CN102013736A - 无线馈电装置和无线电力传输系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及无线馈电装置和无线电力传输系统。通过磁谐振将电力从馈送线圈(L2)传送到接收线圈(L3)。电力电路(200)使开关晶体管(Q1，Q2)导通/阻断以将交流电流馈送给励磁电路(110)，由此将交流电从励磁线圈(L1)馈送给馈送线圈(L2)。相位检测电路(150)将电力电路(200)的开关晶体管(Q2)设定为测量目标并根据其电流相位和电压相位来检测源极-漏极电流(IDS2)和源极-漏极电压(VDS2)之间的相位差。

Description

无线馈电装置和无线电力传输系统
技术领域
本发明涉及以无线的方式馈电的无线馈电装置和无线电力传输系统。
背景技术
不通过电线馈电的无线馈电技术正在受到关注。目前的无线馈电技术大致分为以下三种类型：(A)利用电磁感应(用于短距离)；(B)利用无线电波(用于长距离)；以及(C)利用磁场谐振现象(用于中距离)。
在诸如电动剃须刀的常见家电中通常采用利用电磁感应的(A)型；然而，它仅在几厘米的短距离内有效。利用无线电波的(B)型可用于长距离；然而，它不能大量馈电。利用谐振现象的(C)型是较新的技术，并且由于该技术即使在大约几米的中距离内也具有高电力传输效率而特别受到关注。例如，正在研究一种方案，在该方案中，将接收线圈隐藏在EV(电动车)的底部，从而以非接触的方式从地下的馈送线圈馈电。此后，把(C)型称为“磁场谐振型”。
磁场谐振型基于2006年麻省理工学院发表的理论(参照专利文献1)。在专利文献1中，准备了四个线圈。这四个线圈从馈送侧依次称为“励磁线圈”、“馈送线圈”、“接收线圈”和“负载线圈”。励磁线圈和馈送线圈彼此相对靠近以进行电磁耦合。同样，接收线圈和负载线圈彼此相对靠近以进行电磁耦合。馈送线圈与接收线圈之间的距离(中距离)大于励磁线圈与馈送线圈之间的距离和接收线圈与负载线圈之间的距离。该系统的目的是从馈送线圈向接收线圈馈电。
当交流电被馈送到励磁线圈时，根据电磁感应原理，电流同样在馈送线圈中流动。当馈送线圈产生磁场以诱导馈送线圈和接收线圈发生磁谐振时，大电流在接收线圈中流动。此时，根据电磁感应原理，电流同样在负载线圈中流动，与负载线圈串联连接的负载R获得电力。通过利用磁场谐振现象，即使馈送线圈和接收线圈彼此间隔较大也能够获得高电力传输效率。
引用列表
专利文献
[专利文献1]U.S.专利申请公开No.2008/0278264
[专利文献2]日本特开No.2006-230032
[专利文献3]国际公开No.WO2006/022365
[专利文献4]U.S.专利申请公开No.2009/0072629
为了产生磁场谐振现象，当交流电馈送到励磁线圈和馈送线圈时，需要使电力电路的驱动频率与谐振频率一致。例如，专利文献2公开了一种检测驱动频率和谐振频率是否彼此一致的技术。更具体地说，在专利文献2中，将对应于馈送线圈的原级线圈L1的电压相位与基准相位相比较，由此检测出是否存在谐振态(参照专利文献2的段落[0043]和[0044]和图1)。然而，在专利文献2的情况下，测量了将要谐振的原级线圈L1的电压波形本身，测量过程很容易降低谐振特性(Q值)。换言之，专利文献2中公开的系统结构易于受到测量过程的影响。
发明内容
鉴于上述问题做出本发明，并且本发明的主要目的是检测馈送电力的相位，同时抑制磁谐振型无线馈电技术中对谐振特性的影响。
根据本发明的第一方面的无线馈电装置通过无线的方式在馈送线圈和接收线圈的谐振频率下从所述馈送线圈向所述接收线圈馈电。该无线馈电装置包括：电力电路；馈送线圈；励磁线圈，其与所述馈送线圈磁耦合，并且将所述电力电路馈送的交流电馈送到所述馈送线圈；以及相位检测电路，其检测从所述电力电路馈送的交流电的电压相位和电流相位之间的相位差。所述电力电路包括第一电流路径和第二电流路径，并且使得分别串联连接到所述第一电流路径和所述第二电流路径的第一开关和第二开关交替导通，以向所述励磁线圈馈送交流电。所述相位检测电路测量通过所述第一开关和所述第二开关二者全部或其中之一的电流相位，以实现对交流电的电流相位的测量。
根据本发明第二方面的无线馈电装置还通过无线的方式在馈送线圈和接收线圈的谐振频率下从所述馈送线圈向所述接收线圈馈电。该无线馈电装置包括：电力电路，其在驱动频率下向所述馈送线圈馈送交流电；馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和电容器，并且在所述谐振频率下谐振；以及相位检测电路，其检测从所述电力电路馈送的交流电的电压相位和电流相位之间的相位差。所述电力电路包括第一电流路径和第二电流路径，并且使得分别串联连接到所述第一电流路径和所述第二电流路径的第一开关和第二开关交替导通，以向所述馈送线圈馈送所述交流电。所述相位检测电路测量通过所述第一开关和所述第二开关二者全部或其中之一的电流相位，以实现对交流电的电流相位的测量。
使用作为所述馈送线圈的开关电源而运行的所述电力电路能够提高从所述电力电路到所述馈送线圈的电力传输效率。当使得所述电力电路的所述驱动频率与谐振频率彼此一致时，可以提高整个系统中的电力传输效率。从通过所述电力电路中包含的开关的电流来测量出电流相位，从而不直接向所述馈送线圈施加测量负载。因此，可以通过检测电压相位和电流相位之间的相位差来监控是否保持谐振态，同时抑制对所述馈送线圈的谐振特性的影响。
所述无线馈电装置还可以包括驱动频率跟踪电路，该驱动频率跟踪电路调节所述电力电路的所述驱动频率来减小检测到的相位差，以允许所述驱动频率跟随所述谐振频率。在这种情况下，可以使得所述驱动频率能够跟随所述谐振频率，因而使得易于保持高电力传输效率。
所述第一开关和所述第二开关可以均为场效应晶体管。在这种情况下，所述相位检测电路可以从被施加到在所述第一开关的源极和接地之间和在所述第二开关的源极和接地之间串联连接的第一电阻器的电压变化中测量出电流相位。此外，所述相位检测电路可以从所述第一开关和所述第二开关二者全部或其中之一的源极漏极电压的变化中测量出电压相位。所述相位检测电路可以从与所述第一开关和所述第二开关二者全部或其中之一的源极-漏极并联连接的第二电阻器的中间获得的中间电势的变化中测量出电压相位。
该无线馈电装置还可以包括：第一波形整流器，其将具有与交流电的电流波形的相位相同相位的模拟波形转换成数字波形；和第二波形整流器，其将具有与交流电的电压波形的相位相同相位的模拟波形转换成数字波形。所述相位检测电路可以比较这两个数字波形的边沿以检测所述相位差。数字化使得用于比较电流波形和电压波形的基准点清楚，使得所述相位检测电路易于识别所述相位差。
根据本发明第三方面的无线馈电装置同样通过无线放入方式在馈送线圈和接收线圈的谐振频率下从所述馈送线圈向所述接收线圈馈电。该无线馈电装置包括：谐振电路，其包括串联连接的第一线圈和电容器；第一开关，其控制从第一方向向所述谐振电路馈送的电力的供应；第二开关，其控制从第二方向向所述谐振电路馈送的电力的供应；电力传输控制电路，其使所述第一开关和所述第二开关交替导通以诱导所述谐振电路谐振以从充当所述馈送线圈的所述第一线圈向所述接收线圈发送交流电；第二线圈，其利用由交流电产生的磁场来生成感生电流；以及相位检测电路，其检测交流电的电压相位和电流相位之间的相位差。所述相位检测电路测量在所述第二线圈中流动的所述感生电流的相位，以实现对交流电的电流相位的测量。
该无线馈电装置无需使用所述励磁线圈就可以直接驱动所述馈送线圈。这降低了无线馈电装置的制造成本和尺寸。当使得所述电力电路的所述驱动频率与所述谐振频率彼此一致时，可以提高整个系统中的电力传输效率。利用交流电流产生的磁场使得在所述第二线圈(检测线圈)中产生感生电流，并且从该感应电流中测量出电流相位，使得测量负载不直接施加到所述馈送线圈。因此，可以通过检测电压相位和电流相位之间的所述相位差(偏差)来监视是否保持谐振态，同时抑制对馈送线圈的谐振特性的影响。
可以使用耦合变压器将通过所述第一开关和所述第二开关的电流路径与通过所述谐振电路的电流路径隔离开。可以通过所述耦合变压器向所述谐振电路馈送交流电。
该无线馈电装置还可以包括驱动频率跟踪电路，该驱动频率跟踪电路调节所述电力传输控制电路的所述驱动频率来减小检测到的相位差，以使所述驱动频率跟随所述谐振频率。在这种情况下，可以使所述驱动频率能够跟随所述谐振频率，由此使得易于保持高电力传输效率。
所述电力传输控制电路可以使所述谐振电路中的线圈不运行为所述馈送线圈而是运行为所述励磁电路，以向充当所述馈送线圈的另一个线圈馈送电力。
所述第二线圈可以绕环芯缠绕。所述第一线圈的一部分可以通过所述环芯以使由所述第一线圈和所述第二线圈构成耦合变压器。通过在所述第一线圈和所述第二线圈之间共享所述环芯，可以允许所述第二线圈能够令人满意地产生所述感生电流。
电阻器可以并联连接到所述第二线圈的两端，所述相位检测电路可以从施加到所述电阻器的电压变化中测量出电流相位。
该无线馈电装置还可以包括：第一波形整流器，其将具有与交流电的电流波形的相位相同相位的模拟波形转换成数字波形；和第二波形整流器，其将具有与交流电的电压波形的相位相同相位的模拟波形转换成数字波形。所述相位检测电路比较这两个数字波形的边沿以检测所述相位差。数字化使得用于比较电流波形和电压波形的基准点清楚，使得所述相位检测电路易于识别所述相位差。
根据本发明第四方面的无线馈电装置同样通过无线的方式在馈送线圈和接收线圈的谐振频率下从所述馈送线圈向所述接收线圈馈送电力。该无线馈电装置包括：电力电路；馈送线圈；励磁线圈，其与所述馈送线圈磁耦合并将从所述电力电路馈送的交流电馈送到所述馈送线圈；检测线圈，其利用由交流电产生的磁场来生成感生电流；以及相位检测电路，其检测交流电的电压相位和电流相位之间的相位差。所述电力电路包括第一电流路径和第二电流路径，并且使得分别串联连接到所述第一电流路径和所述第二电流路径的第一开关和第二开关交替导通，以将交流电馈送给所述励磁线圈。所述相位检测电路测量在所述检测线圈中流动的所述感生电流的相位，以实现对交流电流的电流相位的测量。
