CN102124666A - 用于无线通信中继信道的模拟空时中继方法和装置 - Google Patents

Abstract

在此公开了一种用于无线通信中继信道的模拟空时中继方法和装置。在一个具体的实施例中，模拟空时中继信道(100)包括用以中继从源站(110)发射至目的站(130)的一信息信号的第一和第二中继天线(122，124)。所述方法包括以下步骤：(i)在所述第一中继天线(122)接收一第一符号序列，所述第一符号序列包括所述信息信号和一第一噪声元素；(ii)在所述第二中继天线(124)接收一第二符号序列，所述第二符号序列包括所述信息信号和一第二噪声元素；(iii)通过所述第一中继天线(122)发射一第一信号，所述第一信号与在第二中继天线(124)接收的所述第二符号序列相关联；(iv)通过所述第二中继天线(124)发射一第二信号，所述第二信号与在第一中继天线(122)接收的所述第一符号序列相关联。还公开了用于导出一符号序列的复共轭和帧头结构的方法和装置。

Description

用于无线通信中继信道的模拟空时中继方法和装置

本申请是要求美国临时专利申请61/089,617优先权的两件专利申请之一。本专利申请主要涉及空时编码，而另一专利申请则尤其涉及循环前置码的使用。在分开的所述两件专利申请中的技术方案是独立的，均可以被单独使用，尽管结合分开的所述两篇专利申请中的技术方案以构建系统同样可行。

技术领域

本发明涉及一种用于无线通信中继信道的模拟空时中继方法和装置。

背景技术

无线中继已经显示了其在扩展通信范围和提供优质体验方面的潜力。基本上，基于在中继站的处理方式，无线中继可以分为两个主要的中继方案：数字域处理和模拟域处理。“解码和传送”(DNF)方案是一种能在中继站去除噪声的数字域处理方案，尽管其需要在中继节点做严格的信号处理。所述DNF方案也被归类为一种“再生”中继方案，其信号必须被“再生”后才能发射。中继站从源站接收的信号已被解码，当所述被解码的信号中存在错误时，这些错误也将从中继站传送至目的站。

关于模拟信号处理方案，“放大和传送”(ANF)是一个非常简单的模拟方案，但它具有一个缺陷，即在中继站所采集到的噪声将随同需要的信号一起被放大传送至目的站。

另一个执行中继的方式是采用分布式空时编码(DSTC)方案，相对于简单的ANF方案和DNF方案，其能获得更高的多样性。DSTC方案可通过使用ANF方案或者DNF方案实现。然而，DSTC方案也面临着ANF方案或者DNF方案相同的缺陷。即当通过使用ANF实现时，在中继站所采集到的噪声将被放大传送至目的站；当通过使用DNF实现时，在中继站发生的解码错误将从中继站传送至目的站。

本发明的目的之一是提供一种模拟空时中继方法和装置以解决现有技术中的至少一个问题和/或提供一种有用的选择方案。

发明内容

在本发明的一个具体表达方式中，提供了一种用于无线通信中继信道的模拟空时中继方法，所述无线通信中继信道包括用以中继从源站发射至目的站的一信息信号的第一和第二中继天线，所述方法包括以下步骤：

(i)在所述第一中继天线处接收一第一符号序列，所述第一符号序列包括所述信息信号和一第一噪声元素；

(ii)在所述第二中继天线处接收一第二符号序列，所述第二符号序列包括所述信息信号和一第二噪声元素；

(iii)通过所述第一中继天线发射一第一信号，所述第一信号与在第二中继天线处接收的所述第二符号序列相关联；

(iv)通过所述第二中继天线发射一第二信号，所述第二信号与在第一中继天线处接收的所述第一符号序列相关联。

在一个变化例中，较佳的，所述第二符号序列包括所述信息符号的一复共轭，而所述方法中还进一步包括以下步骤：对所述信息符号的复共轭求负值以导出所述第一信号。所述方法还可进一步包括以下步骤：结合所述信息信号的求负值后的复共轭和所述第一符号序列以导出所述第一信号。所述方法还可进一步包括以下步骤：将所述第一和第二符号序列结合以获得所述第二信号。

优选的，所述方法进一步包括以下步骤：在各自发射之前，所述第一和第二信号通过Alamouti编码方案进行编码。

所述第一个表达方式可作为一种训练方案，而在这种情况下，所述信息符号可包括至少一个训练信号，以及所述方法可进一步包括如下步骤：通过Alamouti编码方案对接收到的所述第一和第二符号序列进行编码，从而获得通过各自的中继天线发射的所述第一和第二信号。较佳的，所述方法进一步包括如下步骤：在目的站，对所述第一和第二信号求负值以获得所述无线通信中继信道的信道估计值。所述方法可进一步包括如下步骤：在目的站，计算所述第一和第二信号的均值以获得所述无线通信中继信道的信道估计值。

在第二个变化例中，所述信息符号可包括两个连续符号。在这种情况下，所述第一符号序列可包括所述两个连续符号的结合，而所述第二符号序列可包括所述两个连续符号的差值。

优选的，所述方法进一步包括如下步骤：结合所述第一和第二符号序列以导出用于所述第一中继天线的第一信号；结合在所述第二中继天线处的所述第一和第二符号序列以导出用于第二中继天线的所述第二信号。所述方法可进一步包括如下步骤：通过Alamouti编码方案对所述结合的第一和第二符号序列进行编码以形成通过各自的中继天线发射的所述第一和第二信号。

在一个训练方案的变化例中，所述信息符号可包括至少一个训练信号，以及所述第一信号包括在第二中继天线处接收的所述第二符号序列的一个共轭。所述方法可进一步包括如下步骤：通过所述第一中继天线在不同于所述第一信号发射的一符号间隙再发射所述第一符号序列。所述第二信号可包括：在所述第一中继天线接收的所述第一符号序列的一个负共轭。

较佳的，所述方法可包括如下步骤：通过所述第二中继天线在不同于所述第二信号发射的一符号间隙再发射所述第二符号序列。所述方法可进一步包括如下步骤：在目的站，对所述第一和第二信号求负值以获得所述无线通信中继信道的信道估计值。

在所述训练方案的变化例中，所述方法可进一步包括如下步骤：在目的站，计算所述第一和第二信号的均值以获得所述无线通信中继信道的信道估计值。

作为一个可选的训练方案，所述第一符号序列可在第一和第二符号间隙通过所述第一中继天线再发射，而所述方法可进一步包括如下步骤：在一个第三符号间隙发射在所述第二中继天线处接收的所述第二符号序列的一个负共轭。第一个可在一个第四符号间隙发射。

所述方法可进一步包括如下步骤：同时地，在所述第一符号间隙通过所述第二中继天线发射一个负的第二符号序列，而在所述第二符号间隙通过所述第二中继天线再发射所述第二符号序列。在第三和第四符号间隙，可包含有所述第一符号序列的负共轭的所述第二信号被发射。

在第三个变化例中，所述信息符号可包括偶数个符号，而所述方法可进一步包括如下步骤：结合所述第一和第二符号序列以在各自的天线处获得所述第一和第二信号。

优选的，所述方法可进一步包括如下步骤：在各自发射之前，通过Alamouti编码方案对所述第一和第二信号进行编码。

在一个进一步的训练方案变化例中，所述方法可进一步包括如下步骤：结合所述第一和第二符号序列以形成所述第一信号，以及在一个第一符号间隙发射所述第一信号。较佳的，所述方法可进一步包括如下步骤：对所述第一信号求负值；在一个第二符号间隙，发射求负值后的第一信号。

所述方法可进一步包括如下步骤：获得所述第一信号的一个复共轭；在一个第三和第四符号间隙，发射所述第一信号的复共轭。所述方法可进一步包括如下步骤：同时地，结合所述第一和第二序列以形成所述第二信号，获得所述第二信号的一个复共轭，对所述第二信号的复共轭求负值，以及在所述第一和第二符号间隙，发射所述第二信号的求负值后的复共轭。

较佳的，所述第二信号在所述第三符号间隙被发射。在这种情况下，所述方法可进一步包括如下步骤：对所述第二信号求负值，以及在一个第四符号间隙发射求负值后的第二信号。

在本发明的第二个具体表达方式中，提供了一种用于无线通信中继信道的模拟空时中继方法，所述无线通信中继信道包括用以中继从源站发射至目的站的一信息信号的第一和第二中继天线，所述方法包括以下步骤：

(i)在所述第一中继天线处接收一第一符号序列，所述第一中继天线将所述第一符号序列作为一第一信号发射，所述第一符号序列包括所述信息信号和一第一噪声元素；

(ii)在所述第二中继天线处接收一第二符号序列，所述第二符号序列包括所述信息信号和一第二噪声元素；

(iii)通过所述第二中继天线发射一第二信号；所述第二信号是所述第二符号序列的一个重排序。

较佳的，所述第二信号是所述第二符号序列次序的一个反转。所述方法可进一步包括如下步骤：获得所述经重排序的第二符号序列的一个复共轭。所述方法可进一步包括如下步骤：对所述经重排序的第二符号序列的复共轭的奇数项符号求负值。

较佳的，所述方法进一步包括如下步骤：将所述第二符号序列的复共轭的偶数项和奇数项符号的次序反转以形成所述第二信号。所述方法可进一步包括如下步骤：在各自发射前，通过Alamouti编码方案对所述第一和第二信号进行编码。

在一个所述训练方案的更进一步变化例中，所述信息信号可包括一个第一训练信号和一个第二训练信号，所述第二训练信号是所述第一训练信号的一个负值。所述方法可进一步包括如下步骤：在一个第一符号间隙，发射所述第一训练信号，以及在一个第二符号间隙，发射所述第二训练信号，所述第二符号间隙在所述第一符号间隙之后发生。所述方法可进一步包括如下步骤：在目的站，对所述第一和第二信号求负值以获得所述无线通信中继信道的信道估计值。所述方法可进一步包括如下步骤：在目的站，计算所述第一和第二信号的均值以获得所述无线通信中继信道的信道估计值。

在各表达方式和变化例中，所述信息符号可通过OFDM来调制。可选择的，所述信息符号可通过单一载波-循环前置码来调制。

较佳的，所述第一和第二信号通过一基于在中继站的天线数量的编码矩阵进行编码。所述方法可进一步包括如下步骤：在目的站执行线性处理。

所述第一和第二天线可位于同一中继站，也可位于不同的中继站。

所述第一噪声元素或所述第二噪声元素可包括所述通信中继信道的附加噪声。

较佳的，来自源站的所述信息信号进一步包括一循环前置码，而所述方法进一步包括如下步骤：在中继站去除部分循环前置码；将剩余部分循环前置码与所述第一信号或第二信号一同发射至目的站。

可选择的，代替去除部分循环前置码，所述方法可进一步包括如下步骤：

在中继站去除所述循环前置码；

在中继站形成一第二循环前置码；以及

将所述第二循环前置码附加至所述第一信号或第二信号以发射至目的站。

所述第一符号序列可进一步包括从另一源站发射至另一目的站的另一信息信号。所述第二符号序列可进一步包括从另一源站发射至另一目的站的另一信息信号。

所述信息信号可包括一第一帧头，而所述并发信息信号可包括一第二帧头，通过无偏移地相关所述第一帧头和第二帧头获得的互相关值等于通过大于零的偏移相关所述第一和第二帧头获得的互相关值。

在本发明的第三个具体表达方式中，提供一个帧结构的帧头，所述帧头包括一符号序列，所述符号序列通过使所述帧头与其自身的一拷贝相关而获得一相关值。当所述帧头与其自身拷贝之间无偏移时，所述相关值为第一值；当所述帧头与其自身拷贝之间的偏移大于零时，所述相关值为第二值。

较佳的，所述第一值等于所述序列中符号的数目，而所述第二值为零。序列可以是CAZAC型或者Frank-Zadoff型。所述序列可以是最大长度序列类型。

较佳的，所述第一值等于所述序列中符号的数目，而所述第二值为-1。

在本发明的第四个具体表达方式中，提供了一种导出一符号序列的复共轭的方法，所述方法包括如下步骤：

(i)反转所述符号序列的次序；

(ii)在所述反转的符号序列上执行一复共轭。

本发明也关于执行任一上述被讨论的方法或者被描述的较佳实施例的装置或设备。例如，某些特征被用于某一在中继站使用的集成电路上。特别地，在本发明的第五个具体表达方式中，提供了在一无线通信中继信道中执行从源站发射至目的站的信息信号的模拟空时中继的装置，所述装置包括：

