的每个接收天线的传输路径估计值(传输路径估计的结果)，将从接收天线1用接收处理部b100-1以及接收天线2用接收处理部b100-2的FFT部b30输入的每个接收天线的频域信号，分离为进行了空间复用的按每个发送天线进行了传输路径补偿的频域信号，按每个发送天线输出给发送天线1用接收处理部b300-1以及发送天线2用接收处理部b300-2。此时，对空间复用后的频域信号的信号分离方法，例如，可以应用迫零(ZF：ZeroForcing)准则、最小均方误差(MMSE：Minimum Mean Square Error)准则、最大似然(ML：Maximum Likelihood)准则等各种信号分离方法，但不局限于此。

按每个发送天线，发送天线1用接收处理部b300-1以及发送天线2用接收处理部b300-2对信号分离部b200进行了信号分离的按每个发送天线的传输路径补偿后的频域信号，通过解映射部b50、解调部b60、解码部b70，进行与第1实施方式中所说明的处理同样的处理，按每个发送天线将信息数据信号(接收数据)输出给未图示的接收装置b3的上位层的处理装置。

如上所述，根据本发明的第6实施方式，在使用了空间复用化技术(MIMO)的通信系统中，向同一OFDM码元内的任意子载波按每个发送天线相互独立地插入离散导频码元，仅对该离散导频码元，设定比正常GI区间长的长GI区间。由此，在起因于传输路径而存在超过正常GI区间的到来波的环境中，因为能够提高对码元间干扰的抗性，所以能够几乎不使通信整体的传输效率降低地在接收装置中精度良好地实现传输路径估计。

另外，在本第6实施方式的说明中，对于各自具备两个发送装置a5的发送天线、以及接收装置b3的接收天线的情况，进行了说明，但是不局限于此，也能够适用于发送装置a5中具备的发送天线、以及接收装置b3中具备的接收天线中的任意一方或者双方超过2个的情况。此外，也能够适用于发送装置a5中具备的发送天线和接收装置b3中具备的接收天线的数量相互不同的情况。

此外，在本第6实施方式的说明中，通过发送装置a5内的发送天线1用发送处理部a1-1以及发送天线2用发送处理部a1-2，对从未图示的发送装置a5的上位层的处理装置分别输入的每个发送天线的信息数据信号，分别进行了纠错编码处理、调制处理，但是不局限于此。

例如，也可以从未图示的发送装置a5的上位层的处理装置将进行了纠错编码处理、调制处理的信号输入到各发送天线的发送处理部。

此外，在本第6实施方式的说明中，通过接收装置b3内的发送天线1用接收处理部b300-1以及发送天线2用接收处理部b300-2，对所接收到的信号分别进行解调处理、解码处理，之后输出给未图示的接收装置b3的上位层的处理装置，但是不局限于此。例如，也可以在一个地方统一处理所接收到的信号的解调处理、解码处理，或者将解映射后的信息数据信号输出给未图示的接收装置b3的上位层的处理装置。

另外，本第6实施方式中的发送装置a5以及接收装置b3也能够适用于第1～第5实施方式中的发送装置以及接收装置。

另外，在本第6实施方式的说明中，说明了对被输入的全部导频码元附加了长GI的情况，但是不局限于此，例如，也可以对一部分导频码元附加长GI，对其以外的导频码元附加正常GI。此外，也可以对一部分发送天线用的导频码元附加长GI，对其以外的发送天线用的导频码元附加正常GI。在该情况下，若对重要度高的信息数据信号以及发送控制码元的发送天线用的导频码元附加长GI，则可以获得高的效果。

如上所述，根据用于实施本发明的方式，在起因于传输路径而存在超过正常GI区间的到来波的环境中，通过对同一OFDM码元内的任意子载波的导频码元、控制信号的任意一方或者双方的信号，设定比正常GI区间长的长GI区间，能够使对码元间干扰的抗性提高，所以能够几乎不使通信整体的传输效率降低地在接收装置中精度良好地进行传输路径估计、信号的还原。

另外，在本发明的实施方式中，例如，说明了在频域叠加(复用)进行了映射的信息数据码元、进行了映射的导频码元、和进行了相位控制的导频码元，对复用后的码元进行IFFT处理之后，附加预先决定的长度的保护间隔，由此生成OFDM码元的结构，但是不局限于此。

例如，还可以对一部分码元附加正常GI从而生成正常GI-OFDM码元，对其他码元附加长GI从而生成长GI-OFDM码元，之后，在时域叠加(复用)分别生成的正常GI-OFDM码元和长GI-OFDM码元。

(第7实施方式)

在第1～第6实施方式中，说明了如下形态：在附加长GI的码元中，向其时间方向上前一个资源单元映射相位控制后的码元，将附加长GI的码元和附加正常GI的码元进行复用之后，附加保护间隔。在以下的第7～第12实施方式中，在分别生成了长GI和正常GI之后进行复用，之后与第1～第6实施方式同样地，生成在同一时刻在多个子载波之间分散长GI码元和正常GI码元的信号。

下面参照附图来说明本发明的第7实施方式。本实施方式的无线通信系统具备以OFDM方式进行通信的发送装置10和接收装置20。图29是表示本实施方式所涉及的发送装置的结构的概略框图。

发送装置10具备信息数据码元生成部100(也称为第1多载波码元生成部)、导频码元处理部110(也称为第2多载波码元生成部)、复用部120、发送部130、发送天线140。信息数据码元生成部100具备编码部101、调制部102、映射部103、IFFT(快速傅立叶反变换：Inverse Fast FrequencyTransform)部104、正常GI插入部105。导频码元生成部110具备映射部111、IFFT部112、长GI插入部113。

从发送装置10向接收装置20发送的数据(信息)的比特串的信号即信息数据信号以及用于发送该信息数据信号的控制信号，首先，输入到信息数据码元生成部100。在信息数据码元生成部100，编码部101对被输入的信息数据信号以及控制信号进行卷积码、Turbo码等的纠错编码。调制部102通过QPSK(Quadrature Phase Shift Keying；4相相位偏置调制)、QAM(Quadrature Amplitude Modulation；正交振幅调制)等调制方式，进行将纠错编码后的信息数据信号以及控制信号分配给调制码元、即信息数据码元和控制码元的调制。映射部103对在接收侧用于传输路径估计的信号即插入导频码元的位置(资源单元)以外的资源单元，映射(配置)调制部102进行了调制的信息数据码元以及控制码元。在此，所谓资源单元，是指由预先决定的宽度的时间/频率构成的区域，是映射一个调制码元的区域。此外，预先设定映射信息数据码元的资源单元、映射控制码元的资源单元、和映射导频码元的资源单元，使其相互重复。

在此，对于控制信号，例如，包括用于信息数据信号的调制方式、映射方法(资源分配方法)、纠错编码信息(例如，编码方法、编码率、删余模式)、交织方法、加扰方法、HARQ(Hybrid Automatic Repeat reQuest)控制信息(例如，分组的接收通知信息(ACK(Acknowledgement)、NACK(NegativeAcknowledgement)、重传次数等)、同步信号、MIMO(Multi-InputMulti-Output)控制信息(例如，层数(流数)、预编码方法)、基站信息、终端信息、控制信息的格式信息、数据信息的格式信息、反馈信息(例如，CQI(Channel Quality Indicator)等)、发送功率控制信息等，用于进行多个信息数据信号的收发所需要的通信控制中的信息，但是不局限于此。

图30是表示映射部103向信息数据码元以及控制码元的帧的配置一例的图。图30所示的例，示出如下情况：在由4OFDM码元和8子载波构成的帧中，向从频率小的一方开始的第3个和第6个子载波各自的第2个和第3个这两个OFDM码元配置导频码元。因此，映射部103将调制后的信息数据码元以及控制码元如图30所示配置到第1、2、4、5、7、8个子载波的全部OFDM码元、和第3、6个子载波的第1个和第4个OFDM码元。即，配置到不配置导频码元的全部位置。此外，映射部103向插入导频码元的位置预先配置零(null、空)。

