CN102273094B - 接收数字音频数据的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及利用具有至少两个天线以及至少一个接收信道的分集接收单元来接收数字音频数据的方法，接收信道可以从一个天线转换到另一个天线。为降低接收信道中的可听见的干扰，在所接收的音频信号中出现干扰时执行失落隐藏，在这种情况下，失落隐藏使用在干扰前和/或干扰后的未干扰的音频信号部分来合成隐藏信号，并且接收信道根据是否激活失落隐藏的函数被转换到另一个天线上。

Description

接收数字音频数据的方法

技术领域

本发明涉及一种利用具有至少两个天线和至少一个可从一个天线转换到另一个天线的接收信道的分集接收机来接收数字音频数据的方法；本发明还包括具有至少两个接收无线电信号的天线和至少一个接收信道的分集接收装置，其中提供了转换单元，利用该转换单元可将接收信道从一个天线转换到另一个天线，所述方法和装置每一个都如权利要求1和6的前序部分所述的那样。

背景技术

本发明因而包括一种天线分集接收机，其可被用于，尤其专业地用于数字无线麦克风系统中。这样的系统被用于旅行声音(tour sound)、装机声音(installed sound)和广播的区域中的舞台麦克风，并且必须确保接收稳健性较高、等待时间非常有限、音频质量较高且音频传输尽量不受干扰。为了保证满足这些要求的无线链路，在这样的系统中通常使用两个或更多的接收天线，并且使用误差容限法(error tolerances method)对发送的音频数据进行编码。于是可将编码设想成，使得各个比特误差在前台中是听不见的，或者通过纠错方法而使各个比特误差不可听见。在每种情况下，在这样的系统中必需有可靠的比特误差识别，该系统在每次传输时监视音频质量。在接收机处的RF接收质量也被连续地确定，并且依据接收质量选出用于接收信道的最优选的天线。为了能够连续地在每个时刻确定在当前的接收频率上哪个天线的接收质量更优，需要对每个天线所接收的信号进行解调，这将需要每个天线和接收频率具有单独的接收单元。

US5,697,075A揭示了一种用于全球定位系统的分集设备，其具有两个带相应的信号路径的天线。每个信号路径的天线被直接耦接到由电压源供电的低噪声放大器(LNA)的输入端。在信号路径下游提供pin二极管(pin-diode)形式的可变信号电平衰减器，该信号路径随后被并入一条公共的数据线。在LNA电压源到信号路径的连接与可变信号电平衰减器之间连接有电容器。各个LNA的输出信号被传递到连接到选择器的耦接线，该选择器根据各信号路径的信号电平向pin二极管提供适当的电流，以便将具有低电平的信号路径从公共数据线上断开。

在公共数据线内提供包括滤波器、基频发生器、放大器和解调器的实际接收机部分，用于对从两个天线中的一个传递来的信号进行解码。这样的系统的缺点包括接收系统分集部分具有高功率消耗。各个信号路径的电路设计使其需要提供两个电源，一个用于LNA的固定电源和一个用于pin二极管的可变电源。所需要的电子部件数量和高功率消耗使得该分集接收机成为成本很高的产品。

在其它现有技术中，用于专业无线系统的天线分集接收机中，取决于RF电平和/或实际天线信号强度的梯度，来自两个天线的RF信号被直接切换(未经放大)。但是，这使得由于天线转换的衰减引起的接收机的噪声指数(noise figure)增加(尤其成为模拟发送系统中的问题)。

在无线无线电传输中，所发送的低频信号的质量必须保持成尽可能的好，这意味着信噪比(SNR)必须尽量高。这在可使用分集系统的情况下对于专业无线系统具有很大的好处。使用分集系统，在操作者移动期间由RF信号衰落影响(失落)引起的对所发送的音频质量的负面影响可被降低或甚至避免。这就是为什么专业无线系统在其安装的接收机内具有分集系统的原因。

通常现有技术中公知的有两种分集系统：

首先，通常被表示为“真实分集”的系统：从技术的观点出发，最佳分集系统是“真实分集”，在其中实现了两个相同的信号路径，其中的每一个信号路径具有完整的分集部分和完整的接收机部分。取决于RF电平(由解调器的接收机信号强度指示符(RSSI)指示)，使用了具有较高RF电平的经解调的音频信号，这种系统的缺点是：

-增加了材料的支出；

-增加了所需部件的数量，以及所需部件的

-功率消耗

(这些缺陷与移动接收机的要求相矛盾，因为移动接收机应该尽量小并且其电池寿命应该尽量长。)

第二，所谓的“天线分集”被公知为：利用天线的两个信号路径被合并到具有一个RF接收机的公共路径。取决于改变的RSSI信号(或如果RF/RSSI电平落到限定的阈值以下)，在使用半导体转换器(pin二极管)时将改变有效的天线。这种系统的优点明显在于价格低，因为仅需要一个RF模块。其缺点是：

不能避免所有失落(这高度独立于对第二天线的估计RF电平状况进行预测所用的算法)；

普遍使用的PIN二极管转换器需要额外的电流消耗(对于移动接收机的电池寿命不利)并且这种PIN二极管转换器引起了额外的衰减，增加了接收机的噪声指数(灵敏度和作用范围降低)。

各种分集系统的示例在以下现有技术的文件中给出：US6,871,054B2揭示了一种对pin二极管偏置电压进行控制的两个天线的分集系统。通过增加施加到pin二极管的反向偏压，外加到二极管的RF信号被逐渐削弱。在pin二极管之后，两个信号路径被合并成朝向接收机的公共线路。从JP2 305 234、JP2001 326593、JP61 073 437和JP10 163 941的框图可以获知基于相同原理的类似系统。

从JP8107306的图中，在车辆玻璃中包括的分集天线图是已知的，该系统使用pin二极管作为转换元件。类似的车辆天线在JP2 062 131的图中说明，也使用了pin二极管作为转换元件。