(i)一第一中继天线，其被配置用以接收包括所述信息信号和一第一噪声元素的一第一符号序列；以及

(ii)一第二中继天线，其被配置用以接收包括所述信息信号和一第二噪声元素的一第二符号序列；

其中，所述第一天线被配置用以发射与在第二中继天线处接收的第二符号序列相关联的第一信号；而所述第二天线被配置用以发射与在第一中继天线处接收的第一符号序列相关联的第二信号。

在本发明的第六个具体表达方式中，提供了在一无线通信中继信道中执行从源站发射至目的站的信息信号的模拟空时中继的装置，所述装置包括：

(i)一第一中继天线，其被配置用以接收一第一符号序列以及将所述第一符号序列作为一第一信号再发射，所述第一符号序列包括所述信息信号和一第一噪声元素；

(ii)一第二中继天线，其被配置用以接收包括所述信息信号和一第二噪声元素的一第二符号序列；所述第二中继天线进一步被配置用以发射由所述第二符号序列的一重排序构成的一第二信号。

在所述第五和第六具体表达方式的一个或者两者中，所述装置可以是一中继站的形式，以及所述第一和第二天线可共同位于所述中继站。可选择的，所述装置可以包括两个中继站，而所述第一和第二天线可位于不同的中继站。

在本发明的第七个具体表达方式中，提供了一用于导出一符号序列的一复共轭的装置，所述装置包括：

(i)一反向器，其用于反转所述符号序列的次序；

(ii)一处理器，其用于在所述反转的符号序列上执行一复共轭。

来自于所述源站的所述信息信号可包括一循环前置码，而所述装置可进一步包括：

一处理单元，其用于在所述中继站去除部分循环前置码；以及

一发射器，其用于将所述剩余部分的循环前置码和所述信息发射至目的站。

可选的，所述装置还可包括：

一处理单元，其被配置用以去除循环前置码，产生一第二循环前置码，将所述第二循环前置码附加至所述信息；以及将附加有第二循环前置码的所述信息发射至目的站。

从所描述的一个或多个实施例中，可理解的是所述方法和装置：

-在所述中继站仅需要极少的信号处理(与数字处理装置相反)

-显著较低的实施成本和电力消耗

-仅需要线性处理而能取得最大可能的解码

-能灵活地配置多个天线于中继节点或者多个单一天线中继。如果使用OFDM，将提供下列优点：

-在中继信道中实现ISI的完全减轻

-在中继站只需要模拟域处理

-在目的站只需要线性解码

附图说明

仅通过举例的方式，一个或者数个实施例将参照附图予以描述，其中：

图1是根据一范例实施例的具有源站S、中继站R和目的站D的通信信道的示意图；

图2是用于图1中所述源站的发射器的示意图；

图3是用于图1中所述中继站的接收器的示意图；

图4(a)是当不需要序列重排时，用于图1中一目的站的接收器的示意图；

图4(b)是当需要序列重排时，图4(a)中所述接收器的一个变化例的示意图；

图5是经由图1的通信信道的一般ASTC发射方法的流程图；

图6是用于图5的流程图的信道训练和估计方法的流程图；

图7(a)是根据所述范例实施例的一个帧结构的示意图；

图7(b)是图7(a)的帧结构的一个变化例，其中具有两个或者更多个训练序列；

图8是使用图7(a)的帧结构实施ASTC发射方法的流程图；

图9是根据所述范例实施例，导出一循环前置码的方法的流程图；

图10是根据所述范例实施例，插入循环前置码的方案的流程图；以及

图11是根据所述范例实施例，插入循环前置码的另一方案的流程图。

具体实施方式

图1所示为根据一范例实施例的通信信道。所述信道由一源站/节点110(S)、一中继站120(R)和一目的站/节点130(D)组成。所述源站和目的站分别仅有一个天线，所述中继站有两个天线122、124。仅有一个中继节点将被用于通信，而所提出的模拟空时编码(ASTC)中继方案接着以直接的方式在选中的中继上执行。本实施例中的所述ASTC中继方案适用于正交频分复用(OFDM)，其中，所述ASTC编码应用于两个连续OFDM符号的个别次载波上。

其他实施例也可将ASTC中继方案应用于单载波前置循环码(SC-CP)系统，其中所述ASTC编码也可应用于两个连续的SC-CP区块的个别符号中。

其他实施例也可在中继站有多于两个的天线。

图2所示为根据范例实施例的所述源站的一个示例发射器。当使用OFDM作为调制技术时，各个由N个字组成的OFDM符号进入模块202，并在其中经由N点反离散傅里叶变换(IDFT)将频域信号转换至时域。

图2的其他实施例可使用SC-CP作为调制技术，在这种情况下，模块202不是必须的，而到达模块202的符号可不作改变的通过。

在一第一符号间隙t_S，1期间，以x₁表示的一第一符号离开所述IDFT模块202，由开关控制210将x₁向下导向路径216。所述符号x₁到达并串列转换器212，接着至模块214执行循环前置码的插入。插入有循环前置码的所述符号x₁接着通过源站的天线予以发射。

在一第二符号间隙t_S，2期间，以x₂表示的一第二符号离开所述IDFT模块202，由开关控制210将x₂导向处理单元204，通过其中的序列重排单元206执行信号共轭，接着通过共轭单元208对产生的结果求负值和共轭。所述共轭符号

到达并串列转换器212，接着至模块214执行循环前置码的插入。插入有循环前置码的所述符号x₂接着通过源站的天线予以发射。

其他实施例可具有将奇数符号向下导向路径216，而将偶数符号导向处理单元204的开关控制210。

图3所示为用于图1的中继站D的一接收器300。其可通过射频(RF)电路或在模数转换器(ADC)后予以实施。在后者的情况下，信号仍锁定在高采样频率下。

从所述源站发射的所述符号序列(即x₁和

)在两个连续的符号间隙t_R，1和t_R，2在中继站的天线处被接收。

在t_R，1期间，在第一天线302和第二天线304处分别接收信号r_R，11和r_R，21。信号r_R，11被送至第一延迟单元330以延迟一时间段t_D，其中t_D是一个OFDM符号的持续时间。信号r_R，21被送至第二延迟单元332以延迟一时间段t_D。

在t_R，2期间，在第一天线302和第二天线304处分别接收信号r_R，12和r_R，22。信号r_R，12被送至第一处理单元306，其中通过序列重排单元308执行信号共轭，接着通过共轭单元310对产生的结果求负值和共轭。产生的信号是

信号r_R，22被送至第二处理单元312，其中通过序列重排单元314执行信号共轭，接着通过共轭单元316对产生的结果取共轭。产生的信号是

所述第一处理单元306和第二处理单元312采用一时间段t_D以分别产生信号

和

在t_D之后，经延迟的信号r_R，11和

被送至第一结合器单元320，执行一加法操作以结合r_R，11和

而产生u₁，即

经延迟的信号r_R，21和

在T_D之后也被送至第二结合器单元322。在结合器单元332处执行一个加法操作以结合r_R，21和

而产生u₂，即

所述信号u₁和u₂接着可以下面的形式予以重排列用于中继站的再发射：

$Y=\left[\begin{array}{cc}{y}_{11}& y_{12}\\ y_{21}& y_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{u}_1& u_2^{*}\\ u_2& -u_1^{*}\end{array}\right]$

Y在这种情况下是Alamouti编码的，而所述符号y₁₁和y₁₂在两个连续的符号间隙t_R，3和t_R，4从所述中继站的第一天线302被分别发射。所述符号y₂₁和y₂₂在两个连续的符号间隙t_R，3和t_R，4从所述中继站的第二天线304被分别发射。

图4(a)所示为用于目的站D的一接收器400。接收信号被转换至数字域，然后做数据包检测、帧同步402和频率同步404。执行串并列转换408将每组的N个串列符号转换成一个N点向量。接着在410中对所述N点向量执行N点DFT，将所述N个时域符号转换成N个频率成分。接着在帧头序列和训练序列的辅助下执行信道估计412，而检测单元414使用在每次载波基础上的线性最大可能检测来执行信号检测。

图4(a)的其他实施例可使用SC-CP作为调制技术，在这种情况下，在检测单元414执行信号检测后可执行一反离散傅里叶变换(IDFT)。

图4(b)所示为用于目的站的另一接收器450。接收信号被转换至数字域，且在帧头序列和训练序列的辅助下执行数据包检测、帧同步452和频率同步454。一序列重排单元456接着对之前在发射器处重排序的那些符号执行一左移。接着执行一串并列转换458以将每组的N个串列符号转换成一个N点向量。接着在460中对所述N点向量执行一N点DFT，将所述N个时域符号转换成N个频率成分。接着执行信道估计462，以及在检测单元464使用在每次载波基础上的线性最大可能检测来执行信号检测。

图4(b)的其他实施例可使用SC-CP作为调制技术，在这种情况下，在检测单元464执行信号检测后可执行一反离散傅里叶变换(IDFT)。

帧结构

图7(a)所示为根据范例实施例的一帧结构700。所述帧结构包括一帧头702、一训练序列704和一有效载荷序列706。

所述帧头702是用于数据包检测和帧同步的一独特的字序列。此独特的字序列具有如下的特性：

●一常数振幅；

●一良好的自相关特性。如果所述帧头序列w(n)具有N_w个样本，即n＝1，...，N_w，理想地，它应具有如下的特性：

$\underset{n=1}{\overset{N_w}{\mathrm{\Σ}}}w\left(n\right)w^{*}(n\⊕k)=\left\{\begin{array}{cc}{N}_w& ,k=0\\ 0& ,\mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

上述表示了一自相关操作，其中，所述N_w个样本长帧头序列(即对于n＝1，...，N_w的w(n))与其经共轭和循环移位的版本(即对于n＝1，...，N_w的w^*(n))相关。k表示在所述帧头序列与其经共轭和循环移位的版本之间的样本偏移，且当k＝0时，没有偏移。w(n)表示在所述帧头序列中的第n个符号，其中n＝1，...，N_w。当(n+k)＝N_w时，

表示在所述帧头序列中的第(n+k)个符号，而当(n+k)＞N_w时，

表示在所述帧头序列中的第(n+k-N_w)个符号。

所述帧头序列可以选择为CAZAC序列或者Frank-Zadoff序列。

所述帧头序列的另一个选择是具有常数振幅和如下自相关特性的最大长度序列：

$\underset{n=1}{\overset{N_w}{\mathrm{\Σ}}}w\left(n\right)w^{*}(n\⊕k)=\left\{\begin{array}{cc}{N}_w& ,k=0\\ -1& ,\mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

紧随着所述帧头序列702的是所述训练序列704。所述训练序列704用于信道训练和估计，稍后将予以阐述。

所述有效载荷序列706可再分为一有效载荷帧头序列708和一有效载荷信息序列710，在这种情况下，所述有效载荷帧头序列708在所述训练序列704之后，而所述有效载荷信息序列710在所述有效载荷帧头序列708之后。所述有效载荷帧头序列708包含用以解码所述有效载荷信息710的所需信息。所述有效载荷帧头序列708还可包括误差控制编码方案、编码率、调制方案、有效载荷信号长度等。

此外较佳的，所述帧结构700能够提供健全的数据包检测、健全的帧边界同步、健全的信道估计的训练以及在目的站健全的解码。进一步的，使数据包检测、帧边界同步、信道估计的训练和目的站的解码在数字域中实施，这对于帧结构700来说是有利的。

所述帧结构700还能实现用于数据包解调和解码的必要的有效载荷信息的传递。所述帧结构700可具有如下优点：由于所述训练序列704在所述有效载荷序列706之前，具有由所述训练序列704估计的信道参数的ASTC发射可应用于所述有效载荷序列706以提高发射的可靠性。

图7(b)所示为具有两个或更多个训练序列754、755的一经修改的帧结构750的另一实施例。这个实施例可具有简化目的站的频率同步处理的优点。所述两个或更多个训练序列754、755形成了具有一周期训练序列的一帧结构750。这使得在中继站和目的站能够更简单地估计频率误差。

一帧的发射

图8所示为根据范例实施例，在所述中继站120使用所述帧结构700实施ASTC发射的一方法。

在802中，执行数据包检测和帧同步以检测在中继站120处一数据包的到达，以及识别数据包中的符号时序。频率偏移补偿可在符号时序同步完成之后。数据包检测和帧同步802可使用在帧结构700中发射的帧头信息702来实现，而中继站120在第一和第二天线122、124处接收帧头702。

