JP2008166064A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】直列共振回路内に電流検出用のトランスや抵抗を必要とせず、また、放電灯が無点灯状態やアーク放電前であっても直列共振回路の電流の位相を精度よく検出できる放電灯点灯回路を提供する。
【解決手段】放電灯点灯回路１は、交流電圧Ｖｏｕｔを出力するインバータ回路３と、インバータ回路３の出力端３ａ，３ｂ間に直列接続された直列共振回路４と、インバータ回路３の駆動周波数を制御する制御部１０とを備える。制御部１０は、直列共振回路４を流れる電流Ｉの位相を検出する第１の信号生成部１４、及び交流電圧Ｖｏｕｔの位相を検出する第２の信号生成部１５を有し、これらの位相差に基づいて制御信号Ｓｃ_１を生成する。第１の信号生成部１４は、直列共振回路４上の検出点４ａの電圧から電流Ｉの位相を検出し、出力端３ａと検出点４ａとの間にはコンデンサ８のみが接続されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、放電灯点灯回路に関するものである。

車両の前照灯などに用いられるメタルハライドランプ等の放電灯を点灯させるためには、電力を安定的に供給するための点灯回路（バラスト）が必要となる。例えば、特許文献１に開示された放電灯点灯回路は、直列共振回路を含む直流−交流変換回路を備えており、この直流−交流変換回路から放電灯へ交流電力が供給される。そして、供給電力の大きさは、直列共振回路を駆動するブリッジドライバの駆動周波数を変化させることにより制御される。
特開２００５−６３８２３

直列共振回路の駆動周波数を変化させる際に、直列共振回路の電圧と電流との位相差に基づいて駆動周波数を制御する場合がある。例えば、ブリッジドライバの駆動周波数を直列共振回路の共振周波数に一致させて直列共振回路の最大電力を放電灯に供給したい場合、直列共振回路の電圧と電流との位相差がゼロに近づくように駆動周波数を制御するとよい。

このような場合、直列共振回路の電圧の位相、および電流の位相をそれぞれ検出する必要がある。電流の位相を検出する方式としては、例えば、特許文献１に記載の回路のように直列共振回路内に電流検出用のトランスを挿入し、該トランスの二次側から電流を検出する方式がある。しかし、直列共振回路の共振周波数が例えば２ＭＨｚといった高周波である場合、この方式では電流検出用のトランスの鉄損が大きくなってしまう。且つ、部品点数増加により、サイズアップ、コストアップを招く事となる。

更に、直列共振回路の電流の位相を検出する別の方式として、直列共振回路内に電流検出用の抵抗を挿入し、該抵抗における両端電圧の波形から電流の位相を検出する方式が考えられる。しかし、放電灯点灯回路においては、直列共振回路を流れる電流の大きさは数百ｍＡ〜１００Ａ程度の間で大きく変化する。従って、電流量が小さい場合の検出精度を確保する為に電流検出用の抵抗の値を大きくすると大電流時の電力損失が過大となってしまい、逆に、電流量が大きい場合の電力損失を低減する為に電流検出用の抵抗の値を小さくすると小電流時の検出精度を確保できない。

また、上記の二方式が有する問題点を解決できる方式として、直列共振回路の交流電力を放電灯に伝えるためのトランスの二次側（すなわち放電灯が接続される側）において電流検出用の抵抗を放電灯と直列に接続し、該抵抗の両端電圧から放電灯を流れる電流（ランプ電流）を検出し、その位相を直列共振回路の電流の位相とみなして利用する方式が考えられる。しかし、この方式では、（１）放電灯が点灯していない間は検出不能となってしまう、（２）放電灯点灯直後はランプ電流が極めて小さいので、放電灯がグロー放電からアーク放電へ移行する間も検出不能となり、この間は駆動周波数を制御できない、（３）直列共振回路の電流の位相とランプ電流の位相とは厳密には一致しておらず、双方の位相の差が駆動周波数の制御に影響を及ぼす場合がある、といった問題点がある。

本発明は、上記した問題点を鑑みてなされたものであり、直列共振回路内に電流検出用のトランスや抵抗を必要とせず、また、放電灯が無点灯状態やアーク放電前であっても直列共振回路の電流の位相を精度よく検出できる放電灯点灯回路を提供することを目的とする。

上記した課題を解決するために、本発明による放電灯点灯回路は、放電灯を点灯させるための交流電力を該放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、二つの出力端を有し、該二つの出力端間に交流電圧を出力するインバータ回路と、インバータ回路の二つの出力端間に直列接続されたインダクタ及びトランスの少なくとも一方並びにコンデンサを含み、放電灯に交流電力を供給する直列共振回路と、インバータ回路を駆動する駆動部と、インバータ回路の駆動周波数を制御するための制御信号を駆動部へ提供する制御部とを備え、制御部が、直列共振回路を流れる電流の位相を示す第１の信号を生成する第１の信号生成部、及びインバータ回路から出力される交流電圧の位相を示す第２の信号を生成する第２の信号生成部を有し、第１の信号と第２の信号との位相差に基づいて制御信号を生成し、第１の信号生成部が、直列共振回路上の検出点の電圧に基づいて第１の信号を生成し、二つの出力端のうち何れか一方の出力端と検出点との間に、インダクタ、トランス、及びコンデンサのうち一つが接続されていることを特徴とする。

上記した放電灯点灯回路においては、インバータ回路の駆動周波数を制御する制御部が、直列共振回路を流れる電流の位相を検出するための第１の信号生成部と、インバータ回路から出力される交流電圧の位相を検出するための第２の信号生成部とを有している。そして、制御部は、直列共振回路を流れる電流と交流電圧との位相差に基づいて駆動周波数の制御を行う。これにより、例えば直列共振回路の電圧と電流との位相差がゼロに近づくように駆動周波数を制御し、インバータ回路の駆動周波数を直列共振回路の共振周波数に一致させて直列共振回路の最大電力を放電灯に供給することが可能となる。

更に、上記した放電灯点灯回路においては、インバータ回路の二つの出力端のうち何れか一方の出力端と第１の信号生成部の検出点との間に、インダクタ、トランス、及びコンデンサのうち一つが接続されている。ここで、インバータ回路のプラス側の出力端の電圧をＶａとし、この出力端との間にインダクタ、トランス、及びコンデンサのうち一つの部品を挟んだ位置の電圧をＶｂとすると、電圧Ｖａと電圧Ｖｂとの関係は、次の（１）式となる。但し、（１）式においてＺはインダクタ、トランス、またはコンデンサのインピーダンスであり、Ｉは直列共振回路を流れる電流である。

また、インバータ回路のマイナス側の出力端の電圧をＶｃとし、この出力端との間にインダクタ、トランス、及びコンデンサのうち一つの部品を挟んだ位置の電圧をＶｄとすると、電圧Ｖｃと電圧Ｖｄとの関係は、次の（２）式となる。

（１）式において、電位Ｖａはインバータ回路のプラス側出力であって電源電圧又は接地電位の何れかである。また、（２）式において、電位Ｖｃはインバータ回路のマイナス側出力であって接地電位である。従って、（１）式より、電流Ｉの値を電圧Ｖｂの値から求めることができる。或いは、（２）式より、電流Ｉの値を電圧Ｖｄの値から求めることができる。換言すれば、直列共振回路上の検出点の電圧Ｖｂ（またはＶｄ）を検出することによって、電流の位相を知ることができる。

すなわち、上記した放電灯点灯回路によれば、直列共振回路上の検出点の電位を参照することにより電流の位相を求めるので、直列共振回路内に電流検出用のトランスや抵抗を必要とせず、また、放電灯が無点灯状態やアーク放電前であっても直列共振回路の電流の位相を精度よく検出できる。

また、放電灯点灯回路は、検出点と一方の出力端との間にコンデンサが接続されていることを特徴としてもよい。一般的に、インバータ回路はトランジスタによって構成され、また、このトランジスタとしては表面実装タイプの小型のものが多く用いられる。そして、コンデンサもまた、インダクタやトランスと比較して比較的小型の表面実装タイプのものを用いることができる。従って、第１の信号生成部の検出点とインバータ回路の一方の出力端との間にインダクタやトランスではなくコンデンサを配置することによって、直列共振回路の電流経路を短くでき、直列共振回路の高周波特性を安定させることができる。また、小型のトランジスタ及びコンデンサを互いに近づけて配置することができ、配線基板上のスペースを効率よく使用できる。

