CN102160347A - 循环前置码方案 - Google Patents

Abstract

提出了通过具有多根天线(122，124)的一中继站(120)从一源站(110)传输数据至一目的站(130)的方法和系统。所述中继站(120)从所述源站接收包含所述数据和一第一循环前置码的一消息。所述中继站使用其每一根天线(122，124)接收消息，因此产生多个相应的接收信号。在某些实施例中，所述中继站(120)从所述接收信号中移除所述第一循环前置码，并用一个新的循环前置码代替所述第一循环前置码。在其他实施例中，所述中继站(120)只移除所述第一循环前置码的一部分。在前两种情况下，所述中继站(120)可使用空时编码产生第二信号，所述中继站传输所述第二信号至所述目的站(130)，所述目的站提取所述数据。同时提出了估计信道参数的方法，使得所述目的站(130)能解码所述数据。

Description

循环前置码方案

本申请是要求美国临时专利申请61/089,617优先权的两件专利申请之一。本专利申请涉及循环前置码的运用，而另一专利申请涉及空时编码技术。在分开的所述两件专利申请中的技术方案是独立的，均可以被单独使用，尽管结合分开的所述两篇专利申请中的技术方案以构建系统同样可行。

技术领域

本发明涉及在一无线通信信道中实施循环前置码的方法和系统，所述无线通信信道包括一可执行信号编码，特别但不局限于模拟空时编码的中继站。

背景技术

无线中继站已经显示了其在扩展通信范围和提供优质体验方面的潜力。在使用中继站的一典型的无线通信系统中，所述中继站被适时地分享于不同的源站和目的站。在这种情况下，所述中继站需要估计存在于每对源站和中继站天线之间的角载波频率偏移(ACFO)(由ACFOφ_r表示)。

存在于每对中继站和目的站天线之间的ACFO(由ACFOφ_d表示)将在目的站处被补偿。

现有技术无法实现源站至中继站和中继站至目的站的ACFO的联合补偿。源站至中继站的ACFOφ_r的补偿只能在中继站处被执行。现有技术的中继站将需要估计和补偿每对源站和中继站的ACFO，而这使得中继站的硬件复杂了，并且增加了中继站所需要的功率。

在现有技术中实施模拟空时编码(ASTC)也有传输信道必须是平坦衰落的限制。这是因为当传输信道具有频率选择性衰落时，会产生符号间干扰(ISI)。可利用插入一循环前置码(CP)来减轻ISI。较佳地，所插入的循环前置码的长度大于信道脉冲响应(CIR)的长度。

ASTC的典型实施也需要在执行编码时对信号中的样本重新排序。

本发明的一个目的是提供一种实施循环前置码以及补偿无线通信信道的信道效应的方法，这解决了现有技术中的至少一个问题和/或向公众提供了一种有用的选择。

发明内容

总体而言，本发明是关于在一无线通信信道中通过具有多根天线的一中继站从一源站传送数据至一目的站。所述中继站从所述源站接收包含所述数据和一第一循环前置码的一消息。所述中继站使用其每一根天线接收消息，因此产生多个相应的接收信号。在本发明的第一方面，所述中继站从所述接收信号中移除所述第一循环前置码，并用一个新的循环前置码代替所述第一循环前置码。在本发明的第二方面，所述中继站只移除所述第一循环前置码的一部分。在任何一种情况下，所述中继站可使用空时编码产生第二信号，所述中继站传送所述第二信号至所述目的站，所述目的站提取所述数据。本发明的另一方面涉及信道参数估计，使得所述目的站能解码所述数据。

可选的，本发明可被表述为被配置为能实现本发明上述方面的一集成电路。

本发明的循环前置码方案不需要传输信道是平坦衰落的。

附图说明

仅通过举例的方式，结合附图对实施例予以描述，其中：

图1是根据本发明的一个实施例的具有源站S、中继站R和目的站D的通信信道的示意图；

图2是根据范例实施例的循环前置码方案1插入循环前置码的流程图；

图3是根据范例实施例的循环前置码方案2插入循环前置码的流程图；

图4是根据范例实施例，执行信道估计的方法的流程图。

具体实施方式

图1所示为根据一范例实施例的通信信道。所述信道由一源站/节点110(S)、一中继站120(R)和一目的站/节点130(D)组成。源站和目的站各只有一根天线，而中继站120有两根天线122、124。在源站/节点110、中继站120和目的站/节点130处的天线可被配置为既传送又接收。源站110发送信号至中继站120，而中继站120发送信号至目的站130。从源站110发送至中继站120的信号，以及从中继站120发送至目的站130的信号可包含多个正交载波频率，例如使用OFDM调制的情况。

本实施例只包括一个中继站120。通过在源站110使用正交频分复用(OFDM)调制来实施ASTC中继方案。在两个连续的OFDM符号期间，ASTC编码被应用于个别的载波。中继站120使用两根天线122、124接收所述OFDM信号，并对接收信号进行简单的模拟处理(例如取样和存储离散时间信号)以及执行编码。例如，所述编码可以为2×2 Alamouti编码。然后将编码后的信号传送至目的节点/站130。

为了避免干扰，从源节点/站110至目的节点/站130的数据传送发生在两个阶段，从而传送周期由两个阶段组成。在第一阶段，源节点/站110至中继站120的链接被激活，而目的节点/站130保持静止。在第二阶段，中继站120至目的节点/站130的链接被激活，而源节点/站110保持静止。

在每个OFDM符号中使用16个载波来对本实施例进行仿真。然而，并非将载波数目限制在16个，熟悉技术的读者将清楚的是，载波的数目可以不同。

其他实施例也可以将ASTC中继方案运用到单载波循环前置码(SC-CP)系统，其中ASTC编码也被应用于在两个连续的SC-CP区块上的个别符号。

其他实施例也可在中继站120处具有两个以上的天线，在这种情况下，可采用天线选择。基于预定义的选择标准，例如最佳产品信道SNR等，仅选择两根天线来实施提出的方案。

其他实施例也可以有多个中继站，其中，基于预定义的选择标准，例如最佳产品信道SNR等，来执行中继选择，从而选择一个中继站以实施提出的方案。

其他实施例也可以有多个中继站，其中，在每个中继站处实施协调延迟ASTC，并且在不同的中继站处应用协调延迟。在这种情况下，在不同的中继站处应用的延迟持续时间是从一中央控制获得的设计参数。该实施例可具有如下优点：载波频率不必是正交的，从而信号冲突将不会发生。

其他实施例也可在中继站120处只有一根天线。在这种情况下，一种解决方法是使用至少两个中继子站实施协同工作，其中每个中继子站是能够与其他中继子站执行信息传递的中继站。在至少两个中继子站间实施信息传递，从而所述至少两个中继子站可参与ASTC传输。

角载波频率偏移(ACFO)

使载波的数量为N。假设源站110至中继站120和中继站120至目的站130的信道为频率选择性多径衰落信道。使向量h_S，1和h_S，2分别表示从源站110至中继站120的第一和第二天线122、124的信道脉冲响应(CIR)。h_S，1和h_S，2都有(L₁×1)的大小。类似地，使向量h_1，D和h_2，D分别表示从中继站120的第一和第二天线122、124至目的站130的CIR。h_1，D和h_2，D都有(L₂×1)的大小。使f₀、f_r和f_d分别为在源站110、中继站120和目的站130的本地振荡器的载波频率。则Δf_r＝f₀-f_r和Δf_d＝f₀-f_d分别表示在中继站120和目的站130的CFO。源站110、中继站120和目的站130可具有独立的本地振荡器，从而它们的振荡频率不需要是相同的。这导致在中继站120和目的站130处接收的信号中的CFO是相互独立的，即Δf_r≠Δf_d。

角CFO(ACFO)被定义为：

${\mathrm{\φ}}_r=\frac{2\mathrm{\π}}{N}\left(\mathrm{\Δ}{f}_r\right)T$

${\mathrm{\φ}}_d=\frac{2\mathrm{\π}}{N}\left(\mathrm{\Δ}{f}_d\right)T$

其中φ_r表示存在于源站110和中继站120的任一根天线122、124之间的信道上的ACFO，而φ_d表示存在于中继站120的任一根天线122、124和目的站130之间的信道上的ACFO。T表示OFDM符号持续时间。标量ε_r＝(Δf_r)T和ε_d＝(Δf_d)T被称为归一化CFO，且它们的大小范围是|ε_r|≤0.5和|ε_d|≤0.5。

ACFO φ_r和/或φ_d可在信道估计期间被估计，并被用于在中继站120或目的站130处执行补偿。

也可在目的站130处执行联合ACFO补偿，在这种情况下，在中继站120处不需要做ACFO补偿，补偿(φ_r+φ_d)是在目的站130处完成的。

如果在中继站120和目的站130处接收的信号中所存在的CFO没有被适当地补偿，则基于中继和使用OFDM调制产生的增益不能被实现。

在目的站130完成联合ACFO补偿是有好处的，因为其保持了中继载波频率对于任一源站-目的站对不受影响。

在目的站130完成联合ACFO补偿还具有好处，在于其简化了中继站120的实施以及降低了在中继站120处的运算复杂度。

具有载波频率偏移(CFO)补偿的循环前置码方案

本实施例使用两个循环前置码方案，下文描述了这两个循环前置码方案和与其相关的执行载波频率偏移(CFO)补偿的方法。

本发明的循环前置码方案1和2允许在中继站处用最小信号处理复杂度实施空时编码。

需了解的是，在本文中也用术语“CP方案1”来表示循环前置码方案1，用术语“CP方案2”来表示循环前置码方案2。

循环前置码方案1

图2所示为根据范例实施例，插入循环前置码的方案。使x_j为包含将在第j个OFDM符号持续时间内被传送的N个数据符号的一(N×1)向量。

尽管本发明的这个范例实施例使用2个OFDM符号，即x_2n和x_2n+1来加以描述，应当清楚的是，在本发明的范围内使用不同数目的OFDM符号也是可行的，这对于熟悉技术的读者而言是清楚的。