在所述中继站120处可使用在模拟域的一匹配滤波器来执行数据包检测和帧同步。由于所述帧结构700的帧头702具有良好的自相关特性，因而匹配滤波器输出的明显的波峰(或波谷)可以用于指示一有效数据包和该数据包的起始参考符号。

其后，在804中，所述中继站120使用从源站110接收的训练信号704执行训练信号编码。训练信号编码804的目的是使得目的站130能够估计信道状态信息(CSI)参数。这些CSI参数后续将在ASTC发射步骤806中执行解码发射时使用。

在训练信号编码804之后，执行ASTC发射806以对接收的有效载荷序列706编码并将其在通信信道上发射。信道训练信号编码804和ASTC发射806的步骤可使用编码方案1至6中的任何一个来实施。

编码方案1

使用编码方案1的信道训练和估计

图6所示为根据范例实施例的信道训练和估计的方法，能够实现对在目的站解码所需要的信道状态信息(CSI)参数h_P，1、h_P，2的估计。所述CSI参数使用在中继站处只需模拟处理的一训练结构和信道估计协议来获得。

在602中，由x表示的一信息符号被安排从源站发射。x被选取为符号值1。形成表示训练序列的一符号序列w，其中

w＝[x]

在604中，激活源站至中继站的链接。源站在一符号间隙t_S，T，1将所述符号序列w发射。此发射使用在源站的单一天线进行。

在606中，在所述符号间隙t_R，T，1在中继站的两个天线处接收发射自源站的符号序列。在第一天线处，接收由信号r_1，R，T组成的符号序列。在第二天线处，接收由信号r_2，R，T组成的符号序列。

r_1，R，T＝h_1，S+n_1，T

r_2，R，T＝h_2，S+n_2，T

h_1，S是源节点和中继节点的第一天线之间的信道系数，而h_2，S是源节点和中继节点的第二天线之间的信道系数。n_1，T表示出现在第一天线处的附加噪声。n_2，T表示出现在第二天线处的附加噪声。

在608中，接着可将来自第一天线的符号序列r_1，R，T和来自第二天线的符号序列r_2，R，T配置为Y，从中继站发射。较佳地，Y可以用Alamouti编码为

$Y=\left[\begin{array}{cc}{y}_{11}& y_{12}\\ y_{21}& y_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{r}_{1,R,T}& r_{2,R,T}^{*}\\ r_{2,R,T}& -r_{1,R,T}^{*}\end{array}\right]$

在610中，符号y₁₁和y₁₂在两个连续的符号间隙t_R，T，2和t_R，T，3分别从中继站的第一天线处发射。符号y₂₁和y₂₂在两个连续的符号间隙t_R，T，2和t_R，T，3分别从中继站的第二天线处发射。

在612中，从所述中继站发射的符号序列在两个连续的符号间隙t_D，T，1和t_D，T，2在目的站的天线处被接收。在目的站，由信号r_D，T，1和r_D，T，2组成的符号序列在间隙t_D，T，1和t_D，T，2期间被分别接收，且可表示为：

$\left[\begin{array}{c}{r}_{D,T,1}\\ r_{D,T,2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_{D,1}{r}_{1,R,T}+h_{D,2}{r}_{2,R,T}+v_{1,D}\\ h_{D,1}{r}_{2,R,T}^{*}-h_{D,2}{r}_{1,R,T}^{*}+v_{2,D}\end{array}\right]$

h_D，1是中继站的第一天线和目的站之间的信道系数，而h_D，2是中继站的第二天线和目的站之间的信道系数。v_1，D和v_2，D分别表示出现在目的站处信号r_D，T，1和r_D，T，2中的附加噪声。

在614中，表示产品信道特征的信道状态信息(CSI)参数h_P，1、h_P，2从r_D，T，1和r_D，T，2中估计而来。

$\left[\begin{array}{c}{r}_{D,T,1}\\ r_{D,T,2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_{D,1}{h}_{1,S}+h_{D,2}{h}_{2,S}+(h_{D,1}{n}_{1,T}+h_{D,2}{n}_{2,T}+v_{1,D})\\ h_{D,1}{h}_{2,S}^{*}-h_{D,2}{h}_{1,S}^{*}+(h_{D,1}{n}_{2,T}^{*}+h_{D,2}{n}_{1,T}^{*}+v_{2,D})\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}{h}_{P,1}+{\tilde{v}}_{1,D}\\ h_{P,2}+{\tilde{v}}_{2,D}\end{array}\right]$

其他实施例也可在602中使用x＝-1的一信息符号值，在这种情况下，应对r_D，T，1和r_D，T，2的值求负值。其他实施例也可多次重复信道训练和估计602至614。在这种情况下，信道状态信息(CSI)参数h_P，1和h_P，2可采用经估计的多个信道状态信息(CSI)参数的均值。

使用编码方案1的ASTC发射

图5是提供ASTC发射概况的流程图。

在502中，由x₁和x₂表示的信息符号被配置从源站发射。x₁和x₂可以是来自所述帧结构700的有效载荷序列706。获得x₂的复共轭作为

x₁和

接着被配置以形成符号序列w。

$w=\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_2^{*}\end{array}\right]$

在504中，激活源站至中继站的链接。源站在两个连续符号间隙t_S，1和t_S，2发射符号序列w。符号x₁在t_S，1发射，而符号

在t_S，2发射。该发射使用源站的天线进行。

在506中，发射自源站的符号序列在两个连续符号间隙t_R，1和t_R，2在中继站的两个天线处被接收。在第一天线处，由信号r_R，11和r_R，12组成的符号序列在间隙t_R，1和t_R，2期间被分别接收。在第二天线处，由信号r_R，21和r_R，22组成的符号序列在间隙t_R，1和t_R，2期间被分别接收。

由第一和第二天线所接收的信号可由一矩阵r_R表示，其中

$r_R=\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,11}& r_{R,12}\\ r_{R,21}& r_{R,22}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}{h}_{1,S}\\ h_{2,S}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_2^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{12}\\ n_{21}& n_{22}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}{x}_1+n_{11}& h_{1,S}{x}_2^{*}+n_{12}\\ h_{2,S}{x}_1+n_{21}& h_{2,S}{x}_2^{*}+n_{22}\end{array}\right]$

h_1，S是源站和中继站的第一天线之间的信道系数，而h_2，S是源站和中继站的第二天线之间的信道系数。n_ij表示出现在第j时间第i天线处的附加噪声。

在508中，中继通过在模拟域中处理r_R而获得一符号序列U，其中

$U=\left[\begin{array}{c}{u}_1\\ u_2\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}& h_{2,S}^{*}\\ h_{2,S}& -h_{1,S}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{11}+n_{22}^{*}\\ n_{21}-n_{12}^{*}\end{array}\right]$

在u的运算中，运算r_R，22的一个复共轭，且以

表示。运算r_R，12的一个经求负值的复共轭，且以表示。接着结合r_R，11和

以形成u₁。结合r_R，21和

以形成u₂，其中

$u_1=r_{R,11}+r_{R,22}^{*}$

$=h_{1,S}{x}_1+h_{2,S}^{*}{x}_2+(n_{11}+n_{22}^{*})$

$u_2=r_{R,21}-r_{R,12}^{*}$

$=h_{2,S}{x}_1-h_{1,S}^{*}{x}_2+(n_{21}-n_{12}^{*})$

可接着将符号序列u中的成分配置为Y，从中继站发射。较佳的，Y可以用Alamouti编码为

$Y=\left[\begin{array}{cc}{y}_{11}& y_{12}\\ y_{21}& y_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{u}_1& u_2^{*}\\ u_2& -u_1^{*}\end{array}\right]$

在510中，符号y₁₁和y₁₂在两个连续的符号间隙t_R，3和t_R，4从中继站的第一天线处被分别发射。符号y₂₁和y₂₂在两个连续的符号间隙t_R，3和t_R，4从中继站的第二天线处被分别发射。

在512中，发射自中继站的符号序列在两个连续的符号间隙t_D，1和t_D，2在目的站的天线处被接收。在目的站，由信号r_D，1和

组成的符号序列在间隙t_D，1和t_D，2期间被分别接收，并且可以表示为

$\left[\begin{array}{c}{r}_{D,1}\\ r_{D,2}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_1\\ u_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2^{*}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right](\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}& h_{2,S}^{*}\\ h_{2,S}& -h_{1,S}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{11}+n_{22}^{*}\\ n_{21}-n_{12}^{*}\end{array}\right])+\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2^{*}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}& h_{2,S}^{*}\\ h_{2,S}& -h_{1,S}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+(\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{n}_{11}+n_{22}^{*}\\ n_{21}-n_{12}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2^{*}\end{array}\right]$

h_D，1是中继站的第一天线和目的站之间的信道系数，而h_D，2是中继站的第二天线和目的站之间的信道系数。v₁和v₂分别表示出现在目的站信号r_D，1和

中的附加噪声。

表示r_D，2的共轭。

在514中，一产品信道矩阵H_P被定义为

$H_P=\left[\begin{array}{cc}{h}_{P,1}& h_{P,2}\\ -h_{P,2}^{*}& h_{P,1}^{*}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}& h_{2,S}^{*}\\ h_{2,S}& -h_{1,S}^{*}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}{h}_{1,S}+h_{D,2}{h}_{2,S}& h_{D,1}{h}_{2,S}^{*}-h_{D,2}{h}_{1,S}^{*}\\ h_{D,1}^{*}{h}_{2,S}-h_{D,2}^{*}{h}_{1,S}& -h_{D,1}^{*}{h}_{1,S}^{*}-h_{D,2}^{*}{h}_{2,S}^{*}\end{array}\right]$

信息符号和

的估计值可接着使用如下的一线性操作而获得

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{x}}_1\\ {\tilde{x}}_2\end{array}\right]=H_P^H\left[\begin{array}{c}{r}_{D,1}\\ r_{D,2}^{*}\end{array}\right]$

$=({\left|h_{P,1}\right|}^2+{\left|h_{P,2}\right|}^2)\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\tilde{v}}_1\\ {\tilde{v}}_2\end{array}\right]$

其中

|h_P，1|²+|h_P，2|²＝(|h_D，1|²+|h_D，2|²)(|h_1，S|²+|h_2，S|²)

＝|h_D，1h_1，S|²+|h_D，2h_2，S|²+|h_D，1h_2，S|²+|h_D，2h_1，S|²

及

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{v}}_1\\ {\tilde{v}}_2\end{array}\right]=({\left|h_{D,1}\right|}^2+{\left|h_{D,2}\right|}^2)\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}^{*}& h_{2,S}\\ h_{2,S}^{*}& -h_{1,S}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{n}_{11}+n_{22}^{*}\\ n_{21}-n_{12}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}^{*}& -h_{D,2}\\ h_{D,2}^{*}& h_{D,1}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2^{*}\end{array}\right]$

h_P，1和h_P，2是表示在信道训练和估计期间被估计的产品信道特征的信道状态信息(CSI)参数。

表示H_P的共轭转置。

编码方案2

下面使用图6描述根据所述范例实施例的另一编码方案。

使用编码方案2的信道训练和估计

图6所示为根据所述范例实施例的信道训练和估计的方法，能够实现对在目的站解码所需要的信道状态信息(CSI)参数h_P，1、h_P，2的估计。所述CSI参数使用在中继站处只需模拟处理的一训练结构和信道估计协议来获得。

在602中，由x表示的一信息符号被配置从源站发射。x被选取为符号值1。形成表示训练序列的一符号序列w，其中

w＝[x]

在604中，激活源站至中继站的链接。源站在一符号间隙t_S，T，1将所述符号序列w发射。此发射使用在源站的单一天线进行。

在606中，发射自源站的符号序列在符号间隙t_R，T，1在中继站的两个天线处被接收。在第一天线处，接收由信号r_1，R，T组成的符号序列。在第二天线处，接收由信号r_2，R，T组成的符号序列。

r_1，R，T＝h_1，S+n_1，T

r_2，R，T＝h_2，S+n_2，T

h_1，S是源节点和中继节点的第一天线之间的信道系数，而h_2，S是源节点和中继节点的第二天线之间的信道系数。n_1，T表示出现在第一天线处的附加噪声。n_2，T表示出现在第二天线处的附加噪声。

在608中，接着可将来自第一天线的符号序列r_1，R，T和来自第二天线的符号序列r_2，R，T配置为Y，从中继站发射，其中

$Y=\left[\begin{array}{cccc}{y}_{11}& y_{12}& y_{13}& y_{14}\\ y_{21}& y_{22}& y_{23}& y_{24}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{r}_{1,R,T}& r_{2,R,T}^{*}& 0& 0\\ 0& 0& r_{2,R,T}& -r_{1,R,T}^{*}\end{array}\right]$

