JP2005513756A - 電子回路、及び高圧ランプの動作方法 - Google Patents

Abstract

【課題】
【解決手段】本発明は、高圧ランプを種々の動作モードで動作させる電子回路及び方法に関するものである。この回路は、２つの半ブリッジ(110-1)及び(110-2)から成るＤＣ−ＡＣ変換器を具えている。第１コイルＬ1、高圧ランプ(120)、及び第２コイルＬ2から成る直列回路を、これら２つの半ブリッジの出力(112-1)と(112-2)の間に接続する。本発明は、こうした既知の回路を、個々の構成要素に過度に余裕を持たせることなしに、高圧ランプの点弧モード及び通常動作モードに同等に適するように発展させることを目的とする。本発明によれば、この目的は、第１キャパシタＣ1を、第１コイルＬ1と高圧ランプ(120)との接続点から基準電位(-)または動作電位(+)のいずれかに至る経路内に接続して、第２キャパシタＣ2を、高圧ランプ(120)と第２コイルＬ2との接続点から基準電位(-)または動作電位(+)のいずれかに至る経路内に接続するか、あるいは高圧ランプ(120)に並列接続することによって達成される。

Description

本発明は、点弧モード及び通常動作モードにおいて、高圧ランプを動作させる電子回路、及び高圧ランプを動作させる方法に関するものである。

米国特許 US 4,734,624 こうした回路は、従来技術、例えば米国特許US 4,734,624より既知である。この引用した米国特許より既知の回路を図７に示して、以下に詳細に説明する。この回路は、４つのトランジスタＩ1、Ｉ2、Ｉ3、及びＩ4を具えたＤＣ−ＡＣ変換器を具えて、トランジスタＩ2とＩ3、並びにＩ1とＩ4をそれぞれ直列接続して、これにより各々が半（ハーフ）ブリッジを形成している。これら２つの半ブリッジは、動作電位（＋）と基準電位（−）との間に並列に接続されている。トランジスタＩ1〜Ｉ4の各々に、フリーホイール（環流）ダイオード２１〜２４が並列接続されている。これらの半ブリッジはＤＣ−ＡＣ変換器として作用して、点弧モードまたは通常動作モードにおける高圧ランプの動作に適したＡＣ電流を供給する。高圧ランプそのものが、第１コイル１を具えた直列回路の一部を形成し、高圧ランプＬが第１コイル１に続き、第２コイル３が高圧ランプＬに続く。この直列回路は、２つの半ブリッジの出力ＳとＴの間に接続する。この直列回路はキャパシタ２で完了し、キャパシタ２は、高圧ランプＬ及び第２コイル３に並列接続されている。

高圧ランプＬが点弧されていない限り、高圧ランプＬはこの直列回路の分断をあらわす。しかし、この分断はキャパシタ２によって橋絡（ブリッジ）されて、これにより、前記２つの半ブリッジがキャパシタ２によって相互接続される。従って、これら２つの半ブリッジの独立した動作は、高圧ランプＬの非点弧状態でも不可能である。

第１コイル１及びキャパシタ２は、通常動作用の値にすべきものであり、これにより、これらの素子は、ランプ電流からＡＣ成分をフィルタ除去するフィルタとして作用する。この間には、これらの素子は明らかに共振モードでは動作せず、即ち、２つのトランジスタＩ2及びＩ3のスイッチング周波数は、第１コイル１とキャパシタ２によって形成される共振回路の共振周波数よりも大幅に高い。

これとは対照的に、点弧モードでは、第１コイル１及びキャパシタ２はこれらの共振周波数で動作すべきものであり、これにより、高圧ランプＬの点弧に必要な高電圧を発生する。このことのために、キャパシタ２を高電圧に耐えるように構成する必要があり、即ち2,3kV用に構成する。これに加えて、第１コイル１は、点弧電流を通した際にも飽和状態に入らないような値にし、点弧電流は通常動作中の電流よりも約１０倍強い。

従来技術の例は、点弧モードでは、構成要素の値、特に第１コイル１及びキャパシタ２の値を、通常動作モードと比べて完全に異ならせる必要がある、ということを示している。従って、図７に示す従来技術より既知の回路は、基本的には、点弧モード用または通常動作モード用のいずれにも有用に用いることができる。図７の回路を、点弧モードと通常動作モードの組合せに用いることは、実際には可能であるが、この場合には、第１コイル１及びキャパシタ２を、点弧モードも実現可能にするならば、通常動作モード用には余裕のあり過ぎる値にすることになる。