在步骤202中，源站从x_j导出长度为P₁＝L₁-1的第一循环前置码(由CP_j，1表示)。L₁是信道脉冲响应(CIR)h_S，1和h_S，2的长度，h_S，1和h_S，2分别表示源站和中继站第一天线之间的信道的信道脉冲响应，以及源站和中继站第二天线之间的信道的信道脉冲响应。

在步骤204中，源站将CP_j，1插入在x_j前面，然后传送由此得到的符号序列。

由x_n表示由N个符号组成的符号序列x_j，其中n＝0...N-1，即

x_j＝[x₀…x_n…x_N-1]

长度为P₁的循环前置码CP_j，1通过复制x_j的最后P₁个符号产生

${\mathrm{CP}}_{j,1}=\left[\begin{array}{cccc}{x}_{N-P_1}& ...& x_{N-2}& x_{N-1}\end{array}\right]$

循环前置码CP_j，1被插在x_j前面，产生由此得到的符号序列[CP_j，1  x_j]用于传送。

从源站至中继站的传送发生在传送周期的第一阶段。

在步骤206中，中继站在该站的两根天线处接收[CP_j，1  x_j]。

在步骤208中，在执行时间同步后，移除每个OFDM符号中的长度为P₁的CP_j，1部分，留下x_j。如果ACFO存在，则在2个OFDM符号持续时间，即对应j＝{2n，2n+1}，的时间跨度中所接收的信号向量，在移除CP_j，1后被给定为

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,\mathrm{1,2}n}& r_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ r_{R,\mathrm{2,2}n}& r_{R,\mathrm{2,2}n+1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{e}^{j(2n(N+P_1)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_r\right)H_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}& e^{j((2n+1)(N+P_1)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_r\right)H_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}\\ e^{j(2n(N+P_1)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_r\right)H_{S,2}{W}_N^H{x}_{2n}& e^{j((2n+1)(N+P_1)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_r\right)H_{S,2}{W}_N^H{x}_{2n+1}\end{array}\right]\\ +\left[\begin{array}{cc}{v}_{R,\mathrm{1,2}n}& v_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ v_{R,\mathrm{2,2}n}& v_{R,\mathrm{2,2}n+1}\end{array}\right]\end{array}$

r_R，i，j表示在移除CP_j，1后所获得的接收的信号向量，其中i和j分别表示天线序号和OFDM符号持续时间。r_R，i，j具有大小(N×1)。n表示数据传输周期序号。(N×N)矩阵

是反离散傅里叶变换(IDFT)矩阵。(N×N)循环矩阵H_S，1和H_S，2的第一列向量分别是

和

向量v_R，i，j包含由第i个中继天线在第j个OFDM符号持续时间内接收的使信号失真的加性高斯白噪声(AWGN)的N个样本。如果每一个周期中传输2d个OFDM符号，且d是一整数值，那么矩阵

将具有(2N×2d)的大小，对应于序号为2dn，2dn+1，2dn+2，...，2dn+2d-1的OFDM符号。

假设v_R，i，j的协方差，

对应i＝1，2；j＝2n，2n+1；d＞1。

可选的，在存在ACFO的情况下，ACFOφ_r补偿可作为步骤230在中继站处被执行。

假设完全移除ACFO或者如果ACFO不存在，则在2个OFDM符号持续时间，即对应j＝{2n，2n+1}，的时间跨度中，在中继站移除CP_j，1后所获得的接收的信号向量被给定如下：

$\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,\mathrm{1,2}n}& r_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ r_{R,2,2n}& r_{R,\mathrm{2,2}n+1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}& H_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}\\ H_{S,2}{W}_N^H{x}_{2n}& H_{S,2}{W}_N^H{x}_{2n+1}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{v}_{R,\mathrm{1,2}n}& v_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ v_{R,\mathrm{2,2}n}& v_{R,\mathrm{2,2}n+1}\end{array}\right],$

然后在中继站执行步骤209。在步骤209中，为了在载波电平实施空时编码，执行简单的处理。矩阵Y_R被计算和安排为：

$Y_R=\left[y_{\mathrm{ij},R}\right]=\left[\begin{array}{cc}{y}_{11,R}& y_{12,R}\\ y_{21,R}& y_{22,R}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,\mathrm{1,2}n}& r_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ \mathrm{\ζ}\left(r_{R,\mathrm{2,2}n+1}^{*}\right)& -\mathrm{\ζ}\left(r_{R,\mathrm{2,2}n}^{*}\right)\end{array}\right]$

所实施的空时编码可以例如为Alamouti编码。

设

对应j＝2n，2n+1和i＝1，2，

其中A_S，i是一(N×N)大小的对角矩阵，其对角线元素由CIR h_S，i的N点DFT给定，其中i＝1，2，即

其可被表示为如下：

$Y_R=\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,\mathrm{1,2}n}& r_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ \mathrm{\ζ}\left(r_{R,\mathrm{2,2}n+1}^{*}\right)& -\mathrm{\ζ}\left(r_{R,\mathrm{2,2}n}^{*}\right)\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}{W}_N^H{\mathrm{\Λ}}_{S,1}{x}_{2n}& W_N^H{\mathrm{\Λ}}_{S,1}{x}_{2n+1}\\ W_N^H{Z}_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right){\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}{x}_{2n+1}^{*}& -W_H^N{Z}_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right){\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}{x}_{2n}^{*}\end{array}\right]+{\tilde{V}}_{R,n},$

其中，(2N×2N)大小的矩阵

被给定为：

${\tilde{V}}_{R,n}=\left[\begin{array}{cc}{v}_{v,\mathrm{1,2}n}& v_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ \mathrm{\ζ}\left(v_{R,\mathrm{2,2}n+1}^{*}\right)& -\mathrm{\ζ}\left(v_{R,\mathrm{2,2}n}^{*}\right)\end{array}\right].$

步骤209进一步包括步骤210和212。

在步骤210中，对于Y_R中不需要信号共轭的那些元素，例如：y_11，R和y_12，R，不需要做任何处理。

在步骤212中，对于Y_R中需要信号共轭的那些元素，例如：y_21，R和y_22，R，使用一映射函数ζ(·)对OFDM符号序列重新排序：

ζ(a)＝[a(N-1)，a(N-2)，…，a(0)]^T，

(N×1)大小的输入向量a＝[a(0)，a(1)，...，a(N-1)]^T。此函数可以方便地通过将信号样本存储在一移位寄存器，然后以反序读取该寄存器而在硬件中被实施。这表示了一个明显的优点，因为不需要执行比仅仅反序复杂得多的重新排序操作，例如插入、删除和交换信号样本。

可以得到：

$\mathrm{\ζ}\left({\left[H_{S,i}{W}_N^H{x}_j\right]}^{*}\right)=\mathrm{\ζ}\left(H_{S,i}^{*}{\left(W_N^H{x}_j\right)}^{*}\right)$

$=\mathrm{\ζ}\left(H_{S,i}^{*}\right){\left(W_N^H{x}_j\right)}^{*}$

$=W_N^H{Z}_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right){\mathrm{\Λ}}_{S,i}^{*}{\mathrm{TW}}_N{W}_N^H{\mathrm{Tx}}_j^{*}=W_N^H{Z}_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right){\mathrm{\Λ}}_{S,i}^{*}\mathrm{TT}{x}_j^{*}$

$=W_N^H{Z}_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right){\mathrm{\Λ}}_{S,i}^{*}{x}_j^{*}$ 其中j＝2n，2n+1且i＝1，2，

其中矩阵Z_N(φ)表示如下给定的一(N×N)对角矩阵

Z_N(φ)＝diag([1，e^jφ，e^j2φ，…，e^j(N-1)φ]^T)，

并且T是一(N×N)置换矩阵，使得

T＝[ζ(I_N)]⁽¹⁾且TT＝I_N

I_N是大小为N的单位矩阵。算符[·]^*表示一复共轭。

符号[a]^(l)表示向量a循环移位l个元素，其中

[a]⁽²⁾＝[α(N-2)，α(N-1)，α(0)，α(1)，…，α(N-3)]^T.