DE2 318 260揭示了具有两个天线和相应的信号路径的分集系统，该信号路径具有可控放大器，并且通过使用pin二极管被合并到公共线路。

DE 3536826A1揭示了用于移动无线电装置的分集天线，其具有两个天线，以及能够在这两个天线的信号之间进行选择的转换器。

US 7,116,952 B2揭示了具有将连接到天线的信号路径的若干带通滤波器的输出信号合并起来的转换器的分集系统。为每个转换器都提供有LNA，因此使成本和能量消耗最大化。

DE 601 11 765 T2揭示了具有多种传输模式的无线通信系统，以便接收来自期望的发送器的无线电信号，而将来自噪声源的信号排除在外，因此使用了多个天线。然而，该文档没有包含任何关于天线电路的内容。

DE 20 2006 007 918 U1揭示了包括多个天线和一个加权器件的接收机系统，该加权器件对各个天线信号进行加权和合并，以便实现发送信号的优化性能。由于其部件的原因，这种系统非常复杂，其需要高容量的加权处理器以及大型代码存储器。

WO2008/074343揭示了在天线分集接收机中相应的天线之后连接着的信号电平衰减器的一种特殊类型的电源。

US 2006/0067442A1揭示了具有两个天线和一个接收信道的天线分集系统，其中接收信道可通过转换器从一个天线转换到其它天线。当达到涉及信号质量的规定标准或阈值时发生向另一个天线的转换。根据信号强度(对RSSI电平的确定)和比特误差率(BER)的函数，分集判定单元判断是否转换到另一个天线更为有利。如果满足了相应的转换标准，分集判定单元控制所述转换器，经由所述转换器，接收信道可被交替地连接到两个天线中的一个上。在接收信道中经解调的信号在数字音频传输过程中表现为被组织在周期传输帧中的数据流。传输帧，即所定义的数据流片段，则由前序、有用数据(载荷)和所谓的保护间隔组成。在前序中包括的信息用于将发送信号与接收机同步，有用数据包括实际音频数据，以及数字无线电链路的控制和信息数据，并且还可能具有冗余，以在传输期间识别和校正比特错误。保护间隔，在其中没有音频信息被发送，用作空白间隔，以便能够实时确定其它天线的临时的接收强度而没有音频中断。没有该保护间隔，则不可能在天线分集系统中转换到其它接收天线而在音频流中没有非期望或可听见的中断。

即使使用纠错法(前向纠错)，也无法在如无线舞台工程的对等待时间要求严格的无线应用中弥补这种缺陷。天线转换处理、对其它天线上的接收场强的测量和转换回原天线的过程，无法由比特纠错法在不保持较短的音频传输等待时间并将其保持在可容许的程度的情况下执行。而且，在传输质量很差，并且纠正传输信道中的比特错误已经成为系统纠错的负担并为天线转换提供的时间净空高度(head room)降低的情况下，这是不可能进行的。不进行额外的测量而向其它天线转换，因此在音频信号中成为干扰而变得能被察觉到，比如破裂音。

DE 3 926 336 A1揭示了使用若干个天线输入、使用分集处理器、还使用若干输入以及使用沿线的电视接收机来移动接收电视信号的天线分集接收系统。在该分集处理器中包括时间门电路，其在横向的空白时间期间由横向同步脉冲打开，并将视频信号转换到信号质量评估电路上，在那里生成与该视频信号的信号质量相对应的输出信号，其被馈给控制电路，该控制电路经由天线合并器将新的天线信号或由天线信号推导出的线性合并供给电视接收机。这种接收系统在纯模拟技术基础上起作用。而另一方面，在数字转换中出现的问题是完全不同的。

EP0 521 123 B2揭示了一种天线分集接收系统，其中可经由天线分配器将若干天线与若干信道(视频信号、右音频信号、左音频信号、UKW)连接起来。各信道可独立于各天线上的其它信道被筛选。这再一次是用于避免接收干扰的对于模拟信号的专有的处理。

在US 2007/0019764A1中或者在US 2007/0168819A1中，还揭示了一种天线分集接收机，其对象是一种数字的麦克风。

现有技术的缺陷是由以下事实导致的，即在保护间隔的时间间隔和由其定义的天线转换点中，其中可执行转换而不中断音频，当前天线上的接收质量可能已经从在前的转换点被强烈降低。这可能因为在通常为较差的接收状况(例如在接收范围的边界处的发射机)出现，或者出现失落。因此，对于收听者可出现非期望的或令人厌恶的噪声或音频信号的短暂但可记录的中断。这种缺陷不能消除，原则上，唯一可能的尝试是尽量限制其影响。可以通过将帧长度限制得尽量小并因此增加转换点的频率，一个权宜之计是使有用数据的通过速率最大化，然而，这违反了上面的原则。在数字的、专业的无线颤噪声中，数据传输速率实际代表了最大的技术挑战之一。用户要求的音频质量可能超过模拟系统，在这种情况下，规定允许的发送带宽几乎不会超过模拟系统的发送带宽。传输信道因此遭遇到数字传输方法频谱效率的限制，这迫使制造者将有用的数据速率设计得尽量高，而接收灵敏度不受劣化，即，使用相同的发送端到接收端范围。本发明改进了现有技术，达到有用数据帧长度不必缩短以便保证音频传输尽量不中断，并且因此产生有用数据速率接近真实分集系统的最大有用数据速率的程度。因此对于专业的数字音频无线系统，以上描述的已知的系统几乎不适用。

发明内容

本发明将其本身的目标设定为克服现有技术中出现的问题，并提供一种分集接收单元，其中到另一个天线的转换在音频信号本身中是听不见的，并且在转换处理之前的传输误差对于收听者是不可记录的。

通过使用刚提及的方法可达到这些目标，因为当出现接收异常时，在接收信道中执行失落隐藏，在这种情况下失落隐藏使用在干扰之前和/或之后的音频信号部分来合成隐藏信号，并且接收信道依据权利要求1和6的特征部分，根据失落隐藏是否被激活的函数被转换到另一个天线上。

转换天线的新准则是对失落隐藏的激活，如果激活了失落隐藏，则取代所发送的原信号，将隐藏信号转换到接收信道的输出端。由于对隐藏信号的合成开始于未受干扰的音频信号，其中在干扰之前的信号部分和在干扰之后的信号部分都可被合并，在对隐藏信号进行转换的转变和时间段中，该转变和时间段不可记录成干扰。干扰之后的信号部分也可使用的事实由于在整个系统中加入了额外的等待时间而成为可能。