根据本发明的第五方面的无线馈电装置同样通过无线的方式在馈送线圈和接收线圈的谐振频率下从所述馈送线圈向所述接收线圈馈送电力。该无线馈电装置包括：电力电路，其在所述驱动频率下将交流电馈送给所述馈送线圈；馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和电容器，并且在所述谐振频率下谐振；检测线圈，其利用由所述馈送线圈电路的交流电产生的磁场来生成感生电流；以及相位检测电路，其检测交流电的电压相位和电流相位之间的相位差。所述电力电路包括第一电流路径和第二电流路径，并且使得分别串联连接到所述第一电流路径和所述第二电流路径的第一开关和第二开关交替导通，以将交流电馈送给所述馈送线圈电路。所述相位检测电路测量通过所述检测线圈中的所述感生电流的相位，以实现对交流电流的电流相位的测量。
在这种结构中，当使得所述电力电路的所述驱动频率与所述谐振频率彼此一致时，可以提高整个系统中的电力传输效率。从所述检测线圈的所述感生电流测量出电流相位，从而测量负载不直接施加到所述馈送线圈。
所述检测线圈可以利用由流过所述馈送线圈的交流电产生的磁场来生成所述感应电流，或者可以利用由流过所述励磁线圈的交流电产生的磁场来生成所述感生电流。
该无线馈电装置还可以包括驱动频率跟踪电路，该驱动频率跟踪电路调节所述驱动频率以减小检测到的相位差，以允许所述驱动频率跟随所述谐振频率。在这种情况下，可以使所述驱动频率跟随所述谐振频率，因而使得易于保持高电力传输效率。
所述检测线圈可以绕环芯缠绕。所述馈送线圈或励磁线圈的一部分可以通过所述环芯以由所述馈送线圈和所述励磁线圈之一和所述检测线圈构成耦合变压器。此外，所述相位检测电路可以从被施加到并联连接到所述检测线圈的两端的电阻器的电压的变化中测量出电流相位。
该无线馈电装置还可以包括：第一波形整流器，其将具有与交流电的电流波形的相位相同相位的模拟波形转换成数字波形；和第二波形整流器，其将具有与交流电的压流波形的相位相同相位的模拟波形转换成数字波形。所述相位检测电路可以比较这两个数字波形的边沿以检测所述相位差。
根据本发明的无线电力传输系统包括：上述无线馈电装置中的一个；接收线圈；以及负载线圈，其与所述接收线圈磁耦合，并接收所述接收线圈已从所述馈送线圈接收到的电力。
要注意的是，上述结构组件的任意组合已经在方法、装置、系统等之间改变的表述全部有效并包含在这些实施方式中。
根据本发明，可以检测电源的相位，同时抑制磁谐振型无线馈电技术中对谐振特性的影响。
附图说明
本发明的上述特征和优点将从下面结合附图对某些优选实施方式的描述中变得明显，在附图中：
图1是无线电力传输系统的基本系统结构图；
图2是例示了在第一开关晶体管导通时形成的电流路径的图；
图3是例示了在第二开关晶体管导通时形成的电流路径的图；
图4是例示了在谐振时两个开关晶体管中电压/电流变化过程的时间图；
图5是例示了馈送线圈电路的阻抗和驱动频率之间的关系的图；
图6是例示了输出电力效率和驱动频率之间的关系的图；
图7是例示了在驱动频率高于谐振频率的情况下观察到的开关晶体管中电压/电流变化过程的时间图；
图8是例示了在驱动频率低于谐振频率的情况下观察到的开关晶体管中电压/电流变化过程的时间图；
图9是根据第一实施方式的无线电力传输系统的系统结构图；
图10是例示了输入到相位检测电路的各电压的变化过程的时间图；
图11是例示了控制电压和驱动频率之间的关系的图；
图12是作为第一实施方式的变型的无线电力传输系统的系统结构图；
图13是根据第二实施方式的无线电力传输系统的系统结构图；
图14是检测线圈和馈送线圈的放大结构图；
图15是由检测线圈和馈送线圈构成的耦合变压器的等效电路图；
图16是例示了谐振电路的阻抗Z和驱动频率之间的关系的图；
图17是例示了输出电力效率和驱动频率之间的关系的图；
图18是例示了在驱动频率和谐振频率彼此一致的情况下观察到的电压/电流变化过程的时间图；
图19是例示了在驱动频率高于谐振频率的情况下观察到的电压/电流变化过程的时间图；
图20是例示了在驱动频率低于谐振频率的情况下观察到的电压/电流变化过程的时间图；
图21是例示了输入到相位检测电路的各电压的变化过程的时间图；
图22是例示了控制电压和驱动频率之间的关系的图；
图23是根据第二实施方式的第一个变型的无线电力传输系统的系统结构图；
图24是根据第二实施方式的第二个变型的无线电力传输系统的系统结构图；
图25是根据第二实施方式的第三个变型的无线电力传输系统的系统结构图；
图26是根据第三实施方式的无线电力传输系统的系统结构图；
图27是根据第四实施方式的无线电力传输系统的系统结构图；
图28是根据第四实施方式的第一个变型的无线电力传输系统的系统结构图；以及
图29是根据第四实施方式的第二个变型的无线电力传输系统的系统结构图。
具体实施方式
下面将参照附图来详细地阐释本发明的优选实施方式。本实施方式中的无线传输系统300不仅具有无线电力馈送功能，而且还具有自动的驱动频率跟踪功能。
[第一实施方式：推挽型]
图1是不具有自动驱动频率跟踪功能的无线电力传输系统100的系统结构图。无线电力传输系统100包括电力电路200、励磁电路110、馈送线圈电路120、接收线圈电路130、以及负载电路140。在馈送线圈电路120和接收线圈电路130之间设置有几米的距离。无线电力传输系统100主要目的是通过无线的方式从馈送线圈电路120向接收线圈电路130馈送电力。
假定图1中所示的无线电力传输系统100在ISM(工业科学医疗)频带上运行。假定馈送线圈电路120或接收线圈电路130的谐振频率fr是ISM频带内的13.56MHz来做出下面的描述。
励磁电路110是其中串联连接了励磁线圈L1和变压器T2的次级线圈Li的电路。励磁电路110通过变压器T2的次级线圈Li从电力电路200接收交流电。变压器T2的次级线圈Li与变压器T2的原级线圈Ld以及变压器T2的原级线圈Lb一起构成了耦合变压器T2，并且通过电磁感应接收交流电。励磁线圈L1的绕组数是1，励磁线圈L1的导线直径是3mm，并且励磁线圈L1本身的直径是210mm。在励磁电路110中流动的电流I1是交流电流。图中励磁电路110的箭头的方向表示正方向，而与该箭头的方向相反的方向表示负方向。
馈送线圈电路120是其中串联连接了馈送线圈L2和电容器C2的电路。励磁线圈L1和馈送线圈L2彼此相对。励磁线圈L1和馈送线圈L2之间的距离较小，为10mm或更小。因此，励磁线圈L1和馈送线圈L2彼此强电磁耦合。馈送线圈L2的绕组数是7，馈送线圈L2的导线直径是5mm，并且馈送线圈L2本身的直径是280mm。当使电流I1在励磁线圈L1中流动时，在馈送线圈电路120中产生电动势，引起电流I2在馈送线圈电路120中流动。图中馈送线圈电路120的箭头的方向表示正方向，而与该箭头的方向相反的方向表示负方向。电流I1和电流I2的流动方向相反(具有相反相位)。电流I2的幅度明显大于电流I1的幅度。设定馈送线圈L2和电容器C2的值，使得馈送线圈电路120的谐振频率fr为13.56MHz。
接收线圈电路130是其中串联连接了接收线圈L3和电容器C3的电路。馈送线圈L2和接收线圈L3彼此相对。馈送线圈L2和接收线圈L3之间的距离较大，大约为0.2m到1m。接收线圈L3的绕组数是7，接收线圈L3的导线直径是5mm，并且接收线圈L3本身的直径是280mm。接收线圈L3和电容器C3的值被设置为，使得接收线圈电路130的谐振频率fr也为13.56MHz。馈送线圈L2和接收线圈L3不需要具有相同的形状。当馈送线圈电路120在谐振频率fr生成磁场时，馈送线圈电路120和接收线圈电路130发生磁谐振，诱导大电流I3在接收线圈电路130中流动。图中接收线圈电路130的箭头的方向表示正方向，而与该箭头的方向相反的方向表示负方向。电流I2和电流I3的流动方向相反(具有相反相位)。即，电流I1和电流I3同相。
负载电路140是其中串联连接了负载线圈L4和负载R的电路。接收线圈L3和负载线圈L4彼此相对。接收线圈L3和负载线圈L4之间的距离较小，大约为10mm或更小。因此，接收线圈L3和负载线圈L4彼此强电磁耦合。在本实施方式中，负载线圈L4的绕组数是1，负载线圈L4的导线直径是3mm，并且负载线圈L4本身的直径是210mm。当使电流I3在接收线圈L3中流动时，在负载电路140中形成电动势，引起电流I4在负载电路140中流动。图中负载电路140的箭头的方向表示正方向，而与该箭头的方向相反的方向表示负方向。电流I3和电流I4的流动方向相反(具有相反相位)。即，电流I2和电流I4同相。
从电力电路200馈送的交流电由励磁电路110和馈送线圈电路120发送，由接收线圈电路130和负载电路140接收，并且从负载R获得。在励磁电路110、馈送线圈电路120、接收线圈电路130和负载电路140中流动的电流I1到I4的频率相同。
如果负载R串联连接到接收线圈电路130，则降低了接收线圈电路130的Q值。因此，用于电力接收的接收线圈电路130和用于电力提取的负载电路140彼此隔离开。为了提高电力传输效率，优选地使励磁线圈L1、馈送线圈L2、接收线圈L3和负载线圈L4的中心线彼此一致。
电力电路200是在驱动频率fo下运行的推挽电路，并且具有如图1所示的垂直对称结构。励磁电路110在驱动频率fo下从电力电路200接收交流电。在这种情况下，电流I1到I4在驱动频率fo下在励磁电路110、馈送线圈电路120、接收线圈电路130和负载电路140中流动。当驱动频率fo和谐振频率fr彼此一致时，即，当驱动频率fo呈13.56MHz时，馈送线圈电路120和接收线圈电路130形成磁谐振，使电力传输效率最大化。