对于一给定的矩阵X，矩阵[X]^(l)是通过对X的每一个列向量进行l个元素的循环移位而获得。

在步骤213中，对于每一个y_ij，R获取一个长度为P₂的第二循环前置码(由CP_ij，2表示)，其中P₂＝L₂-1。L₂是分别以向量h_1，D和h_2，D表示的CIR的长度，h_1，D和h_2，D分别对应中继站的第一天线和目的站之间的信道，以及中继站的第二天线和目的站之间的信道。每个循环前置码CP_ij，2从相应的y_ij，R中导出。

然后循环前置码CP_ij，2被插在y_ij，R前面，以产生符号序列

值得注意的是，y_ij，R是一(N×1)大小的向量。

在步骤214中，执行在中继站处实施ASTC的其他必要步骤。然后符号序列在第j个OFDM符号持续时间期间通过第i个中继天线被传送，其中i＝1，2且j＝{2n，2n+1}。从中继站至目的站的传输在源站保持静止的传输周期的第二阶段发生。

在步骤216中，在帧同步以后，目的站从接收的每个OFDM符号中移除长度为P₂的循环前置码。移除了循环前置码的OFDM符号可表示为(N×1)大小的信号向量r_D，j，对应于每一第j个OFDM符号持续时间。

假设存在ACFO并且在中继站完成了ACFO补偿，在第j＝{2n，2n+1}个OFDM符号持续时间，当存在ACFO φ_d时，在目的站接收的(N×1)大小的信号向量被给定为：

CP方案1：

$r_{D,2n}=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)[H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}+H_{2,D}\mathrm{\ζ}\left(H_{S,2}^{*}\right)W_N^{H}T{x}_{2n+1}^{*}]+p_{D,2n}$

$r_{D,2n+1}=\frac{e^{j((2n+1)(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)[H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}-H_{2,D}\mathrm{\ζ}\left(H_{S,2}^{*}\right)W_N^{H}T{x}_{2n}^{*}]+p_{D,2n+1},$

其中噪声向量被给定为：

$p_{D,2n}=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)[H_{1,D}{v}_{R,\mathrm{1,2}n}+H_{2,D}\mathrm{\ζ}\left(v_{R,\mathrm{2,2}n+1}^{*}\right)]+v_{D,2n}$

$p_{D,2n+1}=\frac{e^{j((2n+1)(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)[H_{1,D}{v}_{R,\mathrm{1,2}n+1}-H_{2,D}\mathrm{\ζ}\left(v_{R,\mathrm{2,2}n}^{*}\right)]+v_{D,2n+1}.$

可选的，ACFO φ_d补偿可作为步骤240在目的站被执行。

假设存在ACFO并且在中继站没有做ACFO补偿，在第j＝{2n，2n+1}个OFDM符号持续时间，

$r_{D,2n}=e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)[e^{j(2n(N+P_1)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{H}_{1,D}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_r\right)W_N^H{\mathrm{\Λ}}_{S,1}{x}_{2n}$

$+e^{-j((2n+1)(N+P_1)+P_1+N-1){\mathrm{\φ}}_r}{H}_{2,D}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_r\right)W_N^H{Z}_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right){\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}{x}_{2n+1}^{*}]$

$+p_{D,2n}$

$r_{D,2n+1}=e^{j((2n+1)(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)[e^{j((2n+1)(N+P_1)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{H}_{1,D}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_r\right)W_N^H{\mathrm{\Λ}}_{S,1}{x}_{2n+1}$

$-e^{-j(2n(N+P_1)+P_1+N-1){\mathrm{\φ}}_r}{H}_{2,D}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_r\right)W_N^H{Z}_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right){\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}{x}_{2n}^{*}]$

$+p_{D,2n+1}.$

H_1，D和H_2，D是(N×N)大小的循环矩阵，分别由和

作为它们的第一列向量。(N×1)大小的向量p_D，2n表示附加噪声。

假设ACFO补偿被执行了，或者如果不存在ACFO，对于j＝(2n)个OFDM符号持续时间

$r_{D,2n}=H_{1,D}{W}_N^H{\mathrm{\Λ}}_{S,1}{x}_{2n}+H_{2,D}{W}_N^H{Z}_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right){\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}{x}_{2n+1}^{*}+p_{D,2n},$

表示附加噪声的(N×1)大小的向量p_D，2n被给定为

$p_{D,2n}=H_{1,D}{v}_{R,\mathrm{1,2}n}+H_{2,D}\mathrm{\ζ}\left(v_{R,\mathrm{2,2}n+1}^{*}\right)+v_{D,2n},$

其中(N×1)大小的向量v_D，2n包含具有协方差矩阵

的在目的站的AWGN的N个样本。

同样地，对于第j＝(2n+1)个OFDM符号持续时间，

$r_{D,2n+1}=H_{1,D}{W}_N^H{\mathrm{\Λ}}_{S,1}{x}_{2n+1}-H_{2,D}{W}_N^H{Z}_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right){\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}{x}_{2n}^{*}+p_{D,2n+1}$

$p_{D,2n+1}=H_{1,D}{v}_{R,\mathrm{1,2}n+1}-H_{2,D}\mathrm{\ζ}\left(v_{R,\mathrm{2,2}n}^{*}\right)+v_{D,2n+1}.$

在步骤218中，目的站使用在训练期间获得的信道状态信息(CSI)参数，以在频域中执行ASTC解码。在符号持续时间j＝{2n，2n+1}，对信号向量r_D，j执行N点DFT。假设不存在ACFO，则r_D，2n的N点DFT为：

$W_N{r}_{D,2n}={\mathrm{\Λ}}_{1,D}{\mathrm{\Λ}}_{S,1}{x}_{2n}+{\mathrm{\Λ}}_{2,D}{Z}_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right){\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}{x}_{2n+1}^{*}+W_N{p}_{D,2n}.$

同样地，由目的站在第(2n+1)个OFDM符号持续时间接收的信号向量(即r_D，2n+1)的N点DFT被给定为：

$W_N{r}_{D,2n+1}={\mathrm{\Λ}}_{1,D}{\mathrm{\Λ}}_{S,1}{x}_{2n+1}-{\mathrm{\Λ}}_{2,D}{Z}_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right){\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}{x}_{2n}^{*}+W_N{p}_{D,2n+1}$

一(2N×1)大小的向量y_D，n被构造为：

$y_{D,n}={[{\left(W_N{r}_{D,2n}\right)}^T,{\left(W_N{r}_{D,2n+1}\right)}^H]}^T$

$=H_P\left[\begin{array}{c}{x}_{2n}\\ x_{2n+1}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{W}_N{p}_{D,2n}\\ {\left(W_N{p}_{D,2n+1}\right)}^{*}\end{array}\right],$

x_2n和x_2n+1的估计(由

和表示)可使用H_P的共轭转置，即

来获得

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{X}}_{2n}\\ {{\tilde{X}}^{*}}_{2n+1}\end{array}\right]=H_P^H{y}_{D,n}$

$=H_P^H\left[\begin{array}{c}{W}_N{r}_{D,2n}\\ {\left(W_N{r}_{D,2n+1}\right)}^{*}\end{array}\right]$

H_P是(2N×2N)大小的产品信道矩阵，其被给定为：

$H_P=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Λ}}_{1,D}{\mathrm{\Λ}}_{S,1}& Z_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right){\mathrm{\Λ}}_{2,D}{\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}\\ -Z_N(-\frac{2\mathrm{\π}}{N}){\mathrm{\Λ}}_{2,D}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{S,2}& {\mathrm{\Λ}}_{1,D}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{S,1}^{*}\end{array}\right].$

产品信道矩阵H_P是在产品信道矩阵估计期间获得的一已知参数，并且构成信道状态信息(CSI)的一部分。H_P允许在目的站的一简单线性解码，由于

$H_P^H{H}_P=I_2\⊗({\left|{\mathrm{\Λ}}_{1,D}\right|}^2{\left|{\mathrm{\Λ}}_{S,1}\right|}^2+{\left|{\mathrm{\Λ}}_{2,D}\right|}^2{\left|{\mathrm{\Λ}}_{S,2}\right|}^2).$

其中，

表示执行一Kronecker乘积。

在步骤230中，中继站选择性地执行ACFO φ_r补偿。天线i＝1，2，在2个OFDM符号持续时间j＝{2n，2n+1}的时间跨度中接收的信号向量r_R，i，j为：

$\left[\begin{array}{cc}{r}_{R,\mathrm{1,2}n}& r_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ r_{R,\mathrm{2,2}n}& r_{R,\mathrm{2,2}n+1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{e}^{j(2n(N+P_1)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_r\right)H_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}& e^{j((2n+1)(N+P_1)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_r\right)H_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}\\ e^{j(2n(N+P_1)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_r\right)H_{S,2}{W}_N^H{x}_{2n}& e^{j((2n+1)(N+P_1)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_r\right)H_{S,2}{W}_N^H{x}_{2n+1}\end{array}\right]$

$+\left[\begin{array}{cc}{v}_{R,\mathrm{1,2}n}& v_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ v_{R,\mathrm{2,2}n}& v_{R,\mathrm{2,2}n+1}\end{array}\right].$

ACFO φ_r是在ACFO估计步骤410期间在中继站处获得的一已知参数，并且构成信道状态信息(CSI)的一部分。

对于r_R，1，2n和r_R，2，2n，ACFO φ_r的影响可以通过将r_R，1，2n和r_R，2，2n乘以

的共轭来消除。对于r_R，1，2n+1和r_R，2，2n+1，ACFO φ_r的影响可以通过将r_R，1，2n+1和r_R，2，2n+1乘以

的共轭来消除。

在步骤240中，目的站选择性地执行ACFO φ_d补偿。当存在ACFO φ_d时在目的站接收的(N×1)大小的信号向量被给定为：

CP方案1：

$r_{D,2n}=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)[H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}+H_{2,D}\mathrm{\ζ}\left(H_{S,2}^{*}\right)W_N^{H}T{x}_{2n+1}^{*}]+p_{D,2n}$