在隐藏信号被激活的这段时间内可执行到另一个天线的转换，并且然后在该接收信道上释放的原信号在另一个天线上具有足够好的接收质量，而没有中断。

纠错和错误隐藏的差异在于，在错误隐藏过程中，发送前在发射机中源编码期间不需要在原音频信号中加入额外的冗余。因此有用数据的速率处于最大值。从对接收失落之前和之后的音频素材统计相关性中获得了恢复的音频信号，正如以下进一步描述的。对天线转换的隐藏过程中，原数据和隐藏数据的过度混合与反转也是可以想象的。

在本发明的变形中，在隐藏处理过程中发生到另一个天线的转换，因此在某一时刻，被发送信号(有缺陷)在接收信道的输出处不再出现，而是出现已经合成的隐藏信号。这种转换对于该输出信号没有影响，因为在转换之后，人为产生的隐藏信号只是被从目前新天线来的信号替换。

在尤其切实可行的变形中，数字数据流包括所谓的保护间隔。这些间隔中不发送音频信号。转换到其它天线是发生在保护间隔以内的，使得对于用户来说干扰在这里也是不可听到的。

附图说明

以下参考附图，进一步解释了本发明。在附图中

图1示出了依据本发明的分集接收单元的示意性框图；

图2示出了依据本发明的方法的流程图；

图3示出了包括用于两个天线和四个接收信道的转换矩阵的示意性框图；

图4a示出了失落隐藏的基本原理；

图4b示出了具有周期性保护间隔的数据流，在保护间隔中不发送音频信息；

图5示出了依据出版物：Goodman等人的，“Waveform Substitution Techniquesfor Recovering Missing Speech Segments in Packet Voice Communicaiotns”IEEETransactions on Acoustics，Speech，and Signal Processing，VOL.ASSP-34，No.6，1986年12月，的失落隐藏的原理；

图6示出了依据本发明的传输链的示意性表达；

图7示出了本发明针对两个信道系统的失落隐藏的详细框图；

图8示出了例如八个信道的多信道布置的框图；

图9示出了整个本发明的流程图，包括对频谱滤波器的估计、对信道之间的时间延迟的确定，以及为了生成置换的信号而对所有信道的加权叠加，；以及

图10示出了依据本发明用于失落隐藏的装置的布局，该装置被集成到多信道布置的各个信道中。

具体实施方式

图1示出了具有若干个天线100a至100e的分集接收装置的框图，这些天线经由转换矩阵200连接到接收信道110a至110e。每个接收信道包括接收机前端300(其用于前置放大、滤波和计量)、解调器400(解调载波频率)、信道解码器600(分配模拟信号形状比特)和音频解码器700(在此发生对音频文件的解码和/或解压缩)。如果被发送的信号总是没有干扰，这些部件将足以保证相应的接收质量。

由于在实际中出现了干扰(接收数据丢失)，在许多情况下，这是由衰落(破坏性的多径传播、失落)造成的，必须采取措施使传输误差最小化并且使得它们不可听见。正如从图1可见的，确定调制信号的信号强度(例如用RSSI水平衡量)。在比特差错率(BER)测量单元中根据比特差错率检查信道解码器600发出的信号。也可由信道解码器承担该任务并经由BER供应信息。如果RSSI水平达不到预定阈值并且/或者比特差错率超过预定阈值，则激活失落隐藏，并合成隐藏信号并将其放置到接收信道上。其被馈给音频解码器700，此时在音频解码器700的输出端，隐藏信号取代了发送信号。

转换矩阵200由转换逻辑500控制。使用BER测量单元900的比特差错率信息，并可选地使用来自解调器400的信号水平(RSSI)，以便将最佳天线转换到接收单元上。

依据本发明，取决于隐藏(失落隐藏单元1000)是否被激活，执行到另一个天线的转换。图2示出了相应的流程图。一旦失落隐藏被再次激活，转换逻辑500再次开始搜寻最佳天线。使用这种方法，现在不再依靠要等待的保护间隔(图4b)而仅在保护间隔中执行转换。而是，在利用失落隐藏期间，在任意的时刻都可能作出反应并进行向更好的天线的转变。如果在新选择的天线上的比特差错率从前具有良好的质量，则等待下一个保护间隔直到转换逻辑500再次变得能起作用。

由于在失落隐藏被激活时，即在音频数据块(载荷，图4b)期间，可在天线之间执行转换的事实，原则上不再必须将保护间隔引入数据流。因为这一点，在每个单位时间内可以发送更多的音频数据。另一种变形可以提供的是，保护间隔存在，但是比现有技术中的保护间隔要短暂得多。如果在现有技术中需要具有保护间隔，信号在保护间隔期间从一个天线转换到另一个天线，而且如果该天线具有更恶劣的接收，则可以再次转换回去，通过本发明可以使得保护间隔非常短，以致于仅一次到另一个天线的转换处理是足够的[必需的]。于是在失落隐藏工作期间可出现发生在之前或之后的转换处理。例如，在失落隐藏激活期间可能发生到另一个天线的转换，并在随后的保护间隔内从该天线转换回原天线。使用本发明，不仅可因此改善传输质量，而且可增加每个单位时间内发送的音频数据。

图3示出了天线转换矩阵的变形的框图。这种天线转换矩阵针对两个天线布置，但是也可扩展到三个或更多天线。总之，在每个天线上具有四个接收信道，这四个接收信道中的每个接收信道被功率分配器(power splitter)分成支路。

每个天线的信号根据接收信道的数量被分割到信号路径上。这里，最佳天线被转换到相应的具有复用器(例如，在HF技术中常见的pin二极管转换器)的接收信道上。二极管对D11-D21；D12-D22；D13-D23；D14-D24中仅有一个二极管是总是起作用的。在通常的情况下对于N个天线和M个接收机，每个天线需要M-1个带2个输出端的功率分配器(采用约log 2(M)串行布置)。并且M个HF复用器具有N个输入端，即M×N个二极管转换器。这些转换器由M个“N个中的一个”解码器控制，其中D1x、D2x、D3x，...，DMx个二极管中只有一个是起作用的。