振荡器202连接到电力电路200中包含的栅极驱动变压器T1的原级侧。振荡器202在驱动频率fo下产生交流电压。尽管电压波形可以是正弦波，但这里假定电压波形为方波。交流电压使得电流在变压器T1的原级线圈Lh中交替地在正方向上和在负方向上流动。变压器T1的原级线圈Lh、变压器T1的次级线圈Lg和变压器T1的次级线圈Lf构成了栅极驱动耦合变压器T1。电磁感应诱导电流同样在变压器T1的次级线圈Lg和变压器T1的次级线圈Lf中交替地在正方向上和在负方向上流动。
变压器T1的次级线圈中心点接地。即，变压器T1的次级线圈Lf和变压器T1的次级线圈Lg的一端彼此连接并直接接地。变压器T1的次级线圈Lf的另一端连接到开关晶体管Q1的栅极，而变压器T1的次级线圈Lg的另一端连接到开关晶体管Q2的栅极。开关晶体管Q1的源极和开关晶体管Q2的源极同样接地。因此，当振荡器202产生具有驱动频率fo的交流电压时，具有驱动频率fo的电压Vx(Vx＞0)交替地施加到开关晶体管Q1和Q2的栅极。结果，开关晶体管Q1和Q2在驱动频率fo下交替地导通/阻断。
开通晶体管Q1和Q2是具有相同特性的增强型MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，但也可以是诸如双极晶体管的其他晶体管。此外，在驱动频率fo降低的情况下，可以使用诸如继电器开关的其他开关来替代晶体管。
将开关晶体管Q1的源极和漏极之间的电压称为源极-漏极电压VDS1，并且将开关晶体管Q2的源极和漏极之间的电压称为源极-漏极电压VDS2。将在开关晶体管Q1的源极和漏极之间流动的电流称为源极-漏极电流IDS1，并且将在开关晶体管Q2的源极和漏极之间流动的电流称为源极-漏极电流IDS2。图中电力电路200的箭头的方向表示正方向，而与该箭头的方向相反的方向表示负方向。
开关晶体管Q1的漏极通过电感器Le和电容器Cb串联连接到变压器T2的原级线圈Ld上。同样，开关晶体管Q2的漏极通过电感器Lc和电容器Ca串联连接到变压器T2的原级线圈Lb上。平滑电感器(smoothing inductor)La和电源Vdd连接到变压器T2的原级线圈Ld和变压器T2的原级线圈Lc之间的连接点。此外，电容器CQ1并联连接到开关晶体管Q1的源极-漏极，并且电容器CQ2并联连接到开关晶体管Q2的源极-漏极。电感器Le和电感器Lc是具有相同特性的线圈。电容器Cb和电容器Ca是具有相同特性的电容器，并且电容器CQ1和电容器CQ2是具有相同特性的电容器。
插入了电感器Le和电容器Cb以对源极-漏极电流IDS1的电流波形进行整形，并且插入了电感器Lc和电容器Ca以对源极-漏极电流IDS2的电流波形进行整形。此外，插入了电容器CQ1以对源极-漏极电压VDS1的电压波形进行整形，并且插入电容器CQ2以对源极-漏极电压VDS2的电压波形进行整形。即使略去电感器Lc和Le、电容器Ca、Cb、CQ1和CQ2，也可以利用电力电路200实现无线电力馈送。具体地说，在驱动频率fo低的情况下，即使略去电感器和电容器也可以很容易地保持电力传输效率。
励磁电路110的输入阻抗为50(Ω)。变压器T2的原级线圈Lb的绕组数和变压器T2的原级线圈Ld的绕组数被设置为，使得电力电路200的输出阻抗等于输入阻抗50(Ω)。当电力电路200的输出阻抗和励磁电路110的输入阻抗彼此一致时，电力电路200具有最大输出。
图2是例示了在开关晶体管Q1导通时形成的电流路径的图。当开关晶体管Q1导通(ON)时，开关晶体管Q2阻断(OFF)。此时的主电流路径(此后，称为“第一电流路径”)是从电源Vdd经过平滑电感器La、变压器T2的原级线圈Ld、电容器Cb、电感器Le和开关晶体管Q1到地。开关晶体管Q1起到用于控制第一电流路径的导通/阻断的开关的作用。
图3是例示了在开关晶体管Q2导通时形成的电流路径的图。当开关晶体管Q2导通(ON)时，开关晶体管Q1阻断(OFF)。此时的主电流路径(此后，称为“第二电流路径”)是从电源Vdd经过平滑电感器La、变压器T2的原级线圈Lb、电容器Ca、电感器Lc和开关晶体管Q2到地。开关晶体管Q2起到用于控制第二电流路径的导通/阻断的开关的作用。
图4是例示了开关晶体管Q1和Q2中电压/电流变化过程的时间图。从时间t0到时间t1的时段(此后，称为“第一时段”)是开关晶体管Q1导通(ON)而开关晶体管Q2阻断(OFF)的时段。从时间t1到时间t2的时段(此后，称为“第二时段”)是开关晶体管Q1阻断(OFF)而开关晶体管Q2导通(ON)的时段。从时间t2到时间t3的时段(此后，称为“第三时段”)是开关晶体管Q1导通(ON)而开关晶体管Q2阻断(OFF)的时段。从时间t3到时间t4的时段(此后，称为“第四时段”)是开关晶体管Q1阻断(OFF)而开关晶体管Q2导通(ON)的时段。图4例示了在驱动频率fo和谐振频率fr彼此一致并且馈送线圈电路120和接收线圈电路130处于谐振态的情况下观察到的波形。
当开关晶体管Q1的栅极-源极电压VGS1超过预定阈值时，开关晶体管Q1处于饱和状态。因此，当开关晶体管Q1在第一时段的起始时刻的时间t0处导通(ON)时，源极-漏极电流IDS1开始在图2所示的第一电流路径中流动。由于在插入到第一电流路径的电感器Le和电容器Cb中发生电流谐振，因此源极-漏极电流IDS1的电流波形在第一时段中不呈方波形，而是上升沿和下降沿变得较缓慢。
当开关晶体管Q1在第二时段的起始时刻的时间t1处阻断(OFF)时，源极-漏极电流IDS1不流动。由于电容器CQ1并联连接在开关晶体管Q1的源极和漏极之间，因此第二时段中的源极-漏极电压VDS1的电压波形不呈方波形，而是上升沿和下降沿变得较缓慢。
由于开关晶体管Q2在第一时段中阻断(OFF)，因此VGS2、IDS2和VDS2在第一时段内的变化与VGS1、IDS1和VDS1在第二时段内的变化相同。由于开关晶体管Q2在第二时段中导通(ON)，因此VGS2、IDS2和VDS2在第二时段内的变化与VGS1、IDS1和VDS1在第一时段内的变化相同。在第三、第四及随后的时段中，重复与第一和第二时段中的波形相同的波形。
图5是例示了馈送线圈电路120的阻抗Z和驱动频率fo之间的关系的图。纵轴表示馈送线圈电路120的阻抗Z。横轴表示驱动频率fo。馈送线圈电路120为LC电路，因此从电力电路200或励磁电路110的角度来看馈送线圈电路200的阻抗Z在谐振态时为最小值Zmin。尽管在谐振态下Zmin＝0是理想的，但由于在馈送线圈电路120中包含一些电阻元件，因此Zmin通常不会变为零。
在图5中，当驱动频率fo为13.56MHz时，即，当驱动频率fo和谐振频率fr彼此一致时，阻抗Z变成最小值，并且馈送线圈电路120处于谐振态。在谐振态下，馈送线圈电路120的容抗和感抗彼此抵消。当驱动频率fo和谐振频率fr彼此偏离时，容抗和感抗中的一个超过另一个，使得阻抗Z同样增加。
总之，当电力电路200的驱动频率fo与谐振频率fr一致时，交流电流I1在谐振频率fr下在励磁电路110中流动。结果，电流I2在谐振频率fr下在馈送线圈电路120中流动，并且电流I3在谐振频率fr下在接收线圈电路130中流动。馈送线圈电路120的馈送线圈L2和电容器C2与接收线圈电路130的接收线圈L3和电容器C3在同一谐振频率fr下谐振，使得从馈送线圈L2到接收线圈L3的电力传输效率变为最大值。
当电力电路200的驱动频率fo与谐振频率fr彼此偏离时，交流电流I1在非谐振频率下在励磁电路110中流动。因此，馈送线圈电路120或接收线圈电路130不处于谐振态，电力传输效率迅速下降。
图6是例示了输出电力效率和驱动频率fo之间的关系的图。输出电力效率是实际从馈送线圈电路120馈送的电力与最大输出值的比。当驱动频率fo与谐振频率fr一致时，电流相位和电压相位之间的差变为零，因此电力传输效率变为最大值，使得能够获得100(％)的输出电力效率。在从负载R获得的电力的量值中可以测出输出电力效率。
从图6的图可以看出，当在谐振频率fr为13.56MHz的条件下将驱动频率fo设定为14.06MHz时，输出电力效率减少到大约65(％)。即，驱动频率fo与谐振频率fr彼此偏离0.5MHz，电力传输效率降低35(％)。
图7是例示了在驱动频率fo高于谐振频率fr的情况下观察到的开关晶体管Q2中的电压/电流变化过程的时间图。在驱动频率fo高于谐振频率fr的情况下，感抗分量出现在馈送线圈电路120的阻抗Z中，并且馈送线圈电路120的电流I2的电流相位相对于电压相位发生延迟。如上所述，馈送线圈电路120的电流I2与励磁电路110的电流I1的相位恰好相反。此外，励磁电路110的电流I1与在第二电流路径中流动的开关晶体管Q2的源极-漏极电流IDS2的相位恰好相反。因此，通过测量经过开关晶体管Q2的源极-漏极电流IDS2的电流波形，可以检测到馈送线圈电路120的电流I2的相位。然后，通过对源极-漏极电流IDS2的电流波形和源极-漏极电压VDS2的电压波形进行比较，可以检测到电源中电流相位与电压相位之间的相位差td。
如图4所示，当驱动频率fo与谐振频率fr一致时，源极-漏极电流IDS2在第二时段的起始时刻的时间t1时处开始流动。在这种情况下，相位差td为0。当驱动频率fo高于谐振频率fr时，源极-漏极电流IDS2在比时间t1晚的时间t5处开始流动，使得相位差td(＝t1-t5)变成小于0。当驱动频率fo与谐振频率fr彼此偏离时，输出电力效率降低，并且源极-漏极电流IDS2本身减小。
图8是例示了在驱动频率fo低于谐振频率fr的情况下观察到的开关晶体管Q2中的电压/电流变化过程的时间图。在驱动频率fo低于谐振频率fr的情况下，容抗分量出现出阻抗Z中，并且馈送线圈电路120的电流I2的电流相位相对于电压相位提前。因此，源极-漏极电流IDS2在比时间t1早的时间t6处开始流动。在这种情况下，相位差td(＝t1-t6)大于0。源极-漏极电流IDS2的振幅本身变得比谐振时的振幅小。
相位差td的大小与驱动频率fo和谐振频率fr之间的偏差的大小成比例。因此，通过检测相位差td，并且适当调节驱动频率fo以消除驱动频率fo与谐振频率fr之间的偏差，则即使谐振频率fr被改变也能够保持谐振态。