また、放電灯点灯回路は、第１の信号生成部が、検出点の電圧を微分する微分回路と、微分回路の出力信号をディジタル信号に変換する変換回路とを有することを特徴としてもよい。或いは、放電灯点灯回路は、第１の信号生成部が、検出点の電圧を積分する積分回路と、積分回路の出力信号をディジタル信号に変換する変換回路とを有することを特徴としてもよい。

本発明に係る放電灯点灯回路においては、インバータ回路の出力端と第１の信号生成部の検出点との間に、インダクタ、トランス、及びコンデンサのうち一つが接続されているが、例えばアーク放電前の状態では放電灯のインピーダンスが大きいので直列共振回路の電流Ｉが大きくなり、このような状態では検出点の電圧Ｖｂ（Ｖｄ）の位相は電流Ｉより約９０°進む（または遅れる）。或いは、直列共振回路の電圧と電流との位相差がゼロに近づくように駆動周波数を制御し、インバータ回路の駆動周波数を直列共振回路の共振周波数に一致させた場合においても、電圧Ｖｂ（Ｖｄ）の位相は電流Ｉより約９０°進む（または遅れる）。例えばこれらのような場合に、検出点の電圧を微分（または積分）すれば、微分後（または積分後）の電圧と電流Ｉとの位相差は約０°または約１８０°となる。従って、ディジタル信号に変換した後の電圧Ｖａ及び電流Ｉの位相差の処理を容易にできる。

また、放電灯点灯回路は、第１の信号生成部が、検出点の電圧に対し積分及び微分の一方を行う第１の回路と、第１の回路の出力信号に対し積分及び微分の他方を行う第２の回路と、第２の回路の出力信号をディジタル信号に変換する変換回路とを有することを特徴としてもよい。

検出点の電圧を微分回路により微分する場合、微分回路は入力信号の直流分をカットするので検出点の電圧のゼロクロスを検出する際の精度は高いが、高周波域ほどゲインが大きいので検出点の電圧が高周波ノイズを含むとこのノイズ成分を通過しやすく、誤検出を招くおそれがある。他方、検出点の電圧を積分回路により積分する場合、積分回路は入力信号が高周波ノイズを含む際にこのノイズ成分をカットするのでＳ／Ｎ比を向上できるが、必要な位相遅れを実現する為にはゲインが低下し過ぎて信号を検出できないおそれがある。従って、積分回路及び微分回路を各々適切なカットオフ周波数に設定して両者を組み合わせることにより、検出点の電圧のゼロクロスを検出する際の精度を高めつつ、Ｓ／Ｎ比を向上させることができる。

本発明による放電灯点灯回路によれば、直列共振回路内に電流検出用のトランスや抵抗を必要とせず、また、放電灯が無点灯状態やアーク放電前であっても直列共振回路の電流の位相を精度よく検出できる。

以下、添付図面を参照しながら本発明による放電灯点灯回路の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明による放電灯点灯回路の一実施形態の構成を示すブロック図である。図１に示す放電灯点灯回路１は、放電灯Ｌを点灯させるための交流電力を放電灯Ｌへ供給する回路であって、直流電源Ｂからの直流電圧ＶＢを交流電圧に変換して放電灯Ｌに供給する。放電灯点灯回路１は、主に車輌用の、特に前照灯などの灯具に用いられる。なお、放電灯Ｌとしては、例えば水銀フリーのメタルハライドランプが好適に用いられるが、他の構造をもつ放電灯であってもよい。

放電灯点灯回路１は、電力供給部２、制御部１０、及びＶ−Ｆ変換部２４を備える。電力供給部２は、直流電源Ｂから電源供給を受けて交流電力を放電灯Ｌに供給する。制御部１０は、放電灯Ｌへの供給電力の大きさを制御する。Ｖ−Ｆ変換部２４は、制御部１０から出力されたアナログ信号である制御信号Ｓｃ_１を電圧−周波数変換（Ｖ−Ｆ変換）して制御信号Ｓｃ_２を生成する。

電力供給部２は、制御部１０からの制御信号Ｓｃ_１に基づく大きさの電力を放電灯Ｌへ供給する。電力供給部２は、点灯操作のためのスイッチ２０を介して直流電源Ｂ（バッテリーなど）に接続されており、直流電源Ｂから直流電圧ＶＢを受けて交流変換及び昇圧を行う。本実施形態の電力供給部２は、直流電圧ＶＢを矩形波の交流電圧に変換するハーフブリッジインバータ回路（以下、単にインバータ回路という）３と、インバータ回路３の後段に設けられた直列共振回路４と、点灯開始時に放電灯Ｌに高圧パルスを印加して点灯を促す起動部５と、インバータ回路３を駆動する駆動部であるブリッジドライバ６とを有する。

インバータ回路３は、二つの出力端３ａ，３ｂを有しており、出力端３ａと出力端３ｂとの間に矩形波の交流電圧を出力する。インバータ回路３は、スイッチング素子である２つのトランジスタ３１及び３２が直列に接続されて構成されている。具体的には、トランジスタ３１の一方の電流端子（ドレイン端子）は直流電源Ｂのプラス側端子に接続されており、トランジスタ３１の他方の電流端子（ソース端子）はトランジスタ３２の一方の電流端子（ドレイン端子）に接続されており、トランジスタ３１の制御端子（ゲート端子）はブリッジドライバ６に接続されている。また、トランジスタ３２の他方の電流端子（ソース端子）は接地電位線ＧＮＤ（すなわち直流電源Ｂのマイナス側端子）に接続されており、トランジスタ３２の制御端子（ゲート端子）はブリッジドライバ６に接続されている。そして、出力端３ａはトランジスタ３１のソース端子（トランジスタ３２のドレイン端子）に設定されており、出力端３ｂはトランジスタ３２のソース端子に設定されている。ブリッジドライバ６は、互いに逆相となる駆動信号Ｓｄｒｖ_１、Ｓｄｒｖ_２をトランジスタ３１、３２のゲート端子へ供給することにより、トランジスタ３１，３２を交互に導通させる。なお、トランジスタ３１，３２としては、例えば図１に示すようにＮチャネルＭＯＳＦＥＴが好適に用いられるが、他のＦＥＴやバイポーラトランジスタでもよい。

直列共振回路４は、トランス７、コンデンサ８、及びインダクタ９を有する。トランス７は、放電灯Ｌへ高圧パルスを印加し、また、電力を伝えると共に該電力を昇圧するために設けられる。また、トランス７、コンデンサ８、及びインダクタ９は、直列共振回路を構成している。すなわち、コンデンサ８と、インダクタ９と、トランス７の一次巻線７ａとが、この順で互いに直列に接続されている。そして、その直列回路のコンデンサ８側の一端はインバータ回路３の一方の出力端３ａに接続されており、一次巻線７ａ側の一端はインバータ回路３の他方の出力端３ｂに接続されている。この構成においては、トランス７の一次巻線７ａのリーケージ（漏れ）インダクタンス、及びインダクタ９のインダクタンスからなる合成リアクタンスと、コンデンサ８の容量とによって共振周波数が決定される。なお、一次巻線７ａ及びコンデンサ８のみによって直列共振回路を構成し、インダクタ９を省略してもよい。また、一次巻線７ａのインダクタンスをインダクタ９と較べて極めて小さく設定し、共振周波数が、インダクタ９とコンデンサ８の容量とによってほぼ決定されるようにしてもよい。

インバータ回路３及び直列共振回路４においては、コンデンサ８及び誘導性要素（インダクタンス成分やインダクタ）による直列共振現象を利用し、トランジスタ３１，３２の駆動周波数をこの直列共振周波数以上の値に規定して該トランジスタ３１，３２を交互にオン／オフさせ、トランス７の一次巻線７ａに交流電力を生じさせる。この交流電力は、トランス７の二次巻線７ｂへ昇圧されて伝達され、二次巻線７ｂに接続された放電灯Ｌへ供給される。なお、トランジスタ３１，３２を駆動するブリッジドライバ６は、トランジスタ３１，３２が共に導通状態とならないように相反的に各トランジスタ３１，３２を駆動する。