図７の回路のさらなる欠点は、スイッチング素子Ｉ1〜Ｉ4のスイッチング中に生じる非常に高周波の同期妨害電圧が、チェックされずに、高圧ランプＬの接続線１２１、１２２に伝送されることである、というのは、２つの半ブリッジは減結合（デカップリング）されておらず、キャパシタ２を介して結合されているからである。トランジスタＩ1〜Ｉ4のスイッチング中には、結果的に損失が生じて、この損失は、スイッチング周波数がより高いほど、これに比例してより大きくなる。図７の回路では、これらの損失を低減するための方策がとられていなかった。

従って、上記米国特許から始めれば、本発明の目的は、上記米国特許に開示された高圧ランプに給電する回路であって、さらに、回路の構成要素を余裕のあり過ぎる値にしなければならないことなしに、高圧ランプの点弧モード及び通常動作モードを共に可能にする、即ち高圧ランプの安定した連続動作を可能にする回路を開発することにある。

この目的は、請求項１に記載の特徴事項によって達成される。より正確には、本発明の目的は、次のことによって達成される：図７より既知のキャパシタ２（以下、第１キャパシタと称する）を、前記第１コイルと前記高圧ランプとの接続点から、前記基準電位または前記動作電位のいずれかに接続し、そして第２キャパシタを設けて、この第２キャパシタを、前記高圧ランプと前記第２コイルとの接続点から、前記基準電位または前記動作電位のいずれかに接続するか、あるいは前記高圧ランプに並列接続する。

本発明によるキャパシタの配置は、少なくとも高圧ランプが点弧されていない限りは、２つの半ブリッジが原則的に減結合されて動作する、ということを達成する。このことは、前記第２キャパシタを前記高圧ランプに並列接続した場合にも真である、というのは、本発明によれば、少なくとも高周波の構成要素を、共通接続点、即ち前記第１コイルと前記高圧ランプとの接続点、及びこの場合には前記第１キャパシタも接続された接続点経由で排流（ドレインオフ）接続することができるからである。

上述した２つの半ブリッジの減結合は、前記第１コイルと前記第１キャパシタから成る第１共振回路（フィルタ回路とも称する）と、前記第２コイルと前記第２キャパシタから成る第２共振回路とを独立して構成し、値を定めることを可能にし、前記第１共振回路は、特に動作モードにおいて、ランプ電流から高周波成分をフィルタ除去し、前記第２共振回路は、点弧モードにおいて前記高圧ランプを点弧させる。前記第２コイルは、ランプ電流から高周波成分をフィルタ除去する点で、動作モードにおける追加的なフィルタリング機能を満たす。

このように本発明による回路は、独立した回路要素、即ちフィルタ回路及び第２共振回路によって、通常動作モードにおけるフィルタリング機能、並びに点弧モードにおける点弧機能の実現を可能にする。これら２つの共振回路は、互いに独立した値にして、互いに独立して動作する。本発明によれば、特に、前記フィルタ回路内の前記第１コイル及び前記第１キャパシタを、余裕のあり過ぎる値にすることが不必要になる、というのは、このフィルタ回路が点弧機能を実現しなければならない、ということがないからである。

さらに、本発明によれば、このようにして、少なくとも高周波成分については、前記高圧ランプの２つの端子を、第１及び第２キャパシタを介して、前記動作電位または前記基準電位のいずれかに接続する。例えば前記スイッチング素子のスイッチングによって、前記半ブリッジ内に生じる高周波妨害のピークが前記高圧ランプに達する前に、これらのピークを、前記キャパシタを通して自動的かつ有利に排流させる。従って、実際に前記高圧ランプそのものを通る電流は、ＨＦ（High Frequency：高周波）ピークが少なくともほとんどなくなることが有利である。そして、前記高圧ランプへの給電リード線からも、ＤＣ妨害電圧をなくすことができる。

従属請求項では、前記半ブリッジのトランジスタにおけるスイッチング損失を低減するために、これらのトランジスタに並列接続するキャパシタの配置についての種々の具体例を提案している。