在610中，符号y₁₁、y₁₂、y₁₃和y₁₄在四个连续的符号间隙t_R，T，2、t_R，T，3、t_R，T，4和t_R，T，5从中继站的第一天线处被分别发射。符号y₂₁、y₂₂、y₂₃和y₂₄在两个连续的符号间隙t_R，T，2、t_R，T，3、t_R，T，4和t_R，T，5从中继站的第二天线处被分别发射。

在612中，发射自中继站的符号序列在四个连续的符号间隙t_D，T，1、t_D，T，2、t_D，T，3和t_D，T，4在目的站的天线处被接收。在目的站，由信号r_D，T，1、r_D，T，2、r_D，T，3和r_D，T，4组成的符号序列在间隙t_D，T，1、t_D，T，2、t_D，T，3和t_D，T，4期间被分别接收，并且可以被表示为

$r_{D,T,1}=h_{D,1}{r}_{1,R,T}+v_{1,D}$

$={\tilde{h}}_{P,11}$

$r_{D,T,2}^{*}=h_{D,1}^{*}{r}_{2,R,T}+v_{2,D}^{*}$

$={\tilde{h}}_{P,22}$

$r_{D,T,3}=h_{D,2}{r}_{2,R,T}+v_{3,D}$

$={\tilde{h}}_{P,12}$

$r_{D,T,4}^{*}=-h_{D,2}^{*}{r}_{1,R,T}+v_{4,D}^{*}$

$={\tilde{h}}_{P,21}$

h_D，1是中继站的第一天线和目的站之间的信道系数，而h_D，2是中继站的第二天线和目的站之间的信道系数。v_1，D、v_2，D、v_3，D和v_4，D分别表示出现在目的站的信号r_D，T，1、r_D，T，2、r_D，T，3和r_D，T，4中的附加噪声。

在614中，表示产品信道特征的信道状态信息(CSI)参数从r_D，T，1、r_D，T，2、r_D，T，3和r_D，T，4中估计而来。

$H_P=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_{P,11}& {\tilde{h}}_{P,12}\\ {\tilde{h}}_{P,21}& {\tilde{h}}_{P,22}\end{array}\right]$

其他实施例也可以在602中使用x＝-1的一信息符号值，在这种情况下，应对r_D，T，1、r_D，T，2、r_D，T，3和r_D，T，4的值取负值。

其他实施例也可多次重复信道训练和估计602至614。在这种情况下，信道状态信息(CSI)参数H_P可采用经估计的多个信道状态信息(CSI)参数的均值。

使用编码方案2的ASTC发射

使用此方案的ASTC发射将再次参照图5予以描述。

在502中，由x₁和x₂表示的两个信息符号被配置从源站发射。x₁和x₂可来自所述帧结构的有效载荷序列。x₁和x₂被配置以形成符号序列w，其中

$w=\left[\begin{array}{cc}{w}_1& w_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]$

即

w₁＝x₁+x₂

w₂＝x₁-x₂

w₁是由x₁和x₂相加而得，而w₂是由x₁和x₂相减而得。

在504中，激活源站至中继站的链接。源站在两个连续的符号间隙t_S，1和t_S，2发射符号序列w。符号w₁在t_S，1被发射，而符号w₂在t_S，2被发射。此发射使用源站的天线进行。

在506中，发射自源站的符号序列在两个连续符号间隙t_R，1和t_R，2在中继站的两个天线处被接收。在第一天线处，由信号r_R，11和r_R，12组成的符号序列在间隙t_R，1和t_R，2期间被分别接收。在第二天线处，由信号r_R，21和r_R，22组成的符号序列在间隙t_R，1和t_R，2期间被分别接收。

由第一和第二天线所接收的信号可由一矩阵r_R表示，其中

$r_R=\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,11}& r_{R,12}\\ r_{R,21}& r_{R,22}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}{h}_{1,S}\\ h_{2,S}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{w}_1& w_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{12}\\ n_{21}& n_{22}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}(x_1+x_2)+n_{11}& h_{1,S}(x_1-x_2)+n_{12}\\ h_{2,S}(x_1+x_2)+n_{21}& h_{2,S}(x_1-x_2)+n_{22}\end{array}\right]$

h_1，S是源站和中继站的第一天线之间的信道系数，而h_2，S是源站和中继站的第二天线之间的信道系数。n_ij表示出现在第j时间第i天线处的附加噪声。

在508中，中继站通过在模拟域中处理r_R而获得一符号序列U，其中

$U=\left[\begin{array}{c}{u}_1\\ u_2\end{array}\right]$

且

u₁＝r_R，11+r_R，12

＝2h_1，Sx₁+(n₁₁+n₁₂)

u₂＝r_R，21+r_R，22

＝2h_2，Sx₂+(n₂₁-n₂₂)

可接着将符号序列u中的成分配置为Y，从中继站发射。较佳地，Y可以用Alamouti编码为

$Y=\left[\begin{array}{cc}{y}_{11}& y_{12}\\ y_{21}& y_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{u}_1& u_2^{*}\\ u_2& {-u}_1^{*}\end{array}\right]$

在510中，符号y₁₁和y₁₂在两个连续的符号间隙t_R，3和t_R，4从中继站的第一天线处被分别发射。符号y₂₁和y₂₂在两个连续的符号间隙t_R，3和t_R，4从中继站的第二天线处被分别发射。

在512中，发射自中继站的符号序列在两个连续的符号间隙t_D，1和t_D，2在目的站的天线处被接收。在目的站，由信号r_D，1和

组成的符号序列在间隙t_D，1和t_D，2期间被分别接收，并且可以被表示为

$\left[\begin{array}{c}{r}_{D,1}\\ r_{D,2}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_1\\ u_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2^{*}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right](2\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}& 0\\ 0& h_{2,S}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{11}+n_{22}^{*}\\ n_{21}-n_{12}^{*}\end{array}\right])+\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2^{*}\end{array}\right]$

$=2\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}& 0\\ 0& h_{2,S}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{h}_{D,1}(n_{11}+n_{22}^{*})+h_{D,2}(n_{21}-n_{12}^{*})+v_1\\ -h_{D,2}^{*}(n_{11}+n_{22}^{*})+h_{D,1}^{*}(n_{21}-n_{12}^{*})+v_2^{*}\end{array}\right]$

h_D，1是中继站的第一天线和目的站之间的信道系数，而h_D，2是中继站的第二天线和目的站之间信道系数。

表示r_D，2的共轭。v₁和v₂分别表示出现在目的站的信号r_D，1和

中的附加噪声。

在514中，信息信号

和

的估计值可接着使用如下的一线性操作而获得

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{x}}_1\\ {\tilde{x}}_2\end{array}\right]=H_P^H\left[\begin{array}{c}{r}_{D,1}\\ r_{D,2}^{*}\end{array}\right]$

$=2({\left|h_{D,1}\right|}^2+{\left|h_{D,2}\right|}^2)\left[\begin{array}{c}{\left|h_{1,S}\right|}^2{x}_1\\ {\left|h_{2,S}\right|}^2{x}_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\tilde{v}}_1\\ {\tilde{v}}_2\end{array}\right]$

H_P是表示产品信道特征的信道训练和估计期间经估计的信道状态信息(CSI)参数。所述产品信道矩阵H_P是

$H_P=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_{P,11}& {\tilde{h}}_{P,12}\\ {\tilde{h}}_{P,21}& {\tilde{h}}_{P,22}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}& 0\\ 0& h_{2,S}\end{array}\right]$

编码方案3

下面参照图6描述第二个替代编码方法。

使用编码方案3的信道训练和估计

图6所示为根据范例实施例的信道训练和估计的方法，能够实现对在目的站解码所需要的信道状态信息(CSI)参数h_P，1、h_P，2的估计。所述CSI参数使用在中继站处只需模拟处理的一训练结构和信道估计协议来获得。

在602中，由x表示的一信息符号被配置从源站发射。x被选取为符号值1。形成表示训练序列的一符号序列w，其中

w＝[x]

在604中，激活源站至中继站的链接。源站在一符号间隙t_S，T，1将所述符号序列w发射。此发射使用在源站的单一天线进行。

在606中，发射自源站的符号序列在符号间隙t_R，T，1在中继站的两个天线处被接收。在第一天线处，接收由信号r_1，R，T组成的符号序列。在第二天线处，接收由信号r_2，R，T组成的符号序列。

r_1，R，T＝h_1，S+n_1，T

r_2，R，T＝h_2，S+n_2，T

h_1，S是源站和中继站第一天线之间的信道系数，而h_2，S是源站和中继站第二天线之间的信道系数。n_ij表示出现在第j时间第i天线处的附加噪声。

在608中，接着可将来自第一天线的符号序列r_1，R，T和来自第二天线的符号序列r_2，R，T配置为Y，从中继站发射，其中

$Y=\left[\begin{array}{cccc}{y}_{11}& y_{12}& y_{13}& y_{14}\\ y_{21}& y_{22}& y_{23}& y_{24}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{r}_{1,R,T}& r_{1,R,T}& -r_{2,R,T}^{*}& r_{2,R,T}^{*}\\ -r_{2,R,T}& r_{2,R,T}& -r_{1,R,T}^{*}& -r_{1,R,T}^{*}\end{array}\right]$

在610中，符号y₁₁、y₁₂、y₁₃和y₁₄在四个连续的符号间隙t_R，T，2、t_R，T，3、t_R，T，4和t_R，T，5从中继站的第一天线处被分别发射。符号y₂₁、y₂₂、y₂₃和y₂₄在四个连续的符号间隙t_R，T，2、t_R，T，3、t_R，T，4和t_R，T，5从中继站的第二天线处被分别发射。

必须执行下面的操作以获得y₁₁、y₁₂、y₁₃和y₁₄，且将它从第一天线发射：

●在第一和第二符号间隙，即t_R，T，2和t_R，T，3，将在第一天线处接收的信号即r_1，R，T发射至目的站；

●在第三符号间隙即t_R，T，4，将在第二天线处接收的信号的负共轭即

发射至目的站；

●在第四信号间隙即t_R，T，5，将在第二天线处接收的信号的共轭即

发射至目的站。

必须执行下面的操作以获得y₂₁、y₂₂、y₂₃和y₂₄，且将它从第二天线发射：

●在第一符号间隙即t_R，T，2，将在第二天线处接收的信号的负值即-r_2，R，T发射至目的站；

●在第二符号间隙即t_R，T，3，将在第二天线处接收的信号即r_2，R，T发射至目的站；

●在第三和第四符号间隙即t_R，T，4和t_R，T，5，将在第一天线处接收的信号的负共轭即

发射至目的站；

在612中，发射自中继站的符号序列在四个连续符号间隙t_D，T，1、t_D，T，2、t_D，T，3和t_D，T，4在目的站的天线处被接收。在目的站，由信号r_D，T，1、r_D，T，2、r_D，T，3和r_D，T，4组成的符号序列在间隙t_D，T，1、t_D，T，2、t_D，T，3和t_D，T，4期间被接收。

在614中，表示产品信道特征的信道状态信息(CSI)参数H_P从而由r_D，T，1、r_D，T，2、r_D，T，3和r_D，T，4估计为

$\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_{P,11}& {\tilde{h}}_{P,12}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{r}_{D,T,1}& r_{D,T,2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& -1\\ 1& 1\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_{P,22}& {\tilde{h}}_{P,21}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{r}_{D,T,3}^{*}& r_{D,T,4}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}-1& 1\\ 1& 1\end{array}\right]$

其中

$H_P=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_{P,11}& {\tilde{h}}_{P,12}\\ {\tilde{h}}_{P,21}& {\tilde{h}}_{P,22}\end{array}\right]$

其他实施例也可在602中使用x＝-1的一信息符号值，在这种情况下，应对r_D，T，1、r_D，T，2、r_D，T，3和r_D，T，4的值求负值。

其他实施例也可多次重复信道训练和估计602至614。在这种情况下，信道状态信息(CSI)参数H_P可采用经估计的多个信道状态信息(CSI)参数的均值。

使用编码方案3的ASTC发射

可以用与编码方案2相同的方式完成信息的ASTC发射。

编码方案4

下面使用图6描述根据范例实施例的第三个替代编码方案。

使用编码方案4的信道训练和估计

图6所示为根据范例实施例的信道训练和估计的方法，能够实现对用于目的站解码所需的信道状态信息(CSI)参数H_P的估计，其中

$H_P=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_{P,11}& {\tilde{h}}_{P,12}\\ {\tilde{h}}_{P,21}& {\tilde{h}}_{P,22}\end{array}\right]=(h_{1,S}+h_{2,S})\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right]$