失落隐藏可按如下这样发生：在例如以下的出版物中描述了标准方法：Goodman等人的“Waveform Substitution Techniques for Recovering Missing Speech Segmentsin Packet Voice Communications”，IEEE Transactions on Acoustics，Speech andSignal Processing，VOL.ASSP-34，No.6，1986年12月。该文件的内容在此被全部包含在本说明书中作为参考。

在图4a和图5中描绘的方法的基础是对一段时期的估计，其中估计音频信号的周期，而然后的音频信号是过去的延续。

为了这个目的，就在音频信号失落(指图4a中的有效帧)前，从信号断流器(cutout)取得所谓的模板(template)，并在过去中寻找(周期估计)。在模板等价物之后的信号是从过去的信号复制的并被前向插入以掩盖信号失落。

可选地，例如通过以下公式将模板与以前比较：

自相关：

$r\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_S\left(n\right)x_P(n+\mathrm{\τ})$

或者：平均振幅差异函数(AMDF)

$\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}|x_S\left(n\right)-x_P(n+T_0)|=0$ 和 $\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{[x_S\left(n\right)-x_P(n+T_0)]}^2=0$

或者：差异函数(Goodman等人，1986)

$d_4\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}|\frac{x_S\left(n\right)}{\sqrt{\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_S{\left(j\right)}^2}}-\frac{x_P(n+\mathrm{\τ})}{\sqrt{\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_P{(j+\mathrm{\τ})}^2}}|$

$d_5\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}|\frac{x_S\left(n\right)}{\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|x_S\left(j\right)\right|}-\frac{x_P(n+\mathrm{\τ})}{\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|x_P(j+\mathrm{\τ})\right|}|$

$d_6\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}|\frac{x_S\left(n\right)}{x_{S,\max }-x_{S,\min }}-\frac{x_P(n+\mathrm{\τ})}{x_{P,\max }-x_{P,\min }}|$

以下进一步描述了失落隐藏的方法的另一个可能的示例，其中还在WO2008/067834中有所揭示，并且该申请的内容全部被包括在本说明书中作为参考。

以下描述的方法可被应用于单独的信道，也可以应用于以下进一步描述的多信道隐藏。在后一种情况下，将使用相邻信道的信息以便掩盖一个信道的信号。在这种情况下，这些信道将至少在隐藏期间不再彼此独立。这种多信道失落隐藏可使用依据图3的分集接收单元执行。此处示出的四个信道相对于下面描述的多信道布置。

优选的但非唯一的应用区域是在对数字音频数据进行多信道(可选地为无线)传输的整个系统内。在图6中描绘了传输链的整体构造，并且对于一个信道，其典型地包括以下的阶段：信号源1，例如记录信号的传感器(麦克风)、模拟-数字转换器2(ADC)、可选的信号压缩和发射端编码、发射机3、传输信道、接收机4、隐藏模块5。在隐藏模块5的输出端，音频信号是以数字的形式可用的-例如预放大、均衡器等的进一步的信号处理单元可以直接地被连接。

所推荐的隐藏方法独立于发射机/接收机单元以及源编码，而只是作用于接收侧(基于接收机的技术)。因此其能够灵活地作为独立模块集成到任意的传输路径中。在一些传输系统(例如，数字音频流)中，同时实施不同的隐藏策略。虽然在图6中示出的应用并未提供任意进一步的隐藏单元，但是与替代性技术的组合是可能的。

以下示范性地提供了应用场景：

a)在音乐会活动和舞台安装中，范围从立体声录音到环绕录音的不同变型(例如OCT环绕、Decca Tree、Hamasaki广场等)的多信道布置有可能通过不同形式的定点麦克风来支持。尤其是使用主麦克风设置，独立信道的信号包括相似的组分，尤其这些组分的组成通常很不稳定。例如基于本发明在一个主麦克风信道中的失落可被隐藏而仅引入很少的等待时间或不引入等待时间。

b)在工作室(studio)中的多信道音频传输建立在不同的物理层上(例如光纤波导、AES-EBU、CAT5)，并且可以因为例如由于同步丢失等不同的原因发生失落，尤其在例如广播站传输操作的要求严格的应用中，这必须被阻止或者被隐藏。此处也可以使用依据本发明的隐藏方法作为具有低处理等待时间的安全单元。

c)当在互联网中的音频传输比以上提及的区域的延迟敏感性更低时，传输差错的出现更为频繁，导致感知到的音频质量退化增强。本发明的隐藏方法提供了对服务质量的改进。

d)依据本发明的方法还可被用于空间分布式、沉浸性(immersive)音乐演出的构架中，即在对演奏者在空间上彼此分开的协奏式音乐会的实现中。在这种情况下，所推荐算法的超低等待时间处理策略对于系统的总体延迟有益。

本发明不限于以下实施例，其仅仅旨在揭示本发明的原理并说明一个可能的实现。在下面，针对一个受到失落困扰的信道描述了失落隐藏的方法。如果传输差错出现在多信道布置的多于一个信道中，则该系统可易于被扩展。

在本说明书中使用以下术语：受失落困扰的信道被定义为目标信道或信号(target channel or signal)。在失落时段期间生成的对该信号的复制(估计)被称为置换信号(replacement signal)。对于置换信号的计算需要至少一个替代信道(substitutionchannel)。所推荐的算法包括两部分：第一部分的计算永久执行，而第二部分仅在目标信道中的失落的情况下被起动。在无差错传输期间，在频域中永久地估计长度L_filter的线性相位FIR(有限脉冲响应)滤波器的系数。所需信息通过目标信道和替代信道的可选的非线性变形的和可选的时间平均短期振幅谱来提供。这种新类型的滤波器计算不考虑任何相位信息，并因此从根本上不同于与相关性有关的自适应滤波器。

单个替代信道或多个替代信道的选择

图7示出了对于目标信号x_z和替代信号x_s的多信道失落隐藏方法的框图。该方法的各个步骤分别通过包含附图标记和在随后的表中表示的框来指示：

6 变换成频谱表达

7 振幅谱的包络的确定

8 非线性变形(可选的)