この直列共振回路４の点灯前における直列共振周波数ｆａ、および点灯後における直列共振周波数ｆｂは、それぞれ以下の式（３）、（４）によって表される。但し、式中においてＣはコンデンサ８の容量であり、Ｌｒはインダクタ９のインダクタンスであり、Ｌｐ１は点灯前における一次巻線７ａのインダクタンスであり、Ｌｐ２は点灯後における一次巻線７ａのインダクタンスである。

一般的にＬｐ１＞Ｌｐ２であることから、点灯前における直列共振周波数ｆａは点灯後における直列共振周波数ｆｂよりも小さくなる。

また、直列共振回路４のインピーダンスは、ブリッジドライバ６によるトランジスタ３１，３２の駆動周波数によって変化する。従って、放電灯Ｌに供給される交流電力の大きさを、該駆動周波数を変化させることにより制御できる。すなわち、放電灯Ｌに供給される電力の大きさは、駆動周波数が直列共振周波数と等しいときに最大値となり、駆動周波数が直列共振周波数よりも大きくなる（または小さくなる）に従って減少する。但し、駆動周波数が直列共振周波数よりも小さい場合、スイッチング損失が大きくなり電力効率が低下する。従って、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、直列共振周波数よりも大きい領域においてその大きさが制御される。なお、直列共振周波数よりも小さい周波数領域を容量性領域と呼び、直列共振周波数よりも大きい周波数領域を誘導性領域と呼ぶ。本実施形態においては、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、ブリッジドライバ６に接続されたＶ−Ｆ変換部２４からの制御信号Ｓｃ_２（周波数変調されたパルス列を含む信号）のパルス周波数に従って制御される。

起動部５は、放電灯Ｌに起動用の高圧パルスを印加するための回路であり、起動部５からトリガー電圧及び電流がトランス７に印加されると、トランス７の二次巻線７ｂにおいて生成される交流電圧に高圧パルスが畳重される。起動部５は、高圧パルスを生成するための電力を蓄える起動用コンデンサ（容量素子）５１と、スパークギャップやガスアレスタ等の自己降伏型スイッチング素子５２とを有する。起動用コンデンサ５１の一端は整流素子（ダイオード）５３及び抵抗素子５４を介してトランス７の補助巻線７ｃの一端に接続されており、起動部５への入力電圧が提供される。補助巻線７ｃ及び起動用コンデンサ５１それぞれの他端は、共にインバータ回路３の出力端３ｂ（すなわち接地電位線ＧＮＤ）に接続されている。なお、起動部５への入力電圧については、例えば、トランス７の二次巻線７ｂから得てもよく、或いはインダクタ９と共にトランスを構成する補助巻線を設けて該補助巻線から得てもよい。

自己降伏型スイッチング素子５２の一端は起動用コンデンサ５１の一端と接続されており、自己降伏型スイッチング素子５２の他端は一次巻線７ａの途中に接続されている。起動部５においては、起動用コンデンサ５１の両端電圧が自己降伏型スイッチング素子５２の放電開始電圧に達すると、自己降伏型スイッチング素子５２が瞬間的に導通状態となることによってトリガー電圧及び電流が出力される。

制御部１０は、ブリッジドライバ６の駆動周波数（すなわち放電灯Ｌへの供給電力の大きさ）を制御する。制御部１０は、入力端１０ａ〜１０ｄ、及び出力端１０ｅを有する。入力端１０ａは、放電灯Ｌのランプ電圧ＶＬの振幅を示す信号（以下、ランプ電圧相当信号という）ＶＳ１を入力するために、ピークホールド回路２１を介して二次巻線７ｂの中間タップに接続されている。ランプ電圧相当信号ＶＳ１は、ランプ電圧ＶＬのピーク値の例えば０．３５倍に設定される。入力端１０ｂは、放電灯Ｌのランプ電流ＩＬを検出するために設けられた抵抗素子２５の一端に、ピークホールド回路２２及びバッファ２３を介して接続されている。抵抗素子２５の一端は、更に放電灯点灯回路１の出力端子を介して放電灯Ｌの一方の電極に接続され、抵抗素子２５の他端は、インバータ回路３の出力端３ｂ（接地電位線ＧＮＤ）に接続されている。そして、バッファ２３からは、ランプ電流ＩＬの振幅を示す信号（以下、ランプ電流相当信号という）ＩＳ１が出力される。

入力端１０ｃは、直列共振回路４上の検出点４ａと接続されている。入力端１０ｃには、直列共振回路４の電流の位相を検出するための信号ＩＳ２として、検出点４ａの電位が入力される。本実施形態において、検出点４ａはコンデンサ８とインダクタ９との間に設定されている。すなわち、直列共振回路４を構成するコンデンサ８、インダクタ９、及びトランス７の一次巻線７ａのうちコンデンサ８のみが、インバータ回路３の出力端３ａと検出点４ａとの間に接続されている。

入力端１０ｄは、インバータ回路３の出力端３ａに接続されている。入力端１０ｄには、インバータ回路３から出力される交流電圧の位相を検出するために、インバータ回路３の出力電圧Ｖｏｕｔが信号ＶＳ２として入力される。なお、入力端１０ｄは、図に破線で示すように、例えばブリッジドライバ６とトランジスタ３２（または３１）のゲート端子との接続点に接続されてもよい。この場合、入力端１０ｄには駆動信号Ｓｄｒｖ_２（Ｓｄｒｖ_１）が入力される。入力端１０ｄは、インバータ回路３から出力される交流電圧の位相を検出可能な箇所であれば、何れの箇所に接続されてもよい。

Ｖ−Ｆ変換部２４は、アナログ信号である制御信号Ｓｃ_１を制御部１０の出力端１０ｅから入力し、この制御信号Ｓｃ_１をＶ−Ｆ変換して制御信号Ｓｃ_２を生成する。本実施形態のＶ−Ｆ変換部２４は、入力電圧（すなわち制御信号Ｓｃ_１の電圧）が低いほど制御信号Ｓｃ_２のパルス周波数が高くなるように構成されている。

次に、本実施形態の制御部１０の内部構成について説明する。図２は、制御部１０の内部構成の一例を示すブロック図である。図２に示すように、制御部１０は、制御信号Ｓ１を生成する周波数追従制御部１１と、制御信号Ｓ２を生成する電力制御部１２と、これらの制御信号Ｓ１及びＳ２のいずれかを選択して出力端１０ｅへ出力する選択部１３と、信号ＩＳ２を波形成形して周波数追従制御部１１へ提供する第１の信号生成部１４と、信号ＶＳ２を波形成形して周波数追従制御部１１へ提供する第２の信号生成部１５とを有する。

周波数追従制御部１１は、直列共振回路４の電圧と電流との位相差をゼロに近づける制御信号Ｓ１を生成する。周波数追従制御部１１は、入力端１１ａ，１１ｂ、及び出力端１１ｃを有する。入力端１１ａには、制御部１０の入力端１０ｃを介して信号ＩＳ２が入力される。入力端１１ｂには、制御部１０の入力端１０ｄを介して信号ＶＳ２が入力される。周波数追従制御部１１は、信号ＩＳ２に基づいて検知される直列共振回路の電流の位相と、信号ＶＳ２に基づいて検知されるインバータ回路３の出力電圧Ｖｏｕｔの位相との差がゼロに近づくように制御信号Ｓ１を生成し、該制御信号Ｓ１を選択部１３へ出力する。

電力制御部１２は、放電灯Ｌの点灯前においては、放電灯Ｌに供給されるべき無負荷時出力電圧（ＯＣＶ）の大きさが所定値に近づくように制御信号Ｓ２を生成する。また、電力制御部１２は、放電灯Ｌの点灯後においては、放電灯Ｌに供給されるべき電力の大きさが所定の時間関数に従って定常値に近づくように制御信号Ｓ２を生成する。

例えば、電力制御部１２は、放電灯Ｌの点灯後、所定の時間関数に従って、まず供給電力の大きさが初期値（例えば７５Ｗ）となるように、そして、或る時刻以降、供給電力の大きさが初期値から定常値（例えば３５Ｗ）へ徐々に近づくように、制御信号Ｓ２を生成する。