所述CSI参数使用在中继站处只需模拟处理的一训练结构和信道估计协议来获得。

在602中，由x表示的一信息符号被配置从源站发射。x被选取为符号值1。形成表示训练序列的一符号序列w，其中

w＝[x]

在604中，激活源站至中继站的链接。源站在一符号间隙t_S，T，1将所述符号序列w发射。此发射使用在源站的单一天线进行。

在606中，发射自源站的符号序列在符号间隙t_R，T，1在中继站的两个天线处被接收。在第一天线处，接收由信号r_1，R，T组成的符号序列。在第二天线处，接收由信号r_2，R，T组成的符号序列。

r_1，R，T＝h_1，S+n_1，T

r_2，R，T＝h_2，S+n_2，T

h_1，S是源站和中继站第一天线之间的信道系数，而h_2，S是源站和中继站第二天线之间的信道系数。n_ij表示出现在第j时间第i天线处的附加噪声。

在608中，接着可结合来自第一天线的符号序列r_1，R，T和来自第二天线的符号序列r_2，R，T以形成u_T，其中

u_T＝r_1，R，T+r_2，R，T

＝(h_1，S+h_2，S)+(n_1，T+n_2，T)

接着将u_T配置为Y，从中继站发射，其中

$Y=\left[\begin{array}{cccc}{y}_{11}& y_{12}& y_{13}& y_{14}\\ y_{21}& y_{22}& y_{23}& y_{24}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{u}_T& -u_T& u_T^{*}& u_T^{*}\\ -u_T^{*}& -u_T^{*}& u_T& -u_T\end{array}\right]$

在610中，符号y₁₁、y₁₂、y₁₃和y₁₄在四个连续的符号间隙t_R，T，2、t_R，T，3、t_R，T，4和t_R，T，5从中继站的第一天线处被分别发射。符号y₂₁、y₂₂、y₂₃和y₂₄在两个连续的符号间隙t_R，T，2、t_R，T，3、t_R，T，4和t_R，T，5从中继站的第二天线处被分别发射。

在612中，发射自中继站的符号序列在四个连续的符号间隙t_D，T，1、t_D，T，2、t_D，T，3和t_D，T，4在目的站的天线处被接收。在目的站，由信号r_D，T，1、r_D，T，2、r_D，T，3和r_D，T，4组成的符号序列在间隙t_D，T，1、t_D，T，2、t_D，T，3和t_D，T，4期间被分别接收。

在614中，表示产品信道特征的信道状态信息(CSI)参数h_P，11、h_P，12、h_P，11和h_P，12从r_D，T，1、r_D，T，2、r_D，T，3和r_D，T，4估计而来。

${\tilde{h}}_{P,11}=\frac{1}{2}(r_{D,T,1}-r_{D,T,2})$

${\tilde{h}}_{P,12}=\frac{1}{2}(r_{D,T,3}-r_{D,T,4})$

${\tilde{h}}_{P,21}=\frac{1}{2}{(r_{D,T,1}+r_{D,T,2})}^{*}$

${\tilde{h}}_{P,22}=\frac{1}{2}{(r_{D,T,3}+r_{D,T,4})}^{*}$

其他实施例也可在602中使用x＝-1的一信息符号值，在这种情况下，应对r_D，T，1和r_D，T，2的值求负值。

其他实施例也可多次重复信道训练和估计602至614。在这种情况下，信道状态信息(CSI)参数H_P可采用经估计的多个信道状态信息(CSI)参数的均值。

使用编码方案4的ASTC发射

使用此方案的ASTC发射将再次参考图5予以描述。

在502中，由x₁和x₂表示的两个信息符号被配置从源站发射。x₁和x₂可来自所述帧结构的有效载荷序列。x₁和x₂被配置以形成符号序列w。

w＝[x₁  x₂]

在504中，激活源站至中继站的链接。源站在两个连续的符号间隙t_S，1和t_S，2发射符号序列w。符号x₁在t_S，1被发射，而符号x₂在t_S，2被发射。此发射使用源站的天线进行。

在506中，发射自源站的符号序列在两个连续的符号间隙t_R，1和t_R，2在中继站的两个天线处被接收。在第一天线处，由信号r_R，11和r_R，12组成的符号序列在间隙t_R，1和t_R，2期间被分别接收。在第二天线处，由信号r_R，21和r_R，22组成的符号序列在间隙t_R，1和t_R，2期间被分别接收。

由第一和第二天线接收的信号可由一矩阵r_R表示，其中

$r_R=\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,11}& r_{R,12}\\ r_{R,21}& r_{R,22}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}{h}_{1,S}\\ h_{2,S}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{12}\\ n_{21}& n_{22}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}{x}_1+n_{11}& h_{1,S}{x}_2+n_{12}\\ h_{2,S}{x}_1+n_{21}& h_{2,S}{x}_2+n_{22}\end{array}\right]$

h_1，S是源站和中继站的第一天线之间的信道系数，而h_2，S是源站和中继站的第二天线之间的信道系数。n_ij表示出现在第j时间第i天线的附加噪声。

在508中，中继站通过在模拟域处理r_R得到一符号序列U，其中

$U=\left[\begin{array}{c}{u}_1\\ u_2\end{array}\right]$

且

u₁＝r_R，11+r_R，21

＝(h_1，S+h_2，S)x₁+(n₁₁+n₂₁)

u₂＝r_R，12+r_R，22

＝(h_1，S+h_2，S)x₂+(n₁₂+n₂₂)

可接着将符号序列u的成分配置为Y，从中继站发射。较佳地，Y可以用Alamouti编码为

$Y=\left[\begin{array}{cc}{y}_{11}& y_{12}\\ y_{21}& y_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{u}_1& u_2^{*}\\ u_2& -u_1^{*}\end{array}\right]$

在510中，符号y₁₁和y₁₂在两个连续的符号间隙t_R，3和t_R，4从中继站的第一天线处被分别发射。符号y₂₁和y₂₂在两个连续的符号间隙t_R，3和t_R，4从中继站的第二天线处被分别发射。

在512中，发射自中继站的符号序列在两个连续的符号间隙t_D，1和t_D，2在目的站的天线处被接收。在目的站，由信号r_D，1和组成的符号序列在间隙t_D，1和t_D，2期间被分别接收，且可以表示为

$\left[\begin{array}{c}{r}_{D,1}\\ r_{D,2}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_1\\ u_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2^{*}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right]((h_{1,S}+h_{2,S})\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{21}\\ n_{12}& n_{22}\end{array}\right])+\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2^{*}\end{array}\right]$

$=(h_{1,S}+h_{2,S})\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+(\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\\ -h_{D,2}^{*}& h_{D,1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{21}\\ n_{12}& n_{22}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2^{*}\end{array}\right])$

h_D，1是中继站的第一天线和目的站之间的信道系数，而h_D，2是中继站的第二天线和目的站之间的信道系数。v₁和v₂分别表示出现在目的站的信号r_D，1和

中的附加噪声。

表示r_D，2的共轭。

在514中，接着信息符号

和

的估计可使用如下的一线性操作而获得

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{x}}_1\\ {\tilde{x}}_2\end{array}\right]={(h_{1,S}+h_{2,S})}^{*}\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}^{*}& -h_{D,2}\\ h_{D,2}^{*}& h_{D,1}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{r}_{D,1}\\ r_{D,2}^{*}\end{array}\right]$

$={|h_{1,S}+h_{2,S}|}^2({\left|h_{D,1}\right|}^2+{\left|h_{D,2}\right|}^2)\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\tilde{v}}_1\\ {\tilde{v}}_2\end{array}\right]$

其中

${\tilde{v}}_1={(h_{1,S}+h_{2,S})}^{*}({\left|h_{D,1}\right|}^2+{\left|h_{D,2}\right|}^2)(n_{11}+n_{21})+{(h_{1,S}+h_{2,S})}^{*}(h_{D,1}{v}_1+h_{D,2}{v}_2^{*})$

${\tilde{v}}_2={(h_{1,S}+h_{2,S})}^{*}({\left|h_{D,1}\right|}^2+{\left|h_{D,2}\right|}^2)(n_{12}+n_{22})+{(h_{1,S}+h_{2,S})}^{*}(-h_{D,2}^{*}{v}_1+h_{D,1}^{*}{v}_2^{*})$

编码方案5

下面使用图6描述根据范例实施例的第四个替代编码方案。

使用编码方案5的信道训练和估计

图6所示为根据范例实施例的信道训练和估计的方法，能够实现对用于目的站解码所需的信道状态信息(CSI)参数的估计。所述CSI参数使用在中继站处只需模拟处理的一训练结构和信道估计协议来获得。

在602中，形成表示所述训练序列的一符号序列w，其中

w＝[x₁  x₂]＝[1  -1]

在604中，源站在两个符号间隙t_S，T，1和t_S，2，T发射符号序列w。此发射使用源站的单一天线进行。

在606中，发射自源站的符号序列在中继站的两个天线处被接收。在第一天线处，由信号r_11，R，T和r_12，R，T组成的符号序列在符号间隙t_R，T，1和t_R，T，2被分别接收。在第二天线处，由信号r_21，R，T和r_22，R，T组成的符号序列在符号间隙t_R，T，1和t_R，T，2被分别接收。

$r_{R,T}=\left[\begin{array}{cc}{r}_{11,R,T}& r_{12,R,T}\\ r_{21,R,T}& r_{22,R,T}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}& -h_{1,S}\\ h_{2,S}& -h_{2,S}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{12}\\ n_{21}& n_{22}\end{array}\right]$

h_1，S是源站和中继站第一天线之间的信道系数，而h_2，S是源站和中继站第二天线之间的信道系数。n_ij表示出现在第j时间第i天线的附加噪声。

在608中，接着可将r_R，T中的符号序列配置为Y，从中继站发射，其中

$Y=\left[\begin{array}{cc}{y}_{11}& y_{12}\\ y_{21}& y_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{r}_{11,R,T}& r_{12,R,T}\\ -r_{21,R,T}^{*}& r_{22,R,T}^{*}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}& -h_{1,S}\\ -h_{2,S}^{*}& -h_{2,S}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{12}\\ n_{22}^{*}& -n_{21}^{*}\end{array}\right]$

在610中，符号y₁₁和y₁₂在两个连续的符号间隙t_R，T，2和t_R，T，3从中继站的第一天线处被分别发射。符号y₂₁和y₂₂在两个连续的符号间隙t_R，T，2和t_R，T，3从中继站的第二天线处被分别发射。

换句话说，在中继站，对于两个符号间隙的每个训练期，在第一天线处接收的序列不做任何进一步处理地从第一天线发射至目的站。对于在第二天线处接收的序列，在从所述第二天线发射至目的站之前，对所述序列的第一个符号求负值和共轭，且在从所述第二天线发射至目的站之前，对所述序列的第二个符号求共轭。

在612中，发射自中继站的符号序列在两个连续符号间隙t_D，T，1和t_D，T，2在目的站的天线处被接收。在目的站，由信号r_D，T，1和r_D，T，2组成的符号序列在间隙t_D，T，1和t_D，T，2期间被分别接收，且可以被表示为

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}& -h_{1,S}\\ -h_{2,S}^{*}& -h_{2,S}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{12}\\ n_{22}^{*}& -n_{21}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{v}_{1,D}& v_{2,D}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}{h}_{1,S}& h_{D,2}{h}_{2,S}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& -1\\ -1& -1\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{12}\\ n_{22}^{*}& -n_{21}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{v}_{1,D}& v_{2,D}\end{array}\right]$

h_D，1是中继站的第一天线和目的站之间的信道系数，而h_D，2是中继站的第二天线和目的站之间的信道系数。v_1，D和v_2，D分别表示出现在信号r_D，T，1和r_D，T，2中的附加噪声。

在614中，表示产品信道特征的信道状态信息(CSI)参数h_P，1和h_P，2可由r_D，T，1和r_D，T，2估计为

${\tilde{h}}_{P,1}=\frac{1}{2}(r_{D,T,1}-r_{D,T,2})$

${\tilde{h}}_{P,2}=-\frac{1}{2}(r_{D,T,1}+r_{D,T,2})$

其他实施例也可多次重复信道训练和估计602至614。在这种情况下，信道状态信息(CSI)参数和

可采用经估计的多个信道状态信息(CSI)参数的均值。

使用编码方案5的ASTC发射

根据此方案的ASTC发射方法将再次参考图5予以描述。

在502中，由x₁和x₂表示的两个信息符号被配置从源站发射。x₁和x₂可来自所述帧结构的有效载荷序列。x₁和x₂接着被配置以形成符号序列w。

w＝[x₁  x₂]