$r_{D,2n+1}=\frac{e^{j((2n+1)(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)[H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}-H_{2,D}\mathrm{\ζ}\left(H_{S,2}^{*}\right)W_N^{H}T{x}_{2n}^{*}]+p_{D,2n+1},$

其中，噪声向量被给定为p_D，2n和p_D，2n+1。ACFO φ_d是在ACFO估计步骤420期间在目的站获得的一已知参数，并且构成信道状态信息(CSI)的一部分。

通过将r_D，2n和r_D，2n+1分别乘以

和

的共轭，ACFO φ_d的影响可被消除。

循环前置码方案1可具有如下优点，即在中继站只需完成模拟域处理，并且在目的站只需进行线性处理来完成最大似然解码。

循环前置码方案2

图3所示为根据范例实施例，插入循环前置码的另一方案。使x_j为包含将在第j个OFDM符号持续时间内被传输的N个数据符号的一(N×1)大小的向量。

尽管本发明的范例实施例使用2个OFDM符号，即x_2n和x_2n+1来加以描述，应当清楚的是，在本发明的范围内使用不同数目的OFDM符号也是可行的，这对于熟悉技术的读者而言是清楚的。

在步骤302中，源站从x_j导出长度为P的第一循环前置码(由CP_j，1表示)，其中P＝P₁+P₂＝L₁+L₂-2。L₁是信道脉冲响应(CIR)h_S，1和h_S，2的长度，h_S，1和h_S，2分别表示源站110和中继站120的第一天线122之间的信道的信道脉冲响应，以及源站110和中继站120的第二天线124之间的信道的信道脉冲响应。L₂是分别以向量h_1，D和h_2，D表示的CIR的长度，h_1，D和h_2，D分别对应中继站120的第一天线122和目的站130之间的信道，以及中继站120的第二天线124和目的站130之间的信道。

在步骤304中，源站将CP_j，1插在x_j前面，然后传送由此得到的符号序列。

由x_n表示由N个符号组成的符号序列x_j，其中n＝0...N-1，即

x_j＝[x₀...x_n...x_N-1]

通过复制x_j的最后Ncp个字产生长度为P₁的循环前置码CP_j，1

CP_j，1＝[x_N-P1...x_N-2 x_N-1]

将循环前置码CP_j，1插在x_j前面，产生由此得到的符号序列

用于传送。

从源站110至中继站120的传送发生在传送周期的第一阶段。

在步骤306中，中继站在该站的两根天线处接收

在步骤308中，在执行时间同步后，移除每个OFDM符号的CP_j，1部分的最前面的P₁个样本，留下由

表示的一序列。每个OFDM符号的最前面的P₁个样本由于在源站至中继站的信道中发生的频率选择性衰落引起的ISI而失真。由此得到的OFDM符号将具有(N+P₂)个样本。如果存在ACFO，则在2个OFDM符号持续时间，即对应j＝{2n，2n+1}，的时间跨度中所接收的信号向量，在移除CP_j，1后被给定为

$\left[\begin{array}{cc}{\tilde{r}}_{R,\mathrm{1,2}n}& {\tilde{r}}_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ {\tilde{r}}_{R,\mathrm{2,2}n}& {\tilde{r}}_{R,\mathrm{2,2}n+1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{e}^{j(2n(N+P)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_{N+P_1}\left({\mathrm{\φ}}_r\right){\tilde{H}}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}& e^{j((2n+1)(N+P)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_{N+P_2}\left({\mathrm{\φ}}_r\right){\tilde{H}}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}\\ e^{j(2n(N+P)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_{N+P_1}\left({\mathrm{\φ}}_r\right){\tilde{H}}_{S,2}{W}_N^H{x}_{2n}& e^{j((2n+1)(N+P)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_{N+P_2}\left({\mathrm{\φ}}_r\right){\tilde{H}}_{S,2}{W}_N^H{x}_{2n+1}\end{array}\right]$

$+\left[\begin{array}{cc}{\tilde{v}}_{R,\mathrm{1,2}n}& {\tilde{v}}_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ {\tilde{v}}_{R,\mathrm{2,2}n}& {\tilde{v}}_{R,\mathrm{2,2}n+1}\end{array}\right].$

表示在移除P₁个样本后获得的大小为((N+P₂)×1)的接收的信号向量，其中i和j分别表示天线的序号和OFDM符号持续时间。n表示数据传送周期的序号。(N×N)大小的矩阵

是反离散傅里叶变换(IDFT)矩阵。矩阵

对应i＝1，2是如下给定的((N+P₂)×N)大小的矩阵

${\tilde{H}}_{S,i}=\left[\begin{array}{c}{H}_{S,i}(N-P_2+1:N,:)\\ H_{S,i}\end{array}\right],$

其中H_S，i是一(N×N)大小的循环矩阵，

作为其第一列向量，而H_S，i(N-P₂+1：N，：)表示H_S，i的最后P₂个行向量。

大小为((N+P₂)×1)的向量

包含影响信号

的AWGN。

在中继站处的噪声向量

的协方差矩阵被给定为

$E\left[{\tilde{v}}_{R,i,j}{\tilde{v}}_{R,i,j}^H\right]={\mathrm{\σ}}_R^2{I}_{N+P_2}$

可选的，当ACFO存在的情况下，ACFO φ_r补偿可在中继站处作为步骤330执行。

假设完全移除了ACFO或者如果不存在ACFO，则在2个OFDM符号持续时间即j＝{2n，2n+1}，的时间跨度中，在移除了每个OFDM符号的CP_j，1部分的最前面的P₁个样本后获得的接收的信号向量被给定如下：

$\left[\begin{array}{cc}{\tilde{r}}_{R,\mathrm{1,2}n}& {\tilde{r}}_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ {\tilde{r}}_{R,\mathrm{2,2}n}& {\tilde{r}}_{R,\mathrm{2,2}n+1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{H}}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}& {\tilde{H}}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}\\ {\tilde{H}}_{S,2}{W}_N^H{x}_{2n}& {\tilde{H}}_{S,2}{W}_N^H{x}_{2n+1}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{\tilde{v}}_{R,\mathrm{1,2}n}& {\tilde{v}}_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ {\tilde{v}}_{R,\mathrm{2,2}n}& {\tilde{v}}_{R,\mathrm{2,2}n+1}\end{array}\right],$

然后在中继站处执行步骤309。在步骤309中，执行处理以实施在载波电平的空时编码。矩阵Y_R被计算和安排为：

$Y_R=\left[y_{\mathrm{ij},R}\right]=\left[\begin{array}{cc}{y}_{11,R}& y_{12,R}\\ y_{21,R}& y_{22,R}\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}{\tilde{r}}_{R,\mathrm{1,2}n}& {\tilde{r}}_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ \mathrm{\ζ}\left({\tilde{r}}_{R,\mathrm{2,2}n+1}^{*}\right)& -\mathrm{\ζ}\left({\tilde{r}}_{R,\mathrm{2,2}n}^{*}\right)\end{array}\right]$

算符[·]^*表示一复共轭。所实施的空时编码例如可以是Alamouti编码。

步骤309进一步包括步骤310和312。

在步骤310中，对于Y_R中不需要信号共轭的那些元素，例如：y_11，R和y_12，R，不需要做任何处理。

在步骤312中，对于Y_R中需要信号共轭的那些元素，例如：y_21，R和y_22，R，使用映射函数ζ(·)对各

的OFDM符号序列进行重新排序：

ζ(a)＝[a(N-1)，a(N-2)，…，a(0)]^T，

(N×1)大小的输入向量a＝[a(0)，a(1)，...，a(N-1)]^T。此函数可以方便地通过将信号样本存储在一移位寄存器，然后以反序读取该寄存器而在硬件中被实施。

从而映射函数ζ(·)可被重新表示为：

ζ(a(n))＝a(N-n-1)

其中a(n)表示OFDM符号序列a的第n个符号。然后在每个重新排序的符号ζ(a(n))上执行一时域信号共轭，其中n＝0...N-1。

使b＝ζ(a)。在信号共轭完成后，若将B＝{B(0)...B(k)...B(N-1)}作为b所对应的频域序列，可发现

$B^{*}\left(k\right)W_N^{k(N-P_2-1)}=B^{*}\left(k\right)W_N^{-k(P_2+1)}$

即，相移共轭序列。

存在以下离散傅里叶变换(DFT)特性：

●线性：

●循环移位

●对称性

x(n)和y(n)用来表示时域序列，X(k)和Y(k)是其对应的频域序列，N是DFT的大小，以及

在步骤314中，执行在中继站处实施ASTC的其他必要步骤。然后包含于

中的符号序列在第j个OFDM符号持续时间通过第i根中

继天线被传送，其中i＝1，2且j＝{2n，2n+1}。从中继站至目的站的传输发生在源站保持静止的传输周期的第二阶段。

在步骤316中，在帧同步后，目的站从接收的每个OFDM符号中移除长度为P₂的循环前置码。循环前置码移除后的每个OFDM符号将为N个样本长，并且对应每一第j个OFDM符号持续时间可表示为信号向量r_D，j。