本実施形態の電力制御部１２は、図２に示すように、電力演算部１２１と、誤差増幅器１２２とを有する。電力演算部１２１は、制御部１０の入力端１０ａを介してランプ電圧相当信号ＶＳ１を入力する入力端１２１ａと、制御部１０の入力端１０ｂを介してランプ電流相当信号ＩＳ１を入力する入力端１２１ｂとを有する。そして、電力演算部１２１は、放電灯Ｌの点灯前においては、ＯＣＶの大きさを示すランプ電圧相当信号ＶＳ１が所定値に近づくように出力電圧Ｖ１を生成し、放電灯Ｌの点灯後においては、ランプ電圧相当信号ＶＳ１及びランプ電流相当信号ＩＳ１に基づいて、供給電力の大きさが上記所定の時間関数に従って定常値に近づくように出力電圧Ｖ１を生成する。出力電圧Ｖ１は、電力演算部１２１の出力端１２１ｃから抵抗１２３を介して誤差増幅器１２２の反転入力端子へ入力される。なお、誤差増幅器１２２の非反転入力端子は、所定の基準電圧Ｖ２を生成する電圧源１２４に接続されている。誤差増幅器１２２からの出力電圧は、制御信号Ｓ２として選択部１３へ提供される。

選択部１３は、例えばスイッチ１３１により構成される。スイッチ１３１は、起動部５により放電灯Ｌに高圧パルスが印加される前には、電力制御部１２の出力端１２ａと制御部１０の出力端１０ｅとを接続する。また、スイッチ１３１は、放電灯Ｌに高圧パルスが印加されてから数ミリ秒の間、周波数追従制御部１１の出力端１１ｃと制御部１０の出力端１０ｅとを接続する。また、スイッチ１３１は、高圧パルスの印加から数ミリ秒が経過した後には、電力制御部１２の出力端１２ａと制御部１０の出力端１０ｅとを再び接続する。従って、放電灯Ｌに高圧パルスが印加される前は制御部１０から制御信号Ｓ２が出力され、放電灯Ｌに高圧パルスが印加された直後の数ミリ秒間は制御信号Ｓ１が出力され、その後には再び制御信号Ｓ２が出力されることとなる。制御部１０は、こうして選択された制御信号Ｓ１またはＳ２を制御信号Ｓｃ_１としてＶ−Ｆ変換部２４（図１参照）へ出力する。

第１の信号生成部１４は、信号ＩＳ２を波形成形してディジタル化し、信号Ｓ３を生成する。この信号Ｓ３は、本実施形態における第１の信号であり、直列共振回路４を流れる電流の位相を示す。第１の信号生成部１４は、入力端１４ａ及び出力端１４ｂを有する。入力端１４ａには、制御部１０の入力端１０ｃを介して信号ＩＳ２が入力される。第１の信号生成部１４は、信号ＩＳ２（すなわち図１の検出点４ａにおける電圧波形）に基づいて信号Ｓ３を生成し、該信号Ｓ３を出力端１４ｂから周波数追従制御部１１へ出力する。

第２の信号生成部１５は、信号ＶＳ２を波形成形してディジタル化し、信号Ｓ４を生成する。この信号Ｓ４は、本実施形態における第２の信号であり、インバータ回路３から出力される電圧（交流電圧）Ｖｏｕｔの位相を示す。第２の信号生成部１５は、入力端１５ａ及び出力端１５ｂを有する。入力端１５ａには、制御部１０の入力端１０ｄを介して信号ＶＳ２が入力される。第２の信号生成部１５は、信号ＶＳ２（すなわち交流電圧Ｖｏｕｔ）に基づいて信号Ｓ４を生成し、該信号Ｓ４を出力端１５ｂから周波数追従制御部１１へ出力する。

ここで、周波数追従制御部１１、第１の信号生成部１４、及び第２の信号生成部１５の機能について、更に詳細に説明する。図３は、直列共振回路４が誘導性領域で動作する場合における、（ａ）トランジスタ３１，３２のオン／オフ状態、（ｂ）信号ＶＳ２（交流電圧Ｖｏｕｔ）の波形、（ｃ）信号Ｓ４の波形、（ｄ）直列共振回路４の電流波形、（ｅ）信号ＩＳ２の波形（すなわち検出点４ａでの電圧波形）、（ｆ）信号Ｓ３の波形、のそれぞれの時間的変化を例示したグラフであり、それらの位相関係を表している。図３（ｂ）及び図３（ｄ）に示すように、誘導性領域では直列共振回路の電流の位相が電圧の位相よりも遅れる。

また、図４は、直列共振回路４が容量性領域で動作する場合における、（ａ）トランジスタ３１，３２のオン／オフ状態、（ｂ）信号ＶＳ２の波形、（ｃ）信号Ｓ４の波形、（ｄ）直列共振回路４の電流波形、（ｅ）信号ＩＳ２の波形、（ｆ）信号Ｓ３の波形、のそれぞれの時間的変化を例示したグラフであり、それらの位相関係を表している。図４（ｂ）及び図４（ｄ）に示すように、容量性領域では直列共振回路の電流の位相が電圧の位相よりも進む。

また、本実施形態ではインバータ回路３の出力端３ａと検出点４ａとの間にコンデンサ８を挟んでいるので、図３（ｅ）及び図４（ｅ）に示す検出点４ａの電圧（すなわち信号ＩＳ２）の位相は、それぞれ図３（ｄ）及び図４（ｄ）に示す直列共振回路４の電流の位相に対し約９０°進む。その理由は次の通りである。検出点４ａの電圧をＶ_ＩＳ２とすると、電圧Ｖｏｕｔと電圧Ｖ_ＩＳ２との関係は、次の（５）式となる。但し、（５）式においてＺｃはコンデンサ８のインピーダンスであり、Ｃはコンデンサ８の容量であり、Ｉは直列共振回路４を流れる電流である。

（５）式において、電圧Ｖｏｕｔはインバータ回路３の出力であって、電源電圧ＶＢ又は接地電位の何れかである。電圧Ｖｏｕｔが接地電位のとき、電圧Ｖ_ＩＳ２は

となり、電圧Ｖ_ＩＳ２の位相は電流Ｉに対して９０°進む。また、電圧Ｖｏｕｔが電源電圧ＶＢのとき、電圧Ｖ_ＩＳ２は

となり、電圧Ｖ_ＩＳ２の位相は電流Ｉに対して次の（８）式に示す角度だけ進む。

従って、ブリッジドライバ６からインバータ回路３へ出力される駆動信号Ｓｄｒｖ_１，Ｓｄｒｖ_２のデューティ比が５０％である場合、一周期に亘ると、電圧Ｖ_ＩＳ２の位相は電流Ｉに対して

だけ進むこととなる。

放電灯点灯回路１の場合、放電灯Ｌの点灯直後にアーク放電への移行を促す間は、放電灯Ｌの抵抗値が大きいのでトランス７の一次巻線７ａのインピーダンスが大きくなり、電流Ｉが大きくなる。従って、（８）式に示すθはほぼ９０°となり、（９）式に示すΘは約９０°となる。また、後に説明するように、本実施形態の周波数追従制御部１１は直列共振回路４が共振周波数付近で動作するようにブリッジドライバ６を制御するので、（７）式及び（８）式においてＩ／ωＣはＶＢに対し十分に大きな値となる。従って、（８）式に示すθはほぼ９０°となり、（９）式に示すΘは約９０°となる。以上の理由から、図３（ｅ）及び図４（ｅ）に示す検出点４ａの電圧Ｖ_ＩＳ２の位相は、それぞれ図３（ｄ）及び図４（ｄ）に示す直列共振回路４の電流Ｉの位相に対し約９０°進むのである。

なお、放電灯Ｌの抵抗値が大きい（一次巻線７ａのインピーダンスが大きい）場合に電流Ｉが大きくなる理由は、次のように説明できる。図５は、直列共振回路４の共振部分のみを等価的に表現した回路図である。図５において、Ｃはコンデンサ８の容量、Ｌｒはインダクタ９のインダクタンス、Ｌｐはトランス７の一次巻線７ａのインダクタンス、Ｌｓは二次巻線７ｂのインダクタンス、ＲＬは放電灯Ｌの抵抗値、Ｎはトランス７の一次巻線７ａと二次巻線７ｂとの巻数比、ｋはトランス７の結合係数、ＩＬはランプ電流、Ｉは一次巻線７ａを流れる励磁電流である。この等価回路においては、ＩとＩＬとの和が全体の共振電流であり、これらの関係は次の（１０）式で表される。