返回图29，IFFT部104对作为频域信号的、映射部103进行了映射的信息数据码元以及控制码元，进行快速傅立叶反变换处理，从频域信号变换为时域信号。正常GI插入部105对该时域信号附加预先决定的长度即通常长度的保护间隔即正常GI(第1保护间隔)。即，正常GI插入部105生成由附加了正常GI的信息数据码元以及控制码元构成的正常GI-OFDM码元的时域信号。

另一方面，在导频码元处理部110中输入在接收装置20中用于传输路径估计的作为已知信号的导频码元。在此，导频码元也可以与信息数据信号以及控制信号同样地，在导频码元处理部110中输入作为比特串的导频信号，导频码元处理部110通过QPSK、QAM等调制方式对被输入的导频信号进行调制。

在导频码元处理部110中，首先，映射部111将被输入的导频码元作为离散导频码元进行映射，使其散开在频率方向以及时间方向上。

作为其一例，图31是表示对图30所示的信息数据码元以及控制码元的映射的、映射部111进行的向导频码元的帧的配置的例子的图。图31的例子表示如下情况：在由4OFDM码元和8子载波构成的帧中，使用两个OFDM码元设定附加了保护间隔(后述的长GI)的一个导频码元。该例中的导频码元，映射到第3个和第6个子载波的第3个OFDM码元，之前的第2个OFDM码元为零(null、空)。这是因为，如后所述，从由映射部111配置了导频码元的资源单元在时间方向上前一个资源单元，成为导频码元的长GI区间。

返回图29，IFFT部112对作为频域信号的、映射部111进行了映射的导频码元，进行傅立叶反变换处理，从频域信号变换为时域信号。长GI插入部113向IFFT部112生成的时域信号附加预先决定的长度的保护间隔，即附加比正常GI插入部105附加的正常GI长的保护间隔即长GI。即，长GI插入部113生成由附加了比正常GI长的长GI的导频码元构成的长GI-OFDM码元的时域信号。该长GI的长度，如后所述，是正常GI的2倍再加上导频码元的长度的长度。

如此，信息数据码元生成部100向被输入的信息数据信号以及控制信号的码元附加正常GI，生成正常GI-OFDM码元，导频码元生成部110对被输入的导频码元附加长GI从而生成长GI-OFDM码元。

复用部120在时域复用由信息数据码元生成部100生成的OFDM码元、即由附加了正常GI的信息数据码元以及控制码元(正常GI信息数据码元以及正常GI控制码元)构成的正常GI-OFDM码元、与由导频码元生成部110生成的OFDM码元、即由附加了长GI的导频码元(长GI导频码元)构成的长GI-OFDM码元。在此，复用部120进行的在时域的复用，是指将信息数据码元生成部100生成的正常GI-OFDM码元的时域信号的各时间位置上的取样值、与导频码元生成部110生成的长GI-OFDM码元的时域信号的各时间位置上的取样值相加，据此，将附加了正常GI的信息数据码元以及控制码元与附加了长GI的导频码元进行频率复用。而且，在频率复用后的信号中，在正常GI-OFDM码元中配置了码元的子载波、和在长GI-OFDM码元中配置了码元的子载波，在同一时刻在构成多载波的多个子载波之间分散。

图32是表示在图30以及图31所示的例中由复用部120进行了复用的信号的频率分量和时间分量的例子的图。图32的例子表示由4OFDM码元和8子载波构成的帧。在图32中，用斜线划了阴影的矩形P1、P2表示配置了长GI导频码元的资源单元。未用斜线划阴影的矩形表示配置了正常GI信息数据码元或者正常GI控制码元的资源单元。在表示分别配置了长GI导频码元、正常GI信息数据码元以及正常GI控制码元的资源单元的矩形中，用网点划了阴影的部分表示保护间隔区间，白底的部分表示有效码元区间。此外，这里将配置了长GI导频码元的将长GI和码元合并的区间内的复用了长GI和附加了长GI的码元的信号称为长GI-OFDM码元。此外，在此，将配置了正常GI信息数据码元或者正常GI控制码元的将正常GI和码元合并的区间内的复用了正常GI和附加了正常GI的码元的信号称为正常GI-OFDM码元。另外，将帧中的相当于正常GI-OFDM码元的区间简单地称为OFDM码元，将该OFDM码元的长度称为OFDM码元长。

长GI导频码元被配置在区域P1、P2，即分别在从频率小的一方起第3个和第6个子载波中跨第2个和第3个OFDM码元的区域，那些有效码元区间与配置在其他第3个OFDM码元的信号一致。即，各长GI导频码元使用了2个OFDM码元，所以其保护间隔(长GI)是1个OFDM码元加上正常GI的长度，与正常GI相比，大幅度地变长。此外，各个长GI-OFDM码元的有效码元区间，在时间方向上与任意正常GI-OFDM码元的有效码元区间一致。在此，在第3个OFDM码元中，长GI导频码元的有效码元区间(在白底上划了斜线的矩形)与正常GI信息数据码元以及正常GI控制码元的有效码元区间(白色的矩形)在时间方向上一致(没有偏置)。因此，在接收装置20中，通过与以往同样地设定FFT(快速傅立叶变换)区间来进行FFT处理，能够分离导频码元、信息数据码元以及控制码元。

返回图29，发送部130对复用部120进行了复用的信号，进行从数字信号到模拟信号的变换、从基带频率到射频的频率变换等，从发送天线140发送给接收装置20。

图33是表示本实施方式所涉及的接收装置20的结构的概略框图。接收装置20具备接收天线200、接收部210、第1FFT区间提取部220、第1FFT部230、滤波器部240、解映射部250、解调部260、解码部270、导频码元处理部280。导频码元处理部280具备第2FFT区间提取部281、第2FFT部282、导频提取部(码元提取部)283、传输路径估计部284。

对于从接收天线200接收到的接收信号，接收部210进行从射频到基带频率的频率变换、从模拟信号到数字信号的变换等的处理，输出该处理结果的基带信号。接收部210输出的基带信号，为了还原信息数据信号以及控制信号而输入到第1FFT区间提取部220，并且为了进行基于导频信号的传输路径估计而输入到导频码元处理部280的第2FFT区间提取部281。

首先，说明导频码元处理部280进行的处理。第2FFT区间提取部281从接收部210输出的信号，提取从附加在导频码元中的长GI区间的末尾开始预先决定的长度即有效码元区间的长度的信号，作为成为第2FFT部282进行傅立叶变换的对象的FFT区间的信号。作为一例，图34示出用于图32所示的帧中的长GI导频码元的FFT区间。第2FFT区间提取部281提取该FFT区间，即去除FFT区间以外的区间。第2FFT部282对第2FFT区间提取部281提取的FFT区间实施快速傅立叶变换处理，从时域信号变换为频域信号。据此，第2FFT部282得到长GI-OFDM码元中所包括的码元的接收信号。

导频提取部283从作为第2FFT部282的变换结果的频域信号，提取长GI-OFDM码元的有效码元区间、且配置了导频码元的子载波的信号，作为接收到的导频码元。传输路径估计部284将所接收到的导频码元和已知的导频码元的波形(相位、振幅)进行比较，估计基于衰落等的振幅和相位的变动(传输路径估计)，将该结果输出给滤波器部240。此时，作为对映射了导频码元的资源单元以外的资源单元的传输路径估计的方法，可以使用对映射了导频码元的资源单元的传输路径估计结果，采用线性插值法、FFT插值法等公知方法。