本発明による回路は、前記高圧ランプを通る電流の振幅を調整するための電流制御を具えていることが有利である。

上述した本発明の目的は、請求項８に記載の高圧ランプの動作方法によってさらに達成される。この方法の利点は、前記回路について上述した利点にほぼ対応する。これらの利点に加えて、この請求項に記載の方法は、第２共振回路Ｌ2、Ｃ2を、その固有の共振周波数だけでなく、代わりに、この共振周波数の奇数分の一の周波数でも動作させる可能性を提供し、このことは、点弧モードにおける損失、特に第２半ブリッジのスイッチング素子における損失が明らかに低減される、という利点を有する。

従属請求項の主題は、本発明による回路、及び本発明による回路の動作方法のさらなる好適例である。

以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。
以下、請求項に記載の回路の好適な実施例のハードウエア構成について、図１を参照して詳細に説明し、これに続いて、種々の動作モードにおけるその動作について、図２〜図４を参照して説明する。

図１に、本発明による電子回路１００の好適な実施例を示し、この電子回路は、高圧ランプ１２０を種々の動作モード、特に点弧モード、立上りモード、及び通常動作モードで動作させる。

回路１００は、第１半（ハーフ）ブリッジ１１０−１及び第２半ブリッジ１１０−２から成るＤＣ−ＡＣ変換器（コンバータ）を具えて、このＤＣ−ＡＣ変換器は、前記種々の動作モードにおいて、高圧ランプ１２０に適した交流電流を供給する。第１半ブリッジ１１０−１は、直列接続した２つのスイッチング素子、好適にはパワートランジスタＴ1、Ｔ2から成り、ＤＣ電圧Ｖ_DCがこの直列配置に供給される。このＤＣ電圧は、動作電位（＋）と基準電位（−）との電位差によって与えられる。第２半ブリッジ１１０−２は、第１半ブリッジ１１０−１と対称になるように構成する。第２半ブリッジ１１０−２は、直列接続した２つのスイッチング素子、好適にはパワートランジスタＴ3及びＴ4を具えて、第２半ブリッジ１１０−２は、第１半ブリッジ１１０−１と並列に、前記ＤＣ電圧Ｖ_DCに接続する。

本発明による回路１００は、２つの半ブリッジ１１０−１、１１０−２に加えて、第１半ブリッジ１１０−１の出力１１２−１を、第２半ブリッジ１１０−２の出力１１２−２に接続する直列配置を具えている。この直列配置は、第１コイルＬ1を具えて、第１供給線１２１によってこれに接続した高圧ランプが続き、さらに、第２供給線１２２及び第２コイルＬ2が続く。第１コイルＬ1の、高圧ランプ１２０に接続していない方の接続端子は、第１半ブリッジ１１０−１の出力１１２−１に接続し、第２コイルＬ2の、高圧ランプ１２０に接続していない方の接続端子は、第２半ブリッジ１１０−２の出力１１２−２に接続する。

第１キャパシタＣ1を、第１コイルＬ1と高圧ランプ１２０との接続点から、動作電位（＋）（図１に示す例ではない）または基準電位（−）のいずれかに至る経路内に接続する。これに加えて、第２キャパシタＣ2を、高圧ランプ１２０と第２コイルＬ2との接続点から、動作電位（＋）（図１に示す例ではない）または基準電位（−）のいずれかに至る経路内に接続するか、あるいは高圧ランプ１２０に並列接続する（図５に示す例）。

図１に示す、本発明による電子回路の実施例はさらに、ランプ電流レベルの制御を達成するためのいくつかの構成要素を具えている。この目的のために、第１コイルＬ1を通る電流のレベルを表わす電流センサ信号を発生するセンサデバイス１３０を、第１コイルＬ1と第１キャパシタＣ1の接続端子との間に設ける。この電流センサ信号は、比較器（コンパレータ）デバイス１４０に供給されて、比較器デバイス１４０は、前記電流センサ信号で表わされる第１コイルＬ1を通る電流のレベルを、所定の基準電流値Ｉ_Rと比較して、この比較の結果に応じた、第１半ブリッジ１１０−１のスイッチング素子Ｔ1、Ｔ2の適切な制御を達成するための制御信号を発生する。より詳細には、この制御信号は、第１半ブリッジ１１０−１の個々のスイッチング素子Ｔ1及び／またはＴ2のデューティサイクルを変化させて、第１コイルＬ1を通る電流の平均値がランプ電流に所望される値に調整されるように構成されている。このデューティサイクルは、スイッチング素子のスイッチオン時間の、例えば電流のサイクル持続時間に対する比率を規定する。本発明による回路の構成によれば、第１コイルＬ1を通る電流の制御が、高圧ランプ１２０を通るランプ電流の瞬時値も同時に制御する。