图9是根据第一实施方式的无线电力传输系统300的系统结构图。第一实施方式的无线电力传输系统300除了具有无线电力传输系统100的“无线电力馈送功能”外还具有“自动驱动频率fo跟踪功能”。使用与图1中相同的附图标记表示的组件具有与图1中的组件相同或相应的功能。除图1中所示组件外，无线电力传输系统300还包括第一波形整流器142、第二波形整流器144、相位检测电路150和驱动频率跟踪电路152。此外，向电力电路200的一部分添加了电阻器R1到R6。
假设作为基本结构的图1的无线电力传输系统100在预定的谐振频率fr下运行。因此，电力电路200的驱动频率fr由按照馈送线圈电路120和接收线圈电路130的设计而限定的谐振频率fr唯一地确定。
然而，谐振频率fr根据馈送线圈电路120或接收线圈电路130的使用条件或使用环境轻微改变。此外，在更换了新的馈送线圈电路120或接收线圈电路130的情况下，谐振频率fr发生变化。或者，可能存在需要通过将电容器C2或电容器C3的静电电容设定为可变来明显改变谐振频率的情况。即使在这种情况下，无线电力传输系统300也能够使驱动频率fo自动与谐振频率fr彼此一致。
在无线电力传输系统300中，电阻器R2串联连接在开关晶体管Q1的源极与地之间，而电阻器R1串联连接在开关晶体管Q2的源极与地之间。将这些电阻器称为“第一电阻器”。此外，电阻器R4和R6并联连接到开关晶体管Q1的源极-漏极，并且电阻器R3和R5并联连接到开关晶体管Q2的源极-漏极。将电阻器R4和R6的组合或电阻器R3和R5的组合称为“第二电阻器”。电阻器R1、R3和R5在电阻值上分别等于电阻器R2、R4和R6。
基于电阻器R3和R5之间的连接点A的电势Vp1(第二电阻器的中间电势)与开关晶体管Q2的源极和R1之间的连接点B的电势Vq1(施加到第一电阻器的电压值)测量相位差td。如参照图7和图8所述，可以从源极-漏极电压VDS2的模拟波形中测量出电压相位。在无线电力传输系统300中，由电阻器R3和R5对源极-漏极电压VDS2进行分压，并且将电势Vp1作为源极-漏极电压VDS2的中间电势。即使在源极-漏极电压VDS2增大的情况下，也可以通过分压将电压VDS2减小到可以管理的水平。在无需修改就能够处理源极-漏极电压VDS2的情况下，不需要执行分压。
可以从不同于源极-漏极电压VDS2的分量中测量出电压相位。例如，可以将源极-栅极电压VGS2或变压器T1的原级线圈的两端的电压设定为测量目标。
可以从源极-漏极电流IDS2的模拟波形中测量出电流相位。连接点B的电势Vq1的相位与源极-漏极电流IDS2的相位相同，使得可以从电势Vq1的模拟波形中测量出电流相位。通过比较电势Vp1和电势Vq1的模拟波形，可以识别出电压相位与电流相位之间的相位差td。
尽管在无线电力传输系统300中从开关晶体管Q2侧测出电流相位和电压相位，但也可以通过从开关晶体管Q1侧执行测量来获得相同的结果。此外，尽管将电阻器R2、R4和R6连接在未被设定为测量目标的开关晶体管Q1上以使电力电路200的电路结构垂直对称，但是也可以略去这些电阻器。
分别由第一波形整流器142和第二波形整流器144将电势Vp1和电势Vq1数字化。尽管后面会参照图10做出详细描述，但是第一波形整流器142是在电势Vp1超过预定阈值(例如0.1(V))时输出饱和电压Vp2＝5(V)的放大器。因此，由第一波形整流器142将具有模拟波形的电势Vp1转换成具有数字波形的电压Vp2。同样，第二波形整流器144是在电势Vq1超过预定阈值时输出饱和电压Vq2＝5(V)的放大器。第二波形整流器144将具有模拟波形的电势Vq1转换成具有数字波形的电压Vq2。
相位检测电路150比较电压Vp2和电压Vq2的数字波形，以计算相位差td。相位检测电路150根据相位差td来改变控制电压Vt。驱动频率跟踪电路152根据控制电压Vt来调节振荡器202的驱动频率fo。
驱动频率跟踪电路152和振荡器202可以集成为VCO(压控振荡器)。此外，可以在VCO的后级设置放大器，以放大将要馈送到变压器T1的原级线圈Lh的电压。
图10是例示了输入到相位检测电路150的各电压的变化过程的时间图。源极-漏极电压VDS2与开关晶体管Q2的导通/阻断(ON/OFF)同步变化。通过由电阻器R3和R5对源极-漏极电压VDS2进行分压，在连接点A处检测到电势Vp1。电势Vp1的相位与源极-漏极电压VDS2的相位相同，并且具有减小了振幅(峰值电压)的波形。在开关晶体管Q2阻断(OFF)的第一时段和第三时段中，源极-漏极电压VDS2大于零，即，电势Vp1大于零。第一波形整流器142放大具有模拟波形的电势Vp1，以由此生成具有数字波形的电压Vp2。
连接点B的电势Vq1与源极-漏极电流IDS2同步变化。图10例示了驱动频率fo高于谐振频率fr并且电流相位相对于电压相位延迟的状态。第二波形整流器144放大具有模拟波形的电势Vq1，以由此生成具有数字波形的电压Vq2。
相位检测电路150比较电压Vp2的下降沿时刻t1和电压Vq2的上升沿时刻t5，并通过从t1中减去t5来计算相位差td。利用第一波形整流器142和第二波形整流器144将电势Vp1和Vq1的模拟波形转换成数字波形使得相位检测电路150更容易检测相位差td。当然，相位检测电路150可以通过直接比较电势Vp1和电势Vq1来检测相位差td。
如果如专利文献2中那样将在馈送线圈L2中流动的电流I2设定为测量目标，则向馈送线圈电路120施加新的负载，以改变馈送线圈电路120的阻抗Z，导致Q值降低。将相位检测电路150连接到谐振馈送线圈L2的电流路径如同测量音叉的振动的同时触摸音叉。在根据第一实施方式的无线电力传输系统300中，基于电力电路200中的电势Vq1测量电流相位。未向四个振荡电路(励磁电路110、馈送线圈电路120、接收线圈电路130和负载电路140)施加测量负载，使得能够在测量电流相位的同时抑制对Q值的影响。
图11是例示了控制电压Vt和驱动频率fo之间的关系的图。在驱动频率跟踪电路152中设定了图11的关系。相位差td与谐振频率fr的变差(variation)成比例。因此，相位检测电路150根据相位差td来确定控制电压Vt的变差，并且驱动频率跟踪电路152根据控制电压Vt来确定驱动频率fo。
谐振频率fr在初始状态中为13.56MHz，因此驱动频率fo设定为13.56MHz。控制电压Vt初始设定为3(V)。这里，假定谐振频率fr从13.56MHz改变到12.56MHz。由于在此状态下驱动频率fo(＝13.56MHz)高于谐振频率fo(＝12.56MHz)，因此相位差td小于0。相位差td与谐振频率fr的变差(-1.0MHz)成比例。相位检测电路150基于相位差td来确定控制电压Vt的变差。在此示例中，相位检测电路150将控制电压Vt的变差设定为-1(V)，并输出新的控制电压Vt＝2(V)。根据图11的图表示的关系，驱动频率跟踪电路152输出对应于控制电压Vt＝2(V)的驱动频率fo＝12.56MHz。利用上述处理，可以使得驱动频率fo自动跟随谐振频率fr。
相位检测电路150、驱动频率跟踪电路152和振荡器202可以实现为一个芯片。可以由软件来执行相位检测电路150或驱动频率跟踪电路152的处理。例如，可以保留提前将相位差td和驱动频率fo的变差关联起来的设定信息。在这种情况下，根据检测到的相位差td的大小来调节驱动频率fo。
图12是无线电力传输系统400的系统结构图，无线电力传输系统400是第一实施方式的无线电力传输系统的变型。在无线电力传输系统400中，电力电路200直接驱动馈送线圈电路120而不需要励磁电路110的介入。使用与图1或图9中相同的附图标记表示的组件具有与图1或图9中的组件相同或相应的功能。
无线电力传输系统400的馈送线圈电路120是其中变压器T2的次级线圈Li串联连接到馈送线圈L2和电容器C2的电路。变压器T2的次级线圈Li与变压器T2的原级线圈Lb和变压器T2的原级线圈Ld一起构成了耦合变压器T2，并且通过电磁感应从电力电路200接收交流电。如上所述，交流电可以直接从电力电路200馈送到馈送线圈电路120而不需励磁电路110的介入。
[第二实施方式：半桥型]
图13是根据第二实施方式的无线电力传输系统1100的系统结构图。无线电力传输系统1100包括如下基本组件，即，电力电路1200、接收线圈电路1130和负载电路1140。此外，无线电力传输系统1100包括以下用于自动调节驱动频率fo的组件，即，第一波形整流器1142、第二波形整流器1144、相位检测电路1150以及驱动频率跟踪电路1152。电力电路1200还包括馈送线圈L2。在馈送线圈电路L2和接收线圈电路1130之间设置有几米的距离。无线电力传输系统1100主要目的是通过无线的方式从馈送线圈L2向接收线圈电路1130馈电。假定根据第二实施方式的无线电力传输系统1100运行在100kHz左右。因此，L3和馈送线圈L2的谐振频率fr设定为100MHz。可以使根据本实施方式的无线电力传输系统运行在如ISM(工业科学医疗)频带的高频频带上。
电力电路1200是直接将交流电馈送给馈送线圈L2而不需要励磁线圈的介入的半桥型电路。如图13所示，电力电路1200具有垂直对称结构。在馈送线圈L2中流动的电流IS是交流电流。图中馈送线圈L2的箭头的方向表示正方向，而与该箭头的方向相反的方向表示负方向。在本实施方式中，馈送线圈L2的绕组数是7，馈送线圈L2的导线直径是5mm，并且馈送线圈L2本身的直径是280mm。
接收线圈电路1130是其中串联连接了接收线圈L3和电容器C3的电路。馈送线圈L2和接收线圈L3彼此相对。馈送线圈L2和接收线圈L3之间的距离比较大，大约为0.2m到1m。接收线圈L3的绕组数是7，接收线圈L3的导线直径是5mm，并且接收线圈L3本身的直径是280mm。接收线圈L3和电容器C3的值被设置为，使得接收线圈电路1130的谐振频率fr也为100kHz。馈送线圈L2和接收线圈L3不需要具有相同的形状。当馈送线圈电路1120在谐振频率fr下生成磁场时，馈送线圈电路1120和接收线圈电路1130发生磁谐振，诱导大电流I3在接收线圈电路1130中流动。图中接收线圈电路1130的箭头的方向表示正方向，而与该箭头的方向相反的方向表示负方向。电流I2和电流I3的流动方向相反(具有相反相位)。