另一方面，第1FFT区间提取部220从接收部210输出的信号，提取从信息数据码元以及控制码元中所附加的正常GI的末尾开始预先决定的长度即有效码元区间的长度的信号，作为成为第1FFT部230进行傅立叶变换的对象的FFT区间的信号。另外，该FFT区间与发送装置100发送的信号中的有效码元区间一致。作为一例，图35示出用于图32所示的帧中的正常GI信息数据码元以及正常GI控制码元的FFT区间。第1FFT区间提取部220去除该FFT区间以外的区间。第1FFT部230对第1FFT区间提取部220提取的FFT区间实施快速傅立叶变换，从时域信号变换为频域信号。据此，第1FFT部230得到正常GI-OFDM码元中包括的码元的接收信号。

滤波器部240基于由传输路径估计部284估计出的传输路径估计值，计算使用了ZF(Zero Forcing)准则、MMSE(Minimum Mean Square Error；最小均方误差)准则等的权重系数，通过对作为第1FFT部230的变换结果的频域信号乘以该权重系数，从而进行信号的振幅和相位的变动的补偿(传输路径补偿)。

在此，对于在第2FFT区间提取部281以及第1FFT区间提取部220进行的FFT区间的提取，分别在图36以及图37中示出其他例。在这些示例中，示出使用第3个和第6个子载波的第2～4个、即3个OFDM码元来对一个子载波映射了两个长GI导频码元的情况。在这样的配置例中，也对时间与长GI导频码元重复的OFDM码元中所配置的信息数据码元以及控制码元附加了正常GI。在图37中，与图35同样地示出了用于正常GI信息数据码元以及正常GI控制码元的FFT区间。第1FFT区间提取部220去除该FFT区间以外的区间。在图36中示出了用于长GI导频码元的FFT区间。此时，因为将长GI的有效码元区间作为FFT区间，所以对前方的导频码元的FFT区间与正常GI码元的有效码元区间不同。第2FFT区间提取部281去除该FFT区间以外的区间。

如图36以及图37所示，在附加了长GI的有效码元区间与附加了正常GI的有效码元区间不同的情况下，在接收装置分别对其设定的FFT区间内含有不连续点(码元的边界)，所以产生载波间干扰(ICI；Inter CarrierInterference)。因此，可以应用用于去除该载波间干扰的干扰消除器(canceller)、Turbo均衡。例如，可以在由导频码元处理部280进行了已经说明的处理后，生成所接收的导频码元(长GI-OFDM码元)的副本信号，将从接收信号减去该副本信号所得到的信号输入到第1FFT区间提取部220中。据此，能够去除或降低由长GI导频码元引起的载波间干扰。此外，也可以进行与其相反的处理。也就是说，生成正常GI-OFDM码元的副本信号，通过从接收信号减去该副本信号，可以去除或降低对长GI导频码元的载波间干扰。此外，也可以应用反复进行这些处理的反复处理。

解映射部250进行从由滤波器部240进行了传输路径补偿的信号分别提取配置了信息数据码元的区域的信号以及配置了控制码元的区域的信号，作为所接收的信息数据码元、所接收的控制码元的解映射处理。解调部260对解映射部250所提取的信号，利用QPSK、QAM等发送装置10的调制部102所使用的调制方式，对于信息数据码元使用通过解码部270进行了解码的控制信号而指定的调制方式，对于控制码元使用预先决定的调制方式，进行解调处理。

此时，解码部270对解调部260的解调结果即进行了纠错编码的信号，使用最大似然解码法(MLD；Maximum Likelihood Decoding)、最大后验概率估计(MAP；Maximum A posteriori Probability)、log-MAP、Max-log-MAP、SOVA(Soft Output Viterbi Algorithm)等的公知方法，进行解码处理，输出解码处理结果的比特串即信息数据信号以及控制信号。在解码部270输出的控制信号中，包含表示发送装置10的调制部102对信息数据信号进行调制时所使用的调制方式的信息，解调部260基于该信息，决定对信息数据信号进行解调时要使用的调制方式。

在此，说明对正常GI和长GI的码元间干扰的抗性。图38是表示正常GI信息数据码元以及正常GI控制码元的概略结构、和长GI导频码元的概略结构的图。相对于正常GI信息数据码元的长度是一个OFDM码元长，长GI导频码元的长度是2倍，即2个OFDM码元长。此外，因为此时的有效码元长分别相同，所以通过使长GI的保护间隔区间大幅度地变长，即使其为在正常GI的2倍中再加上导频信号的长度所得的长度，来实现该长度的差异。

另外，保护间隔区间通过将有效码元区间的后端附加到前方来实现，但是在本实施方式中，因为即使将全部有效码元区间附加到前方，长GI的长度也存在不足，所以长GI插入部113进一步将有效码元区间的后端附加到前方，得到长GI的信号。在长GI比本实施方式长、即使用本实施方式的方法来生成也存在长度不足时，进一步通过反复将有效码元区间的后端附加到前方来生成。

图39是表示对于正常GI信息数据码元或者正常GI控制码元存在超前波以及两个延迟波时的接收信号的概略结构例的图。在图39中，用网点划了阴影的矩形表示正常GI的信号，白底的矩形表示有效码元区间的信号。在图39中，示出对图示的到来波的第3个OFDM码元进行快速傅立叶变换处理的情况，将作为快速傅立叶变换的对象的区间即FFT区间设定在超前波的有效码元区间内。此时，因为延迟波2的延迟时间超过了保护间隔区间，所以延迟波2中的第2个OFDM码元的信号被包含在FFT区间，结果产生码元间干扰。

图40是针对正常GI信息数据码元以及长GI导频码元，与图39同样地表示存在超前波以及两个延迟波时的接收信号的概略结构例的图。在图39中，用斜线划了阴影的矩形表示长GI导频码元的信号。没有用斜线划阴影的矩形表示正常GI信息数据码元或者正常GI控制码元的信号。表示长GI导频码元以及正常GI信息数据码元的信号的矩形中的用网点划了阴影的部分表示保护间隔(正常GI或者长GI)的信号，白底的部分表示有效码元区间的信号。

在图40中，示出对长GIOFDM码元进行快速傅立叶变换处理的情况，将该FFT区间设定在超前波的有效码元区间内。在正常GI中，即使在延迟波2相对超前波的延迟时间超过了正常GI的情况下，若没有超过长GI，则前面的码元的信号不进入FFT区间，所以也不产生码元间干扰。

由以上可知，附加了长GI的信号相对于正常GI，大幅度地提高了对码元间干扰的抗性。

在此，对使用了通过附加了长GI而提高了对码元间干扰的抗性的导频码元的、传输路径估计部284的传输路径估计和滤波器部240的传输路径补偿，进行说明。另外，因为即使在使用了本发明的情况下，对于传输路径估计方法和传输路径补偿方法，也可以使用与以往同样的方法，所以这里示出其中的一例。

导频码元是在发送装置10以及接收装置20相互已知的信号。为了进行传输路径估计，接收装置20的传输路径估计部284将所接收到的导频码元P’m、n除以已知的导频码元Pm、n，计算出传输估计值。即，传输路径估计部284使用以下的式(5)来计算传输路径估计值H^m、n。

【数学式5】

${\hat{H}}_{m,n}=\frac{P_{m,n}^{\′}}{P_{m,n}}...\left(5\right)$

其中，m是子载波编号、n是OFDM码元编号。

此时，传输路径估计的精度依赖于所接收到的导频码元P’m、n。而且，通过对该导频码元预先附加长GI，如已经说明的那样，能够大幅度地提高对码元间干扰的抗性。因此，该估计值能够得到非常高的精度。

而且，传输路径估计部284对于没有配置导频码元的信息数据码元以及控制码元的资源单元(由子载波以及OFDM码元所决定的信号配置用的区域)，也进行传输路径估计。该估计方法可以使用由式(5)得到的传输路径估计值，通过线性插值法、非线性插值法、FFT插值法等各种插值方法来进行。此时，对于用于插值的传输路径估计值、即由式(5)得到的传输路径估计值，通过预先对导频码元附加长GI可以提高精度，所以基于该传输路径估计值，对于进行插值而得到的信息数据码元以及控制码元的资源单元的传输路径估计值，也能够提高精度。