上述した比較器デバイス１４０に加えて、遅延デバイス１５０を設けることができ、遅延デバイス１５０は、前記制御信号を、前記電流レベルが基準電流値Ｉ_Rに比べて過大または過小になったことを検出した瞬時に対して、所定の遅延値だけ遅延させる。この遅延時間は、制御のダンピング（減衰）の影響を有する。この遅延時間は、第２コイルＬ2と第１キャパシタＣ1から成るフィルタ回路内で、少なくとも所望の臨界ダンピング（臨界制動）が自己調整されて、これにより、検出されたあらゆる制御偏差がオーバーシュートなしに補償されるように選定することが好ましい。

以下、上述した図１に示す回路の動作を、種々の動作モードについて説明する。

１．点弧モード
非点弧状態では、高圧ランプ１２０を回路の分断と考えるべきであり、即ち、高圧ランプ１２０は、第１半ブリッジ１１０−１及びこれに接続された第１コイルＬ1と第１キャパシタＣ1から成るフィルタ回路を、第２半ブリッジ１１０−２及びこれに接続された第２コイルＬ2と第２キャパシタＣ2から成るフィルタ回路から非接続にする。この減結合は、第２共振回路をその固有の共振周波数ｆ_R2で励起させることを可能にして、これにより、高圧ランプ１２０用の十分高い点弧電圧を利用可能にする。前記第２共振回路における、このことに必要な共振の励起は、この共振周波数ｆ_R2あるいはその奇数分の一のいずれでも、第２半ブリッジ１１０−２のスイッチング素子Ｔ3及びＴ4が交互にスイッチオン及びスイッチオフされるように行う。前記第２共振回路の共振抵抗は、高圧ランプ１２０に必要な、例えば5kVの点弧電圧では、第２コイルＬ2内の電流が、以下に説明する通常動作モード中の最大ランプ電流よりも高くならないように適切に選定する。こうした構成により、上述した高い共振周波数が生じる。

所望の点弧電圧を、前記第２共振回路の励起のみによって、その共振周波数ｆ_R2の奇数分の一、例えば1/5または1/3で発生すべき場合には、前記第２共振回路の最低品質も、これに応じてより高くしなければならない。図２に、第３高調波によって点弧電圧を励起する場合の、第２コイルＬ2における電流及び電圧の傾き、及び結果的な高圧ランプ１２０用の点弧電圧を示す。

通常は、第１キャパシタＣ1が第２キャパシタＣ2よりもずっと大きくなるように構成し、例えばＣ1＝150nF、Ｃ2＝82pFとする。この構成では、第２共振回路については、例えば第２コイルＬ2は、例えば1MHzの全体の共振周波数が得られるように構成する。

本発明によれば、前記第２共振回路は、点弧モードにおいて、比較的短い共振期間中、あるいは２、３秒を超えない点弧期間中は、その固有の共振周波数ｆ_R2で動作しなければならず、これにより、高圧ランプ１２０の点弧が達成されるように、前記第２共振回路を構成する。本発明によるこの比較的短い点弧時間は、第２半ブリッジ１１０−２内のスイッチング素子Ｔ3及びＴ4も、短い期間中だけ、この共振周波数またはその奇数分の一でスイッチングされる、という利点を有する。スイッチング素子Ｔ3及びＴ4の、この高い周波数のスイッチング動作は、これらのスイッチング素子に大きな損失を生じさせるが、点弧動作の持続時間が短いため、これらの損失は許容範囲内である、

点弧期間中には、第１半ブリッジ１１０−１のスイッチング素子Ｔ1が全期間スイッチオンされて、第２スイッチング素子Ｔ2が全期間スイッチオフされて、これにより、第１キャパシタＣ1と高圧ランプ１２０との接続点が半永久的に、高電位に接続される。高圧ランプ１２０がまだ点弧されていない限り、即ち、ランプ電流が流れることができない限り、このランプは第１半ブリッジ１１０−１によっても制御されない。