负载电路1140是其中串联连接了负载线圈L4和负载R的电路。接收线圈L3和负载线圈L4彼此相对。接收线圈L3和负载线圈L4之间的距离相当小，大约为10mm或更小。因此，接收线圈L3和负载线圈L4彼此强电磁耦合。在本实施方式中，负载线圈L4的绕组数是1，负载线圈L4的导线直径是3mm，并且负载线圈L4本身的直径是210mm。当使得电流I3在接收线圈L3中流动时，在负载电路1140中形成电动势以诱导电流I4在负载电路1140中流动。图中负载电路140的箭头的方向表示正方向，而与该箭头的方向相反的方向表示负方向。电流I3和电流I4的流动方向相反(具有相反相位)。通过接收电路1130和负载电路1140接收从电力电路200的馈送线圈L2发送的交流电，并且从负载R取出。
如果负载R串联连接到接收线圈电路1130，则降低了接收线圈电路1130的Q值。因此，用于电力接收的接收线圈电路1130和用于电力提取的负载电路1140彼此隔离开。为了提高电力传输效率，优选地使馈送线圈L2、接收线圈L3和负载线圈L4的中心线彼此一致。
将对电力电路1200的结构进行描述。振荡器1202连接到栅极驱动变压器T1的原级侧。振荡器1202起到在驱动频率fo下生成交流电压的“电力传输控制电路”的作用。尽管电压波形可以是正弦波，但这里假定电压波形为方波。交流电压使得电流在变压器T1的原级线圈Lh中交替地在正方向上和在负方向上流动。变压器T1的原级线圈Lh、变压器T1的次级线圈Lg和变压器T1的次级线圈Lf构成了栅极驱动耦合变压器T1。电磁感应诱导电流同样在变压器T1的次级线圈Lg和变压器T1的次级线圈Lf中交替地在正方向上和在负方向上流动。
变压器T1的次级线圈Lf的一端连接到开关晶体管Q1的栅极，并且其另一端连接到开关晶体管Q1的源极。变压器T1的次级线圈Lg的一端连接到开关晶体管Q2的栅极，并且其另一端连接到开关晶体管Q2的源极。当振荡器1202产生具有驱动频率fo的交流电压时，具有驱动频率fo的电压Vx(Vx＞0)交替施加到开关晶体管Q1和Q2的栅极。结果，开关晶体管Q1和Q2在驱动频率fo下交替导通/阻断。开关晶体管Q1和Q2是具有相同特性的增强型MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，但也可以是诸如双极晶体管的其他晶体管。可以使用诸如继电器开关的其他开关替代晶体管。
开关晶体管Q1的漏极连接到电源Vdd1的正极端子。电源Vdd1的负极端子通过电容器C1和馈送线圈L2连接到开关晶体管Q1的源极。电源Vdd1的负极端子处的电压为接地电压。开关晶体管Q2的源极连接到电源Vdd2的负极端子。电源Vdd2的正极端子通过电容器Q2和馈送线圈L2连接到开关晶体管Q2的漏极。电源Vdd2的正极端子处的电压为接地电压。
将开关晶体管Q1的源极和漏极之间的电压称为源极-漏极电压VDS1，并且将开关晶体管Q2的源极和漏极之间的电压称为源极-漏极电压VDS2。将在开关晶体管Q1的源极和漏极之间流动的电流称为源极-漏极电流IDS1，并且将在开关晶体管Q2的源极和漏极之间流动的电流称为源极-漏极电流IDS2。图中电力电路1200的箭头的方向表示正方向，而与该箭头的方向相反的方向表示负方向。
设置电容器C1和馈送线圈L2的值以在谐振频率fr下谐振。换言之，电容器C1和馈送线圈L2构成了具有谐振频率fr的“谐振电路”。此外，电容器C1和馈送线圈L2的存在使得源极-漏极电流IDS1和源极-漏极电流IDS2的电流波形为正弦波形。
电容器CQ1并联连接到开关晶体管Q1的源极-漏极，并且电容器CQ2并联连接到开关晶体管Q2的源极-漏极。电容器CQ1和电容器CQ2具有相同的特性。插入电容器CQ1以对源极-漏极电压VDS1的电压波形进行整形，并且插入电容器CQ2以对源极-漏极电压VDS2的电压波形进行整形。即使略去电容器CQ1和电容器CQ2，也可以利用电力电路1200实现无线电力馈送。具体地说，在驱动频率fo低的情况下，降低了对电容器的影响。
当开关晶体管Q1导通(ON)时，开关晶体管Q2阻断(OFF)。此时的主电流路径(此后，称为“第一电流路径1102”)从电源Vdd1开始经过开关晶体管Q1、馈送线圈L2和电容器C1并返回到Vdd1。开关晶体管Q1起到用于控制第一电流路径的导通/阻断的开关的作用。
当开关晶体管Q2导通(ON)时，开关晶体管Q1阻断(OFF)。此时的主电流路径(此后，称为“第二电流路径1104”)从电源Vdd2开始经过电容器C1、馈送线圈L2和开关晶体管Q2并返回到Vdd2。开关晶体管Q2起到用于控制第二电流路径的导通/阻断的开关的作用。
当振荡器1202在谐振频率fr下馈送交流电时，第一电流路径1102和第二电流路径1104在谐振频率fr下交替切换。由于具有谐振频率fr的交流电流在电容器C1和馈送线圈L2中流动，因此电容器C1和馈送线圈L2处于谐振态。接收线圈电路1130同样是具有谐振频率fr的谐振电路，使得馈送线圈L2和接收线圈L3发生磁谐振。此时，可以获得最大传输效率。
谐振频率fr根据馈送线圈电路1120或接收线圈电路1130的使用条件或使用环境而轻微改变。此外，在更换了新的馈送线圈电路120或接收线圈电路130的情况下，谐振频率fr改变。或者，可能存在需要通过将电容器C2或电容器C3的静电电容设定为可变来明显改变谐振频率的情况。即使在这种情况下，无线电力传输系统1100也能够使驱动频率fo与谐振频率fr自动彼此一致。
为了使驱动频率fo跟随谐振频率fr，增加了以下结构。电阻器R1和R2连接到振荡器1202的两端。电阻器R1和R2之间的连接点A通过第二波形整流器1144连接到相位检测电路1150。相位检测电路1150根据下述方法基于连接点A的电势Vp1来测量由电力电路1200馈送的交流电的电压相位。
由电阻器R1和R2将振荡器1202产生的交流电压分压，并且将电势Vp1作为交流电压的中间电势。即使在振荡器1202产生的交流电压很大的情况下，也可以通过分压将该交流电压减小到可管理的水平。在无需修改就能够处理振荡器1202产生的交流电压的情况下，不需要执行分压。可以从源极-漏极电压VDS1和VDS2或源极-栅极电压VGS1和VGS2中测量出电压相位。
在馈送线圈L2附近设置检测线圈LSS。检测线圈LSS是绕具有透孔的芯1154(环芯)缠绕NS次的线圈。馈送线圈L2的一部分贯穿芯1154，使得馈送线圈L2和检测线圈LSS构成了耦合变压器。由交流电流IS产生的交流磁场使得感生电流ISS在检测线圈LSS中流动。电流IS和感生电流ISS具有相同相位。
电阻器R3连接到检测线圈LSS的两端。电阻器R3的一端B接地，并且其另一端C通过第一波形整流器1142连接到相位检测电路1150。相位检测电路1150根据下述方法基于连接点C的电势Vq1来测量由电力电路1200馈送的交流电的电流相位。电流IS和感生电流ISS具有相同的相位，并且感生电流ISS和电势Vq1具有相同的相位。因此，可以从电势Vq1的电压相位中测量出电流IS的电流相位。通过比较电势Vp1和电势Vq1的电压波形，可以检测出电压相位与电流相位之间的偏差。
分别由第一波形整流器1142和第二波形整流器1144将电势Vp1和电势Vq1数字化。尽管稍后会参照图21做出详细描述，但第一波形整流器1142是在电势Vp1超过预定阈值(例如0.1(V))时输出饱和电压Vp2＝5(V)的放大器。因此，即使在电势Vp1呈模拟波形的情况下，也可以由第一波形整流器1142将电势Vp1转换成具有数字波形的电压Vp2。当振荡器1202生成了不是方波而是诸如正弦波的模拟波形的交流电压时，第一波形整流器1142尤其有效。第二波形整流器1144是在电势Vq1超过预定阈值时输出饱和电压Vq2＝5(V)的放大器。由第二波形整流器1144将具有模拟波形的电势Vq1转换成了具有数字波形的电压Vq2。
相位检测电路1150比较电压Vp2和电压Vq2的数字波形，以计算相位差td。相位检测电路1150根据相位差td来改变控制电压Vt。驱动频率跟踪电路1152根据控制电压Vt来调节振荡器1202的驱动频率fo。
驱动频率跟踪电路1152和振荡器1202可以集成为VCO(压控振荡器)。此外，可以在VCO的后级附近设置放大器，以放大要被馈送到变压器T1的原级线圈Lh的电压。
图14是检测线圈LSS和馈送线圈L2的放大结构图。图14详细例示了检测线圈LSS周围的结构。芯1154的形状是具有穿透孔的圆筒形，并且由诸如铁氧体、硅钢或坡莫合金的已知材料形成。本实施方式中的检测线圈LSS的绕组数是100。馈送线圈L2的一部分穿过芯1154的透孔。这意味着馈送线圈L2相对于芯1154的绕组数NP是1。利用上述结构，检测线圈LSS和馈送线圈L2构成了耦合变压器。
图15是由检测线圈LSS和馈送线圈L2构成的耦合变压器的等效电路图。馈送线圈L2在原级侧，并且检测线圈LSS在次级侧，由此在其间形成了耦合变压器。由馈送线圈L2的交流电流IS产生的交流磁场诱导具有与电流IS的相位相同的相位的感生电流ISS在检测线圈LSS中流动。根据等安匝(equal ampere-turn)定律，由IS·(NP/NS)表示感生电流ISS的大小。将检测线圈LSS的一端C处的电势Vq1设为测量目标。检测线圈LSS的另一端B接地，因此电势Vq1等于施加到电阻器R3的电压值。
图16是例示了谐振电路的阻抗Z和驱动频率fo之间的关系的图。纵轴表示电力电路1200中谐振电路部分(电容器C1和馈送线圈L2的串联电路)的阻抗Z。横轴表示驱动频率fo。谐振电路的阻抗Z在谐振态下为最小值Zmin。尽管在谐振态下Zmin＝0是理想的，但由于在谐振电路中包含一些电阻元件，Zmin通常不会变为零。