其次，使用所得到的传输路径估计值，滤波器部240对信息数据码元以及控制码元进行传输路径补偿。在此，作为滤波器部240进行传输路径补偿的方法，使用ZF准则时，通过将由以下的式(6)表示的权重系数W^ZF _{m、 n}与包括信息数据码元或者控制码元的频域信号相乘，来进行传输路径补偿。其中，在式(6)中，*表示共轭。

【数学式6】

$w_{m,n}^{\mathrm{ZF}}=\frac{H_{m,n}^{*}}{{\left|H_{m,n}\right|}^2}...\left(6\right)$

此外，作为滤波器部240进行传输路径补偿的方法，使用MMSE准则时，通过将用以下的式(7)表示的权重系数W^MMSE _m、n与包括信息数据码元或者控制码元的频域信号相乘，来进行传输路径补偿。其中，在式(7)中，σ²表示噪声功率。

【数学式7】

$w_{m,n}^{\mathrm{MMSE}}=\frac{H_{m,n}^{*}}{{\left|H_{m,n}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}^2}...\left(7\right)$

如以上那样，在出现超过正常GI的延迟时间的到来波的环境中，通过预先向导频码元附加设定了在时间方向上跨越至少前一个资源单元的保护间隔区间的比正常GI长的长GI，在接收装置20中能够实现抑制了超过正常GI的延迟时间的到来波的影响的精度良好的传输路径估计。而且，通过对附加了正常GI的信息数据码元以及控制码元，也使用该精度良好的传输路径估计结果进行传输路径补偿，能够精度良好地进行传输路径补偿，所以能够精度良好地还原被发送的信息数据码元以及控制码元。此外，对与附加了长GI的导频码元时间重复的OFDM码元中所配置的信息数据码元以及控制码元附加正常GI，所以由于使用长GI而发生的保护间隔区间的增加部分被抑制，因而能够几乎不使整体的传输效率劣化地，在接收装置20中实现精度良好的传输路径估计。因此，能够进行通信，使得对码元间干扰的抗性大幅度地提高，并且几乎不使整体的传输效率劣化，在接收侧能够还原信号。

即，长GI插入部113向用于传输路径估计的重要的码元即导频码元附加长GI，正常GI插入部105向其他码元附加正常GI，通过复用部120对这些结果进行复用，在重要的码元(影响多个码元的解调的码元)即导频码元中大幅度地提高对码元间干扰的抗性。据此，能够进行通信，使得对于通信整体，使对码元间干扰的抗性大幅度地提高，并且几乎不使传输效率劣化，在接收侧能够还原信号。

另外，在本实施方式中，接收装置20不进行反复处理，而还原信息数据信号以及控制信号，但是接收装置20也可以进行利用解码结果来去除码元间干扰等从而还原被发送的信号的干扰消除、Turbo均衡等反复处理。

另外，在以上的说明中，对附加了长GI的导频码元的长度与正常GI的信息数据码元以及控制码元的OFDM码元长相比，是2倍的OFDM码元长的情况，进行了说明，但是如图36以及图37所示的示例那样，不局限于此。只要至少将长GI导频码元的长度设定地比正常GI信息数据码元以及控制码元的长度长即可。例如，可以采用3倍的长度、1.5倍的长度等。

另外，在以上的说明中，对使用附加了正常GI以及长GI这两种长度的保护间隔的信号的情况，进行了说明，但是不局限于此，也可以使用附加了三种以上的不同长度的保护间隔的信号。例如，可以使用作为第1保护间隔的正常GI以及多种作为第2保护间隔的长GI。

另外，在以上的说明中，说明了对被输入的全部导频码元附加了长GI的情况，但是不局限于此。例如，可以对一部分导频码元附加长GI，对其以外的导频码元附加正常GI。

(第8实施方式)

下面参照附图来说明本发明的第8实施方式。本实施方式所涉及的无线通信系统具备以OFDM方式进行通信的发送装置10a和接收装置20。本实施方式所涉及的发送装置10a的一部分与第7实施方式所涉及的发送装置10不同。下面以功能与第7实施方式中所说明的模块不同的模块为中心进行说明。另外，省略了说明的模块具有与第7实施方式相同的功能。此外，本实施方式所涉及的接收装置20具有与第7实施方式所涉及的接收装置20(图33)相同的结构，所以省略说明。

图41是表示本实施方式所涉及的发送装置10a的结构的概略框图。与第7实施方式所涉及的发送装置10不同的点是，在导频码元处理部110和复用部120之间增加了导频码元存储部150(码元存储部)，对于其他符号(100～140)是同样的结构。

导频码元处理部110进行与第7实施方式中所说明的处理同样的处理，对导频码元进行映射、傅立叶反变换，输出附加了长GI的长GI-OFDM码元的时域信号。导频码元存储部150存储导频码元生成部110输出的长GI-OFDM码元的时域信号。

另一方面，信息数据码元生成部100进行与第7实施方式中所说明的处理同样的处理，输出正常GI-OFDM码元的时域信号。

复用部120进行与第7实施方式中所说明的处理同样的处理，但是，对由正常GI信息数据码元以及控制码元构成的正常GI-OFDM码元的时域信号、与导频码元存储部150中所存储的由长GI导频码元构成的长GI-OFDM码元的时域信号进行复用。

据此，只要离散导频码元的值及其位置没有发生改变，就能够使用导频码元存储部150存储的长GI-OFDM码元的时域信号，能够省略在导频码元处理部110中的处理，所以与其相应的计算量被削减。

此外，在离散导频码元的值及其位置有多个模式时，导频码元存储部150对各模式存储导频码元处理部110输出的长GI-OFDM码元的时域信号，通过从所存储的信号中将相应模式的信号输出给复用部120，仅在最初对各模式进行生成时进行导频码元处理部110中的处理，之后可以省略导频码元处理部110的处理，所以可以削减处理量。

如此，对同一OFDM码元内的任意子载波仅对离散导频码元，预先生成并存储设定了比通常保护间隔区间长的保护间隔区间的导频码元，根据需要与信息数据码元以及控制码元进行复用，由此使导频码元生成的计算量减少，并且与第7实施方式同样地，使对码元间干扰的抗性大幅度地提高，并且几乎不使整体的传输效率劣化，在接收装置20中能够实现精度良好的传输路径估计。

另外，在以上的说明中，说明了发送装置10a具备导频码元处理部110，将长GI-OFDM码元输入导频码元存储部150中的情况，但是也可以省略导频码元处理部110，即发送装置10a可以不具备导频码元处理部110。在该情况下，向发送装置10a输入预先作成的长GI-OFDM码元的时域信号，导频码元存储部150将其存储即可。

另外，在以上的说明中，说明了对被输入的全部导频码元附加了长GI的情况，但是不局限于此。例如，也可以对一部分导频码元附加长GI，对其以外的导频码元附加正常GI。

(第9实施方式)

下面参照附图来说明本发明的第9实施方式。本实施方式所涉及的无线通信系统具备以OFDM方式进行通信的发送装置10b和接收装置20。本实施方式所涉及的发送装置10b的一部分与第7实施方式所涉及的发送装置10不同。下面以功能与第7实施方式中所说明的模块不同的模块为中心进行说明。另外，省略了说明模块具有与第7实施方式相同的功能。此外，本实施方式所涉及的接收装置20可以用与第7实施方式所涉及的接收装置20(图33)同样的模块结构来实现。

图42是表示本实施方式所涉及的发送装置10b的结构的概略框图。与第7实施方式所涉及的发送装置10的不同点是省略导频码元处理部110、增加了控制码元处理部160(也称为第2多载波码元生成部)，对于其他符号(100～105、120～140)是同样的结构。此外，在第7实施方式所说明的输入发送装置10中的信号中，控制码元输入到控制码元处理部160中而非导频码元，导频码元输入到信息数据码元生成部100的映射部103中。