高圧ランプ１２０が最終的に点弧すると、この高圧ランプはまず、いわゆるグロー放電状態になる。グロー放電状態では、高圧ランプ１２０は約300Vの動作電圧を必要とし、この電圧は点弧電圧よりも大幅に低いが、後に説明する通常動作に必要な75Vの動作電圧に比べればまだ比較的高い。グロー放電状態では、高圧ランプ１２０の両端の電圧降下が逆電圧（逆起電力）として働き、高圧ランプ１２０の電極の十分な加熱を達成して、これにより、高圧ランプ１２０がこれに続く発光アークモードに入るためには、この逆電圧に対抗すべく、高圧ランプ１２０を通る十分強力な電流を駆動する必要がある。グロー放電動作は、第２共振回路Ｃ2、Ｌ2をダンピング（減衰）させて、このダンピングの程度は、第２コイルＬ2の両端の電圧が、高圧ランプ１２０を通る必要な電流を駆動するのにちょうど十分な値に自己調整される程度である。第２コイルＬ2の両端の電圧降下は、第２コイルＬ2の電流も、同じ相対的な程度まで低下させる。第２コイルＬ2を通るこの電流が、高圧ランプ１２０に十分強力な電流を供給するには弱すぎる程度になれば、前記第２共振回路の動作周波数を低下させることによって、この電圧降下に対抗することができる。前記第２共振回路の動作周波数を低下させることの代わりに、後に説明する通常動作への切り換えを行うことができる、というのは、ここでは、高圧ランプ１２０用に、約400Vの最大ＤＣ動作電圧Ｖ_DCを発生することが可能だからである。しかし、上述したように、回路の動作電圧Ｖ_DCは、通常動作における高圧ランプ１２０の平均動作電圧、即ち約75Vと同一ではない。

高圧ランプ１２０用の点弧電圧を、固有の共振周波数ｆ_R2で動作する前記第２共振回路Ｃ2、Ｌ2によって発生せず、代わりにその奇数分の一の周波数で発生する場合には、より低いスイッチング周波数によって、第２半ブリッジのスイッチング素子Ｔ3及びＴ4におけるスイッチング損失が、周波数ｆ_R2の純粋な共振動作に比べて低下して、同時に、高圧ランプ１２０を通るグロー放電電流が、共振動作に比べて、即ち実際の共振周波数での動作に比べて、前記奇数分の一の逆数倍に増加する、という利点が生じ、共振周波数の1/3による励起の場合には、グロー放電電流が３倍大きくなる。

２．立上りモード
グロー放電後には、高圧ランプ１２０は発光アークモードに入り、このモードでは、高圧ランプ１２０は最初に、約15Vの非常に低い点灯電圧を有する。グロー放電モード及び発光アークモードの両方において、既に、電流が高圧ランプ１２０を通って流れて、これにより、図１を参照して上述した電流制御が、原則的には既に動作している。発光アークモードでは、非常に低い動作電圧が自己確立されるが、第１半ブリッジ１１０−１内のスイッチング素子Ｔ1及びＴ2のスイッチング周波数が低下する。これにより、ランプの動作開始時点、即ち発光アークモードに進むことができ、スイッチング周波数は、第１コイルＬ1及び第１キャパシタＣ1から成る第１共振回路の共振周波数以下に低下し得る。その結果、安定した電流制御はもはや不可能になる。しかし、それにもかかわらず、スイッチング素子Ｔ1、Ｔ2のスイッチオンの最小持続時間を制限すれば、有用な電流制御の動作が可能になることが判明している。このことは、スイッチング素子Ｔ1及びＴ2について、図３に示すような不規則なスイッチングパターンを生じさせて、ランプ電流中に強いノイズ（雑音）成分を伴うが、平均ランプ電流は連続的に制御可能なままである。この不規則なスイッチングパターンは、第１コイルＬ1を通る電流における立上り及び立下りエッジの不規則な持続時間として現われる、というのは、各立上りエッジの期間中には、第１スイッチング素子Ｔ1がスイッチオンされて第２スイッチング素子Ｔ2がスイッチオフされて、逆の場合、即ち立下りエッジの期間中には、第１スイッチング素子Ｔ1がスイッチオフされて、第２スイッチング素子Ｔ2がスイッチオンされるからである。