この（１０）式は、放電灯Ｌの抵抗値ＲＬが高いと電流Ｉが増加することを表している。

このように、信号ＩＳ２の位相は直列共振回路４の電流Ｉの位相に対し約９０°進むので、第１の信号生成部１４は、信号ＩＳ２の位相を更に９０°進めた後にディジタル化を行い、直列共振回路４の電流Ｉとの位相差が１８０°の信号を生成し、その信号を反転することで、電流Ｉとの位相差が０°の信号Ｓ３（図３（ｆ）及び図４（ｆ）参照）を生成する。

周波数追従制御部１１は、直列共振回路４の動作状態が誘導性領域及び容量性領域の何れであるか（すなわち、インバータ回路３の出力波形に対して直列共振回路４の電流波形の位相が遅れているか、或いは進んでいるか）を、次のようにして判断できる。すなわち、図３に示すように、信号Ｓ４がＨレベルに立ち上がる際に信号Ｓ３がＬレベルであれば、直列共振回路４の動作状態を誘導性領域と判断できる。更に、信号Ｓ４がＨレベルである半周期Ｔ１において信号Ｓ３がＬレベルである区間Ｔ３が長いほど、誘導性領域に深く入っていると判断できる。或いは、信号Ｓ４がＬレベルに下がる際に信号Ｓ３がＨレベルであっても、直列共振回路４の動作状態を誘導性領域と判断できる。更に、信号Ｓ４がＬレベルである半周期Ｔ２において信号Ｓ３がＨレベルである区間Ｔ４が長いほど、誘導性領域に深く入っていると判断できる。

また、図４に示すように、信号Ｓ４がＨレベルに立ち上がる際に信号Ｓ３がＨレベルであれば、直列共振回路４の動作状態を容量性領域と判断できる。更に、信号Ｓ４がＨレベルである半周期Ｔ１において信号Ｓ３がＬレベルである区間Ｔ５が長いほど、容量性領域に深く入っていると判断できる。或いは、信号Ｓ４がＬレベルに下がる際に信号Ｓ３がＬレベルであっても、直列共振回路４の動作状態を容量性領域と判断できる。更に、信号Ｓ４がＬレベルである半周期Ｔ２において信号Ｓ３がＨレベルである区間Ｔ６が長いほど、容量性領域に深く入っていると判断できる。

周波数追従制御部１１は、直列共振回路４の動作状態が誘導性領域であると判断した場合に、制御信号Ｓ１の電圧値を高め、ブリッジドライバ６の駆動周波数を低下させることによって、インバータ回路３の出力電圧Ｖｏｕｔと直列共振回路４の電流Ｉとの位相差をゼロに近づける。また、周波数追従制御部１１は、直列共振回路４の動作状態が容量性領域であると判断した場合には、制御信号Ｓ１の電圧値を低下させ、ブリッジドライバ６の駆動周波数を高めることによって、インバータ回路３の出力電圧Ｖｏｕｔと直列共振回路４の電流Ｉとの位相差をゼロに近づける。このように、周波数追従制御部１１は、インバータ回路３の出力電圧Ｖｏｕｔと直列共振回路４の電流Ｉとの位相差がゼロに近づくように制御信号Ｓ１を生成することにより、ブリッジドライバ６の駆動周波数を直列共振周波数に追従させる。なお、周波数追従制御部１１の構成及び動作の詳細については後述する。

続いて、放電灯点灯回路１の動作について図６〜図８を参照しながら説明する。図６は、（ａ）ブリッジドライバ６の駆動周波数、（ｂ）起動用コンデンサ５１の電圧、及び（ｃ）ランプ電圧ＶＬの遷移をそれぞれ示すグラフである。また、図７は、（ａ）制御信号Ｓｃ_１及び（ｂ）供給電力の推移をそれぞれ示すグラフである。なお、図６（ｄ）及び図７（ｃ）は、制御部１０における制御モードの変遷を示している。図８は、直列共振回路４の駆動周波数と供給電力（またはＯＣＶ）の大きさとの関係を示すグラフである。

まず、放電灯点灯回路１に電源が投入されると（時刻ｔ_１）、図６（ａ）に示すように、駆動周波数が最大値まで立ち上がる。このとき、制御部１０においては、電力制御部１２からの制御信号Ｓ２が制御信号Ｓｃ_１として選択され、出力される。駆動周波数は制御信号Ｓｃ_１によって制御され、時刻ｔ_２に所定値ｆ_１へ収束する（ＯＣＶ制御モード）。そして、点灯前における直列共振回路４の駆動周波数と供給電力との関係は図８に示すグラフＧ１となっており、駆動周波数ｆ_１に対応する動作点Ｐ１に応じた所定のＯＣＶが放電灯Ｌに印加される。また、この間、起動部５の起動用コンデンサ５１への充電が開始される。

続いて、起動用コンデンサ５１の両端電圧が所定値に達し、自己降伏型スイッチング素子５２がＯＮすると（図６（ｂ）の時刻ｔ_３）、図６（ｃ）に示すように、起動部５によって放電灯Ｌに高圧パルスＰが印加される。このとき、放電灯Ｌの電極間が放電を開始して導通状態となり、ランプ電圧ＶＬは低下する。制御部１０では、スイッチ１３１が切り替わり、周波数追従制御部１１が制御信号Ｓ１を出力し始める。制御信号Ｓ１は、制御信号Ｓｃ_１として制御部１０から出力される。また、放電灯Ｌの電極間が導通状態となることで、図８に示す直列共振回路４の駆動周波数と供給電力との関係はグラフＧ２へ移行する。

すなわち、放電灯Ｌの放電開始による導通状態によって、直列共振回路４の共振周波数は周波数ｆ_１より高くなり、その後、図８に示すように低い周波数から連続的に高い周波数ｆ_２へ移行する。換言すれば、点灯後の駆動周波数と供給電力との相関グラフＧ２は、低周波数側から連続的に高周波数側のグラフＧ３へ移動する。周波数追従制御部１１は、この共振周波数の変化に駆動周波数を追従させるように制御信号Ｓ１を出力する。従って、動作点は、周波数ｆ_１に対応するＰ１から、高周波数側へ移行する直列共振周波数に追従しつつ周波数ｆ_２に対応するＰ３へ移行する（周波数追従制御モード）。

そして、放電灯Ｌに高圧パルスが印加されてから所定時間（数ミリ秒）が経過したのち（時刻ｔ_４）、制御部１０のスイッチ１３１が再び切り替わり、電力制御部１２から出力された制御信号Ｓ２が制御信号Ｓｃ_１として再び出力される（電力制御モード）。そして、これ以後は、電力制御部１２によって、放電灯Ｌへの供給電力の大きさが定常値に近づくように制御信号Ｓｃ_１が生成され、図８に示すように、動作点は誘導性領域内の定常点Ｐ４で安定する。

以下、本実施形態の周波数追従制御部１１、第１の信号生成部１４、及び第２の信号生成部１５の具体的な構成例及びその動作について説明する。

図９（ａ）は、周波数追従制御部１１、第１の信号生成部１４、及び第２の信号生成部１５の内部構成の一例を示すブロック図である。図９（ａ）に示すように、本実施形態の周波数追従制御部１１は、位相差検出部１１１及び信号変換部１１２を含んで構成されている。また、第１の信号生成部１４は、微分回路１４１及びコンパレータ１４２を含んで構成されている。また、第２の信号生成部１５は、波形成形回路１５１を含んで構成されている。

微分回路１４１の入力端１４１ａは第１の信号生成部１４の入力端１４ａを介して制御部１０の入力端１０ｃ（図２参照）に接続されており、入力端１４１ａには信号ＩＳ２が入力される。微分回路１４１の出力端１４１ｂはコンパレータ１４２の一方の入力端１４２ａに接続されており、微分回路１４１は、信号ＩＳ２を微分した信号Ｓｄ１をコンパレータ１４２へ出力する。なお、微分回路１４１は、例えば図９（ｂ）に示すような回路構成によって実現される。図９（ｂ）に示す微分回路１４１は、コンデンサ１４１ｃ及び抵抗素子１４１ｄを有する。コンデンサ１４１ｃの一端は入力端１４１ａに接続されており、他端は出力端１４１ｂに接続されている。また、コンデンサ１４１ｃの他端は抵抗１４１ｄを介して接地電位に接続されている。