在图16中，当驱动频率fo为100kHz时，即，当驱动频率fo和谐振频率fr彼此一致时，阻抗Z变成最小值，并且电容器C1和馈送线圈L2处于谐振态。当驱动频率fo和谐振频率fr彼此偏离时，容抗和感抗中的一个超过另一个，使得阻抗Z同样增加。
当电力电路1200的驱动频率fo与谐振频率fr一致时，交流电流IS在谐振频率fr下在馈送线圈L2中流动，并且电流I3在谐振频率fr下在接收线圈电路1130中流动。馈送线圈L2和电容器C2与接收线圈电路130的接收线圈L3和电容器C3的组合在同一谐振频率fr处振荡，使得从馈送线圈L2到接收线圈L3的电力传输效率变为最大值。
当驱动频率fo与谐振频率fr彼此偏离时，交流电流IS在非谐振频率下在馈送线圈L2中流动。因此，馈送线圈L2或接收线圈L3不处于谐振态，电力传输效率迅速降低。
图17是例示了输出电力效率和驱动频率fo之间的关系的图。输出电力效率是从馈送线圈L2实际馈送的电力与最大输出值的比。当驱动频率fo与谐振频率fr一致时，电流相位和电压相位之间的差变为零，因此电力传输效率变成最大值，使得能够获得100(％)的输出电力效率。输出电力效率可以从负载R获得的电力的大小中测得。
从图17的图可以看出，当在谐振频率fr为100kHz的条件下将驱动频率fo设定为105kHz时，输出电力效率减小到大约75(％)。即，驱动频率fo与谐振频率fr彼此偏差5kHz，电力传输效率降低25(％)。
图18是例示了在驱动频率fo和谐振频率fr彼此一致的情况下观察到的电压/电流变化过程的时间图。从时间t0到时间t1的时段(此后，称为“第一时段”)是开关晶体管Q1导通(ON)而开关晶体管Q2阻断(OFF)的时段。从时间t1到时间t2的时段(此后，称为“第二时段”)是开关晶体管Q1阻断(OFF)而开关晶体管Q2导通(ON)的时段。从时间t2到时间t3的时段(此后，称为“第三时段”)是开关晶体管Q1导通(ON)而开关晶体管Q2阻断(OFF)的时段。从时间t3到时间t4的时段(此后，称为“第四时段”)是开关晶体管Q1阻断(OFF)而开关晶体管Q2导通(ON)的时段。
当开关晶体管Q1的栅极-源极电压VGS1超过预定阈值时，开关晶体管Q1处于饱和状态。因此，当开关晶体管Q1在第一时段的起始时刻的时间t1处导通(ON)时，源极-漏极电流IDS1开始流动。换言之，电流IS开始在正方向上(在第一电流路径1102中)流动。在谐振电路(馈送线圈L2和电容器C1)中发生电流谐振，使得第一时段中电流IS的电流波形不呈方波，而是上升沿和下降沿变得较缓慢。
当开关晶体管Q1在第二时段的起始时刻的时间t1处阻断(OFF)时，源极-漏极电流IDS1不流动。相反，开关晶体管Q2导通(ON)，源极-漏极电流IDS2开始流动。即，电流IS开始在负方向上(在第二电流路径1104中)流动。
电流IS和感生电流ISS具有相同的相位，并且电势Vq1和感生电流ISS具有相同的相位。因此，电流IS的电流波形和电势Vq1的电压波形彼此同步。通过观测电势Vq1的电压波形，可以测量电流IS(源极-漏极电流IDS1和IDS2)的电流相位。在第三、第四及随后的时段中，重复与第一和第二时段中的波形相同的波形。
图19是例示了在驱动频率fo高于谐振频率fr的情况下观察到的电压/电流变化过程的时间图。在驱动频率fo高于谐振频率fr的情况下，感抗分量出现在谐振电路的阻抗Z中，并且电流IS的电流相位相对于电压相位延迟。如上所述，电流IS和电势Vq1具有相同的相位，因此通过比较电势Vp1和电势Vq1的电压波形，可以检测出电源中电压相位与电流相位之间的相位差td。
如图18所示，当驱动频率fo与谐振频率fr一致时，电流IS在第二时段的起始时刻的时间t1处开始流动，并且电势Vq1变成大于0。在这种情况下，相位差td为0。当驱动频率fo高于谐振频率fr时，电流IS在比时间t1晚的时间t5处开始流动，并且Vq1变得大于0，使得相位差td(＝t1-t5)变成小于0。当驱动频率fo与谐振频率fr彼此偏离时，输出电力效率降低，并且电流IS或电势Vq1的振幅变得比在谐振态时小。
图20是例示了在驱动频率fo低于谐振频率fr的情况下观察到的电压/电流变化过程的时间图。在驱动频率fo低于谐振频率fr的情况下，容抗分量出现在阻抗Z中，并且电流IS的电流相位相对于电压相位提前。电流IS在比时间t1早的时间t6处开始流动，使得相位差td(＝t1-t6)变成大于0。电流IS或电势Vq1的振幅变得比在谐振时小。
图21是例示了输入到相位检测电路1150的各电压的变化过程的时间图。电势Vp1与振荡器1202的交流电压同步变化。在第一和第三时段中，电势Vp1大于0。第一波形整流器1142是在电势Vp1超过预定阈值(例如，0.1(V))时输出饱和电压5(V)的放大器。因此，即使在电势Vp1呈现模拟波形的情况下，第一波形整流器1142也能够产生具有数字波形的电压Vp2。
电势Vq1与电流IS同步变化。图21例示了在驱动频率fo低于谐振频率fr的情况下观察到的波形。因此，电流相位相对于电压相位提前。第二波形整流器1144放大具有模拟波形的电势Vq1，以由此生成具有数字波形的电压Vq2。
相位检测电路1150比较电压Vp2的上升沿时间t0和电压Vq2的上升沿时间t6，并通过从t0减去t6来计算相位差td。利用第一波形整流器1142和第二波形整流器1144将电势Vp1和电势Vq1的模拟波形转换成数字波形，使得相位检测电路1150更容易检测相位差td。当然，相位检测电路1150可以通过直接比较电势Vp1和电势Vq1来检测相位差td。
如果如专利文献2中那样将在馈送线圈L2中流动的电流IS设为测量目标，则向馈送线圈L2施加新负载以改变谐振电路的阻抗Z，导致Q值降低。将相位检测电路1150连接到谐振馈送线圈L2的电流路径如同在测量音叉的振动同时触摸音叉。在根据第二实施方式的无线电力传输系统1100中，利用由馈送线圈L2生成的交流磁场以使检测线圈LSS生成感生电流ISS，由此测量电流相位。未向电力电路1200施加测量负载，具体地说，未向电力电路1200的谐振电路部分施加测量负载，使得能够在测量电流相位的同时抑制对Q值的影响。
不仅可以使用馈送线圈L2作为原级线圈，还可以使用接收线圈L3或负载线圈L4作为原级线圈以构成耦合变压器，从而使检测线圈LSS生成感生电流ISS。
图22是例示了控制电压Vt和驱动频率fo之间的关系的图。在驱动频率跟踪电路1152中设置了图22的关系。相位差td与谐振频率fr的变差成比例。因此，相位检测电路1150根据相位差td来确定控制电压Vt的变差，并且驱动频率跟踪电路1152根据控制电压Vt来确定驱动频率fo。
谐振频率fr在初始状态中为100kHz，因此将驱动频率fo设为100kHz。控制电压Vt初始设定为3(V)。这里，假定谐振频率fr从100kHz改变为90kHz。由于在此状态下驱动频率fo(＝100kHz)高于谐振频率fo(＝90kHz)，因此相位差td小于0。相位差td与谐振频率fr的变差(-10kHz)成比例。相位检测电路1150基于相位差td来确定控制电压Vt的变差。在该示例中，相位检测电路1150将控制电压Vt的变差设定为-1(V)，并且输出新的控制电压Vt＝2(V)。驱动频率跟踪电路1152根据图22的图表示的关系输出与控制电压Vt＝2(V)相对应的驱动频率fo＝100kHz。利用上述处理，可以允许驱动频率fo自动跟踪谐振频率fr。
相位检测电路1150、驱动频率跟踪电路1152、和振荡器1202可以实现为一个芯片。相位检测电路1150或驱动频率跟踪电路1152的处理可以由软件执行。例如，可以保留提前将相位差td和驱动频率fo的变差相关联的设定信息。在这种情况下，根据检测到的相位差td的大小来调节驱动频率fo。
图23是根据第二实施方式的第一该变型的无线电力传输系统1100的系统结构。使用与图13中相同的附图标记表示的组件具有与图13中的组件相同或相应的功能。第一该变型包括由原级线圈Lj和次级线圈Lk构成的耦合变压器。即，由电容器C1和馈送线圈L2构成的谐振电路与诸如电源Vdd1、电源Vdd2、开关晶体管Q1和Q2等的电力系统物理上隔离开。由振荡器1202控制的交流电通过耦合变压器馈送到谐振电路(电容器C1和馈送线圈L2)中。
图24是根据第二实施方式的第二个变型的无线电力传输系统1100的系统结构图。使用与图13中相同的附图标记表示的组件具有与图13中的组件相同或相应的功能。在图13所示的系统结构中，由共享了芯1154的馈送线圈L2和检测线圈LSS构成耦合变压器。在图24所示的系统结构中，利用检测线圈电路1170测量电流相位。检测线圈电路1170不与电力电路1200共享芯1154等，从而提高了安装的灵活性。
检测线圈电路1170是其中串联连接了检测线圈LSS和电阻器R3的电路。检测线圈电路1170被安装成使得馈送线圈L2生成的磁通量通过检测线圈LSS。如在图13的情况下，电阻器R3的一端B接地，并且从电阻器R3的另一端B检测电势Vq1。由在馈送线圈L2中流动的电流IS生成的交流磁场诱导感生电流ISS在检测线圈电路1170中流动。通过测量由感生电流ISS生成的电势Vq1，可以测量出电压相位和电流相位之间的相位差td。
安装检测线圈1170的目的并不是从馈送线圈L2接收电力，而是测量从馈送线圈L2馈送的交流电的电流相位。因此，可以将检测线圈LSS的尺寸做得比馈送线圈L2的尺寸足够的小。在对相位差td的测量中，生成感生电流ISS的磁场不仅可以由在馈送线圈L2中流动的电流IS生成，还可以由在接收线圈L3中流动的电流I3或由在负载线圈L4中流动的电流I4生成。
图25是根据第二实施方式的第三个变型的无线电力传输系统1100的系统结构图。使用与图13、23和24中相同的附图标记表示的组件具有与图13、23和24中的组件相同或相应的功能。如同在第一个变型的情况中那样，第三个变型包括由原级线圈Lj和次级线圈Lk构成的耦合变压器。由电容器C1和馈送线圈L2构成的谐振电路与诸如电源Vdd1、电源Vdd2、开关晶体管Q1和Q2等的电力系统物理上隔离开。由振荡器1202控制的交流电通过耦合变压器馈送到谐振电路(电容器C1和馈送线圈L2)中。