３．通常動作モード
立上り段階後には、高圧ランプ１２０は通常動作モードに入る。この通常動作モードでは、高圧ランプ１２０に低周波の交流電流が供給されて、その基本周波数は、第２半ブリッジ１１０−２のスイッチング素子Ｔ3及びＴ4のスイッチング周波数によって与えられ

図４に、高圧ランプ１２０を通る脈流電流の正の半波を示す。正の半波の期間中には、スイッチング素子Ｔ4がスイッチオンされて、スイッチング素子Ｔ3がスイッチオフされる。第２半ブリッジ１１０−２のスイッチング素子Ｔ3及びＴ4は、ランプ電流の所望の周波数に従って交互にスイッチオン及びスイッチオフされて、第１半ブリッジ１１０−１のスイッチング素子Ｔ1及びＴ2のデューティサイクルは、図１を参照して上述した電流制御によって制御されて、この制御は、平均ＤＣ電流レベルが第１コイルＬ1内で自己調整されて、このレベルが高圧ランプ１２０を通る所望の電流に相当するように行う。

図４より明らかなように、スイッチング素子Ｔ1及びＴ2のスイッチング周波数は、スイッチング素子Ｔ3及びＴ4のスイッチング周波数よりも大幅に高い。より詳細には、スイッチング素子Ｔ4は、図４に示す期間全体を通してスイッチオンされたままであり、スイッチング素子Ｔ3は、この期間全体を通してスイッチオフされたままであり、これに対しスイッチング素子Ｔ1は、第１コイルＬ1を通る電流の各立上りエッジの期間中にはスイッチオンされて、この電流の各立下り期間中にはスイッチオフされる。これとは対照的に、スイッチング素子Ｔ2は、第１コイルＬ1を通る電流の各立上りエッジの期間中にはスイッチオフされて、この電流の各立下り期間中にはスイッチオンされる。

特に第１半ブリッジ１１０−１内のスイッチング素子の高いスイッチング周波数は、これらのスイッチング素子において大きな損失を生じさせ得る。これらの損失は、スイッチング素子Ｔ1及びＴ2のいわゆる無電圧スイッチングによって大幅に低減することができる。この無電圧スイッチングは、各スイッチング素子Ｔ1及びＴ2にそれぞれ並列キャパシタＣ4及びＣ3を与えて、各スイッチングサイクル中に、第１コイルＬ1を通る高周波の交流電流が、ゼロのラインを上向きに通過すること及び下向きに通過することの両方によって、達成することができる。後者（交流電流がゼロのラインを通過すること）を実現するために、まず、第１半ブリッジ１１０−１の第１スイッチング素子Ｔ1をスイッチオンして、第２スイッチング素子Ｔ2をスイッチオフする。このスイッチング構成は、第１コイルＬ1を通る電流が、高い正の値に上昇することを達成する。一旦、この電流が所望のしきい値に達すると、遅延回路１５０によって実現される所定の遅延時間の後に、スイッチング素子Ｔ1及びＴ2のスイッチング状態が変化して、これにより、スイッチング素子Ｔ1がスイッチオフされる。前記電流は、最初のスイッチング構成におけるように、まず第１半ブリッジ１１０−１からさらに流れて、次にキャパシタＣ3及びＣ4を再充電する。より正確には、この再充電は、キャパシタＣ3の両端の電圧、従って第１半ブリッジ１１０−１の出力１１２−１が降下して、キャパシタＣ4の両端の電圧が上昇するように行われる。出力１１２−１の電圧が値"０"に達すると、スイッチング素子Ｔ2がＭＯＳＦＥＴトランジスタとして構成されていれば、スイッチング素子Ｔ2に存在するダイオードが導通状態になって、第１コイルＬ1内の電流が減少し始める。今度は、第２スイッチング素子Ｔ2を、損失なしにスイッチオンすることができる。

今度は、通常動作モードにおける高圧ランプ１２０の通常の動作電圧、即ち約75Vが、キャパシタＣ1の両端に存在する。図４に示すように、この電圧は、第１コイルＬ1内の電流が最終的にゼロのライン以下に低下するまで、この電流をさらに減少させる。今度は、第１半ブリッジ１１０−１の第２スイッチング素子Ｔ2を、損失なしにスイッチオフすることができる。この瞬時から始まり、高圧ランプ１２０及び第１コイルＬ1を通る電流は、第１半ブリッジ１１０−１に再び流れ込んで、キャパシタＣ3及びＣ4の充電を再び開始して、これにより、第１半ブリッジ１１０−１の出力１１２−１の電圧が再び上昇する。この電圧が最終的に、再び電源電圧のレベルに達すると、第１スイッチング素子Ｔ1がＭＯＳＦＥＴトランジスタとして構成されていれば、第１スイッチング素子Ｔ1内のダイオードが導通状態になる。第１コイルＬ1を通る電流の立上りと共に、上述したサイクルが再び、最初から始まる。このようにして、スイッチング素子Ｔ1及びＴ2の無損失のスイッチオン及びスイッチオフを絶えず維持することができる。