假设存在ACFO并且在中继站处完成了ACFO补偿，对于第j＝{2n，2n+1}个OFDM符号持续时间，当存在ACFO φ_d时，在目的站接收的(N×1)大小的信号向量被给定为：

CP方案2：

$r_{D,2n}=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)[H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}+H_{2,D}{G}_{S,2}{W}_N^{H}T{x}_{2n+1}^{*}]+{\tilde{p}}_{D,2n}$

$r_{D,2n+1}=\frac{e^{j((2n+1)(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)[H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}-H_{2,D}{G}_{S,2}{W}_N^{H}T{x}_{2n}^{*}]+{\tilde{p}}_{D,2n+1},$

其中噪声向量被给定为：

${\tilde{p}}_{D,2n}=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)R_{\mathrm{cp}}[U_{1,D}{\tilde{v}}_{R,\mathrm{1,2}n}+U_{2,D}\mathrm{\ζ}\left({\tilde{v}}_{R,\mathrm{2,2}n+1}^{*}\right)]+v_{D,2n}$

${\tilde{p}}_{D,2n+1}=\frac{e^{j((2n+1)(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)R_{\mathrm{cp}}[U_{1,D}{\tilde{v}}_{R,\mathrm{1,2}n+1}-H_{2,D}\mathrm{\ζ}\left({\tilde{v}}_{R,\mathrm{2,2}n}^{*}\right)]+v_{D,2n+1}.$

可选的，ACFO φ_d补偿可在目的站作为步骤340被执行。

假设存在ACFO并且在中继站未完成ACFO补偿，对应第j＝{2n，2n+1}个OFDM符号持续时间，

其中

和

是(N×N)循环矩阵，其相应的第一列向量分别为

和标量α_n和γ_n定义如下：

${\mathrm{\α}}_n=e^{j(2n+1)P_1{\mathrm{\φ}}_r}$

${\mathrm{\γ}}_n=e^{-j((4n+2)(N+P)-2n{P}_1-1){\mathrm{\φ}}_r}.$

可选的，联合ACFO补偿可在目的站处作为步骤350被执行，以补偿ACFO φ_r和φ_d。

假设执行了ACFO补偿，或者不存在ACFO，对于第j＝(2n)个OFDM符号持续时间

$r_{D,2n}=H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}+H_{2,D}{G}_{S,2}{\left(W_N^H{x}_{2n+1}\right)}^{*}+{\tilde{p}}_{D,2n},$

(N×N)大小的矩阵G_S，2被给定为

$G_{S,2}=\mathrm{\ζ}\left({\tilde{H}}_{S,2}^{*}(1:N,:)\right),$

二维矩阵A的映射ζ(·)计算如下：

假设A具有(N₁×N₂)的大小并且

其中a_i是(N₁×1)大小的向量，其中i＝1，2，...，N₂，则

(N×1)大小的向量

被给定为

${\tilde{p}}_{D,2n}=R_{\mathrm{cp}}[U_{1,D}{\tilde{v}}_{R,\mathrm{1,2}n}+U_{2,D}\mathrm{\ζ}\left({\tilde{v}}_{R,\mathrm{2,2}n+1}^{*}\right)]+v_{D,2n},$

其中向量v_D，2n包含在目的站接收的AWGN，其中i＝1，2，矩阵U_i，D是一((N+P₂)×(N+P₂))大小的托普利茨矩阵，其第一列向量为

第一行向量为

矩阵R_cp是一(N×(N+P₂))大小的矩阵，其被定义为

$R_{\mathrm{cp}}=\left[\begin{array}{cc}{0}_{N\×P_2},& I_N\end{array}\right].$

同样地，在第(2n+1)个OFDM符号持续时间内在目的站接收的(N×1)大小的信号向量被获得为

$r_{D,2n+1}=H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}-H_{2,D}{G}_{S,2}{\left(W_N^H{x}_{2n}\right)}^{*}+{\tilde{p}}_{D,2n+1},$

${\tilde{p}}_{D,2n+1}=R_{\mathrm{cp}}[U_{1,D}{\tilde{v}}_{R,\mathrm{1,2}n+1}-U_{2,D}\mathrm{\ζ}\left({\tilde{v}}_{R,\mathrm{2,2}n}^{*}\right)]+v_{D,2n+1}.$

在步骤318中，目的站使用在训练期间获得的信道状态信息(CSI)参数执行频域中的ASTC解码。对应于符号持续时间j＝{2n，2n+1}，对信号向量r_D，j执行N点DFT，得到向量W_Nr_D，2n和W_Nr_D，2n+1。

一(2N×1)大小的向量y_D，n被构造为

$y_{D,n}={[{\left(W_N{r}_{D,2n}\right)}^T,{\left(W_N{r}_{D,2n+1}\right)}^H]}^T$

$=H_P\left[\begin{array}{c}{x}_{2n}\\ x_{2n+1}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{W}_N{\tilde{p}}_{D,2n}\\ {\left(W_N{\tilde{p}}_{D,2n+1}\right)}^{*}\end{array}\right]$

信号r_D，2n和r_D，2n+1可以被表示为

$r_{D,2n}=H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}+H_{2,D}{G}_{S,2}{\left(W_N^H{x}_{2n+1}\right)}^{*}+{\tilde{p}}_{D,2n},$

$r_{D,2n+1}=H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}-H_{2,D}{G}_{S,2}{\left(W_N^H{x}_{2n}\right)}^{*}+{\tilde{p}}_{D,2n+1},$

矩阵G_S，2被定义为如下形式的一(N×N)大小的矩阵：

$G_{S,2}=\mathrm{\ζ}\left({\tilde{H}}_{S,2}^{*}(1:N,:)\right).$

可以看出，矩阵G_S，2可通过对一(N×N)大小的循环矩阵的列向量进行重排列而获得。根据该知识，可以得到

$G_{S,2}=W_N^H\left[{\left(Z_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)\right)}^{L_2}{\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}T\right]W_N.$

将G_S，2代入(N×1)大小的向量

$H_{2,D}{G}_{S,2}{\left(W_N^H{x}_{2n+1}\right)}^{*}=W_N^H{\mathrm{\Λ}}_{2,D}\left(W_N{G}_{S,2}{W}_N^H\right)W_N{\left(W_N^H{x}_{2n+1}\right)}^{*}$

$=W_N^H{\mathrm{\Λ}}_{2,D}\left({\left(Z_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)\right)}^{L_2}{\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}T\right)W_N{\left(W_N^H{x}_{2n+1}\right)}^{*}$

$=W_N^H{\mathrm{\Λ}}_{2,D}{\left(Z_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)\right)}^{L_2}{\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}\mathrm{TT}{x}_{2n+1}^{*}$

$=W_N^H{\left(Z_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)\right)}^{L_2}{\mathrm{\Λ}}_{2,D}{\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}{x}_{2n+1}^{*}$ $\sin \mathrm{ceTT}=I_N.$

同样地，(N×1)大小的向量

可被表示为

$H_{2,D}{G}_{S,2}{\left(W_N^H{x}_{2n}\right)}^{*}=W_N^H{\left(Z_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)\right)}^{L_2}{\mathrm{\Λ}}_{2,D}{\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}{x}_{2n}^{*}.$

将表达式

和

代入y_D，n中，

$y_{D,n}={[{\left(W_N{r}_{D,2n}\right)}^T,{\left(W_N{r}_{D,2n+1}\right)}^H]}^T$

$=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Λ}}_{1,D}{\mathrm{\Λ}}_{S,1}& {\left(Z_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)\right)}^{L_2}{\mathrm{\Λ}}_{2,D}{\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}\\ -{\left(Z_N(-\frac{2\mathrm{\π}}{N})\right)}^{L_2}{\mathrm{\Λ}}_{2,D}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{S,2}& {\mathrm{\Λ}}_{1,D}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{S,1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_{2n}\\ x_{2n+1}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{W}_N{p}_{D,2n}\\ W_N{p}_{D,2n+1}\end{array}\right].$

x_2n和x_2n+1的估计(由

和

表示)可使用H_P的共轭转置，即

来获得

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{x}}_{2n}\\ {{\tilde{x}}^{*}}_{2n+1}\end{array}\right]=H_P^H{y}_{D,n}$

$=H_P^H\left[\begin{array}{c}{W}_N{r}_{D,2n}\\ {\left(W_N{r}_{D,2n+1}\right)}^{*}\end{array}\right]$

H_P是(2N×2N)大小的产品信道矩阵，且被给定为

$H_P=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Λ}}_{1,D}{\mathrm{\Λ}}_{S,1}& {\left(Z_N\left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)\right)}^{L_2}{\mathrm{\Λ}}_{2,D}{\mathrm{\Λ}}_{S,2}^{*}\\ -{\left(Z_N(-\frac{2\mathrm{\π}}{N})\right)}^{L_2}{\mathrm{\Λ}}_{2,D}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{S,2}& {\mathrm{\Λ}}_{1,D}^{*}{\mathrm{\Λ}}_{S,1}^{*}\end{array}\right]$