コンパレータ１４２は、本実施形態における変換回路であり、微分回路１４１の出力信号Ｓｄ１をディジタル信号に変換する。コンパレータ１４２の他方の入力端１４２ｂには、所定の閾値電圧Ｖ３が入力される。コンパレータ１４２は、一方の入力端１４２ａに入力された信号Ｓｄ１が閾値電圧Ｖ３より大きい場合にはＨレベルを出力し、信号Ｓｄ１が閾値電圧Ｖ３より小さい場合にはＬレベルを出力する。コンパレータ１４２の出力端１４２ｃは、否定回路（インバータ）１４３、及び第１の信号生成部１４の出力端１４ｂを介して周波数追従制御部１１の入力端１１ａに接続されており、否定回路１４３の出力は信号Ｓ３として周波数追従制御部１１へ提供される。

波形成形回路１５１は、信号ＶＳ２を矩形状に波形成形してディジタル化するための回路である。波形成形回路１５１の入力端１５１ａは第２の信号生成部１５の入力端１５ａを介して制御部１０の入力端１０ｄ（図２参照）に接続されており、入力端１５１ａには信号ＶＳ２が入力される。波形成形回路１５１の出力端１５１ｂは第２の信号生成部１５の出力端１５ｂを介して周波数追従制御部１１の入力端１１ｂに接続されており、波形成形回路１５１は、信号ＶＳ２を波形成形した信号Ｓ４を周波数追従制御部１１へ出力する。なお、このような波形成形回路１５１は、例えばクランプ回路及びコンパレータによって好適に実現される。

位相差検出部１１１の入力端１１１ａ及び１１１ｂのそれぞれには、前述したように信号Ｓ３及びＳ４が入力される。位相差検出部１１１は、信号Ｓ３の位相が信号Ｓ４の位相より遅れている場合には、その位相差（すなわち、図３に示した区間Ｔ３，Ｔ４の幅）に応じたパルス幅を有する誘導性検出信号Ｓ５を生成する。また、位相差検出部１１１は、信号Ｓ３の位相が信号Ｓ４の位相より進んでいる場合には、その位相差（すなわち、図４に示した区間Ｔ５，Ｔ６の幅）に応じたパルス幅を有する容量性検出信号Ｓ６を生成する。なお、誘導性検出信号Ｓ５は直列共振回路４の動作状態が誘導性領域にあることを示し、容量性検出信号Ｓ６は直列共振回路４の動作状態が容量性領域にあることを示す。誘導性検出信号Ｓ５は、位相差検出部１１１の出力端１１１ｃから信号変換部１１２の入力端１１２ａへ出力され、容量性検出信号Ｓ６は、位相差検出部１１１の出力端１１１ｄから信号変換部１１２の入力端１１２ｂへ出力される。

信号変換部１１２は、誘導性検出信号Ｓ５及び容量性検出信号Ｓ６に基づいて、制御信号Ｓ１を生成する。信号変換部１１２は、誘導性検出信号Ｓ５が或るパルス幅でもって入力される場合には制御信号Ｓ１の電圧値を高め、また、容量性検出信号Ｓ６が或るパルス幅でもって入力される場合には制御信号Ｓ１の電圧値を低下させる。信号変換部１１２の出力端１１２ｃは周波数追従制御部１１の出力端１１ｃを介して選択部１３（図２）に接続されており、制御信号Ｓ１は選択部１３へ出力される。

以上に説明した本実施形態の放電灯点灯回路１による効果について説明する。放電灯点灯回路１においては、インバータ回路３の駆動周波数を制御する制御部１０が、直列共振回路４を流れる電流Ｉの位相を検出するための第１の信号生成部１４と、インバータ回路３からの出力電圧（交流電圧）Ｖｏｕｔの位相を検出するための第２の信号生成部１５とを有している。そして、制御部１０は、直列共振回路４を流れる電流Ｉと電圧Ｖｏｕｔとの位相差に基づいて駆動周波数の制御を行う。これにより、上述した周波数追従制御モード（電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉとの位相差がゼロに近づくように駆動周波数を制御し、インバータ回路３の駆動周波数を直列共振回路４の共振周波数に一致させて直列共振回路４の最大電力を放電灯Ｌに供給する）を好適に動作させることができる。

更に、本実施形態の放電灯点灯回路１においては、第１の信号生成部１４に接続された検出点４ａとインバータ回路３の出力端３ａとの間に、インダクタ９、トランス７、及びコンデンサ８のうちコンデンサ８のみが接続されている。ここで、図１０は、一般的な放電灯点灯回路の構成を模式的に示す図である。図１０において、直流電源４１、ブリッジドライバ４２、インバータ回路４０（トランジスタ４３及び４４）の構成は、本実施形態の直流電源Ｂ、ブリッジドライバ６、インバータ回路３（トランジスタ３１及び３２）の構成と同様である。また、ブロック４５，４６，及び４７は、それぞれインダクタ、トランス、及びコンデンサのいずれかであり、インバータ回路４０の出力端４０ａと出力端４０ｂとの間にこの順で直列に接続されている。ブロック４５，４６，及び４７のインピーダンスは、それぞれＺ１，Ｚ２，及びＺ３とする。

インバータ回路の出力端４０ａの電圧をＶａとし、この出力端４０ａとの間にブロック４５を挟んだ位置の電圧をＶｂとすると、電圧Ｖａと電圧Ｖｂとの関係は、次の（１１）式となる。但し、（１１）式においてＩはブロック４５，４６，及び４７を流れる電流である。

（１１）式において、電位Ｖａはインバータ回路４０の出力であって電源電圧又は接地電位の何れかである。従って、（１１）式より、電流Ｉの値を電圧Ｖｂの値から求めることができる。換言すれば、直列共振回路上の電圧Ｖｂを検出することによって、電流Ｉの位相を知ることができる。

本実施形態の放電灯点灯回路１においては、ブロック４５の位置にコンデンサ８が配置されている。従って、電圧Ｖｂすなわち直列共振回路４上の検出点４ａの電圧信号ＩＳ２を参照することによって、図３（ｆ）、図４（ｆ）に示したように電流Ｉの位相を求めることが可能となる。このように、本実施形態の放電灯点灯回路１によれば、直列共振回路４内に電流検出用のトランスや抵抗を必要とせず、また、放電灯Ｌが無点灯状態やアーク放電前であっても直列共振回路４の電流Ｉの位相を精度よく検出できる。

なお、ブロック４５の位置に配置される回路要素は、コンデンサ以外の他の要素（インダクタ又はトランスの一次巻線）であってもよい。これらのうちいずれか一つの回路要素がブロック４５の位置に配置されることによって、直列共振回路４の電流Ｉの位相を好適に検出できる。

また、第１の信号生成部１４が接続される検出点は、本実施形態の検出点４ａに限らず、インダクタ９とトランス７の一次巻線７ａとの間であってもよい。図１０において、インバータ回路の出力端４０ｂの電圧Ｖｃは０（接地電位）なので、この出力端４０ｂとの間にブロック４７を挟んだ位置の電圧をＶｄとすると、電圧Ｖｄは次の（１２）式となる。

（１２）式より、電流Ｉの値を電圧Ｖｄの値から求めることができる。換言すれば、直列共振回路上の電圧Ｖｄを検出することによって、電流Ｉの位相を知ることができる。つまり、本実施形態においては、ブロック４７の位置にトランス７の一次巻線７ａが配置されているので、電圧Ｖｄすなわちインダクタ９とトランス７の一次巻線７ａとの間の電圧を参照することによっても、直列共振回路４の電流Ｉの位相を好適に検出できる。なお、この場合、ブロック４７の位置に配置される回路要素は、トランス以外の他の要素（コンデンサ又はインダクタ）であってもよい。