9 时间平均(可选的)

10 滤波器系数的计算

11 滤波器系数的时间平均(可选的)

12 利用窗口变换到时域

13 变换到频域(可选的)

14 分别在时域或频域中对替代信号的滤波

15 复数相干函数或GXPSD的估计

16 时间平均(可选的)

17 时域中对GCC和最大检测的估计

18 对时间延迟Δτ的确定

19 对时间延迟Δτ的实现(可选的)

在本示例中，在目标和置换信号之间的转变通过转换器20指示。在下面的描述中给出了对该方法的各个步骤的详细解释。

对替代信道的正确选择取决于替代信号和目标信号的相似度。这种相关性可通过估计交叉相关性或相干性来确定。(见说明书结尾的关于相干性和概括的交叉功率谱密度(GXPSD)的解释。)依据本发明，(GXPSD)被推荐为可能的选择策略。复数相干函数Γ_ZS，j(k)在实施例1至9中被用作特定示例。(总共观察K个信道，信道x₀(n)被指定为目标信道x_z(n))：

1.对于目标信道x_z(n)，第J个信道通过信道x_j(n)(1≤j≤K-1)之间的可选的时间平均相干函数被定义成替代信号，其中目标信道x_S(n)＝x_J(n)，根据其复相干函数的频率平均值 $\mathrm{\χ}\left(j\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|\stackrel{\‾}{{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{ZS},j}\left(k\right)}\right|$ 具有最大值。

2.可替代地，如果用户(例如音响工程师)已知各个信道的特征(依据所选择的录音方法)并因此获知它们的组合信号信息，可以在信道之间预先建立固定分配。

3.同样地，若干信道可以可选地以加权的方式被汇总成一个替代信道。该加权的组合可由用户预先设置。

4.在可替代的实现中，若干信道叠加成一个替代信道以宽带相干比率为基础执行，针对所有{do(j)＝false}通过：获得目标信道。

在此，x_S(n)表示由信道x_j(n-Δτ_j)组成的替代信道，并且χ(j)代表目标信道x_Z(n)和相应的信道x_j(n-Δτ_j)之间的频率平均相干函数。所选择信道对之间的时间延迟被考虑为Δτ_j(c.f.“Estimation of the time delay between target and substitutionchannel”章节)。结合状态比特do(j)验证潜在信号的有效性。

5.提议对4进行简化，其中考虑预先选择的信道集合J^％而不是所有可用信道j。使用建立加权和。这种预选择旨在产生频率平均相干函数超过指定阈值Θ的信道：

6.而且，M个信道的最大数量(优选地M＝2K 5)可被设立为准则，其依据：

7.限制条件5和6两者的联合实现也是可能的：

8.可替换地，该选择可针对不同的频段分别执行，即，在每个频带基于相干函数确定“最优”替代信道，使用依据本发明的方法可选地以时间延迟的方式(c.f.“估计目标和替代信道之间的时间延迟(Estimation of the time delay between target andsubstitution channel)”)对相应的带通信号进行滤波，相应的带通信号被叠加并被用作置换信号。这样，如在1.、4.、5.、6.和7.一样应用相同的准则，但是必须使用与频率无关的函数来取代频率平均函数χ(j)。

9.也可以选择若干个替代信道。在这种情况下，处理是针对每个信道执行的，即，生成若干个置换信号。这些依据它们的相干函数被加权，并被合并且被插入失落中。

通常地，在1.至9.中使用的函数是时变的，因此，数学上确切的记数必须通过(块)指数m考虑时间相关性。为简化公式，m已经被省略。

在无差错传输过程中的计算

无差错传输过程中的计算在频域中执行，因此在第一步中，需要适当的短期变换，导致需要对目标和替代信号进行缓冲的针对块的(block-oriented)算法。优选地，块的大小应该与编码格式匹配。对目标和替代信号的振幅谱的包络的估计被用于确定隐藏滤波器的振幅响应。这两个信号的确切窄带振幅谱无关联，而可选地通过对数或幂函数将宽带近似数充分地时间平均和/或非线性变形。对频谱包络的估计可以不同的方式实现。考虑计算效率的最高效的可能性是具有短的块长度的短期DFT，即频谱分辨率较低。信号块被乘以窗口(例如汉宁(Hanning))函数，该函数属于DFT，短期DFT的振幅被可选地非线性变形，并随后被进行时间平均。

进一步实施方式：

●小波变换(如在Daubechies 1.：“Ten Lectures on Wavelet”；Society forIndustrial and Applied Mathematics；Capital City Press，ISBN0-89871-274-2，1992中描述的。该印刷出版物的全部公开内容被结合在本说明书中作为参考)可选地随后对小波变换的绝对值的可选非线性变形进行时间平均。

●Gammatone滤波器组(正如在Irino T.，Patterson R.D.：“A Compressivegammachirp auditory filter for both physiological and psychophysical date”；J.Acoust.Soc.Am.，Vol.109，pp.2008-2022，2001中所描述的。该印刷出版物的全部内容被结合在本说明书中，作为参考)，随后形成各个子波段的信号包络，可选地之后有非线性变形。

●线性预测(正如在Haykin S.；“自适应滤波器理论”；Prentice Hall inc.；Englewood Cliffs；ISBN 0-13-048434-2，2002。该印刷出版物的全部揭示内容被结合在此说明书中，作为参考)，随后对信号块频谱包络振幅的取样，由合成滤波器代表，可选地之后进行非线性变形，以及，在此后进行时间平均。

●对实数的对数倒频谱(cepstrum)的估计(正如在Deller J.R.，Hansen J.H.L.，Proakis J.G.；“Discrete-Time Processing of Speech Signals”；IEEE Press；ISBN 0-7803-5386-2，2000。该印刷出版物的全部内容被结合在此说明书中，作为参考)，之后将对数倒频谱域再变换成频域，并取逆对数，可选地之后对这样获得的振幅谱包络进行非线性变形，并且，在此后进行时间平均。