[第三实施方式：半桥型]
图26是根据第三实施方式的无线电力传输系统1106的系统结构图。在根据第二实施方式的无线电力传输系统1100中，振荡器1202直接驱动馈送线圈L2；而在根据第三实施方式的无线电力传输系统1106中，振荡器1202不驱动馈送线圈L2而是驱动励磁线圈L1。无线电力传输系统1106的其他组件与图13等中的组件相同。使用与图13等中相同的附图标记表示的组件具有与图13等中的组件相同或相应的功能。
电力电路1204在谐振频率fr下向励磁线圈L1馈送交流电。励磁线圈L1和电容器C1构成了具有谐振频率fr的谐振电路。馈送线圈电路1120是其中串联连接了馈送线圈L2和电容器C2的电路。励磁线圈L1和馈送线圈L2彼此相对。励磁线圈L1和馈送线圈L2之间的距离较小，大约为10mm。因此，励磁线圈L1和馈送线圈L2彼此强电磁耦合。当使得电流IS在励磁线圈L1中流动时，在馈送线圈电路1120中产生电动势以诱导电流I2在馈送线圈电路1120中流动。图中馈送线圈电路1120的箭头的方向表示正方向，而与该箭头的方向相反的方向表示负方向。电流IS和电流I2的流动方向相反(具有相反相位)。电流I2的幅度明显大于电流IS的幅度。馈送线圈L2和电容器C2的值被设置为，使得馈送线圈电路1120的谐振频率fr为100kHz。
同样在第三实施方式的无线电力传输系统1106中，电阻器R1和R2连接到振荡器1202的两端，并且从电阻器R1和R2之间的连接点A处的电势Vp1中测量出电压相位。在第三实施方式中，检测线圈LSS设置在励磁线圈L1附近，并且检测线圈LSS和励磁线圈L1构成了耦合变压器。由交流电流IS产生的磁场使得感生电流ISS在检测线圈LSS中流动。根据与第一实施方式相同的方法基于感生电流ISS来测量电流相位。
同样在第三实施方式中，不仅可以使用励磁线圈L1作为原级线圈，还可以使用馈送线圈L2、接收线圈L3或负载线圈L4作为原级线圈，来构成耦合变压器，以使得检测线圈LSS生成感生电流ISS。感生电流ISS可以利用参照图24和25描述的检测线圈电路1170来生成。
[第四实施方式：推挽型]
图27是根据第四实施方式的无线电力传输系统1108的系统结构图。无线电力传输系统1108包括电力电路1206、励磁电路1110、馈送线圈电路1120、接收线圈电路1130以及负载电路1140。在馈送线圈电路1120和接收线圈电路1130之间设置有几米的距离。无线电力传输系统1108的主要目的是通过无线方式将电力从馈送线圈电路1120馈送到接收线圈电路1130。使用与图13和图23到图26中相同的附图标记表示的组件具有与上述图中的组件相同或相应的功能。
励磁电路1110是其中串联连接了励磁线圈L1和变压器T2的次级线圈Li的电路。励磁电路1110通过变压器T2的次级线圈Li从电力电路1206接收交流电。变压器T2的次级线圈Li与变压器T2的原级线圈Ld和变压器T2的原级线圈Lb一起构成了耦合变压器T2，并且通过电磁感应来接收交流电。励磁线圈L1的绕组数是1，励磁线圈L1的导线直径是3mm，并且励磁线圈L1本身的直径是210mm。在励磁电路1110中流动的电流I1是交流电流。图中励磁电路1110的箭头的方向表示正方向，而与该箭头的方向相反的方向表示负方向。
馈送线圈电路1120具有与在第三实施方式中描述的馈送线圈电路1120相同的结构，并且在谐振频率fr＝100kHz下谐振。接收线圈电路1130和负载电路1140的结构与第二和第三实施方式相同。
电力电路1206是在驱动频率fo下运行的推挽型电路，并且具有垂直对称结构，如图27所示。励磁电路1110在驱动频率fo下从电力电路1206接收交流电。在这种情况下，处于驱动频率fo的电流I1到I4在励磁电路1110、馈送线圈电路1120、接收线圈电路1130以及负载电路1140中流动。当驱动频率fo和谐振频率fr彼此一致时，即，当驱动频率fo为100kHz时，馈送线圈电路1120和接收线圈电路1130形成磁谐振，使电力传输效率最大化。
振荡器1202连接到电力电路1206中包含的栅极驱动变压器T1的原级侧。振荡器1202在驱动频率fo下产生交流电压。该交流电压诱导电流在变压器T1的原级线圈Lh中交替地在正方向上和在负方向上流动。变压器T1的原级线圈Lh、变压器T1的次级线圈Lg和变压器T1的次级线圈Lf构成了栅极驱动耦合变压器T1。电磁感应诱导电流同样在变压器T1的次级线圈Lg和变压器T1的次级线圈Lf中交替地在正方向上和在负方向上流动。
变压器T1的次级线圈在中点接地。即，变压器T1的次级线圈Lf和变压器T1的次级线圈Lg的一端彼此连接并直接接地。变压器T1的次级线圈Lf的另一端连接到开关晶体管Q1的栅极，并且变压器T1的次级线圈Lg的另一端连接到开关晶体管Q2的栅极。开关晶体管Q1的源极和开关晶体管Q2的源极同样接地。因此，当振荡器1202产生具有驱动频率fo的交流电压时，具有驱动频率fo的电压Vx(Vx＞0)交替施加到开关晶体管Q1和Q2的栅极。结果，开关晶体管Q1和Q2在驱动频率fo下交替导通/阻断。
开关晶体管Q1的漏极串联连接到变压器T2的原级线圈Ld上。同样，开关晶体管Q2的漏极串联连接到变压器T2的原级线圈Lb上。平滑电感器La和电源Vdd连接到变压器T2的原级线圈Ld和变压器T2的原级线圈Lc之间的连接点。此外，电容CQ1并联连接到开关晶体管Q1的源极-漏极，并且电容CQ2并联连接到开关晶体管Q2的源极-漏极。
插入电容器CQ1以对源极-漏极电压VDS1的电压波形进行整形，并且插入电容器CQ2以对源极-漏极电压VDS2的电压波形进行整形。即使略去电容器CQ1和CQ2，也可以利用电力电路1206实现无线电力馈送。具体地说，在驱动频率fo低的情况下，即使略去电容器也很容易保持电力传输效率。
励磁电路1110的输入阻抗为50(Ω)。设定变压器T2的原级线圈Lb的绕组数和变压器T2的原级线圈Ld的绕组数，使得电力电路1206的输出阻抗等于输入阻抗50(Ω)。当电力电路1206的输出阻抗和励磁电路1110的输入阻抗彼此一致时，电力电路1206具有最大输出。
当开关晶体管Q1导通(ON)时，开关晶体管Q2阻断(OFF)。此时的主电流路径(此后，称为“第一电流路径1112”)是从电源Vdd经过平滑电感器La、变压器T2的原级线圈Ld和开关晶体管Q1到地。开关晶体管Q1起到用于控制第一电流路径1112的导通/阻断的开关的作用。
当开关晶体管Q2导通(ON)时，开关晶体管Q1阻断(OFF)。此时的主电流路径(此后，称为“第二电流路径1114”)是从电源Vdd经过平滑电感器La、变压器T2的原级线圈Lb和开关晶体管Q2到地。开关晶体管Q2起到用于控制第二电流路径1114的导通/阻断的开关的作用。
同样在无线电力传输系统1108中，电阻器R1和R2连接到振荡器1202的两端，并且从电阻器R1和R2之间的连接点A处的电势Vp1中测量出电压相位。在第四实施方式中，检测线圈LSS设置在励磁电路1110附近，并且励磁电路1110的一部分和检测线圈LSS构成了耦合变压器。由交流电流I1产生的磁场使得感生电流ISS在检测线圈LSS中流动。根据与第一实施方式或第二实施方式相同的方法基于感生电流ISS来测量电流相位。由相位检测电路1150检测电流相位和电压相位之间的相位差td，并且驱动频率跟踪电路1152调节振荡器1202的驱动频率fo，从而保持谐振态。
图28是根据第四实施方式的第一个变型的无线电力传输系统1108的系统结构图。使用与图27中相同的附图标记表示的组件具有与图27中的组件相同或相应的功能。在图27的系统结构中，励磁电路1110和检测线圈LSS通过共享芯1154构成了耦合变压器。然而，在图28的系统结构中，馈送线圈电路1120和检测线圈LSS通过共享芯1154而构成了耦合变压器。
不仅可以使用励磁电路1110或馈送线圈电路1120作为原级线圈，还可以使用接收线圈电路1130或负载电路1140作为原级线圈来构成耦合变压器，使得检测线圈LSS生成感生电流ISS。感生电流ISS可以利用参照图24和25描述的检测线圈电路1170来生成。
图29是根据第四实施方式的第二个变型的无线电力传输系统1108的系统结构图。使用与图27和28中相同的附图标记表示的组件具有与图27和28中的组件相同或相应的功能。在根据第二个变型的无线电力传输系统1108中，电力电路1206直接驱动馈送线圈电路1120而不需要励磁电路1110的介入。
无线电力传输系统1108的馈送线圈电路1120是其中变压器T2的次级线圈Li串联连接到馈送线圈L2和电容器C2的电路。变压器T2的次级线圈Li与变压器T2的原级线圈Lb和变压器T2的原级线圈Ld一起构成了耦合变压器T2，并且通过电磁感应从电力电路1206接收交流电。如上所述，可以直接从电力电路1206向馈送线圈电路1120馈送交流电而不需要励磁电路1110的介入。
基于各实施方式描述了无线电力传输系统300、1100、1106和1108。在第一实施方式中，励磁电路110、馈送线圈电路120、接收线圈电路130和负载电路140在同一谐振频率fr下谐振，因此如果向这些电路增加一些负载，则Q值受到明显影响。在第一实施方式的无线电力传输系统300的情况下，不将在馈送线圈L2中流动的电流I2设定为测量目标，而是将通过电力电路200中包含的开关晶体管Q2的电流设定为测量目标，使得易于抑制对馈送线圈电路120的Q值的影响。即，可以一直监视驱动频率fo和谐振频率fr是否彼此一致，同时抑制测量过程引起的对系统的谐振特性的影响。
如参照图5等所述，在磁场谐振型的无线电力馈送的情况下，谐振频率fr和驱动频率fo之间的一致程度对电力传输效率产生巨大影响。设置相位检测电路150或驱动频率跟踪电路152使得驱动频率fo能够自动跟踪谐振频率fr的变化，从而即使使用条件改变也易于将电力传输效率保持在最大值。