产品信道矩阵H_P是在产品信道矩阵估计期间获得的一已知参数，并且构成信道状态信息(CSI)的一部分。H_P允许在目的站的一简单线性解码，由于

$H_P^H{H}_P=I_2\⊗({\left|{\mathrm{\Λ}}_{1,D}\right|}^2{\left|{\mathrm{\Λ}}_{S,1}\right|}^2+{\left|{\mathrm{\Λ}}_{2,D}\right|}^2{\left|{\mathrm{\Λ}}_{S,2}\right|}^2).$

其中表示执行一Kronecker乘积。

可以看出，本实施例具有一优点，即在目的站不需要对样本进行重新排序。

当存在ACFO并且在步骤316中完成了联合ACFO补偿的情况下，可使用步骤320而不是步骤318来执行频域中的ASTC解码。

在步骤320中，(2N×1)大小的向量y_D，n将为

$y_{D,n}={\tilde{H}}_F\left[\begin{array}{c}{x}_{2n}\\ x_{2n+1}^{*}\end{array}\right]+a_n$

标量α_n和γ_n被定义为：

${\mathrm{\α}}_n=e^{j(2n+1)P_1{\mathrm{\φ}}_r}$

${\mathrm{\γ}}_n=e^{-j((4n+2)(N+P)-2n{P}_1-1){\mathrm{\φ}}_r}.$

其中φ_r表示ACFO φ_r。φ_r的值可在中继站处使用ACFO

估计步骤410予以估计，然后发送至目的站。

x_2n和x_2n+1的估计(由

和

表示)可使用

获得

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{x}}_{2n}\\ {\tilde{x}}_{2n+1}^{*}\end{array}\right]={\tilde{H}}_F^H{y}_{D,n}.$

表示的共轭转置。

具有如下特性

其中

表示执行一Kronecker乘积。从而

允许在目的站的一简单线性解码。

在步骤330中，中继站选择性地执行ACFO φ_r补偿。在2个OFDM符号持续时时j＝{2n，2n+1}的时间跨度中，对应天线i＝1，2，接收的信号向量

为：

$\left[\begin{array}{cc}{\tilde{r}}_{R,\mathrm{1,2}n}& {\tilde{r}}_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ {\tilde{r}}_{R,\mathrm{2,2}n}& {\tilde{r}}_{R,\mathrm{2,2}n+1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{e}^{j(2n(N+P)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_{N+P_1}\left({\mathrm{\φ}}_r\right){\tilde{H}}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}& e^{j((2n+1)(N+P)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_{N+P_2}\left({\mathrm{\φ}}_r\right){\tilde{H}}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}\\ e^{j(2n(N+P)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_{N+P_1}\left({\mathrm{\φ}}_r\right){\tilde{H}}_{S,2}{W}_N^H{x}_{2n}& e^{j((2n+1)(N+P)+P_1){\mathrm{\φ}}_r}{Z}_{N+P_2}\left({\mathrm{\φ}}_r\right){\tilde{H}}_{S,2}{W}_N^H{x}_{2n+1}\end{array}\right]$

$+\left[\begin{array}{cc}{\tilde{v}}_{R,\mathrm{1,2}n}& {\tilde{v}}_{R,\mathrm{1,2}n+1}\\ {\tilde{v}}_{R,\mathrm{2,2}n}& {\tilde{v}}_{R,\mathrm{2,2}n+1}\end{array}\right].$

ACFO φ_r是在ACFO

估计步骤410期间在中继站处获得的一已知参数，并且构成信道状态信息(CSI)的一部分。

对于

和

通过将其乘以

的共轭，可消除ACFOφ_r的影响。对于

和

通过将其乘以

的共轭，可消除ACFO φ_r的影响。

在步骤340中，目的站选择性地执行ACFO φ_d补偿。在存在ACFO φ_d时，目的站接收的(N×1)大小的信号向量被给定为

CP方案2：

$r_{D,2n}=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)[H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}+H_{2,D}{G}_{S,2}{W}_N^{H}T{x}_{2n+1}^{*}]+{\tilde{p}}_{D,2n}$

$r_{D,2n+1}=\frac{e^{j((2n+1)(N+P_2)+P_2){\mathrm{\φ}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\φ}}_d\right)[H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}-H_{2,D}{G}_{S,2}{W}_N^{H}T{x}_{2n}^{*}]+{\tilde{p}}_{D,2n+1},$

其中噪声向量由

和给定。ACFO φ_d是在ACFO

估计步骤420期间获得的一已知参数，并且构成信道状态信息(CSI)的一部分。

通过将r_D，2n和r_D，2n+1分别乘以

和

的共轭，ACFO φ_d的影响可被消除。

在步骤350中，目的站选择性地执行联合ACFO补偿。在第j＝{2n，2n+1}个OFDM符号持续时间，在目的站处接收的(N×1)大小的信号向量被给定为

其中噪声向量由

和

给定。

标量α_n和γ_n定义如下：

${\mathrm{\α}}_n=e^{j(2n+1)P_1{\mathrm{\φ}}_r}$

${\mathrm{\γ}}_n=e^{-j((4n+2)(N+P)-2n{P}_1-1){\mathrm{\φ}}_r}.$

可以看出，在信号向量r_D，2n和r_D，2n+1中存在ACFO φ_r和ACFO φ_d。可将ACFO φ_r和ACFO φ_d相加，并表示为ACFO φ_f，即φ_f＝φ_d+φ_r。ACFO φ_f是在联合ACFO(φ_d+φ_r)估计步骤430期间获得的一已知参数，并且构成信道状态信息(CSI)的一部分。

通过将r_D，2n和r_D，2n+1分别乘以

和

的共轭，ACFO φ_f的影响可被消除。

循环前置码方案2可具有如下优点：即在中继站处只需完成模拟域处理，并且对于每个载波在目的站处只需通过线性处理来完成最大似然解码。

循环前置码方案2也优于现有技术，因为中继站不必在不同的源站和目的站之间执行时间共享。在现有技术中，当没有执行目的站的联合ACFO补偿时，中继站需估计和补偿每个源站-中继站对的ACFO，这可能使中继站的硬件变得复杂，并且可能增加中继站所需的计算复杂度。

信道估计

根据图2或图3的流程图所示的方法，在实际信息被传输前执行信道估计。信道估计的目的是获得一组信道状态信息(CSI)参数，用于在目的站对接收的信号进行解码，以及在中继站或目的站选择性地补偿角载波频率偏移(ACFO)。

接下去，将参考图4描述根据范例实施例的信道估计。

在步骤402中，使用一对简单的导频符号(或者训练符号)估计产品信道。该对导频符号的构成如下

[x_2n   x_2n+1]

其在两个符号间隙从源站被传输。导频符号被定义为

x_2n＝a

x_2n+1＝-a

其中a是一(N×1)大小的向量，使得|a(i)|＝1，其中i＝0，1，...，N-1，并且a具有低峰值平均功率比(PAPR)。n表示数据传输周期序号。

在中继站的ACFO 估计

在步骤410中，对应循环前置码方案1或2在中继站处执行ACFO

估计。给定导频符号[x_2n x_2n+1]的已知值，在中继站的ACFO

可被容易地估计为

CP方案1

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_r=\frac{\∠(-r_{R,\mathrm{1,2}n}^H{r}_{R,\mathrm{1,2}n+1})+\∠(-r_{R,\mathrm{2,2}n}^H{r}_{R,\mathrm{2,2}n+1})}{2(N+P)}$

CP方案2

${\widehat{\mathrm{\φ}}}_r=\frac{\∠(-{\tilde{r}}_{R,\mathrm{1,2}n}^H{\tilde{r}}_{R,\mathrm{1,2}n+1})+\∠(-{\tilde{r}}_{R,\mathrm{2,2}n}^H{\tilde{r}}_{R,\mathrm{2,2}n+1})}{2(N+P)}.$

算符∠(·)用于返回(·)的相位，从而返回的标量值在区间[- π，π)中。值得注意的是，

因此可被估计的最大归一化CFO的范围是

$\left|{\widehat{\&Element;}}_r\right|\&le;0.5\frac{N}{N+P}<0.5$

通过设计合适的导频符号，上述限制可被克服。所估计的ACFO值

可被中继站用来在实际信息传输期间执行补偿。

循环前置码方案2可具有如下优点：即不需要中继站的ACFO补偿，因为可在目的站执行联合ACFO补偿。

在目的站的ACFO

估计

在步骤420中，对于循环前置码方案1或2，在目的站执行ACFO估计。

对于循环前置码方案1，当存在ACFO

时，在目的站接收的(N×1)大小的信号向量被给定为

CP方案1：

$r_{D,2n}=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)[H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}+H_{2,D}\mathrm{\&zeta;}\left(H_{S,2}^{*}\right)W_N^{H}T{x}_{2n+1}^{*}]+p_{D,2n}$

$r_{D,2n+1}=\frac{e^{j((2n+1)(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)[H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}-H_{2,D}\mathrm{\&zeta;}\left(H_{S,2}^{*}\right)W_N^{H}T{x}_{2n}^{*}]+p_{D,2n+1},$