電流方向が反転した後に、即ち負の半波では、第２半ブリッジ１１０−２のスイッチング素子Ｔ4がスイッチオフされて、スイッチング素子Ｔ3がスイッチオンされる。今度は、第１半ブリッジ１１０−１が電流制御によって制御されて、平均電流が第１半ブリッジに流れ込む。

キャパシタＣ1は、第１コイルＬ1を通る電流の高周波成分を、基準電位（−）に排流させる。同時に、第２コイルＬ2が、ランプ電流中のあらゆる残りの高周波成分の障壁の役割をする。

上述したように、第２キャパシタＣ2は第２コイルＬ2と共に第２共振回路を形成して、その共振周波数は通常、第１半ブリッジ１１０−１のスイッチング周波数の倍数である。従って、通常動作モードでは、この第２共振回路は通常、その共振周波数よりもずっと低い周波数で動作して、このことが、キャパシタＣ2における、あらゆる残りの高周波電流が微小に過ぎない理由である。例えば、第１キャパシタＣ1を150nF、第２キャパシタＣ2を82nFに選定すれば、第２キャパシタＣ2における残りの交流電流は、第１キャパシタＣ1を通る交流電流の約0.1%に過ぎない。

図５に、本発明による回路の他の実施例を示す。その動作は、図１に示す実施例の動作と同様である。図１の実施例との本質的な相違は、第２キャパシタＣ2が基準電位（−）に接続されずに、高圧ランプ１２０に並列に存在する点である。この回路構成は、少なくとも点弧モードでは、あるいは、高周波電流がキャパシタＣ2を通って流れる場合全般について、図１に示す回路構成と同様の効果を有する、というのは、高周波電流については、第１キャパシタＣ1が基準電位（−）に短絡させる役割をするからである。

特に高周波電流では、スイッチング素子Ｔ1及びＴ2の無損失のスイッチングが、１つのキャパシタ、特に第３キャパシタＣ3のみでも実現可能であることが、さらに判明している。従って第４キャパシタＣ4は不要である。

図６に、本発明による回路の第３実施例を示す。この回路の、図１に示す第１実施例との相違点は専ら、第２半ブリッジ１１０−２のスイッチング素子にも、並列のキャパシタを設けた点である。特に、第５キャパシタＣ5を第３スイッチング素子Ｔ3に並列接続して、第６キャパシタＣ6を第４スイッチング素子Ｔ4に並列接続する。これらのキャパシタは、キャパシタＣ3及びＣ4の作用と同様に、スイッチング素子Ｔ3及びＴ4のスイッチング損失の低減を可能にする。これらのキャパシタは、点弧モードでは特に有利である、というのは、スイッチング周波数が特に高いのでスイッチング素子における損失が特に大きいからである。これに加えて、キャパシタＣ5及びＣ6は、第２半ブリッジ１１０−２の出力の電圧のエッジの急峻さを有利に低減する。ここでも、このことはＨＦ（高周波）妨害の抑制に有利である。

図５及び図６の実施例における電流制御は、図１を参照して上述したのと同様の方法で動作する。

本発明による回路の第１実施例を示す図である。 点弧モードにおける共振励起中のランプ電圧を示す図である。 高圧ランプの立上り段階におけるランプ電流を示す図である。 通常動作モードにおける正の半波におけるランプ電流を示す図である。 本発明による回路の第２実施例を示す図である。 請求項に記載の電子回路の第３実施例を示す図である。 従来技術より既知の、高圧ランプの動作用の回路を示す図である。

Claims (11)