●具有最大检测和插值的短期DFT：此处，在短期DFT的振幅谱中检测出多个最大值，并通过线性或非线性插值的方法计算相邻最大值之间的包络，可选地之后对因此获得的振幅谱包络进行非线性变形，以及，在此后进行时间平均。

对可选地使用的对包络进行的时间平均，可使用对可选的非线性变形的振幅谱进行的指数平滑，正如在等式(1)中体现的，具有用于指数平滑的时间常数α。备选地，时间平均可由移动的平均滤波器形成。例如非线性变形可通过具有任意指数的功率函数执行，此外，任意指数可针对目标和替代信道以不同方式选择，正如在等式(1)中通过指数γ和δ所表示的。(备选地，也可使用对数函数。)

非线性变形提供了沿每个频率组份的时间变化进程具有不同的较高或较低信号能量的加权时间段的优点。不同的加权影响了在相应的频率部分内时间平均的结果。据此，指数γ和δ大于1指示了一种扩张，即，沿信号进程的峰值主导时间平均的结果，而指数小于1意味压缩，即提高具有低信号能量的周期。对指数值的优化选择取决于所希望的声音素材。

$\left|\stackrel{\‾}{S_Z\left(m\right)}\right|={\{\mathrm{\α}{\left|S_Z\right|}^{\mathrm{\γ}}+(1-\mathrm{\α}){\left|\stackrel{\‾}{S_Z(m-1)}\right|}^{\mathrm{\γ}}\}}^{\frac{1}{\mathrm{\γ}}},\left(1a\right)\left|\stackrel{\‾}{S_S\left(m\right)}\right|={\{\mathrm{\α}{\left|S_S\right|}^{\mathrm{\δ}}+(1-\mathrm{\α}){\left|\stackrel{\‾}{S_S(m-1)}\right|}^{\mathrm{\δ}}\}}^{\frac{1}{\mathrm{\δ}}}\left(1b\right)$

其中|S_Z|，|S_S|：目标和替代信道的振幅谱的包络，|S_Z|和|S_S|的时间平均版本，

α：指数平滑的时间常数，0＜α≤1，

γ，δ：和非线性变形的指数，可优选的值的范围：0.5≤γ，δ≤2，

m：块索引。

作为示例，等式(1)构成了用指数平滑和任意变形指数对目标和替代信道频谱包络进行的计算的特殊情况。下面，指数被设置为γ＝δ＝1，以简化公式(即，非线性变形未明确指示)。然而，本发明包括具有任意时间平均方法及对振幅谱的包络的任意非线性变形的方法，并且因此，具有指数γ和δ的任意值。

此外，还揭示了指数函数的对数使用。为简化符号，省略了块索引m，尽管例如或H的所有振幅值被当做时间变量，并且因此是块索引m的函数。

对隐藏滤波器的计算

在标准的自适应系统中，隐藏滤波器通过使目标信号及其估计之间的均方误差最小化来计算。差异信号通过给出。相比之下，本发明考察所估计的振幅谱的误差：

$E\left(k\right)=\left|\stackrel{\‾}{S_Z\left(k\right)}\right|-\left|\stackrel{\‾}{{\hat{S}}_Z\left(k\right)}\right|=\left|\stackrel{\‾}{S_Z\left(k\right)}\right|-H\left(k\right)\left|\stackrel{\‾}{S_S\left(k\right)}\right|---\left(2\right)$

E(k)对应于可选的非线性失真且可选的经平滑的目标信号的振幅谱的包络与其估计之间的差异。针对每个频率组份k分别地观察了优化问题，对频谱滤波器H(k)最简单的实现将通过这两个包络确定，具有：

$H\left(k\right)=\frac{\left|\stackrel{\‾}{S_Z\left(k\right)}\right|}{\left|\stackrel{\‾}{S_S\left(k\right)}\right|}.---\left(3\right)$

可替代地，对H(k)的约束通过引入规则化参数提出。潜在的目的是防止在的信号功率过于微弱的情况下滤波放大不相称地升高，并因此，背景噪声变得可听见或系统变得可察觉地不稳定。例如如果和中的一个时间块的谱峰值没有精确地位于相同的频段，H(k)将在这些频段内过度地上升，在这些频段内具有最大值且具有最小值。为避免这个问题，对H(k)的约束通过频率相关规则化参数β(k)建立，产生

$H\left(k\right)=\frac{\left|\stackrel{\‾}{S_Z\left(k\right)}\right|\left|\stackrel{\‾}{S_S\left(k\right)}\right|}{{\left|\stackrel{\‾}{S_S\left(k\right)}\right|}^2+\mathrm{\β}\left(k\right)}.---\left(4\right)$

通过正实数值β(k)，即使具有较小的值，滤波放大也不会无节制地增加，并因此将防止产生非期望的信号峰值。β(k)的最佳值取决于期望的信号统计，然而创造性地推荐了基于对每个频段背景噪声功率的估计进行的计算。可结合时间平均的最小统计量来估计背景噪声功率P_g(k)。依据：且c一般在1和5之间，规则化参数β(k)与背景噪声功率的rms值成比例。

H的备选实施方式是特定地针对半固定输入信号提出的。首先估计振幅谱的包络而不进行时间平均及可选的非线性变形。在对滤波系数的确定期间根据以下等式考虑这两种修改：

$\stackrel{\‾}{H(m,k)}={\{\mathrm{\α}{\left[\frac{\left|S_Z(m,k)\right|\left|S_S(m,k)\right|}{{\left|S_S(m.k)\right|}^2+\mathrm{\β}\left(k\right)}\right]}^{\mathrm{\γ}}+(1-\mathrm{\α}){\stackrel{\‾}{H(m-1,k)}}^{\mathrm{\γ}}\}}^{\frac{1}{\mathrm{\γ}}}---\left(5\right)$

在等式(5)中，块索引m和频率索引k均被指示，因为在这种情况下该计算同时取决于这两个索引。参数α和γ确定了时间平均或非线性失真的行为。

目标信号中发生失落的情况下的计算

在现有技术中有很多种检测失落的可能方法并且是公知的。例如，可在相应的音频流内保留的位置处(例如在音频数据帧之间)发送状态比特，并且在接收端连续地登记。还可考虑执行对单个帧的能量分析，并在下降到一定的阈值以下时识别出失落。失落还可通过发送机和接收机之间的同步来检测。