なお、本実施形態のように、インバータ回路３の出力端３ａ（または３ｂ）と検出点（本実施形態では４ａ）との間に配置される構成要素は、コンデンサであることが好ましい。一般的に、インバータ回路はトランジスタによって構成され、また、このトランジスタとしては表面実装タイプの小型のものが多く用いられる。そして、コンデンサもまた、インダクタやトランスと比較して比較的小型の表面実装タイプのものを用いることができる。従って、第１の信号生成部１４が接続される検出点４ａとインバータ回路３の出力端３ａとの間にインダクタやトランスではなくコンデンサを配置することによって、直列共振回路４の電流経路を短くでき、直列共振回路４の高周波特性を安定させることができる。また、小型のトランジスタ３１，３２及びコンデンサ８を互いに近づけて配置することができ、配線基板上のスペースを効率よく使用できる。

また、図９に示したように、第１の信号生成部１４は、検出点４ａの電圧信号ＩＳ２を微分する微分回路１４１と、微分回路１４１の出力信号Ｓｄ１をディジタル信号に変換する変換回路（コンパレータ１４２）とを有することが好ましい。本実施形態に係る放電灯点灯回路１においては、インバータ回路３の出力端３ａと検出点４ａとの間にコンデンサ８が接続されているので、検出点４ａの電圧信号ＩＳ２の位相は電流Ｉより約９０°進む。或いは、電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉとの位相差がゼロに近づくように駆動周波数を制御し、インバータ回路３の駆動周波数を直列共振回路４の共振周波数に一致させた場合においても、電圧信号ＩＳ２の位相は電流Ｉより約９０°進む。これらのような場合に、検出点４ａの電圧信号ＩＳ２を微分すれば、微分後の電圧信号ＩＳ２と電流Ｉとの位相差は約１８０°、すなわち微分後の電圧信号ＩＳ２は電流Ｉに対して反転した波形となる。従って、否定回路１４３等の簡易な回路で位相差を約０°にできるので（図３（ｆ）、図４（ｆ））、ディジタル信号に変換した後の電圧信号ＩＳ２及び電流Ｉの位相差の処理を容易にできる。

（第１の変形例）
図１１（ａ）は、上記実施形態の第１変形例を示す図であり、周波数追従制御部１１、第１の信号生成部１６、及び第２の信号生成部１５の内部構成の一例を示すブロック図である。これらのうち、周波数追従制御部１１及び第２の信号生成部１５の構成については、上記実施形態と同様なので詳細な説明を省略する。

本変形例に係る第１の信号生成部１６は、積分回路１６１及びコンパレータ１６２を含んで構成されている。積分回路１６１の入力端１６１ａには、第１の信号生成部１６の入力端１６ａを介して信号ＩＳ２が入力される。積分回路１６１の出力端１６１ｂはコンパレータ１６２の一方の入力端１６２ａに接続されており、積分回路１６１は、信号ＩＳ２を積分した信号Ｓｉ１をコンパレータ１６２へ出力する。なお、積分回路１６１は、例えば図１１（ｂ）に示すような回路構成によって実現される。図１１（ｂ）に示す積分回路１６１は、抵抗素子１６１ｃ及びコンデンサ１６１ｄを有する。抵抗素子１６１ｃの一端は入力端１６１ａに接続されており、他端は出力端１６１ｂに接続されている。また、抵抗素子１６１ｃの他端はコンデンサ１６１ｄを介して接地電位に接続されている。

コンパレータ１６２は、本変形例における変換回路であり、積分回路１６１の出力信号Ｓｉ１をディジタル信号に変換する。コンパレータ１６２の他方の入力端１６２ｂには、所定の閾値電圧Ｖ３が入力される。コンパレータ１６２は、一方の入力端１６２ａに入力された信号Ｓｉ１が閾値電圧Ｖ３より大きい場合には信号Ｓ３としてＨレベルを出力し、信号Ｓｉ１が閾値電圧Ｖ３より小さい場合には信号Ｓ３としてＬレベルを出力する。コンパレータ１６２の出力端１６２ｃは第１の信号生成部１６の出力端１６ｂを介して周波数追従制御部１１の入力端１１ａに接続されており、信号Ｓ３は周波数追従制御部１１へ提供される。

本変形例においては、第１の信号生成部１６が、検出点４ａの電圧信号ＩＳ２を積分する積分回路１６１と、積分回路１６１の出力信号Ｓｉ１をディジタル信号Ｓ３に変換する変換回路（コンパレータ１６２）とを有している。上述したように、検出点４ａの電圧信号ＩＳ２の位相は電流Ｉより約９０°進むが、本変形例のように検出点４ａの電圧信号ＩＳ２を積分すれば、積分後の電圧信号ＩＳ２と電流Ｉとの位相差は約０°となる。従って、本変形例においても、ディジタル信号に変換した後の電圧信号ＩＳ２及び電流Ｉの位相差の処理を容易にできる。

（第２の変形例）
図１２（ａ）は、上記実施形態の第２変形例を示す図であり、周波数追従制御部１１、第１の信号生成部１７、及び第２の信号生成部１５の内部構成の一例を示すブロック図である。これらのうち、周波数追従制御部１１及び第２の信号生成部１５の構成については、上記実施形態と同様である。

本変形例に係る第１の信号生成部１７は、積分回路１７１、微分回路１７２、及びコンパレータ１７３を含んで構成されている。積分回路１７１は、信号ＩＳ２に対し積分を行う第１の回路である。積分回路１７１の入力端１７１ａには、第１の信号生成部１７の入力端１７ａを介して信号ＩＳ２が入力される。積分回路１７１の出力端１７１ｂは微分回路１７２の入力端１７２ａに接続されており、積分回路１７１は、信号ＩＳ２を積分した信号Ｓｉ２を微分回路１７２へ出力する。微分回路１７２は、積分回路１７１の出力信号Ｓｉ２に対し微分を行う第２の回路である。微分回路１７２の出力端１７２ｂはコンパレータ１７３の一方の入力端１７３ａに接続されており、微分回路１７２は、信号Ｓｉ２を微分した信号Ｓｄ２をコンパレータ１７３へ出力する。なお、積分回路１７１及び微分回路１７２は、例えば図１２（ｂ）に示すような回路構成によって実現される。図１２（ｂ）に示す積分回路１７１は、抵抗素子１７１ｃ及びコンデンサ１７１ｄを有する。これらの接続関係は、第１変形例の積分回路１６１（図１１（ｂ）参照）と同様である。また、微分回路１７２は、コンデンサ１７２ｃ及び抵抗素子１７２ｄを有する。これらの接続関係は、上記実施形態の微分回路１４１（図９（ｂ）参照）と同様である。なお、微分回路１７２の出力端１７２ｂは、ダイオード１７４によってクランプされている。

コンパレータ１７３は、本変形例における変換回路であり、微分回路１７２の出力信号Ｓｄ２をディジタル信号に変換する。コンパレータ１７３の他方の入力端１７３ｂには、所定の閾値電圧Ｖ３が入力される。コンパレータ１７３は、一方の入力端１７３ａに入力された信号Ｓｄ２が閾値電圧Ｖ３より大きい場合には信号Ｓ３としてＨレベルを出力し、信号Ｓｄ２が閾値電圧Ｖ３より小さい場合には信号Ｓ３としてＬレベルを出力する。コンパレータ１７３の出力端１７３ｃは第１の信号生成部１７の出力端１７ｂを介して周波数追従制御部１１の入力端１１ａに接続されており、信号Ｓ３は周波数追従制御部１１へ提供される。

上記実施形態のように信号ＩＳ２を微分回路１４１により微分する場合、微分回路は入力信号の直流分をカットするので信号ＩＳ２のゼロクロスを検出する際の精度は高いが、高周波域ほどゲインが大きいので信号ＩＳ２が高周波ノイズを含むとこのノイズ成分を通過しやすく、誤検出を招くおそれがある。他方、第１変形例のように信号ＩＳ２を積分回路１６１により積分する場合、積分回路は入力信号が高周波ノイズを含む際にこのノイズ成分をカットするので信号ＩＳ２のＳ／Ｎ比を向上できるが、必要な位相遅れを実現する為にはゲインが低下し過ぎて信号を検出できないおそれがある。従って、本変形例のように、積分回路１７１及び微分回路１７２を各々適切なカットオフ周波数に設定して両者を組み合わせることにより、信号ＩＳ２のゼロクロスを検出する際の精度を高めつつ、Ｓ／Ｎ比を向上させることができる。なお、本変形例の別の形態として、微分回路が積分回路の前段に配置されてもよい。この場合、微分回路は、信号ＩＳ２に対して微分を行う第１の回路となり、積分回路は、微分回路の出力信号に対し積分を行う第２の回路となる。