在此，对于控制码元，包括进行了编码以及调制的调制码元，例如，包括用于信息数据信号的调制方式、映射方法(资源分配方法)、纠错编码信息(例如，编码方法、编码率、删余模式)、交织方法、加扰方法、HARQ(Hybrid Automatic Repeat reQuest)控制信息(例如，分组的接收通知信息(ACK(Acknowledgement)、NACK(Negative Acknowledgement)、重传次数等)、同步信号、MIMO(Multi-Input Multi-Output)控制信息(例如，层数(流数)、预编码方法)、基站信息、终端信息、控制信息的格式信息、数据信息的格式信息、反馈信息(例如，CQI(Channel Quality Indicator)等)、发送功率控制信息等表示多个信息数据信号的接收中所需要的信息的控制信号的调制码元，但是不局限于此。

控制码元处理部160具备映射部161、IFFT部162、长GI插入部163。在控制码元处理部160中，首先，映射部161对被输入的控制码元，与第7实施方式中所说明的导频码元生成部110的映射部111的处理同样地，向配置控制码元的资源单元进行映射。IFFT部162对映射部161进行了映射的控制码元即频域信号，进行快速傅立叶反变换处理，从频域信号变换为时域信号。长GI插入部163向IFFT部162生成的时域信号附加比正常GI插入部105附加的通常保护间隔长的保护间隔，生成由附加了长GI的控制码元构成的长GI-OFDM码元的时域信号。

另一方面，在信息数据码元生成部100中，对被输入的信息数据信号，进行与第7实施方式中所说明的处理同样的处理。但是，映射部103将输入到映射部103中的导频码元配置到导频码元用的资源单元，IFFT部104以及正常GI插入部105对信息数据信号以及导频码元，进行与第7实施方式中所说明的处理同样的处理。信息数据码元生成部100输出正常GI插入部105的处理结果，即由附加了正常GI的信息数据码元以及导频码元构成的正常GI-OFDM码元的时域信号。

复用部120进行与第7实施方式中所说明的处理同样的处理，但是将信息数据码元生成部100生成的正常GI-OFDM码元、和控制码元处理部160生成的长GI-OFDM码元在时域进行复用。

图43是表示由复用部120进行了复用的信号的频率分量和时间分量的示例的图。图43的示例表示由4OFDM码元和8子载波构成的帧。在图43中，用斜线划了阴影的矩形C1～C4表示配置了长GI控制码元即附加了长GI的控制码元的区域。没有用斜线划阴影的矩形表示配置了正常GI信息数据码元即附加了正常GI的信息数据码元、或者正常GI导频码元即附加了正常GI的导频码元的区域。表示配置了长GI控制码元、正常GI信息数据码元以及正常GI导频码元的区域的矩形中，用网点划了阴影的部分表示保护间隔区间，白底的部分表示有效码元区间。

长GI控制码元被配置在区域C1～C4、即从频率小的一方开始分别在第3个～第6个子载波中跨越第2个和第3个OFDM码元的区域，它们的有效码元区间与其他配置在第3个OFDM码元的信号一致。即，配置长GI控制码元的区域，对一个长GI控制码元是2个OFDM码元部分，所以该长GI与正常GI相比，大幅度地变长。据此，关于控制码元，能够大幅度地提高对码元间干扰的抗性。

如此，在出现超过通常的保护间隔区间的到来波的环境中，向同一OFDM码元内的任意子载波插入控制码元，长GI插入部163仅对用于传输信息数据信号的参数的指定等所使用的重要信息即该控制码元，设定比通常的保护间隔区间长的保护间隔区间，由此能够大幅度地提高控制码元对码元间干扰的抗性，并且几乎不使整体的传输效率劣化地在接收侧中还原控制信号。控制信号是用于传输许多信息数据信号的参数的指定等中所使用的重要信号，若不传输控制信号，则许多信息数据信号也不被传输，所以通过提高控制信号的传输效率，也能够提高信息数据信号的传输效率。

另外，在以上的说明中，说明了长GI控制码元与正常GI信息数据码元的长度相比，是2倍的长度的情况，但是不局限于此。只要至少将长GI控制码元的长度设定地比正常GI信息数据码元的长度长即可。例如，可以采用3倍的长度、1.5倍的长度等。

另外，在以上的说明中，说明了对控制码元附加了长GI的情况，但是不局限于此。可以对信息数据信号内的重要度高的信号的码元也附加长GI。例如，可以向QoS(Quality of Service)高的信息数据信号、紧急性高的信息数据信号等的码元附加长GI。

另外，本实施方式所涉及的发送装置也可以适用于第7以及第8实施方式所涉及的发送装置。

此外，在本实施方式中，说明了控制码元处理部160输入进行了调制的控制码元的情况，但是也可以构成为：控制码元处理部160具备进行纠错编码的编码部、和进行BPSK等的调制的调制部，接收未进行纠错编码以及调制的控制信号，在由编码部进行纠错编码、调制部进行调制从而生成控制码元后，输入到映射部161中。

另外，在以上的说明中，说明了对被输入的全部导频码元附加了长GI的情况，但是不局限于此。例如，也可以对一部分导频码元附加长GI，对其以外的导频码元附加正常GI。

在该情况下，优选对控制码元内重要度高的控制码元附加长GI。

(第10实施方式)

下面参照附图来说明本发明的第10实施方式。本实施方式所涉及的无线通信系统具备以OFDM方式进行通信的发送装置10c和接收装置20。本实施方式所涉及的发送装置10c的一部分与第7实施方式所涉及的发送装置10不同。下面以功能与第7实施方式中所说明的模块不同的模块为中心进行说明。另外，省略了说明的模块具有与第7实施方式同样的功能。此外，本实施方式所涉及的接收装置20可以用与第7实施方式所涉及的接收装置20(图33)同样的模块结构来实现。

图44是表示本实施方式所涉及的发送装置10c的结构的概略框图。与第7实施方式所涉及的发送装置10不同的点是将信息数据码元生成部100替换为信息数据码元生成部100c(也称为第1多载波码元生成部)，对于其他符号(110～140)是同样的结构。另外，信息数据码元生成部100c与信息数据码元生成部100的不同点仅是具备映射部103c来代替映射部103，对于其他符号(101、102、104、105)是同样的结构。

在此，所谓控制信号，例如，包括用于信息数据信号的调制方式、映射方法(资源分配方法)、纠错编码信息(例如，编码方法、编码率、删余模式)、交织方法、加扰方法、HARQ(Hybrid Automatic Repeat reQuest)控制信息(例如，分组的接收通知信息(ACK(Acknowledgement)、NACK(NegativeAcknowledgement)、重传次数等)、同步信号、MIMO(Multi-InputMulti-Output)控制信息(例如，层数(流数)、预编码方法)、基站信息、终端信息、控制信息的格式信息、数据信息的格式信息、反馈信息(例如，CQI(Channel Quality Indicator)等)、发送功率控制信息等，但是不局限于此。

信息数据码元生成部100c具备编码部101、调制部102、映射部103c、IFFT部104、正常GI插入部105。对于信息数据信号以及控制信号，首先，编码部101进行卷积码、Turbo码等的纠错编码。调制部102通过QPSK、QAM等的调制方式，对进行了纠错编码的信息数据信号以及控制信号进行调制，生成信息数据码元以及控制码元。映射部103c将调制部102生成的信息数据码元以及控制码元映射到分别对信息数据码元和控制码元预先决定的资源单元，即映射离散导频码元的资源单元以外的资源单元。此时，如后述的图45所例示的那样，映射部103c进行映射的资源单元，即对控制码元决定的资源单元是与附加长GI的离散导频码元相邻的资源单元，尤其优先分配同一OFDM码元内的相邻子载波的资源单元。IFFT部104对频域信号即映射部103c进行了映射的信息数据码元以及控制码元，进行快速傅立叶反变换处理，从频域信号变换为时域信号。正常GI插入部105对IFFT部104生成的时域信号附加通常保护间隔。