如果在目标信号中检测出失落(例如在图7中通过状态比特“失落y/n”体现的；虚线指示实际与音频信号接连发送的状态比特)，必须使用最后估计的滤波系数和替代信道生成置换信号，并将该置换信号直接地馈给隐藏单元的输出端。在失落期间，对滤波系数的估计被停止。基本上，假设任意转换的人为因素(artefact)都保持为不可听的，目标和置换信号之间的转换可由转换器实现。依据本发明，信号之间的交叉衰落被视为是有益的，但是这需要对目标信号进行缓冲，因此引起额外的等待时间。在不允许任何额外的缓冲的对延迟特别严格的实时系统中，交叉衰落是很不可允许的。在这种情况下，提议例如通过线性预测来推断目标信号。通过使用依据本发明的方法在推断的目标信号和置换信号之间执行交叉衰落。

通过用再变换到时域的滤波系数对替代信号进行滤波，最后生成置换信号。对滤波系数进行的逆变换T^-1{H}应该利用和第一变换相同的方法执行。在滤波之前，滤波脉冲响应可选地受窗函数w(n)(例如矩形、汉宁)的时间限制。

$h_w\left(n\right)=w\left(n\right)T^{-1}\left\{H\left(k\right)\right\}\mathrm{or}\stackrel{\‾}{h_w\left(n\right)}=w\left(n\right)T^{-1}\left\{\stackrel{\‾}{H\left(k\right)}\right\}.---\left(6\right)$

脉冲响应h_W(n)或各自必须仅仅在失落开始的时候计算一次，因为对滤波系数的持续估计在失落期间会被停止。对于对置换信号的抽样法检测，需要替代信号x_S的适宜矢量，

${\hat{x}}_Z\left(n\right)=h_w^T{x}_S\left(n\right)\mathrm{or}{\hat{x}}_Z\left(n\right)={\stackrel{\‾}{h_w}}^T{x}_S\left(n\right).---\left(7\right)$

在某些应用中，在频域中可以执行滤波，因此，在时域中被可选地用窗口限制的系数可被变换回到频域，使得块的置换信号通过以下等式计算：

${\hat{x}}_Z\left(n\right)=T^{-1}\left\{H_w^{*}\left(k\right)X_S\left(k\right)\right\}.---\left(8\right)$

连续的块使用例如重叠和添加或者重叠和保存的方法被合并起来。

置换信号持续超过失落结束，以能够使交叉衰落进入重新存在的目标信号。

对目标和替代信号之间时间延迟的估计

在本隐藏方法的特别优选的实施例中，还可改进目标和置换信号的时间对准。因此，平行于计入两个组份的谱滤波系数，估计时间延迟。在一方面，由滤波处理导致的置换信号延迟必须被补偿，另一个方面，目标和替代信道之间的时间延迟τ₂缘于相应麦克风的空间布置。这可通过例如需要对复数短期频谱进行计算的广义的交叉相关(GCC)来估计。在优选的实现中，也可以利用用于对隐藏滤波器进行估计所采用的短期DFT，消除了额外的计算复杂性。(对于更多关于GCC特征的信息，具体见Carter，G.C.：“Coherenceand Time Delay Estimation”；Proc.IEEE，Vol.75，No.2，1987年2月；以及Omologo M.，Svaizer P.：“Use of the Crosspower-Spectrum Phase in Acoustic Event Location”；IEEE Trans.On Speech and Audio Processing，Vol.5，No.3，1997年5月。整个揭示内容被结合在此说明书中，作为参考。)使用对所估计的广义交叉功率谱密度(GXPSD)进行逆傅立叶变换来计算GCC，通过以下等式定义：

${\mathrm{\Φ}}_{G,\mathrm{ZS}}\left(k\right)=G\left(k\right)X_Z\left(k\right)X_S^{*}\left(k\right)---\left(9\right)$

(等式9-12再次省略了块索引m。)

在等式(9)中，X_Z(k)和X_S(k)分别为目标或者替代信道的块的DFT；*表示复共轭。G(k)代表预滤波，其目标在以下解释。

时间延迟τ₂通过指明交叉相关的最大值来确定。对该最大值的检测可通过将其形状进行近似成delta函数来改进。该预滤波器G(k)直接影响GCC的形状，并因此，改善了对τ₂的估计。适当的实现表示相位变换滤波器(PHAT)：

$G_{\mathrm{PHAT}}\left(k\right)=\frac{1}{\left|X_Z\left(k\right)X_S^{*}\left(k\right)\right|}.---\left(10\right)$

这导致具有PHAT滤波的GXPSD：

${\mathrm{\Φ}}_{G,\mathrm{ZS}}\left(k\right)=\frac{X_Z\left(k\right)X_S^{*}\left(k\right)}{\left|X_Z\left(k\right)X_S^{*}\left(k\right)\right|}=\frac{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{ZS}}\left(k\right)}{\left|X_Z\left(k\right)X_S^{*}\left(k\right)\right|},---\left(11\right)$

其中Ф_ZS：目标和替代信号的交叉功率谱密度。

另一种可能性通过复相干函数提供，其预滤波器可从功率密度谱计算出，产生：

${\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{ZS}}\left(k\right)=\frac{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{ZS}}\left(k\right)}{\sqrt{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{ZZ}}\left(k\right){\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{SS}}\left(k\right)}}---\left(12\right)$

Ф_ZZ：目标信号的自动功率谱密度，

Ф_SS：替代信号的自动功率谱密度。

将信号变换到频域通常通过短期DFT实现。一方面，块长度必须选择得尽量大，以便促使GCC中的峰值可相对于期望时间延迟检测到，但是，另一方面，过长的块长度导致对存储能力的需求增长。为充分地追踪时间延迟τ₂的变化，对GXPSD或复相关函数的时间平均被提出(例如通过指数平滑)。