其中噪声向量被给定为：

$p_{D,2n}=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)[H_{1,D}{v}_{R,\mathrm{1,2}n}+H_{2,D}\mathrm{\&zeta;}\left(v_{R,\mathrm{2,2}n+1}^{*}\right)]+v_{D,2n}$

$p_{D,2n+1}=\frac{e^{j((2n+1)(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)[H_{1,D}{v}_{R,\mathrm{1,2}n+1}-H_{2,D}\mathrm{\&zeta;}\left(v_{R,\mathrm{2,2}n}^{*}\right)]+v_{D,2n+1}.$

同样地，对于CP方案2在目的站接收的(N×1)大小的信号向量被给定为

CP方案2：

$r_{D,2n}=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)[H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}+H_{2,D}{G}_{S,2}{W}_N^{H}T{x}_{2n+1}^{*}]+p_{D,2n}$

$r_{D,2n+1}=\frac{e^{j((2n+1)(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)[H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n+1}-H_{2,D}{G}_{S,2}{W}_N^{H}T{x}_{2n}^{*}]+p_{D,2n+1},$

其中噪声向量被给定为：

${\tilde{p}}_{D,2n}=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)R_{\mathrm{cp}}[U_{1,D}{\tilde{v}}_{R,\mathrm{1,2}n}+U_{2,D}\mathrm{\&zeta;}\left({\tilde{v}}_{R,\mathrm{2,2}n+1}^{*}\right)]+v_{D,2n}$

${\tilde{p}}_{D,2n+1}=\frac{e^{j((2n+1)(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)R_{\mathrm{cp}}[U_{1,D}{\tilde{v}}_{R,\mathrm{1,2}n+1}-H_{2,D}\mathrm{\&zeta;}\left({\tilde{v}}_{R,\mathrm{2,2}n}^{*}\right)]+v_{D,2n+1}.$

以下估计可同时应用于循环前置码方案1或2。使用源站传输的导频符号x_2n＝a和x_2n＝-a的，并假设

(N×N)大小的矩阵

是反离散傅里叶变换(IDFT)矩阵。因此，向量可被表示为

$H_{1,D}{H}_{S,1}{W}_N^H{x}_{2n}=H_{1,D}{H}_{S,1}b$

$={\mathrm{Ah}}_P,$

其中，(N×(P+1))大小的托普利茨矩阵A被给定为

A＝[[b]⁽⁰⁾，[b]⁽¹⁾，…，[b]^(P)]

且((P+1)×1)大小的向量h_P为

h_P＝h_1，D＊h_S，1

其中＊表示卷积操作。假设

向量

可以写为

$H_{2,D}\mathrm{\&zeta;}\left(H_{S,2}^{*}\right)d=B{\tilde{h}}_P,$

其中(N×(P+1))大小的托普利茨矩阵B被给定为

$B=[{\left[f\right]}^{(-L_1+1)},{\left[f\right]}^{(-L_1+2)},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,{\left[f\right]}^{(-L_1+P+1)}]$

其中，f＝ζ(d)并且((P+1)×1)大小的向量

为

${\tilde{h}}_P=h_{2,D}*\mathrm{\&zeta;}\left(h_{S,2}^{*}\right).$

同样地，向量H_2，D G_S，2d可被表示为

$H_{2,D}{G}_{S,2}d=C{\tilde{h}}_P,$

其中(N×(P+1))大小的托普利茨矩阵C被给定为

$C=[{\left[f\right]}^{(-2L_2+1)},{\left[f\right]}^{(-2L_2+2)},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,{\left[f\right]}^{(-2L_2+P+1)}].$

将上述结果代入r_D，2n和r_D，2n+1并且记住r_D，2n和r_D，2N+1是在目的站接收的导频符号的信号向量，r_D，2n和r_D，2N+1可被写为

CP方案1：

$r_{D,2n}=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)[A,B]h_F+p_{D,2n}$

$r_{D,2n+1}=\frac{e^{j((2n+1)(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)[-A,-B]h_F+p_{D,2n+1}$

CP方案2：

$r_{D,2n}=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)[A,C]h_F+{\tilde{p}}_{D,2n}$

$r_{D,2n+1}=\frac{e^{j((2n+1)(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)[-A,-C]h_F+{\tilde{p}}_{D,2n+1},$

其中(2(P+1)×1)大小的向量h_F

$h_F={[h_P^T,{\tilde{h}}_P^T]}^T.$

使q_n为如下构造的一(2N×1)大小的向量

$q_n={[r_{D,2n}^T,r_{D,2n+1}^T]}^T$

$=F\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)h_F+e_n,$

其中，对于CP方案1，

对于CP方案2，

(2N×2(P+1))大小的矩阵F(φ_d)被给定为

CP方案1：

$F\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)& 0_{N\&times;N}\\ 0_{N\&times;N}& e^{j(N+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}A& -B\\ -A& -B\end{array}\right]$

CP方案2：

$F\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)& 0_{N\&times;N}\\ 0_{N\&times;N}& e^{j(N+P_2){\mathrm{\&phi;}}_d}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_d\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}A& -C\\ -A& -C\end{array}\right].$

使用q_n，基于ACFO和CIR估计的最大似然(ML)可以用公式表示出。ACFO被估计为

${\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_d=\arg \underset{\mathrm{\&phi;}}{\min }\left(q_n^H\right[I_{2N}-F\left(\mathrm{\&phi;}\right){\left(F^H\left(\mathrm{\&phi;}\right)F\left(\mathrm{\&phi;}\right)\right)}^{-1}{F}^H\left(\mathrm{\&phi;}\right)\left]q_n\right).$

可使用网格搜索估计

值得注意的是，对于在步骤402中使用的导频符号，矩阵F^H(φ)F(φ)被给定为

F^H(φ)F(φ)＝NI_2(P+1)，

这表示对于每个搜索点不需要计算F^H(φ)F(φ)的逆。

因此，ACFO可被估计为

${\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_d=\arg \underset{\mathrm{\&phi;}}{\min }\left(q_n^H\right[I_{2N}-\frac{1}{N}F\left(\mathrm{\&phi;}\right)F^H\left(\mathrm{\&phi;}\right)\left]q_n\right).$

可以看出，由于对于每个搜索点不需要做逆矩阵计算，因此在目的站的ACFO估计不需要通过计算。

一旦估计出了ACFO

向量h_F可被估计为

${\hat{h}}_F=\frac{1}{N}F\left({\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_d\right)F^H\left({\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_d\right)q_n.$

在目的站的联合ACFO(φ _r +φ _d )估计

在步骤430中，对于循环前置码方案2，在目的站执行联合ACFO(φ_r+φ_d)估计。在目的站接收的(N×1)大小的信号向量(在中继站没有ACFO补偿)可被写为：

其中，

和分别是(N×N)大小的循环矩阵，其第一列向量分别为

和

且标量α_n和γ_n被定义如下：

${\mathrm{\&alpha;}}_n=e^{j(2n+1)P_1{\mathrm{\&phi;}}_r}$

${\mathrm{\&gamma;}}_n=e^{-j((4n+2)(N+P)-2n{P}_1-1){\mathrm{\&phi;}}_r}.$

定义φ_f＝φ_d+φ_r，则有

$q_n={[r_{D,2n}^T,r_{D,2n+1}^T]}^T$

$=\tilde{F}({\mathrm{\&phi;}}_f,{\mathrm{\&phi;}}_r){\tilde{h}}_F+e_n,$

其中，(2N×2(P+1))大小的矩阵

被给定为

$\tilde{F}({\mathrm{\&phi;}}_f,{\mathrm{\&phi;}}_r)=\frac{e^{j(2n(N+P_2)+P_2){\mathrm{\&phi;}}_f}}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cc}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_f\right)& 0_{N\&times;N}\\ 0_{N\&times;N}& e^{j(N+P_2){\mathrm{\&phi;}}_f}{Z}_N\left({\mathrm{\&phi;}}_f\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\&alpha;}}_{n}A& -{\mathrm{\&gamma;}}_{n}C\\ -{\mathrm{\&alpha;}}_n{e}^{j{P}_1{\mathrm{\&phi;}}_r}A& -{\mathrm{\&gamma;}}_n{e}^{j{P}_1{\mathrm{\&phi;}}_r}C\end{array}\right]$

并且

是如下构造的一(2(P+1)×1)大小的向量

其中，

且

可知

${\tilde{F}}^H({\mathrm{\&phi;}}_f,{\mathrm{\&phi;}}_r)\tilde{F}({\mathrm{\&phi;}}_f,{\mathrm{\&phi;}}_r)={\mathrm{NI}}_{2(P+1)}.$

φ_f的最大似然估计被获得为

${\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_f=\arg \underset{\mathrm{\&phi;}}{\min }\left(q_n^H\right[I_{2N}-\frac{1}{N}\tilde{F}(\mathrm{\&phi;},{\mathrm{\&phi;}}_r){\tilde{F}}^H(\mathrm{\&phi;},{\mathrm{\&phi;}}_r)\left]q_n\right)$

且被估计为

${\hat{\tilde{h}}}_F=\frac{1}{N}\tilde{F}({\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_f,{\mathrm{\&phi;}}_r){\tilde{F}}^H({\widehat{\mathrm{\&phi;}}}_f,{\mathrm{\&phi;}}_r)q_n.$