图45是表示本实施方式中的由复用部120进行了复用的信号的频率分量和时间分量的例子的图。图45的例子表示由4OFDM码元和8子载波构成的帧。在图45中，用右上斜线划了阴影的矩形P3、P4表示配置了包含保护间隔的导频码元的区域。用右下斜线划了阴影的矩形C5～C8表示配置了包含保护间隔的控制码元的区域。没有用斜线划阴影的矩形表示配置了包含保护间隔的信息数据码元的区域。表示配置了导频码元、信息数据码元、控制码元的区域的矩形中，用网点划了阴影的部分表示保护间隔区间，白底部分表示有效码元区间。

长GI导频码元被配置在区域P3、P4、即从频率小的一方开始分别在第3个和第6个子载波中跨越第2个和第3个OFDM码元的区域，它们的有效码元区间与其他配置于第3个OFDM码元的码元一致。此外，控制码元被配置在区域C5～C8、即从频率小的一方开始分别在第2、4、5、7个子载波中第3个OFDM码元。

即，各长GI导频码元使用了两个OFDM码元部分，所以其保护间隔(长GI)是一个OFDM码元加上正常GI所得的长度，与正常GI相比，大幅度地变长。此外，向在频率方向与各导频码元相邻的资源单元(同一OFDM码元内的相邻子载波的资源单元)配置控制码元。

如图45所示，通过将控制码元优先分配到与附加长GI的离散导频码元相同的OFDM码元内的相邻子载波的资源单元而获得的效果，如下所述地进行说明。一般，在出现超过保护间隔区间的到来波的环境中，在接收装置中通过进行快速傅立叶变换(FFT)处理，在FFT区间内包括到来波的一部分中不连续的部分(码元的边界)。起因于此，在快速傅立叶变换处理后的信号中产生载波间干扰(ICI；Inter-Carrier Interference)。

但是，对于如图45所示那样的附加了长GI的码元，因为保护间隔区间长，所以不出现超过该保护间隔区间的到来波，或者与附加了正常GI的码元相比，变得非常弱。因此，对于附加了长GI的码元，不产生那样的载波间干扰ICI，或者载波间干扰ICI非常弱。即，附加了长GI的码元与附加了正常GI的码元相比，对频率方向上相邻的码元的干扰(载波间干扰ICI)少。据此，附加了该长GI的码元的相邻子载波的单元与其他单元相比，载波间干扰ICI减少，能够高精度地还原。

由此，在出现超过通常保护间隔区间的到来波的环境中，向同一OFDM码元内的任意子载波插入离散导频码元，仅对该离散导频码元设定比通常保护间隔区间长的保护间隔区间。而且，优先向位于该离散导频码元的相邻子载波的单元分配控制码元。据此，能够降低对控制码元的载波间干扰ICI，在接收侧中能够高精度地还原控制信号。

另外，在以上的说明中，说明了优先向与附加长GI的离散导频码元相同的OFDM码元内的相邻子载波的资源单元分配控制码元的情况，但是不局限于此，也可以分配到与附加长GI的离散导频码元相同的OFDM码元内的周边子载波的单元。在该情况下，尤其优选分配到距离附加长GI的离散导频码元的资源单元近的子载波的资源单元。

另外，在以上的说明中，说明了优先向与附加长GI的离散导频码元相同的OFDM码元内的相邻子载波的资源单元分配控制码元的情况，但是不局限于此。例如，也可以优先分配QoS(Quality of Service)高的信息数据信号、紧急性高的信息数据信号等的码元。

另外，本实施方式所涉及的发送装置10c的映射部103c也可以适用于第1～第9实施方式所涉及的发送装置。

另外，在以上的说明中，说明了对被输入的全部导频码元附加了长GI的情况，但是不局限于此。例如，也可以对一部分导频码元附加长GI，对其以外的导频码元附加正常GI。

(第11实施方式)

下面参照附图来说明本发明的第11实施方式。本实施方式所涉及的无线通信系统具备以OFDM方式进行通信的发送装置10和接收装置20a。本实施方式所涉及的发送装置10可以用与第7实施方式所涉及的发送装置10(图29)同样的模块结构来实现。本实施方式所涉及的接收装置20a的一部分与第7实施方式所涉及的接收装置20不同。下面以功能与第7实施方式中所说明的模块不同的模块为中心进行说明。另外，省略了说明的模块具有与第7实施方式同样的功能。

图46是表示本实施方式所涉及的接收装置20a的结构的概略框图。与第7实施方式所涉及的接收装置20不同的点，是省略第7实施方式中的导频码元处理部280中的第2FFT区间提取部281和第2FFT部282、向本实施方式中的导频码元处理部280a的输入成为从第1FFT部230输出的频域信号。

在接收装置20a中，接收与第7实施方式同样地复用了图32中所示那样的附加了正常GI的信息数据码元以及控制码元、和附加了长GI的离散导频码元的信号。第11实施方式所涉及的接收装置20a不具备第2FFT区间提取部281，只具备第1FFT区间提取部220。而且，接收装置20a的第1FFT区间提取部220以及第1FFT部230对接收信号进行与第7实施方式中的对附加了正常GI的信息数据码元以及控制码元的FFT区间提取以及FFT处理同样的处理。

在该情况下，对附加了长GI的离散导频码元，即长GI-OFDM的有效码元区间(图32中的第2个OFDM码元)也进行FFT处理，所以第1FFT部230通过该FFT处理而生成的频域信号包括：正常GI-OFDM码元中包含的码元的接收信号、和长GI-OFDM码元中包含的码元的接收信号。而且，导频码元处理部280中的导频提取部283(码元提取部)不从该频域信号提取正常GI-OFDM码元中包含的码元的接收信号的部分，而进行丢弃，提取长GI-OFDM码元中包含的码元的接收信号，作为接收到的导频码元。此时导频提取部283通过提取长GI-OFDM码元的有效码元区间(图32中的第3个OFDM码元)、并且配置了导频码元的子载波的信号，从而提取长GI-OFDM码元中包含的码元的接收信号作为导频码元的接收信号。

如此，在向同一OFDM码元内的任意子载波插入离散导频码元，仅对该离散导频码元设定比通常保护间隔区间长的保护间隔区间的方法中，不进行与长GI对应的FFT区间的提取处理，而仅通过与正常GI对应的FFT区间的提取处理来进行接收，从而能够削减电路规模，并且大幅度地提高对码元间干扰的抗性，并且能够几乎不使整体的传输效率劣化，能够实现精度良好的传输路径估计。

另外，本实施方式所涉及的接收装置20a也可以适用于第7～第10实施方式所涉及的接收装置。

(第12实施方式)

下面参照附图来说明本发明的第12实施方式。本实施方式所涉及的无线通信系统具备以OFDM方式进行通信的发送装置10d和接收装置20d。发送装置10d以及接收装置20d与第7实施方式所涉及的发送装置10(图29)以及接收装置20(图33)大致相同，但是因为在本实施方式中是使用了多个发送天线以及接收天线的MIMO(Multipul Input Multiple Output；多输入多输出)系统，所以根据其天线的数量，而各模块的数量不同。下面以功能与第7实施方式中所说明的模块不同的模块为中心进行说明。另外，省略了说明的模块具有与第7实施方式同样的功能。

图47是表示本实施方式所涉及的发送装置10d的结构的概略框图。发送装置10d具备发送天线1用发送处理部11以及发送天线2用发送处理部12。各发送处理部各自具备信息数据码元生成部100、导频码元处理部110d、复用部120、发送部130、发送天线140。此外，各发送处理部中分别输入信息数据信号以及控制信号(发送天线1用)、导频码元(发送天线1用)以及信息数据信号以及控制信号(发送天线2用)、导频码元(发送天线2用)。