$\stackrel{\‾}{{\mathrm{\Φ}}_{G,\mathrm{ZS}}(m,k)}=\mathrm{\μ}\frac{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{ZS}}(m,k)}{\left|X_Z(m,k)X_S^{*}(m,k)\right|}+(1-\mathrm{\μ})\stackrel{\‾}{{\mathrm{\Φ}}_{G,\mathrm{ZS}}(m-1,k)},---\left(13\right)$

$\stackrel{\‾}{{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{ZS}}(m,k)}=v\frac{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{ZS}}(m,k)}{\sqrt{{\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{ZZ}}(m,k){\mathrm{\Φ}}_{\mathrm{SS}}(m,k)}}+(1-v)\stackrel{\‾}{{\mathrm{\Γ}}_{\mathrm{ZS}}(m-1,k)}.---\left(14\right)$

在等式(13)和(14)中，m指的是块索引。平滑常数由μ和ν指定。这些必须适用于短期DFT的跳跃距离和τ₂的平稳性，以便分别获得对相关函数的最佳可能的估计或广义的交叉功率谱密度。

在重新变换到时域并且检测GCC的最大值之后，目标和置换信号之间整个的时间延迟元素可被用公式阐述为：

Δτ＝τ₂-τ₁. (15)

在图7的框图中归纳出了针对一个目标和一个替代信号的各个处理步骤。目标和置换信号之间的转换或相反的转换在图解中被示为单个转换器；正如已经被提及的，信号的交叉衰落是值得推荐。

在图8中描绘了本发明的具有多于两个信道的多信道设置概念。取决于哪个信道受失落的影响并因此成为目标信道，替代信道则利用剩余的未受影响的信道生成。图8中离散的块对应于以下处理步骤：

21 选择替代信道

22 计算滤波系数

23 应用时间延迟

24 生成替换信道

在图8中的最高行，针对遭受失落影响的信道1生成置换信号。为达到这个目的，可以使用信道2至信道7中的一个、若干个或所有信道。第二行对应于信道2的重建，等。

图9示出了与展开阶段(即时间延迟估计)相结合的基本算法的示意，以说明单个处理步骤相互的相关性。为简化框图，并行信号(DFT块)或由其推导出的(频谱)映射被并入一条(实)线，其数量分别通过K或K-1指示。虚线连接指示参数的变换或输入。对替代信道的第一选择在标示为“选择器”的块中依据GXPSD完成。一方面，这影响了对替代信号振幅谱包络的计算，另一个方面，这为替代信号的加权叠加所需要。第二选择准则通过时间延迟τ₂提供。信道的状态比特未被明确地描绘，但是它们的验证在相关的信号处理块中有所考虑。附加地，特定的对目标信号的确定可从该说明中省略。

硬件实现

用于失落隐藏的此方法作为独立模块工作，并旨在被安装到数字信号处理链中，其中软件指定的算法在市场上可买到的数字信号处理器(DSP)中实现，优选地使用用于音频应用的特殊DSP。据此，诸如在图10中示范性示出的适当的装置对于多个信道布置的每个信道是必须的。优选地可被直接地集成到用于对发送的数字音频数据进行接收和解码的设备。

用于失落隐藏的设备装备有主音频输入端，其采用来自接收单元的数字信号帧并将它们临时存储在存储单元25中。这些设备配备了至少一个次音频输入端，可选地配备了若干个次音频输入端，在次音频输入端处该替代信道的数字数据可用并同样被临时存储在一个或可选地在若干个存储单元25中。

此外，该装置的特征在于用于传输诸如信号帧的状态比特(失落y/n)或者关于对替代信道的选择的信息比特这样的控制数据的接口，后者需要(a)双向数据线和(b)临时存储单元25。

为了转发主信道的原始的或隐藏的数据帧，该设备装备有音频输出。由于待输出的数据块可如所需要的那样被存储在输入信号的存储单元中，因此不需要单独的存储单元用于输出数据块。

Claims (9)

1.一种使用分集接收单元接收数字音频数据的方法，该分集接收单元具有至少两个天线和至少一个接收信道，所述至少一个接收信道可被从一个天线转换到另一个天线，该方法的特征在于，在所述接收信道中，当在接收的音频信号中出现干扰时执行失落隐藏，其中所述失落隐藏使用在干扰之前和/或在干扰之后的未受干扰的音频信号部分来合成隐藏信号，并且，在失落隐藏被执行的过程中，所述接收信道被转换到另一个天线。

2.依据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述失落隐藏被激活并且在所述接收信道中存在所述隐藏信号的时间间隔处发生所述接收信道到另一个天线的转换。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，数字数据流有时包含在音频数据之间的保护间隔，在该保护间隔中不发送音频数据，并且所述接收信道到另一个天线的转换发生在所述隐藏之后的保护间隔中。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，到另一个天线的转换发生在对所述音频信号部分的传输过程中。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，数字数据流有时包含在音频数据之间的保护间隔，在所述保护间隔中不发送音频数据，到另一个天线的转换发生在对所述音频信号部分的传输过程中，并且在所述另一个天线上的接收比原天线上的接收更差的情况下，在随后的保护间隔内发生回到所述原天线的转换，然后在该保护间隔中还可发生转换，并随后在所述音频信号部分期间立即转换回来。

6.一种具有至少两个接收无线电信号的天线以及至少一个接收信道的分集接收装置，其中提供有转换单元，通过该转换单元所述接收信道可被从一个天线转换到另一个天线，该分集接收装置的特征在于，在所述接收信道中提供有隐藏单元以在所述接收信号中发生异常时合成隐藏信号，并且提供了所述隐藏单元与所述转换单元的连接，使得在隐藏的情况下，执行到另一个天线的转换。

7.如权利要求6所述的分集接收装置，其特征在于，到另一个天线的转换发生在隐藏是激活的时间间隔中。

8.如权利要求6或7所述的分集接收装置，其特征在于，数字数据流间或在音频数据之间包含保护间隔，在该保护间隔中不发送音频数据，并且对所述接收信道到另一个天线的所述转换发生在隐藏之后的保护间隔中。

9.如权利要求6所述的分集接收装置，其特征在于，提供有至少两个接收信道，这两个接收信道可彼此独立地被转换到每个天线。