在504中，激活源站至中继站的链接。源站在两个连续的符号间隙t_S，1和t_S，2发射符号序列w。符号x₁在t_S，1被发射，而符号x₂在t_S，2被发射。此发射使用源站的天线进行。

在506中，发射自源站的符号序列在两个连续的符号间隙t_R，1和t_R，2在中继站的两个天线处被接收。在第一天线处，由信号r_R，11和r_R，12组成的符号序列在间隙t_R，1和t_R，2期间被分别接收。在第二天线处，由信号r_R，21和r_R，22组成的符号序列在间隙t_R，1和t_R，2期间被分别接收。

由第一和第二天线接收的信号可由一矩阵r_R表示，其中

$r_R=\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,11}& r_{R,12}\\ r_{R,21}& r_{R,22}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}{h}_{1,S}\\ h_{2,S}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{12}\\ n_{21}& n_{22}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}{x}_1+n_{11}& h_{1,S}{x}_2+n_{12}\\ h_{2,S}{x}_1+n_{21}& h_{2,S}{x}_2+n_{22}\end{array}\right]$

h_1，S是源站和中继站的第一天线之间的信道系数，而h_2，S是源站和中继站的第二天线之间的信道系数。n_ij表示出现在第j时间第i天线的附加噪声。

在508中，接着可将信号r_R，11、r_R，12、r_R，21和r_R，22配置为Y，从中继站发射。较佳地，Y可以用Alamouti编码为

$Y=\left[\begin{array}{cc}{y}_{11}& y_{12}\\ y_{21}& y_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,11}& r_{R,12}\\ r_{R,22}^{*}& -r_{R,21}^{*}\end{array}\right]$

在510中，符号y₁₁和y₁₂在两个连续的符号间隙t_R，3和t_R，4从中继站的第一天线处被分别发射。符号y₂₁和y₂₂在两个连续的符号间隙t_R，3和t_R，4从中继站的第二天线处被分别发射。

换句话说，在第一天线处，接收的符号序列不做改变地被再发射，而在第二天线处，在信号被发射之前，执行下面的操作：

i.对接收的符号r_R，21和r_R，22求共轭；

ii.对奇数项的符号求负值，即

iii.反转偶数和奇数项符号的次序。

在模拟域中执行操作i至iii，一种范例是在射频电路中或者在模数转换器(ACDs)的输出处。

在512中，发射自中继站的符号序列在两个连续的符号间隙t_D，1和t_D，2在目的站的天线处被接收。在目的站，由信号r_D，1和r_D，2组成的符号序列在间隙t_D，1和t_D，2期间被分别接收，且可以表示为

$\left[\begin{array}{cc}{r}_{D,1}& r_{D,2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,11}& r_{R,12}\\ r_{R,22}^{*}& -r_{R,21}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{v}_1& v_2\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,S}{x}_1+n_{11}& h_{1,S}{x}_2+n_{12}\\ h_{2,S}^{*}{x}_2^{*}+n_{22}^{*}& -h_{2,S}^{*}{x}_1^{*}+n_{21}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{v}_1& v_2\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}{h}_{1,S}& h_{D,2}{h}_{2,S}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ x_2^{*}& -x_1^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}& h_{D,2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{12}\\ n_{22}^{*}& -n_{21}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{v}_1& v_2\end{array}\right]$

h_D，1是中继站的第一天线和目的站之间的信道系数，而h_D，2是中继站的第二天线和目的站之间的信道系数。v₁和v₂分别表示出现在目的站的信号r_D，1和r_D，2中的附加噪声。

接着得到信号r_D，1和r_D，2的结果为

$\left[\begin{array}{c}{r}_{D,1}\\ r_{D,2}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}{h}_{1,S}& h_{D,2}{h}_{2,S}^{*}\\ -h_{D,2}^{*}{h}_{2,S}& h_{D,1}^{*}{h}_{1,S}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{h}_{D,1}{n}_{11}+h_{D,2}{n}_{22}^{*}+v_1\\ h_{D,1}^{*}{n}_{12}^{*}-h_{D,2}^{*}{n}_{21}+v_2^{*}\end{array}\right]$

在514中，接着信息符号

和

的估计值可使用如下的一线性操作而获得

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{x}}_1\\ {\tilde{x}}_2^{*}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{h}_{D,1}{h}_{1,S}& h_{D,2}{h}_{2,S}^{*}\\ -h_{D,2}^{*}{h}_{2,S}& h_{D,1}^{*}{h}_{1,S}^{*}\end{array}\right]}^H\left[\begin{array}{c}{r}_{D,1}\\ r_{D,2}^{*}\end{array}\right]$

$=({\left|h_{D,1}\right|}^2{\left|h_{1,S}\right|}^2+{\left|h_{D,2}\right|}^2{\left|h_{2,S}\right|}^2)\left[\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\tilde{v}}_1\\ {\tilde{v}}_2\end{array}\right]$

其中

${\tilde{v}}_1=h_{D,1}^{*}{h}_{1,S}^{*}(h_{D,1}{n}_{11}+h_{D,2}{n}_{22}^{*}+v_1)-h_{D,2}{h}_{2,S}^{*}(h_{D,1}^{*}{n}_{12}^{*}-h_{D,2}^{*}{n}_{21}+v_2^{*})$

${\tilde{v}}_2=h_{D,2}{h}_{2,S}^{*}(h_{D,1}{n}_{11}+h_{D,2}{n}_{22}^{*}+v_1)-h_{D,1}{h}_{1,S}(h_{D,1}^{*}{n}_{12}^{*}-h_{D,2}^{*}{n}_{21}+v_2^{*})$

编码方案6

下面使用图6来描述第五个替代编码方案。

在所述编码方案中，帧结构将对帧头序列和训练序列具有如下的附加要求：

●两个源站所使用的帧头序列之间应具有尽可能低的互相关值，例如正交序列。

●两个源站所使用的训练序列之间应是正交的。这要求训练信号中的至少两个符号被源站所使用。例如，第一个源站可以发射w＝[1  1]，而第二个源站可以发射w＝[1  -1]。

在OFDM系统中采用此编码方案时，需要执行距离修正以将中继站接收的信号对准在循环前置码视窗中。

使用编码方案6的信道训练和估计

信道训练和估计可以与编码方案5相同的方式完成。

使用编码方案6的ASTC发射

参考图5描述根据此方案的ASTC发射的方法。

在502中，信息符号被配置从第一源站和第二源站发射。x_i，j表示在第j符号间隙期间从第i源站发射的信号。

在504中，激活第一源站和中继站的链接，以及第二源站和中继站的链接。在两个连续符号间隙t_S，1和t_S，2完成从两个源站至中继站的发射。第一源站在t_S，1发射符号x_1，1，在t_S，2发射符号x_1，2。第二源站在t_S，1发射符号x_2，1，在t_S，2发射符号x_2，2。

在506中，从两个源站发射的符号序列在两个连续的符号间隙t_R，1和t_R，2在中继站的两个天线处被接收。在第一天线处，由信号r_R，11和r_R，12组成的符号序列在间隙t_R，1和t_R，2期间被分别接收。在第二天线处，由信号r_R，21和r_R，22组成的符号序列在间隙t_R，1和t_R，2期间被分别接收。

假设完全同步，由第一和第二天线接收的符号可通过一矩阵r_R表示，其中

$r_R=\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,11}& r_{R,12}\\ r_{R,21}& r_{R,22}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}{h}_{\mathrm{1,1}}\\ h_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{x}_{\mathrm{1,1}}& x_{\mathrm{1,2}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{h}_{\mathrm{1,2}}\\ h_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{x}_{\mathrm{2,1}}& x_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{12}\\ n_{21}& n_{22}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{1,1}}{x}_{\mathrm{1,1}}+h_{\mathrm{1,2}}{x}_{\mathrm{2,1}}+n_{11}& h_{\mathrm{1,1}}{x}_{\mathrm{1,2}}+h_{\mathrm{1,2}}{x}_{\mathrm{2,2}}+n_{12}\\ h_{\mathrm{2,1}}{x}_{\mathrm{1,1}}+h_{\mathrm{2,2}}{x}_{\mathrm{2,1}}+n_{21}& h_{\mathrm{2,1}}{x}_{\mathrm{1,2}}+h_{\mathrm{2,2}}{x}_{\mathrm{2,2}}+n_{22}\end{array}\right]$

h_i，kj表示对应于中继站的第i天线和第k源站的信道系数。n_ij表示出现在第j时间第i天线处接收的信号中的附加噪声。

在508中，接着可将信号r_R，11、r_R，12、r_R，21和r_R，22配置为Y，从中继站发射。较佳地，Y可以用Alamouti编码为

$Y=\left[\begin{array}{cc}{y}_{11}& y_{12}\\ y_{21}& y_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,11}& r_{R,12}\\ r_{R,22}^{*}& -r_{R,21}^{*}\end{array}\right]$

用于此方案的编码方案与用于单方向中继的编码方案1至5的编码方案相似。这可具有优点：可在模拟域执行在中继节点的编码操作。

在510中，符号y₁₁和y₁₂在两个连续的符号间隙t_R，3和t_R，4从中继站的第一天线处被分别发射。符合y₂₁和y₂₂在两个连续的符号间隙t_R，3和t_R，4从中继站的第二天线处被分别发射。

换句话说，在第一天线处，接收的符号序列不做改变地被再发射，而在第二天线处，信号被发射之前，执行如下操作：

i.对接收的符号r_R，21和r_R，22求共轭；

ii.对奇数项符号求负值，即

iii.反转偶数和奇数项符号的次序。

可在模拟域中执行操作i至iii，一种范例是在射频电路中或者在模数转换器(ACDs)的输出处。

在512中，发射自中继站的符号序列在两个连续的符号间隙t_D，1和t_D，2在两个目的站的天线处被接收。假设是对称信道，接收的信号经过Alamouti编码，在每个目的站可表示为

$\left[\begin{array}{cc}{r}_{K,1}& r_{K,2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{1,K}& h_{2,K}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,11}& r_{R,12}\\ r_{R,22}^{*}& -r_{R,21}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{v}_{K,1}& v_{K,2}\end{array}\right]$

K＝1作为第一个目的站，而K＝2作为第二个目的站。根据所述范例实施例，第一目的站可以是与第一源站相同的节点，而第二目的站可以是与第二源站相同的节点。然而，熟悉技术的读者应当清楚，在本发明的范围内其他实施例也是可行的，例如两个源站是与目的站完全不同的节点。