图48是表示发送天线1用发送处理部11生成的正常GI信息数据码元以及正常GI控制码元(天线1用)、长GI导频码元(天线1用)构成的帧的图。图48的例子表示由4OFDM码元和8子载波构成的帧。发送天线1用发送处理部11向帧中的配置离散导频码元的两个资源单元(第3个以及第6个子载波的第3个OFDM码元)内的一个资源单元(第6个子载波)配置发送天线1用的长GI导频码元P5的有效码元，另一个离散导频码元的资源单元(第3个子载波)为零(null)。据此，发送天线1用的导频码元与发送天线2用发送处理部12配置的发送天线2用的导频码元不重叠(不干扰)。

此外，图49是表示发送天线2用发送处理部12生成的正常GI信息数据码元以及正常GI控制码元(天线2用)、长GI导频码元(天线2用)构成的帧的图。图49的例子表示由4OFDM码元和8子载波构成的帧。发送天线2用发送处理部12向帧中的配置离散导频码元的两个离散导频码元内的一个资源单元(第3个子载波)配置发送天线2用的导频码元P6的有效码元，另一个离散导频码元的资源单元(第6个子载波)为零(null)。据此，发送天线2用的导频码元与发送天线1用发送处理部11配置的发送天线1用的导频码元不重叠(不干扰)。

如以上那样，通过按每个发送天线相互独立地分配离散导频码元，在接收装置20d中以在空间上进行了复用的状态接收附加了正常GI的信息数据码元，但是对于附加了长GI的离散导频码元，可以在空间上未被复用地进行接收。

在各发送处理部中，同时发送由图48以及图49所例示的那样的各个发送帧。

图50是表示本实施方式所涉及的接收装置20d的结构的概略框图。接收装置20d具备接收天线1用接收处理部21、接收天线2用接收处理部22、信号分离部23、发送天线1用接收处理部24、发送天线2用接收处理部25、导频码元处理部26。接收天线1用接收处理部21以及接收天线2用接收处理部22各自具备接收天线200、接收部210、第1FFT区间提取部220、第1FFT部230。发送天线1用接收处理部24以及发送天线2用接收处理部25各自具备解映射部250、解调部260、解码部270。另外，在图50中，对与图33的各部相对应的部分标注同一符号(200～283)。

在接收天线1用接收处理部21以及接收天线2用接收处理部22中，对每个接收天线200的接收信号，接收部210、第1FFT区间提取部220、第1FFT部230分别进行与图33中的接收部210、第1FFT区间提取部220、第1FFT部230同样的处理，输出给信号分离部23。

在导频码元处理部26中，对每个接收天线的接收信号，第2FFT区间提取部281、第2FFT部282、导频提取部283分别进行与图33中的第2FFT区间提取部281、第2FFT部282、导频提取部283同样的处理，传输路径估计部284d使用导频提取部283提取的导频码元，按发送天线130和接收天线200的每个组合进行传输路径估计，输出给信号分离部23。

信号分离部23根据从接收天线1用接收处理部21以及接收天线2用接收处理部22接收到的每个接收天线200的信号以及从导频码元处理部26接收到的传输路径估计结果，将进行了空间复用的每个发送天线140的信息数据码元分离。此时，作为对进行了空间复用的信号的信号分离方法，可以应用各种方法。例如，可以应用ZF(迫零：Zero-Forcing)准则、MMSE(最小均方误差：Minimum Mean Square Error)准则、ML(最大似然：Maximum Likelihood)准则等的信号分离方法，但是不局限于此。

在发送天线1用接收处理部24以及发送天线2用接收处理部25中，对信号分离部23进行了信号分离的每个发送天线140的信号，解映射部250、解调部260、解码部270分别进行与图33中的解映射部250、解调部260、解码部270同样的处理。

图51是表示接收装置20d接收的信息数据码元、控制码元以及导频码元构成的帧的图。图51的例子表示由4OFDM码元和8子载波构成的帧。如图48以及图49所示，通过相互独立地分配离散导频码元，接收装置20d接收图51中所示那样的帧。附加了正常GI的信息数据码元在空间上被复用，所以需要对进行了空间复用的信号进行分离的信号分离部23的处理。

但是，发送装置10d的各发送处理部按每个发送天线相互独立地插入离散导频码元，换言之，在其他发送处理部中不向配置附加了长GI的离散导频码元的资源单元配置码元。例如，在图51中，附加了长GI的离散导频码元中的、发送天线1用的长GI导频码元P5被配置到第6个子载波的第2、第3个OFDM码元，发送天线2用的长GI导频码元P6被配置到第3个子载波的第2、第3个OFDM码元。因此，各导频码元与其他导频码元以及信息数据码元在空间上没有被进行复用，所以对导频码元，不需要信号分离部23的处理，接收装置20d的传输路径估计部284d不受到空间复用的干扰的影响，可以进行高精度的传输路径估计。

通过使用本实施方式，在使用了MIMO(Multi-Input Multi-Output)的通信系统中，存在超过通常保护间隔区间的到来波的环境中，按每个发送天线相互独立地向同一OFDM码元内的任意子载波插入离散导频码元，仅对该离散导频码元设定比通常的保护间隔区间长的保护间隔区间，由此能够使对码元间干扰的抗性大幅度地提高，并且几乎不使整体的传输效率劣化地实现传输路径估计。

在以上的说明中，说明了发送天线以及接收天线分别为两个的情况，但是不局限于此，也可以适用于发送天线以及接收天线分别为两个以上的情况。此外，也可以适用于发送天线和接收天线的数量相互不同的情况。

在以上的说明中，每个发送天线的信息数据码元分别进行了调制处理以及解码处理等，但是不局限于此。例如，可以将进行了解调处理或者解码处理的信号分配给各发送天线的发送处理部。

另外，本实施方式所涉及的发送装置10以及接收装置20d也可以适用于第7～第11实施方式所涉及的发送装置以及接收装置。

另外，在以上的说明中，说明了对被输入的全部导频码元附加了长GI的情况，但是不局限于此。例如，可以对一部分导频码元附加长GI，对其以外的导频码元附加正常GI。此外，可以对一部分发送天线用的导频码元附加长GI，对其以外的发送天线用的导频码元附加正常GI。在该情况下，优选对发送重要度高的信息数据信号以及控制信号的发送天线用的导频码元附加长GI。

另外，本发明也能够使用于固定通信的领域，而不仅仅是移动通信。在使用于双向通信时，本发明的发送装置被使用于一方的收发机的发送部分，本发明的接收装置被使用于另一方的收发装置的接收部分。在使用于移动通信的情况下，例如，本发明的发送装置被使用于基站装置的发送部分，本发明的接收装置被使用于移动台装置的接收部分。

另外，可以用计算机来实现上述实施方式中的发送装置以及接收装置的一部分的功能，例如，除了发送天线和发送部的各部、除了接收天线和接收部的各部的功能。在该情况下，可以将用于实现该控制功能的程序存储在计算机可读取的记录介质中，通过使计算机读入该记录介质中所存储的程序并进行执行来实现。另外，这里所说的“计算机系统”包括OS、外围设备等的硬件。

此外，所谓“计算机可读取的记录介质”是指软盘、光磁盘、ROM、CD-ROM等的可移动介质、内置于计算机系统中的硬盘等存储装置。进而“计算机可读取的记录介质”还可以包括如通过因特网等网络、电话线路等通信线路发送程序时的通信线那样地短时间、动态地保持程序的介质、如作为该情况下的服务器、客户端的计算机系统内部的易失性存储器那样地一定时间保持程序的介质。此外，上述程序可以是用于实现前述功能的一部分的程序，也可以是通过与计算机系统中已经存储的程序的组合能够实现前述功能的程序。

以上，对于本发明的实施方式，参照附图进行了说明，但是具体的结构不受该实施方式限定，还包括在不脱离本发明的主旨的范围内的各种变更。

Claims (23)

1.一种发送装置，对作为数字信号的基本单位的码元进行多载波调制之后进行发送，其特征在于，

在具有第1保护间隔的第1多载波码元中配置了码元的子载波、和在具有比所述第1保护间隔长的第2保护间隔的第2多载波码元中配置了码元的子载波，在同一时刻在构成所述多载波的多个子载波之间分散。