1. 高圧ランプを、点弧モード及び通常動作モードで動作させる電子回路であって、この電子回路が、
   前記２つの動作モードにおいて、適切な交流電流を前記高圧ランプに供給するＤＣ−ＡＣ変換器を具えて、該ＤＣ−ＡＣ変換器が、動作電位と基準電位との間に並列に接続した第１半ブリッジ及び第２半ブリッジから構成され；
   前記電子回路がさらに、第１コイル、これに続く前記高圧ランプ、その後に続く第２コイルから成る直列配置を具えて、前記第１コイルの接続端子のうち前記高圧ランプに接続されていない方を、前記第１半ブリッジの出力に接続して、前記第２コイルの接続端子のうち前記高圧ランプに接続されていない方を、前記第２半ブリッジの出力に接続して、前記出力の各々が、半ブリッジの中央タップによって形成される電子回路において、
   第１キャパシタを、前記第１コイルと前記高圧ランプとの接続点から前記基準電位または前記動作電位のいずれかに至る経路内に接続して；
   第２キャパシタを、前記高圧ランプと前記第２コイルとの接続点から前記基準電位または前記動作電位のいずれかに至る経路内に接続するか、あるいは、前記高圧ランプに並列に接続したことを特徴とする電子回路。
2. 第３キャパシタを、前記第１半ブリッジの出力と、前記動作電位または前記基準電位のいずれかとの間に接続したことを特徴とする請求項１に記載の回路。
3. 第３キャパシタを、前記第１半ブリッジの出力と前記基準電位との間に接続して、第４キャパシタを、前記動作電位と前記第１半ブリッジの出力との間に接続したことを特徴とする請求項１に記載の回路。
4. 第５キャパシタを、前記第２半ブリッジの出力と前記動作電位との間に接続し、かつ／あるいは、第６キャパシタを、前記基準電位と前記第２半ブリッジの出力との間に接続したことを特徴とする請求項１に記載の回路。
5. 前記第１コイルを通る電流の値を表わす電流センサ信号を発生するセンサデバイスと；
   前記電流センサ信号が表わす値を所定の基準電流値と比較して、少なくとも１つの制御信号を発生する比較器デバイスとを具えて、前記制御信号が、前記第１半ブリッジのスイッチング素子のデューティサイクルを適切に変化させることによって、前記第１コイル及び前記高圧ランプを通る電流のレベルを、前記所定の基準電流値に制御するための制御信号であることを特徴とする請求項１に記載の回路。
6. 前記センサデバイスを、磁気抵抗センサとして構成したことを特徴とする請求項５に記載の回路。
7. 前記第１半ブリッジのスイッチング素子を制御するための制御信号を、前記電流のレベルが前記基準電流値を上回ったこと、あるいは下回ったことを検出した瞬時に対して所定の遅延時間だけ遅延させる遅延デバイスを具えて、前記遅延時間を、前記第２コイル及び前記第１キャパシタから成るフィルタにおいて所望の臨界制動が自己確立される値に規定して、前記第１半ブリッジのスイッチング素子のスイッチングサイクル中に、前記第１コイルを通る電流が、この電流の符号を少なくとも２回変化させることを特徴とする請求項５に記載の回路。
8. 請求項１に記載の回路で高圧ランプを動作させる方法において、
   前記第１コイルと前記第１キャパシタとが共に、前記高圧ランプを通って流れる電流からＡＣ成分を少なくともほとんどフィルタ除去するフィルタを形成して、該フィルタに、前記第１半ブリッジによって供給される電圧を供給して、該電圧の周波数が、前記フィルタの共振周波数を上回り；
   前記第２コイルと前記第２キャパシタとが共に、共振回路を形成して、前記点弧モードでは、前記第２半ブリッジによって供給される電圧を前記共振回路に供給して、前記電圧の周波数が、前記共振回路の共振周波数またはその奇数分の一に相当して、これにより、前記高圧ランプを点弧させるのに必要な点弧電圧を発生することを特徴とする高圧ランプの動作方法。
9. 前記点弧モードを少なくとも１秒間維持して、その直後に、前記通常動作モードへの切り換えを行うことを特徴とする請求項８に記載の方法。
10. 前記高圧ランプの点弧の後に、前記第２半ブリッジのスイッチング周波数、及び従って前記高圧ランプを通る電流の周波数を低減することを特徴とする請求項９に記載の方法。
11. 前記第１半ブリッジ及び／または前記第２半ブリッジのスイッチング素子を、無電圧スイッチングの原理によって動作させることを特徴とする請求項８に記載の方法。

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