在第一目的站，在减去与x_1，1和x_1，2相关的信号成分之后，即

其中

由信号r_1，1和r_1，2组成的符号序列在间隙t_D，1和t_D，2期间被分别接收，可以表示为

$\left[\begin{array}{cc}{r}_{\mathrm{1,1}}& r_{\mathrm{1,2}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{1,1}}& h_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{1,2}}{x}_{\mathrm{2,1}}+n_{11}& h_{\mathrm{1,2}}{x}_{\mathrm{2,2}}+n_{12}\\ h_{\mathrm{2,2}}^{*}{x}_{\mathrm{2,2}}^{*}+n_{22}^{*}& -h_{\mathrm{2,2}}^{*}{x}_{\mathrm{2,1}}^{*}-n_{21}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{v}_{\mathrm{1,1}}& v_{\mathrm{1,2}}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{1,1}}{h}_{\mathrm{1,2}}& h_{\mathrm{2,1}}{h}_{\mathrm{2,2}}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{x}_{\mathrm{2,1}}& x_{\mathrm{2,2}}\\ x_{\mathrm{2,2}}^{*}& -x_{\mathrm{2,1}}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{1,1}}& h_{\mathrm{2,1}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{12}\\ n_{22}^{*}& -n_{21}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{v}_{\mathrm{1,1}}& v_{\mathrm{1,2}}\end{array}\right]$

v_1，1和v_1，2分别表示为出现在信号r_1，1和r_1，2中的附加噪声。在第二目的站，在减去与x_2，1和x_2，2相关的信号成分之后，即其中

由信号r_2，1和r_2，2组成的符号序列在间隙t_D，1和t_D，2期间被分别接收，可以表示为

$\left[\begin{array}{cc}{r}_{\mathrm{2,1}}& r_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{1,2}}& h_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{1,1}}{x}_{\mathrm{1,1}}+n_{11}& h_{\mathrm{1,1}}{x}_{\mathrm{1,2}}+n_{12}\\ h_{\mathrm{2,1}}^{*}{x}_{\mathrm{1,2}}^{*}+n_{22}^{*}& -h_{\mathrm{2,1}}^{*}{x}_{\mathrm{1,1}}^{*}-n_{21}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{v}_{\mathrm{2,1}}& v_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{1,1}}{h}_{\mathrm{1,2}}& h_{\mathrm{2,1}}^{*}{h}_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{x}_{\mathrm{1,1}}& x_{\mathrm{1,2}}\\ x_{\mathrm{1,2}}^{*}& -x_{\mathrm{1,1}}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{h}_{\mathrm{1,2}}& h_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{n}_{11}& n_{12}\\ n_{22}^{*}& -n_{21}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{v}_{\mathrm{2,1}}& v_{\mathrm{2,2}}\end{array}\right]$

v_2，1和v_2，2分别表示为出现在信号r_2，1和r_2，2中的附加噪声。

使用符号r_K，1和r_K，2，并且以K＝1作为第一个目的站，而K＝2作为第二个目的站，信号r_K，1和r_K，2的结果为

$\left[\begin{array}{c}{r}_{K,1}\\ r_{K,2}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_{K,1}{h}_{1,K}& h_{K,2}{h}_{2,K}^{*}\\ -h_{K,2}^{*}{h}_{2,K}& h_{K,1}^{*}{h}_{1,K}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_{K,1}\\ x_{K,2}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{h}_{K,1}{n}_{11}+h_{K,2}{n}_{22}^{*}+v_{K,1}\\ h_{K,1}^{*}{n}_{12}^{*}-h_{K,2}^{*}{n}_{21}+v_{K,2}^{*}\end{array}\right]$

在514中，接着信息符号

和

的估计值可使用如下一线性操作得到

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{x}}_{K,1}\\ {\tilde{x}}_{K,2}^{*}\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{h}_{K,1}{h}_{1,K}& h_{K,2}{h}_{2,K}^{*}\\ -h_{K,2}^{*}{h}_{2,K}& h_{K,1}^{*}{h}_{1,K}^{*}\end{array}\right]}^H\left[\begin{array}{c}{r}_{K,1}\\ r_{K,2}^{*}\end{array}\right]$

$=({\left|h_{K,1}\right|}^2{\left|h_{1,K}\right|}^2+{\left|h_{K,2}\right|}^2{\left|h_{2,K}\right|}^2)\left[\begin{array}{c}{x}_{K,1}\\ x_{K,2}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\tilde{v}}_{K,1}\\ {\tilde{v}}_{K,2}\end{array}\right]$

其中

${\tilde{v}}_{K,1}=H_{K,1}^{*}{h}_{1,K}^{*}(h_{K,1}{n}_{11}+h_{K,2}{n}_{22}^{*}+v_{K,1})-h_{K,2}{h}_{2,K}^{*}(h_{K,1}^{*}{n}_{12}^{*}-h_{K,2}^{*}{n}_{21}+v_{K.2}^{*})$

${\tilde{v}}_{K,2}=h_{K,2}{h}_{2,K}^{*}(h_{K,1}{n}_{11}+h_{K,2}{n}_{22}^{*}+v_{K,1})+h_{K,1}{h}_{1,K}(h_{K,1}^{*}{n}_{12}^{*}-h_{K,2}^{*}{n}_{21}+v_{K,2}^{*})$

且[]^H是指执行一共轭转置。

循环前置码插入

帧结构700被配置用于多个符号的发射。可使用编码方案1至6中的任一个执行此发射。为了减轻由频率选择性衰落所导致的符号间干扰(ISI)的影响，在源站和/或中继站的发射器处对每个符号执行循环前置码插入。

图9所示为插入一循环前置码的方法。在902中，将被发射的信息包含于由x_n表示的N个字组成的一符号序列x₁中，其中n＝0...N-1，即

x₁＝[x₀ Λ x_n Λ x_N-1]

在904中，通过复制x₁的最后Ncp个字，创建长度为Ncp的一循环前置码CP

在906中，所述循环前置码CP被插入在x₁的前面，产生用于发射的结果符号x₂

符号共轭

为了如在ASTC方案中所进行的，在频域中执行共轭，可将由不具有循环前置码的x_A表示的一OFDM符号序列反转及共轭为时域符号以产生x_B。可使用下面的映射：

$x_B\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{x}_A\left(n\right)& ,\mathrm{whenn}=0\\ x_A(N-n)& ,\mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

其中x_A(n)和x_B(n)分别表示在符号x_A和x_B中的第n个字。N表示出现在x_A或x_B中的字的数目。产生的x_B是

X_B＝[x₀ x_N-1 x_N-2 Λ x₁]

x_B在时域中求共轭产生

是不具有循环前置码的一有效OFDM符号。当对

执行一N点离散傅里叶变换(DFT)时，由于所述字序列的次序的反转，从而将维持该格式。

在另一实施例中，为了实现ASTC方案所需要的频域中的共轭，可将包含一长度为Ncp的循环前置码和N个字的OFDM符号序列x_A反转且共轭为时域符号以产生x_B。可使用下面的映射：

x_B(n)＝x_A(N_A-n-1)

其中x_A(n)和x_B(n)分别表示在符号x_A和x_B中的第n个字。N_A是在x_A中字的数目使得N_A＝N+Ncp。产生的x_B是x_A的反转，即

产生的x_B在时域中求共轭以产生

是具有循环前置码的一有效OFDM符号。当对执行一N点离散傅里叶变换(DFT)时，由于所述字序列的次序的反转，从而将维持该格式。因此，维持了减轻符号间干扰(ISI)的特性。

当在时域执行共轭以产生

时，x_B的对应频域序列是

$X^{*}\left(k\right)W_N^{k(N-\mathrm{Ncp}-1)}=X^{*}\left(k\right)W_N^{-k(\mathrm{Ncp}+1)}$

即相移共轭序列。

符号共轭方法利用以下离散傅里叶变换(DFT)的特性：

●线性： $\mathrm{ax}\left(n\right)+\mathrm{by}\left(n\right)\⇔\mathrm{aX}\left(k\right)+\mathrm{bY}\left(k\right);$

●循环移位： $x\left({(n+m)}_N\right)\⇔W_N^{-\mathrm{km}}X\left(k\right);$

●对称性： $x^{*}\left({(-n)}_N\right)\⇔X^{*}\left(k\right)$

其中我们使用x(n)和y(n)来表示时域序列，X(k)和Y(k)是其相应的频率序列，N是DFT的大小，且

所述符号共轭方法可具有优点：在中继站只需进行模拟域处理，且在目的站对于每个次载波的最大可能性解码只需进行线性处理。

循环前置码方案1

图10所示为根据范例实施例，插入循环前置码的一方案。令x是将被发射的符号序列。

在1002中，源站导出长度为τ_CP1的第一循环前置码(表示为CP₁)使得τ_CP1≥max{τ_S→Ri}。τ_S→Ri指从源站至第i个中继天线(此处表示为Ri)的最大延迟扩展，由样本持续时间的数目表示。

在1004中，源站在x的前面插入CP₁。接着发射产生的符号序列[CP₁  x]。

在1006中，中继站接收[CP′₁  x′]。

在1008中，在执行时间同步之后，在每一OFDM符号中将长度为τ_CP1的CP′₁部分移除而留下x′。

在1010中，如果不需要信号共轭，那么长度为τ_CP2≥max{τ_Ri→D}的第二循环前置码(表示为CP₂)从每一OFDM符号的x′导出，并插入到x′的前面，从而产生序列[CP₂  x′]。当天线的分布跨越多个中继时，τ_CP2被选取为使得τ_CP2≥max{τ_R1→D，τ_R2→D，Λ，τ_Ri→D，Λ，τ_RNr→D}，即τ_CP2指从第i个中继(即Ri)至目的站的最大延迟扩展，由样本持续时间的数目表示。N_r表示天线或者在中继站的天线的数量。

在1012中，如果需要信号共轭，那么OFDM符号序列根据如下予以重排

$x_{\mathrm{out}}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{x}_{\mathrm{in}}\left(n\right)& ,\mathrm{whenn}=0\\ x_{\mathrm{in}}(N_{\mathrm{Xin}}-n)& ,\mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

其中x_in＝[x′]，N_Xin表示x_in的长度，且n＝0，1，...，N_Xin-1。随后导出x_out的共轭，且表示为

接着从

导出长度为τ_CP2的第二循环前置码(表示为CP₂)，并插入在

的前面，产生序列

在1014中，执行在中继站处ASTC实施的其他必要步骤，接着符号序列[CP₂  x′]或

被发射至目的站。

在1016中，目的站接收

在帧同步之后，目的站在每一OFDM符号中将长度为τ_CP2的CP′₂移除。

在1018中，目的站在频域中执行ASTC解码。

循环前置码方案2

从源站至中继站信道的最大延迟扩展表示为τ_S→R个样本持续时间，而中继站至目的站信道的最大延迟扩展表示为τ_R→D个样本持续时间。产品信道的延迟扩展由τ_P表示，其中τ_P＝τ_S→R+τ_R→D-1，τ_S→R＝max{τ_S→Ri}，τ_R→D＝max{τ_Ri→D}。图11所示为根据所述范例实施例插入循环前置码的另一方案。令x为将被发射的符号序列。

在1102中，源站导出长度为τ_CP1≥τ_S→R+τ_R→D的一第一循环前置码(表示为CP₁)。为了完全减轻ISI，τ_CP1不应比τ_P短。

在1104中，源站将CP₁插入x中。接着发射产生的符号序列[CP₁  x]。

在1106中，中继站接收[CP′₁  x′]。在步骤1108中，在执行时间同步以后，将移除每一OFDM符号的CP′₁部分中最前面的τ_S→R个符号，留下表示为[CP′₂  x′]的序列。产生的OFDM符号将具有N_R＝N+τ_CP2或N_R＝N+τ_P-τ_S→R个信号。

在步骤1110中，如果不需要信号共轭，那么不进行任何处理。在步骤1112中，如果需要信号共轭，将所述OFDM符号序列反转以产生输出序列

x_out(n)＝x_in(N_R-n-1)

其中x_in＝[CP′₂  x′]，N_R表示[CP′₂  x′]的长度，并且n＝0，1，...，N_R-1。接着导出x_out的共轭，且表示为

在1114中，执行在中继站处ASTC实施的其他必要步骤，接着将符号序列[CP′₂  x′]或

发射至目的站。

在1116中，目的站接收[CP″₂  x″]或

在帧同步之后，目的站从每一个OFDM符号中移除长度为τ_CP2＝τ_P-τ_S→R的CP″₂。

在1118中，在频域执行ASTC解码。

其他实施例可在中继站处具有两个以上的天线，在这种情况下，可采取天线选择。基于预定的选择标准，例如最佳产品信道SNR等，仅选择两个天线以实施所提出的方案。

其他实施例也可具有可执行中继选择的多个中继站，其中基于预定的选择标准，例如最佳产品信道SNR等，选择一个中继站以实施所提出的方案。

其他实施例也可具有多个中继站，其中在每一中继站处实施协调延迟ASTC，且所述协调延迟应用于不同的中继站。在这种情况下，用于不同中继站的延迟持续时间是从一中央控制获得的一设计参数。此实施例可具有优点：载波频率不必是正交的，从而将不会发生信号冲突。

另一可能性是使用至少两个中继站来实施合作。使用编码方案1至3，在所述的至少两个中继站中实施信息传递，且所述的至少两个中继站可接着参与ASTC发射。

尽管所描述的实施例没有包括在源节点和中继节点的功率调整，但是这可以依据部署的类型予以使用。例如，功率调整可合并于信道估计中，从而它对于上面提出的方案是明晰的。

尽管已经详细地描述了本发明的范例实施例，但是对熟悉技术的读者而言，将清楚的是许多变化例可能在本发明的范围内。

Claims (68)

1.一种用于无线通信中继信道的模拟空时中继方法，所述无线通信中继信道包括第一和第二中继天线，所述第一和第二中继天线被配置用以中继从源站发射至目的站的一信息信号，所述方法包括如下步骤：