2.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，具备：

相位控制部，其对附加比第1保护间隔长的第2保护间隔的一部分所述码元进行相位旋转，生成用于构成一部分第2保护间隔的码元，其中所述第2保护间隔附加到所述一部分码元，所述构成一部分第2保护间隔的码元是在与所述一部分码元相同的子载波的时间方向上配置于前一个位置的码元；

复用部，其在频域上复用附加所述第1保护间隔的码元、附加所述第2保护间隔的码元、和所述相位旋转部所生成的码元；

傅立叶反变换部，其对所述复用部进行了复用的码元进行傅立叶反变换，变换为时域信号；和

保护间隔插入部，其向由所述傅立叶反变换部变换后的时域信号附加所述第1保护间隔的长度的保护间隔，

所述发送装置，生成第1多载波码元和第2多载波码元。

3.根据权利要求2所述的发送装置，其特征在于，

所述相位控制部根据所述第1保护间隔的长度来控制相位旋转时的相位旋转量。

4.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，

所述第2多载波码元的有效码元区间，在时间方向上与所述第1多载波码元的任一个有效码元区间一致。

5.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，

所述发送装置还具备存储所述第2多载波码元的码元存储部。

6.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，

所述第2多载波码元，是包含在与该发送装置进行通信的接收装置与该发送装置之间成为已知的导频信号的导频码元。

7.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，

所述第2多载波码元，是包含针对与该发送装置进行通信的接收装置的控制信号的控制数据码元。

8.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，

所述第1多载波码元，是包含针对与该发送装置进行通信的接收装置的信息数据的信息数据码元。

9.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，

所述第1多载波码元，是包含针对与该发送装置进行通信的接收装置的信息数据的信息数据码元、以及包含针对与该发送装置进行通信的接收装置的控制信号的控制数据码元。

10.根据权利要求9所述的发送装置，其特征在于，

作为所述控制数据码元的所述第1多载波码元，配置在与配置有所述第2多载波码元的子载波相邻的子载波。

11.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，

具备多个由所述相位控制部、所述复用部、所述傅立叶反变换部和所述保护间隔插入部构成的发送处理部，

一个所述发送处理部内的所述第2多载波码元，是在空间上与其他所述发送处理部相互独立的第2多载波码元。

12.根据权利要求1所述的发送装置，其特征在于，具备：

第1多载波码元生成部，其对一部分所述码元附加所述第1保护间隔从而生成所述第1多载波码元；

第2多载波码元生成部，其对其他一部分所述码元附加所述第2保护间隔从而生成所述第2多载波码元；和

复用部，其在时域上复用所述第1多载波码元和所述第2多载波码元。

13.根据权利要求12所述的发送装置，其特征在于，

所述第1多载波码元生成部，将所述一部分码元的每一个配置到由预先决定的宽度的时间、频率构成的区域的任一个区域，生成附加了所述第1保护间隔的所述第1多载波码元的时域信号，

所述第2多载波码元生成部，将所述其他一部分码元的每一个配置到由所述预先决定的宽度的时间、频率构成的除了配置所述一部分码元的区域之外的区域的任一个区域，生成附加了所述第2保护间隔的所述第2多载波码元的时域信号，

所述复用部，复用所述第1多载波码元的时域信号和所述第2多载波码元的时域信号。

14.一种通信系统，具备对作为数字信号的基本单位的码元进行多载波调制之后进行发送的发送装置以及接收装置，其特征在于，

所述发送装置发送多载波信号，在所述多载波信号中，在具有第1保护间隔的第1多载波码元中配置了码元的子载波、和在具有比所述第1保护间隔长的第2保护间隔的第2多载波码元中配置了码元的子载波，在同一时刻在构成所述多载波的多个子载波之间分散，

所述接收装置对从所述发送装置发送来的多载波信号进行多载波解调从而分离所述多个子载波，提取所述第1码元和所述第2码元。

15.根据权利要求14所述的通信系统，其特征在于，

所述接收装置接收从所述发送装置发送来的所述多载波信号，

所述接收装置具备：

第1保护间隔去除部，其去除所接收的所述多载波信号中包含的所述第1保护间隔；和

第2保护间隔去除部，其去除所接收的所述多载波信号中包含的所述第2保护间隔。

16.根据权利要求14所述的通信系统，其特征在于，

所述接收装置接收从所述发送装置发送来的所述多载波信号，

所述接收装置具备：

第1保护间隔去除部，其去除所接收的所述多载波信号中包含的所述第1保护间隔；和

码元提取部，其从所述第1保护间隔去除部去除了所述第1保护间隔的所述多载波信号中提取该多载波信号中包含的所述第2多载波码元。

17.根据权利要求16所述的通信系统，其特征在于，

所述码元提取部提取的有效码元区间是所述第2多载波码元的有效码元区间。

18.一种发送方法，是对作为数字信号的基本单位的码元进行多载波调制之后进行发送的发送装置的发送方法，其特征在于，

在具有第1保护间隔的第1多载波码元中配置了码元的子载波、在具有比所述第1保护间隔长的第2保护间隔的第2多载波码元中配置了码元的子载波，在同一时刻在构成所述多载波的多个子载波之间分散。

19.根据权利要求18所述的发送方法，其特征在于，

所述发送方法包括以下过程：

相位控制过程，对附加比第1保护间隔长的第2保护间隔的一部分所述码元进行相位旋转，生成用于构成一部分第2保护间隔的码元，其中所述第2保护间隔附加到所述一部分码元，所述构成一部分第2保护间隔的码元是在与所述一部分码元相同的子载波的时间方向上配置于前一个位置的码元；

复用过程，在频域上复用附加所述第1保护间隔的码元、附加所述第2保护间隔的码元、和所述相位旋转过程中所生成的码元；

傅立叶反变换过程，对所述复用过程中进行了复用的码元进行傅立叶反变换，变换为时域信号；和

保护间隔插入过程，向所述傅立叶反变换过程中变换后的时域信号附加所述第1保护间隔的长度的保护间隔，

发送生成了第1多载波码元和第2多载波码元的多载波信号。

20.根据权利要求18所述的发送方法，其特征在于，

是对作为数字信号的基本单位的码元进行多载波调制之后进行发送的发送装置中的发送方法，其中，具备：

第1过程，所述发送装置对一部分所述码元附加第1保护间隔从而生成第1多载波码元；

第2过程，所述发送装置对另一部分所述码元附加比所述第1保护间隔长的第2保护间隔从而生成第2多载波码元；和

第3过程，所述发送装置在时域上复用所述第1多载波码元和所述第2多载波码元。

21.一种通信方法，包括对作为数字信号的基本单位的码元进行多载波调制之后进行发送的发送方法以及接收方法，其特征在于，

所述发送方法中，发送多载波信号，在所述多载波信号中，在具有第1保护间隔的第1多载波码元中配置了码元的子载波、和在具有比所述第1保护间隔长的第2保护间隔的第2多载波码元中配置了码元的子载波，在同一时刻在构成所述多载波的多个子载波之间分散，

所述接收方法中，对发送来的多载波信号进行多载波解调从而分离所述多个载波，提取所述第1码元和所述第2码元。

22.根据权利要求21所述的通信方法，其特征在于，

所述接收方法中，对发送来的所述多载波信号进行接收，

所述接收方法具备：

第1保护间隔去除过程，去除所接收的所述多载波信号中包含的所述第1保护间隔；和

第2保护间隔去除过程，去除所接收的所述多载波信号中包含的所述第2保护间隔。

23.根据权利要求21所述的通信方法，其特征在于，

所述接收方法中，对发送来的所述多载波信号进行接收，

所述接收方法具备：

第1保护间隔去除过程，去除所接收的所述多载波信号中包含的所述第1保护间隔；和

码元提取过程，从所述第1保护间隔去除过程中去除了所述第1保护间隔的所述多载波信号中提取该多载波信号中包含的所述第2码元。

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