虽然本发明的范例实施例已被详细描述了，但是在本发明的范围内许多变化例是可能的，这对于熟悉技术的读者是清楚的。可以对各类参数进行变化，例如载波数目，循环前置码的长度P、P₁和P₂，在中继站使用的编码技术，或者估计产品信道的方式。使用的导频符号的设计也可以做出各种变化。此外，CP方案不必使用空时编码，其他形式的编码也可被使用。

Claims (31)

1.一种通过具有多根天线的一中继站执行的，中继从一源站至一目的站的数据的方法，所述方法包括如下步骤：

使用所述多根天线接收从所述源站发送的一消息，从而形成多个相应的接收信号，所述消息包含所述数据并且包括一第一循环前置码；

从所述接收信号中移除所述第一循环前置码；

对所述接收信号编码，以形成多个第二信号；

将一第二循环前置码插入所述多个第二信号；以及

将所述具有第二循环前置码的多个第二信号传输至目的站。

2.一种通过具有多根天线的一中继站执行的，中继从一源站至一目的站的数据的方法，所述方法包括如下步骤：

使用所述多根天线接收从所述源站发送的一消息，从而形成多个相应的接收信号，所述消息包含所述数据并且包括一第一循环前置码；

从所述接收信号中移除所述循环前置码的一部分；

对所述接收信号编码，以形成多个第二信号；以及

将具有循环前置码剩余部分的所述多个第二信号传输至目的站。

3.如权利要求1或2所述的中继一消息的方法，其中，所述接收信号包括：来自所述中继站的一第一天线的一第一接收信号，以及来自所述中继站的一第二天线的一第二接收信号，对所述接收信号编码的步骤包括：结合所述第一接收信号和第二接收信号，以形成多个第二信号。

4.如权利要求3所述的中继一消息的方法，其中，对所述接收信号编码的步骤进一步包括获得所述第一接收信号的一复共轭的步骤。

5.如权利要求3或4所述的中继一消息的方法，其中，对所述接收信号编码的步骤进一步包括对所述第一接收信号内的符号顺序进行反序的步骤。

6.如权利要求5所述的中继一消息的方法，其中，对所述第一接收信号内的符号顺序进行反序的步骤进一步包括：在一移位存储器中存储所述第一接收信号，然后以一反序读取所述移位寄存器。

7.如权利要求3至6中的任一项所述的中继一消息的方法，其中，对所述接收信号编码的步骤进一步包括对所述第一接收信号求负值的步骤。

8.如前述任一项权利要求所述的中继一消息的方法，其中，使用空时编码对所述接收信号编码，以形成所述多个第二信号。

9.如权利要求8所述的中继一消息的方法，其中，所述空时编码是Alamouti编码。

10.如前述任一项权利要求所述的中继一消息的方法，进一步包括在中继站对所述消息执行载波频率偏移(CFO)补偿的步骤。

11.如前述任一项权利要求所述的中继一消息的方法，进一步包括在目的站对所述消息执行CFO补偿的步骤。

12.如前述任一项权利要求所述的中继一消息的方法，其中，所述具有多根天线的中继站由两个中继子站组成，每个中继子站具有至少一根天线，所述两个中继子站被配置为在相互之间执行信息传递。

13.一种通过具有多根天线的一中继站执行的，中继从一源站至一目的站的数据的方法，所述方法包括如下步骤：

(i)所述源站传输包含在具有一第一循环前置码的一消息内的数据；

(ii)所述中继站：

使用所述多根天线接收所述消息，从而形成多个相应的接收信号；

从所述接收信号中移除所述第一循环前置码；

对所述接收信号编码，以形成多个第二信号；

将一第二循环前置码插入所述多个第二信号；

将所述具有第二循环前置码的第二信号传输至目的站；以及

(iii)所述目的站接收所述第二信号并且提取所述数据。

14.一种通过具有多根天线的一中继站执行的，中继从一源站至一目的站的数据的方法，所述方法包括如下步骤：

(i)所述源站传输包含在具有一第一循环前置码的一消息内的数据；

(ii)所述中继站：

使用所述多根天线接收所述消息，从而形成多个相应的接收信号；

从所述接收信号中移除所述循环前置码的一部分；

对所述接收信号编码，以形成多个第二信号；

将具有循环前置码剩余部分的所述多个第二信号传输至目的站；以及

(iii)所述目的站接收所述第二信号并且提取所述数据。

15.如权利要求14所述的中继数据的方法，进一步包括在目的站对所述消息执行CFO补偿，从而补偿从源站至中继站存在的CFO和从中继站至目的站存在的CFO的步骤。

16.一种用于无线通信信道的估计信道状态信息的方法，所述无线通信信道包括一源站，具有多根天线的一中继站和一目的站，所述方法包括如下步骤：

所述中继站的一第一天线接收来自所述源站的一第一训练信号；

所述中继站的一第二天线接收来自所述源站的一第二训练信号；

所述中继站：

(i)使用空时编码对所述第一训练信号和第二训练信号编码，以形成多个中继训练信号；以及

(ii)在至少一个第三符号间隙内传输所述多个中继训练信号；且

所述目的站接收所述中继训练信号并且从所述中继训练信号中估计所述信道状态信息。

17.如权利要求16所述的用于无线通信信道的估计信道状态信息的方法，进一步包括通过结合所述第一训练信号和所述第二训练信号，在中继站处估计一第一载波频率偏移(CFO)参数的步骤。

18.如权利要求17所述的用于无线通信信道的估计信道状态信息的方法，其中，所述结合所述第一训练信号和所述第二训练信号中对所述第一训练信号执行一共轭转置。

19.如权利要求16至18中的任一项所述的用于无线通信信道的估计信道状态信息的方法，其中，所述第一训练信号包括一第一导频信号，且所述第二训练信号包括一第二导频信号，所述第二导频信号是所述第一导频信号的一负值。

20.如权利要求16至19中的任一项所述的用于无线通信信道的估计信道状态信息的方法，进一步包括在一目的站接收一联合训练信号的步骤，所述联合训练信号包括所述多个中继训练信号和一联合噪声信号。

21.如权利要求20所述的用于无线通信信道的估计信道状态信息的方法，其中，所述联合噪声信号包括由所述目的站估计的一第二载波频率偏移(CFO)。

22.如权利要求21所述的用于无线通信信道的估计信道状态信息的方法，其中，通过一最大似然估计来估计所述第二CFO。

23.如权利要求22所述的用于无线通信信道的估计信道状态信息的方法，其中，所述最大似然估计是一网格搜索。

24.如权利要求17至23中的任一项所述的用于无线通信信道的估计信道状态信息的方法，其中，所述中继站被配置为使用所述第一CFO参数执行一CFO补偿。

25.如权利要求21至23中的任一项所述的用于无线通信信道的估计信道状态信息的方法，其中，所述目的站被配置为使用所述第二CFO参数执行一CFO补偿。

26.如当从属于权利要求17时的权利要求21至23中的任一项所述的用于无线通信信道的估计信道状态信息的方法，其中，在中继站处估计的所述第一CFO参数被发送至目的站，所述目的站被配置以使用所述第一CFO参数和所述第二CFO参数执行一联合CFO补偿。

27.一种通过具有多根天线的一中继站，沿着一无线通信信道从一源站至一目的站传输数据的方法，所述方法包括：

通过如权利要求16至26中的任一项所述的方法估计所述信道的信道信息；

沿着所述无线通信信道传输包含所述数据的一消息；以及

使用所述估计的信道信息从所述消息中提取所述数据。

28.一种用于中继从一源站至一目的站的数据的中继站，其具有多根天线，所述中继站被配置以执行如权利要求1至12中的任一项所述的方法。

29.一种包括一源站，一目的站，以及一具有多根天线并用于中继从所述源站至所述目的站的数据的一中继站的系统，所述系统被配置以执行如权利要求13至27中的任一项所述的方法。

30.一种用于一中继站的集成电路(IC)，所述中继站被配置用于中继从一源站至一目的站的数据，所述中继站具有多根天线，所述多根天线被配置以接收由源站发送的一消息，从而形成多个相应的接收信号，所述消息包含所述数据并且包括一第一循环前置码，所述IC包括：

一接口，其被配置以接收来自所述多根天线的所述多个相应的接收信号；

一第一处理单元，其被配置以从所述接收信号中移除所述第一循环前置码；

一编码器，其被配置以使用空时编码对所述接收信号编码，以形成多个第二信号；

一第二处理单元，其被配置以将一第二循环前置码插入所述多个第二信号；且

所述接口进一步被配置以将具有所述第二循环前置码的多个第二信号发送至所述多根天线以传输至所述目的站。

31.一种用于一中继站的集成电路(IC)，所述中继站被配置用于中继从一源站至一目的站的数据，所述中继站具有多根天线，所述多根天线被配置以接收由源站发送的一消息，从而形成多个相应的接收信号，所述消息包含所述数据并且包括一第一循环前置码，所述IC包括：

一接口，其被配置以接收来自所述多根天线的所述多个相应的接收信号；

一处理单元，其被配置以从所述接收信号中移除所述循环前置码的一部分；

一编码器，其被配置以使用空时编码对所述接收信号编码，以形成多个第二信号；

所述接口进一步被配置以将具有循环前置码剩余部分的所述多个第二信号发送至所述多根天线以传输至所述目的站。

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