（第３の変形例）
図１３は、上記実施形態の第３変形例として、放電灯点灯回路１ａの構成を示す図である。本変形例と上記実施形態との相違点は、コンデンサ及びインダクタの配置である。すなわち、本変形例に係る放電灯点灯回路１ａにおいては、直列共振回路４８のインダクタ９、コンデンサ８、及びトランス７の一次巻線７ａが、この順で互いに直列に接続されている。そして、その直列回路のインダクタ９側の一端はインバータ回路３の一方の出力端３ａに接続されており、一次巻線７ａ側の一端はインバータ回路３の他方の出力端３ｂに接続されている。

また、信号ＩＳ２を参照するための検出点４８ａはインダクタ９とコンデンサ８との間に設定されている。換言すれば、検出点４８ａとインバータ回路３の出力端３ａとの間に、インダクタ９、トランス７、及びコンデンサ８のうちインダクタ９のみが接続されている。

本変形例は、図１０に示した模式図においてブロック４５の位置にインダクタ９を配置し、電圧Ｖｂを参照して電流Ｉの位相を検出する例である。本変形例のように、ブロック４５の位置に配置される回路要素はインダクタでもよい。或いは、図示しないがトランスの一次巻線でもよい。これらのうちいずれか一つの回路要素がブロック４５の位置に配置されることによって、直列共振回路４８の電流Ｉの位相を好適に検出できる。

（第４の変形例）
図１４は、上記実施形態の第４変形例として、放電灯点灯回路１ｂの構成を示す図である。本変形例と上記実施形態との相違点は、コンデンサの配置、及び検出点の位置である。すなわち、本変形例に係る放電灯点灯回路１ｂにおいては、直列共振回路４９のインダクタ９、トランス７の一次巻線７ａ、及びコンデンサ８が、この順で互いに直列に接続されている。そして、その直列回路のインダクタ９側の一端はインバータ回路３の一方の出力端３ａに接続されており、コンデンサ８側の一端はインバータ回路３の他方の出力端３ｂに接続されている。更に、信号ＩＳ２を参照するための検出点４９ａが一次巻線７ａとコンデンサ８との間に設定されている。換言すれば、検出点４９ａとインバータ回路３の出力端３ｂとの間に、インダクタ９、トランス７、及びコンデンサ８のうちコンデンサ８のみが接続されている。

本変形例は、図１０に示した模式図においてブロック４７の位置にコンデンサ８を配置し、電圧Ｖｄを参照して電流Ｉの位相を検出する例である。なお、ブロック４７の位置に配置される回路要素はインダクタでもよく、トランスの一次巻線でもよい。これらのうちいずれか一つの回路要素がブロック４７の位置に配置され、電圧Ｖｄ（すなわち検出点４９ａの電圧）を参照することによって、直列共振回路４９の電流Ｉの位相を好適に検出できる。

本発明による放電灯点灯回路の一実施形態の構成を示すブロック図である。 制御部の内部構成の一例を示すブロック図である。 直列共振回路が誘導性領域で動作する場合における、（ａ）トランジスタのオン／オフ状態、（ｂ）信号ＶＳ２（交流電圧Ｖｏｕｔ）の波形、（ｃ）信号Ｓ４の波形、（ｄ）直列共振回路の電流波形、（ｅ）信号ＩＳ２の波形（すなわち検出点での電圧波形）、（ｆ）信号Ｓ３の波形、のそれぞれの時間的変化を例示したグラフであり、それらの位相関係を表している。 直列共振回路が容量性領域で動作する場合における、（ａ）トランジスタのオン／オフ状態、（ｂ）信号ＶＳ２（交流電圧Ｖｏｕｔ）の波形、（ｃ）信号Ｓ４の波形、（ｄ）直列共振回路の電流波形、（ｅ）信号ＩＳ２の波形（すなわち検出点での電圧波形）、（ｆ）信号Ｓ３の波形、のそれぞれの時間的変化を例示したグラフであり、それらの位相関係を表している。 直列共振回路の共振部分のみを等価的に表現した回路図である。 （ａ）ブリッジドライバの駆動周波数、（ｂ）起動用コンデンサの電圧、及び（ｃ）ランプ電圧の遷移をそれぞれ示すグラフである。 （ａ）制御信号及び（ｂ）供給電力の推移をそれぞれ示すグラフである。 直列共振回路の駆動周波数と供給電力との関係の遷移を示すグラフである。 （ａ）周波数追従制御部、第１の信号生成部、及び第２の信号生成部の内部構成の一例を示すブロック図である。（ｂ）微分回路の回路構成の一例を示す図である。 一般的な放電灯点灯回路の構成を模式的に示す図である。 （ａ）第１変形例を示す図であり、周波数追従制御部、第１の信号生成部、及び第２の信号生成部の内部構成の一例を示すブロック図である。（ｂ）積分回路の回路構成の一例を示す図である。 （ａ）第２変形例を示す図であり、周波数追従制御部、第１の信号生成部、及び第２の信号生成部の内部構成の一例を示すブロック図である。（ｂ）積分回路及び微分回路の回路構成の一例を示す図である。 第３変形例の構成を示す図である。 第４変形例の構成を示す図である。

符号の説明

１，１ａ，１ｂ…放電灯点灯回路、２…電力供給部、３…インバータ回路、３ａ，３ｂ…出力端、４…直列共振回路、４ａ…検出点、５…起動部、６…ブリッジドライバ、７…トランス、７ａ…一次巻線、７ｂ…二次巻線、７ｃ…補助巻線、８…コンデンサ、９…インダクタ、１０…制御部、１１…周波数追従制御部、１２…電力制御部、１３…選択部、１４，１６，１７…第１の信号生成部、１５…第２の信号生成部、２１，２２…ピークホールド回路、２３…バッファ、２４…変換部、２５…抵抗素子、３１，３２…トランジスタ、５１…起動用コンデンサ、５２…自己降伏型スイッチング素子、ＩＬ…ランプ電流、Ｌ…放電灯。

Claims (5)

1. 放電灯を点灯させるための交流電力を該放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、
   二つの出力端を有し、該二つの出力端間に交流電圧を出力するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の前記二つの出力端間に直列接続された、インダクタ及びトランスの少なくとも一方並びにコンデンサを含み、前記放電灯に前記交流電力を供給する直列共振回路と、
   前記インバータ回路を駆動する駆動部と、
   前記インバータ回路の駆動周波数を制御するための制御信号を前記駆動部へ提供する制御部と
   を備え、
   前記制御部が、前記直列共振回路を流れる電流の位相を示す第１の信号を生成する第１の信号生成部、及び前記インバータ回路から出力される前記交流電圧の位相を示す第２の信号を生成する第２の信号生成部を有し、前記第１の信号と前記第２の信号との位相差に基づいて前記制御信号を生成し、
   前記第１の信号生成部が、前記直列共振回路上の検出点の電圧に基づいて前記第１の信号を生成し、
   前記二つの出力端のうち何れか一方の出力端と前記検出点との間に、前記インダクタ、前記トランス、及び前記コンデンサのうち一つが接続されていることを特徴とする、放電灯点灯回路。
2. 前記検出点と前記一方の出力端との間に前記コンデンサが接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の放電灯点灯回路。
3. 前記第１の信号生成部が、
   前記検出点の電圧を微分する微分回路と、
   前記微分回路の出力信号をディジタル信号に変換する変換回路と
   を有することを特徴とする、請求項１または２に記載の放電灯点灯回路。
4. 前記第１の信号生成部が、
   前記検出点の電圧を積分する積分回路と、
   前記積分回路の出力信号をディジタル信号に変換する変換回路と
   を有することを特徴とする、請求項１または２に記載の放電灯点灯回路。
5. 前記第１の信号生成部が、
   前記検出点の電圧に対し積分及び微分の一方を行う第１の回路と、
   前記第１の回路の出力信号に対し積分及び微分の他方を行う第２の回路と、
   前記第２の回路の出力信号をディジタル信号に変換する変換回路と
   を有することを特徴とする、請求項１または２に記載の放電灯点灯回路。

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