(i)在所述第一中继天线处接收一第一符号序列，所述第一符号序列包括所述信息信号和一第一噪声元素；

(ii)在所述第二中继天线处接收一第二符号序列，所述第二符号序列包括所述信息信号和一第二噪声元素；

(iii)通过所述第一中继天线发射一第一信号，所述第一信号与在所述第二中继天线处接收的所述第二符号序列相关联；

(iv)通过所述第二中继天线发射一第二信号，所述第二信号与在所述第一中继天线处接收的所述第一符号序列相关联。

2.如权利要求1所述的模拟空时中继方法，其中所述第二符号序列包括所述信息符号的一复共轭，且所述方法进一步包括如下步骤：对所述信息符号的复共轭求负值以导出所述第一信号。

3.如权利要求2所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：将所述信息信号的求负值后的复共轭与所述第一符号序列结合以导出所述第一信号。

4.如前述任一项权利要求所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：将所述第一和第二符号序列结合以获得所述第二信号。

5.如前述任一项权利要求所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：在各自发射之前，使用Alamouti编码对所述第一和第二信号编码。

6.如权利要求1所述的模拟空时中继方法，其中所述信息符号包括至少一个训练信号，而所述方法进一步包括如下步骤：使用Alamouti编码对接收的第一和第二符号序列编码，以获得通过各自的中继天线发射的所述第一和第二信号。

7.如权利要求6所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：在所述目的站，对所述第一和第二信号求负值，以获得用于所述无线通信中继信道的信道估计值。

8.如权利要求6或7所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：在所述目的站，计算所述第一和第二信号的均值，以获得用于所述无线通信中继信道的信道估计值。

9.如权利要求1所述的模拟空时中继方法，其中所述信息符号包括两个连续的符号。

10.如权利要求9所述的模拟空时中继方法，其中所述第一符号序列包括所述两个连续符号的一结合，而所述第二符号序列包括所述两个连续符号的一差值。

11.如权利要求10所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：结合所述第一和第二符号序列以导出用于所述第一中继天线的所述第一信号；在所述第二中继天线处结合所述第一和第二符号序列以导出用于所述第二中继天线的所述第二信号。

12.如权利要求11所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：使用Alamouti编码对所述结合的第一和第二符号序列进行编码，以形成通过各自的中继天线发射的所述第一和第二信号。

13.如权利要求1所述的模拟空时中继方法，其中所述信息符号包括至少一个训练信号，而所述第一信号包括在所述第二中继天线处接收的所述第二符号序列的一共轭。

14.如权利要求13所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：在不同于所述第一信号发射的一符号间隙通过所述第一中继天线再发射所述第一符号序列。

15.如权利要求13或14所述的模拟空时中继方法，其中所述第二信号包括在所述第一中继天线处接收的所述第一符号序列的一负共轭。

16.如权利要求15所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：在不同于所述第二信号发射的一符号间隙通过所述第二中继天线再发射所述第二符号序列。

17.如权利要求13至16中的任一项所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：在所述目的站，对所述第一和第二信号求负值，以获得用于所述无线通信中继信道的信道估计值。

18.如权利要求13至17中的任一项所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：在所述目的站，计算所述第一和第二信号的均值，以获得用于所述无线通信中继信道的信道估计值。

19.如权利要求13至18中的任一项所述的模拟空时中继方法，其中所述第一符号序列在第一和第二符号间隙通过所述第一中继天线被再发射，而所述方法进一步包括如下步骤：在一第三符号间隙发射在所述第二中继天线处接收的所述第二符号序列的一负共轭。

20.如权利要求19所述的模拟空时中继方法，其中所述第一信号在一第四符号间隙被发射。

21.如权利要求20所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：同时地，在所述第一符号间隙通过所述第二中继天线发射一负的第二符号序列，而在所述第二符号间隙通过所述第二中继天线再发射所述第二符号序列。

22.如权利要求21所述的模拟空时中继方法，其中，包含有所述第一符号序列的所述负共轭的所述第二信号在所述第三和第四符号间隙被发射。

23.如权利要求1所述的模拟空时中继方法，其中所述信息符号包括偶数项的符号。

24.如权利要求23所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：结合所述第一和第二符号序列，以在各自的天线处获得所述第一和第二信号。

25.如权利要求23至25中的任一项所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：在各自发射之前，使用Alamouti编码对所述第一和第二信号编码。

26.如权利要求1所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：结合所述第一和第二符号序列以形成所述第一信号，且在一第一符号间隙发射所述第一信号。

27.如权利要求26所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：对所述第一信号求负值；且在一第二符号间隙发射求负值后的第一信号。

28.如权利要求27所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：获得所述第一信号的一复共轭；且在一第三和第四符号间隙发射所述第一信号的所述复共轭。

29.如权利要求26至28中的任一项所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：同时地，结合所述第一和第二序列以形成所述第二信号，获得所述第二信号的一复共轭，对所述第二信号的所述复共轭求负值，且在所述第一和第二符号间隙发射所述第二信号的求负值后的复共轭。

30.如权利要求29所述的模拟空时中继方法，其中所述第二信号在所述第三符号间隙被发射。

31.如权利要求30所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：对所述第二信号求负值，且在一第四符号间隙发射求负值后的第二信号。

32.一种用于无线通信中继信道的模拟空时中继方法，所述无线通信中继信道包括第一和第二中继天线，所述第一和第二中继天线被配置用以中继从源站发射至目的站的一信息信号，所述方法包括如下步骤：

(i)在所述第一中继天线接收一第一符号序列，且所述第一中继天线将所述第一符号序列作为一第一信号再发射，所述第一符号序列包括所述信息信号和一第一噪声元素；

(ii)在所述第二中继天线接收一第二符号序列，所述第二符号序列包括所述信息信号和一第二噪声元素；

(iii)通过所述第二中继天线发射一第二信号，所述第二信号是所述第二符号序列的一重排序。

33.如权利要求32所述的模拟空时中继方法，其中所述第二信号是所述第二符号序列的次序的反转。

34.如权利要求32或33所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：获得经重排序的第二符号序列的一复共轭。

35.如权利要求34所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：对所述经重排序的第二符号序列的复共轭的奇数项符号求负值。

36.如权利要求35所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：反转所述第二符号序列的复共轭的偶数项和奇数项符号的次序，以形成所述第二信号。

37.如权利要求32至36中的任一项所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：在各自发射之前，使用Alamouti编码对所述第一和第二信号编码。

38.如权利要求32所述的模拟空时中继方法，其中所述信息信号包括一第一训练信号和一第二训练信号，所述第二训练信号是所述第一训练信号的一负值。

39.如权利要求38所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：在一第一符号间隙发射所述第一训练信号，且在一第二符号间隙发射所述第二训练信号，所述第二符号间隙发生在所述第一符号间隙之后。

40.如权利要求38或39所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：在所述目的站，对所述第一和第二信号求负值，以获得用于所述无线通信中继信道的信道估计值。

41.如权利要求38至40中的任一项所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：在所述目的站，计算所述第一和第二信号的均值，以获得用于所述无线通信中继信道的信道估计值。

42.如前述任一项权利要求所述的模拟空时中继方法，其中所述信息符号是使用OFDM调制的。

43.如权利要求1至41中的任一项所述的模拟空时中继方法，其中所述信息符号是使用单载波-循环前置码调制的。

44.如前述任一项权利要求所述的模拟空时中继方法，其中使用基于在所述中继站处的天线数量的一编码矩阵对所述第一和第二信号编码。

45.如前述任一项权利要求所述的模拟空时中继方法，进一步包括如下步骤：在所述目的站执行线性处理。

46.如前述任一项权利要求所述的模拟空时中继方法，其中所述第一和第二天线位于同一中继站。

47.如权利要求1至46中的任一项所述的模拟空时中继方法，其中所述第一和第二天线位于不同的中继站。

48.如前述任一项权利要求所述的模拟空时中继方法，其中所述第一噪声元素包括所述通信中继信道的附加噪声。

49.如前述任一项权利要求所述的模拟空时中继方法，其中所述第二噪声元素包括所述通信中继信道的附加噪声。

50.一种用于帧结构的帧头，所述帧头包括一符号序列，所述符号序列通过使所述帧头与其自身的一拷贝相关而获得一相关值，当所述帧头和其自身的拷贝之间没有偏移时，所述相关值是一第一值；而当所述帧头和其自身的拷贝之间的偏移大于零时，所述相关值是一第二值。

51.如权利要求50所述的用于帧结构的帧头，其中所述第一值等于所述序列中符号的数目，而所述第二值为零。

52.如权利要求50或51所述的帧头，其中所述序列是CAZAC类型。

53.如权利要求50或51所述的帧头，其中所述序列是Frank-Zadoff类型。

54.如权利要求50所述的用于帧结构的帧头，其中所述第一值等于所述序列中符号的数目，而所述第二值为-1。

55.如权利要求50至54中的任一项所述的帧头，其中所述序列是最大长度序列类型。

56.一种导出一符号序列的复共轭的方法，包括如下步骤：

(i)反转所述符号序列的次序；

(ii)在所述经反转的符号序列上执行一复共轭。

57.如权利要求1至49中的任一项所述的模拟空时中继方法，其中来自所述源站的所述信息信号进一步包括一循环前置码，而所述方法进一步包括如下步骤：在所述中继站移除部分的所述循环前置码；以及将所述循环前置码的剩余部分与所述第一信号或所述第二信号一起发射至所述目的站。

58.如权利要求1至49中的任一项所述的模拟空时中继方法，其中来自所述源站的所述信息信号进一步包括一循环前置码，而所述方法进一步包括如下步骤：

在所述中继站移除所述循环前置码；

在所述中继站产生一第二循环前置码；以及

将所述第二循环前置码附加于所述第一信号或所述第二信号用于发射至所述目的站。

59.如权利要求1至49、57和58中的任一项所述的模拟空时中继方法，其中所述第一符号序列进一步包括从另一源站发射至另一目的站的另一信息信号。

60.如权利要求1至49、57和58中的任一项所述的模拟空时中继方法，其中所述第二符号序列进一步包括从另一源站发射至另一目的站的另一信息信号。

61.如权利要求59或60所述的模拟空时中继方法，其中所述信息信号包括一第一帧头，而所述另一信息信号包括一第二帧头，通过使所述第一帧头和所述第二帧头无偏移地相关而获得的一互相关值等于通过使所述第一帧头和所述第二帧头以大于零的偏移相关而获得的一互相关值。

62.一种用于在无线通信中继信道执行从源站发射至目的站的信息信号的模拟空时中继的装置，所述装置包括：

(i)一第一中继天线，被配置为用以接收包括所述信息信号和一第一噪声元素的一第一符号序列；以及

(ii)一第二中继天线，被配置为用以接收包括所述信息信号和一第二噪声元素的一第二符号序列；

其中，所述第一天线被配置为用以发射与在所述第二中继天线处接收的所述第二符号序列相关联的一第一信号；而所述第二天线被配置为用以发射与在所述第一中继天线处接收的所述第一符号序列相关联的一第二信号。

63.一种用于在无线通信中继信道执行从源站发射至目的站的信息信号的模拟空时中继的装置，所述装置包括：

(i)一第一中继天线，被配置为用以接收一第一符号序列，且将所述第一符号序列作为一第一信号予以再发射，所述第一符号序列包括所述信息信号和一第一噪声元素；

(ii)一第二中继天线，被配置为用以接收包括所述信息信号和一第二噪声元素的一第二符号序列；所述第二中继天线进一步被配置为用以发射一第二信号，所述第二信号是所述第二符号序列的一重排序。

64.如权利要求61或62所述的装置，其中所述装置是一中继站的形式，且所述第一和第二天线共同位于所述中继站。

65.如权利要求61或62所述的装置，其中所述装置包括两个中继站，且所述第一和第二天线位于不同的中继站。

66.一种用于导出符号序列的复共轭的装置，所述装置包括：

(i)一反向器，其用于反转所述符号序列的次序；

(ii)一处理器，其用于在所述经反转的符号序列上执行一复共轭。

67.如权利要求62至66中的任一项所述的装置，其中来自所述源站的所述信息信号进一步包括一循环前置码，所述装置进一步包括：

一处理单元，其用于在所述中继站移除部分的所述循环前置码；以及

一发射器，其用于将所述循环前置码的剩余部分和所述信息发射至所述目的站。

68.如权利要求62至66中的任一项所述的装置，其中来自所述源站的所述信息信号进一步包括一循环前置码，所述装置进一步包括：

一处理单元，其被配置为用以移除所述循环前置码，产生一第二循环前置码，将所述第二循环前置码附加于所述信息中；以及将所述附加有第二循环前置码的所述信息发射至所述目的站。

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