在使用根据第一实施方式的无线电力传输系统300来在使励磁线圈L1和馈送线圈L2之间的距离等于馈送线圈L2和接收线圈L3的直径的条件下执行实验的情况下，可以从负载电路140获取从馈送线圈电路120发送的电力的大约70％。
同样在第二到第四实施方式中，馈送线圈L2、接收线圈L3、和负载线圈L4在相同的谐振频率fr下谐振，因此如果使一些负载连接到这些线圈，则Q值受到明显影响。可以说在使用励磁线圈L1的情况下是相同的。在第二到第四实施方式中，不将要被发送/接收的交流电本身设定为测量对象，但是在发送/接收交流电时产生的交流磁场生成感生电流ISS，以测量电流相位。因此，容易抑制测量过程对系统谐振特性(Q值)的影响。
同样在第二到第四实施方式，设置相位检测电路1150或驱动频率跟踪电路1152使得驱动频率fo能够自动跟踪谐振频率fr的变化，从而即使使用条件改变也易于将电力传输效率保持在最大值。
上述实施方式仅仅例示了本发明，并且本领域的技术人员可以理解的是，可以对本发明的组件和处理过程组合做出各种变型，并且这些变型都包含在本发明中。

Claims (26)

1.一种无线馈电装置，其用于通过无线的方式在馈送线圈和接收线圈的谐振频率下从所述馈送线圈向所述接收线圈馈电，该无线馈电装置包括：
电力电路；
所述馈送线圈；
励磁线圈，其磁耦合到所述馈送线圈，并将从所述电力电路馈送的交流电馈送到所述馈送线圈；以及
相位检测电路，其检测从所述电力电路馈送的交流电的电压相位和电流相位之间的相位差，其中，
所述电力电路包括第一电流路径和第二电流路径，并且使得分别串联连接到所述第一电流路径和所述第二电流路径的第一开关和第二开关交替导通，以将所述交流电馈送给所述励磁线圈，并且
所述相位检测电路测量通过所述第一开关和所述第二开关中二者全部或其中之一的电流的相位，以实现对所述交流电的电流相位的测量。
2.一种无线馈电装置，其用于通过无线的方式在馈送线圈和接收线圈的谐振频率下从所述馈送线圈向所述接收线圈馈电，该无线馈电装置包括：
电力电路，其在驱动频率下将交流电馈送给所述馈送线圈；
馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和电容器，并且在所述谐振频率下谐振；以及
相位检测电路，其检测从所述电力电路馈送的交流电的电压相位和电流相位之间的相位差，其中，
所述电力电路包括第一电流路径和第二电流路径，并且使得分别串联连接到所述第一电流路径和所述第二电流路径的第一开关和第二开关交替导通，以将所述交流电馈送给所述馈送线圈，并且
所述相位检测电路测量通过所述第一开关和所述第二开关二者全部或其中之一的电流的相位，以实现对所述交流电的电流相位的测量。
3.根据权利要求2所述的无线馈电装置，其中，
所述电力电路中包含的原级线圈和所述馈送线圈电路中包含的次级线圈构成了耦合变压器，并且
交流电从所述电力电路通过所述耦合变压器馈送到所述馈送线圈电路。
4.根据权利要求1或2所述的无线馈电装置，该无线馈电装置还包括驱动频率跟踪电路，该驱动频率跟踪电路调节所述电力电路的驱动频率来减小检测到的相位差，以使所述驱动频率能够跟随所述谐振频率。
5.根据权利要求1或2所述的无线馈电装置，其中，
所述第一开关和所述第二开关均为场效应晶体管。
6.根据权利要求5所述的无线馈电装置，其中，
在所述第一开关的源极与接地之间和在所述第二开关的源极和接地之间串联连接有第一电阻器，并且
所述相位检测电路根据施加到所述第一电阻器的电压的变化测量出电流相位。
7.根据权利要求5所述的无线馈电装置，其中，
所述相位检测电路根据所述第一开关和所述第二开关二者全部或其中之一的源极-漏极电压的变化测量出电压相位。
8.根据权利要求7所述的无线馈电装置，其中，
所述第一开关和所述第二开关二者全部或其中之一的源极-漏极并联连接有第二电阻器，并且
所述相位检测电路根据从所述第二电阻器的中间获得的中间电势的变化测量出电压相位。
9.根据权利要求1或2所述的无线馈电装置，该无线馈电装置还包括：
第一波形整流器，其将具有与所述交流电的电流波形的相位相同相位的模拟波形转换成数字波形；和
第二波形整流器，其将具有与所述交流电的电压波形的相位相同相位的模拟波形转换成数字波形，其中，
所述相位检测电路比较这两个数字波形的边沿以检测所述相位差。
10.一种无线馈电装置，其用于通过无线的方式在馈送线圈和接收线圈的谐振频率下从所述馈送线圈向所述接收线圈馈电，该无线馈电装置包括：
谐振电路，其包括串联连接的第一线圈和电容器；
第一开关，其控制从第一方向向所述谐振电路馈送的电力的供应；
第二开关，其控制从第二方向向所述谐振电路馈送的电力的供应；
电力传输控制电路，其使所述第一开关和所述第二开关交替导通以使所述谐振电路谐振，来将交流电从充当所述馈送线圈的第一线圈传送到所述接收线圈；
第二线圈，其利用由所述交流电产生的磁场来生成感生电流；以及
相位检测电路，其检测所述交流电的电压相位和电流相位之间的相位差，其中
所述相位检测电路测量在所述第二线圈中流动的所述感生电流的相位，以实现对所述交流电的电流相位的测量。
11.根据权利要求10所述的无线馈电装置，其中，
通过所述第一开关和所述第二开关的电流路径与通过所述谐振电路的电流路径由耦合变压器隔离开，并且
通过所述耦合变压器向所述谐振电路馈送交流电。
12.根据权利要求10所述的无线馈电装置，该无线馈电装置还包括驱动频率跟踪电路，该驱动频率跟踪电路调节所述电力传输控制电路的驱动频率来减小检测到的相位差，以使所述驱动频率能够跟随所述谐振频率。
13.根据权利要求10所述的无线馈电装置，其中，
所述电力传输控制电路将所述交流电从所述第一线圈馈送到作为与所述第一线圈不同的线圈的所述馈送线圈，以实现将所述交流电从所述馈送线圈传输到所述接收线圈。
14.根据权利要求10所述的无线馈电装置，其中，
所述第二线圈绕环芯缠绕，并且
所述第一线圈的一部分被设置为通过所述环芯，以由所述第一线圈和所述第二线圈构成耦合变压器。
15.根据权利要求10所述的无线馈电装置，其中，
电阻器并联连接到所述第二线圈的两端，并且
所述相位检测电路根据施加到所述电阻器的电压的变化测量出电流相位。
16.根据权利要求10所述的无线馈电装置，该无线馈电装置还包括：
第一波形整流器，其将具有与所述交流电的电流波形的相位相同相位的模拟波形转换成数字波形；和
第二波形整流器，其将具有与所述交流电的电压波形的相位相同相位的模拟波形转换成数字波形，其中
所述相位检测电路比较这两个数字波形的边沿以检测所述相位差。
17.一种无线馈电装置，其用于通过无线的方式在馈送线圈和接收线圈的谐振频率下从所述馈送线圈向所述接收线圈馈电，该无线馈电装置包括：
电力电路；
所述馈送线圈；
励磁线圈，其磁耦合到所述馈送线圈，并且将从所述电力电路馈送的交流电馈送到所述馈送线圈；
检测线圈，其利用由所述交流电产生的磁场来生成感生电流；以及
相位检测电路，其检测所述交流电的电压相位和电流相位之间的相位差，其中
所述电力电路包括第一电流路径和第二电流路径，并且使得分别串联连接到所述第一电流路径和所述第二电流路径的第一开关和第二开关交替导通，以将所述交流电馈送给所述励磁线圈，并且
所述相位检测电路测量在所述检测线圈中流动的所述感生电流的相位，以实现对所述交流电的电流相位的测量。
18.一种无线馈电装置，其用于通过无线的方式在馈送线圈和接收线圈的谐振频率下从所述馈送线圈向所述接收线圈馈电，该无线馈电装置包括：
电力电路，其在驱动频率下将交流电馈送给所述馈送线圈；
馈送线圈电路，其包括所述馈送线圈和电容器，并且在所述谐振频率下谐振；
检测线圈，其利用由所述馈送线圈电路的交流电产生的磁场来生成感生电流；以及
相位检测电路，其检测所述交流电的电压相位和电流相位之间的相位差，其中
所述电力电路包括第一电流路径和第二电流路径，并且使得分别串联连接到所述第一电流路径和所述第二电流路径的第一开关和第二开关交替导通，以将所述交流电馈送给所述馈送线圈电路，并且
所述相位检测电路测量通过所述检测线圈的感生电流的相位，以实现对所述交流电的电流相位的测量。
19.根据权利要求17或18所述的无线馈电装置，其中，
所述检测线圈是利用流过所述馈送线圈的交流电产生的磁场来生成所述感生电流的线圈。
20.根据权利要求17所述的无线馈电装置，其中，
所述检测线圈是利用流过所述励磁线圈的交流电产生的磁场来生成所述感生电流的线圈。
21.根据权利要求17或18所述的无线馈电装置，该无线馈电装置还包括驱动频率跟踪电路，该驱动频率跟踪电路调节所述电力传输控制电路的驱动频率来减小检测到的相位差，以使所述驱动频率能够跟随所述谐振频率。
22.根据权利要求17所述的无线馈电装置，其中，
所述检测线圈绕环芯缠绕，并且
所述励磁线圈的一部分被设置为通过所述环芯，以使得所述励磁线圈和所述检测线圈构成耦合变压器。
23.根据权利要求17或18所述的无线馈电装置，其中，
所述检测线圈绕环芯缠绕，并且
所述馈送线圈的一部分被设置为通过所述环芯，以使得由所述馈送线圈和所述检测线圈构成耦合变压器。
24.根据权利要求17或18所述的无线馈电装置，其中，
电阻器并联连接到所述检测线圈的两端，并且
所述相位检测电路根据施加到所述电阻器的电压的变化测量出所述电流相位。
25.根据权利要求17或18所述的无线馈电装置，该无线馈电装置还包括：
第一波形整流器，其将具有与所述交流电的电流波形的相位相同相位的模拟波形转换成数字波形；和
第二波形整流器，其将具有与所述交流电的电压波形的相位相同的模拟波形转换数字波形；其中，
所述相位检测电路比较这两个数字波形的边沿以检测所述相位差。
26.一种无线电力传输系统，该无线电力传输系统包括：
如权利要求1、10、17或18所述的无线馈电装置；
所述接收线圈；以及
负载线圈，其磁耦合到所述接收线圈，并且接收所述接收线圈已从所述馈送线圈接收到的电力。
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