KR20040070295A - 전자회로 및 고압램프 작동방법 - Google Patents

전자회로 및 고압램프 작동방법 Download PDF

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KR20040070295A
KR20040070295A KR10-2004-7010443A KR20047010443A KR20040070295A KR 20040070295 A KR20040070295 A KR 20040070295A KR 20047010443 A KR20047010443 A KR 20047010443A KR 20040070295 A KR20040070295 A KR 20040070295A
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뤼르켄스페테르
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

본 발명은 전자회로와, 고압램프를 여러 작동 모드에서 작동시키기 위한 방법에 관한 것이다. 이 회로는 2개의 하프 브릿지들(110-1 및 110-2)로 구성되는 DC-AC 컨버터를 구비한다. 제1 코일(L1), 고압램프(120) 및 제2 코일(L2)을 구비하는 직렬회로는 상기 2개의 하프 브릿지들의 출력(112-1)과 출력(112-2) 사이에 접속된다. 본 발명의 목적은 공지된 회로를 더욱 개선하여 지나친 크기의 개별 부품들을 구비하지 않고, 고압램프의 점화 모드 및 정상작동 모드에 동일하게 적합한 회로를 제공하는 것이다. 본 발명에 따라, 상기 목적은, 제1 커패시터(C1)를 제1 코일(L1)과 고압램프(120)의 접합지점에서부터 기준전위(-) 또는 작동전위(+)에 이르는 경로상에 접속시키고, 제2 커패시터(C2)를 고압램프(120)와 제2 코일(L2)의 접합지점에서부터 기준전위(-) 또는 작동전위(+)에 이르는 경로상에 또는 고압램프(120)에 병렬로 접속시키는 것에 의하여 달성된다.

Description

전자회로 및 고압램프 작동방법{Electronic circuit, and method of operating a high-pressure lamp}
그와 같은 회로는 종래 기술, 예로서 미국특허 제4,734,624호에 공지되어 있다. 상기 미국특허에 공지된 회로는 도 7에 도시되어 있으며, 아래에 상세히 설명될 것이다. 이 회로는 4개의 트랜지스터 I1, I2, I3, I4를 구비하는 DC-AC 컨버터를 포함하고 있으며, 상기 트랜지스터 I1 및 I2, 또한 I3 및 I4는 각각 직렬로 접속되어 있으므로 매번 하프 브릿지(half bridge)를 형성한다. 2개의 하프 브릿지들은 작동전위(+)와 기준전위(-) 사이에서 병렬로 접속되어 있다. 프리휠 다이오드(21 내지 24)는 각각의 개별 트랜지스터 I1, I2, I3, I4에 병렬로 접속되어 있다. 하프 브릿지들은 DC-AC 컨버터로서 작용하며, 점화모드 또는 정상 작동모드에서 고압램프를 작동시키기 위한 적절한 AC 전류를 공급한다. 고압램프 자체는, 고압램프 L에 따르며, 다시 제2 코일(3)에 따르는 제1 코일(1)을 구비하는 직렬회로의 일부를 형성한다. 상기 직렬 회로는 2개의 하프 브릿지의 출력 S 및 T 사이에 접속되어 있다. 직렬 회로는 고압램프 L과 제2 코일(3)에 병렬로 접속된 커패시터(2)에 의해 완성된다.
고압램프가 점화되지 않는 한, 고압램프는 상기 직렬회로의 중단을 나타낸다. 그러나, 상기 중단은 커패시터(2)에 의해 연결되어서, 2개의 하프 브릿지가 커패시터(2)에 의해 상호접속된다. 따라서, 2개의 하프 브릿지의 독립적 작동은 고압램프 L의 비점화 상태에서도 불가능하다.
제1 코일(1) 및 커패시터(2)는 정상 작동모드에서는, 이들이 램프전류로부터 AC 성분을 여과하기 위한 필터로서 작용하도록 하는 치수(dimension)로 구성되어야 한다. 이 때 이들은 공진모드에서는 분명히 작동하지 않으며, 즉 2개의 트랜지스터(12, 13)의 스위칭 주파수들이 제1 코일(1) 및 커패시터(2)에 의해 형성된 공진회로의 공진주파수 보다 상당히 높다.
제1 코일(1) 및 커패시터(2)는 고압램프 L을 점화하는데 필요한 고압을 발생키기 위해 콘트라스트(contrast)에 의해 점화모드에서 그들의 공진주파수에서 작동되어야 한다. 이를 위해, 커패시터(2)는 고압 즉, 몇 kV까지 견디어 내도록 제작될 필요가 있다. 덧붙여, 제1 코일(1)은 정상 작동시의 전류보다 대략 10 배 강한 점화전류에 의해 부하를 받을 때에도 포화상태로 진입하지 않도록 하는 치수가 되어야 한다.
종래 기술의 실시예들은, 특히 제1 코일(1) 및 커패시터(2)의 부품들의 완전히 다른 치수화가 정상 작동모드에 비해 점화모드에서 필요로 한다는 것을 보여주고 있다. 따라서, 종래 기술로부터 공지되어 도 7에 도시된 회로는 점화모드와 정상 작동모드 어느 쪽에도 기본적으로 유용하게 사용될 수 있다. 실제로, 점화모드 및 정상 작동모드의 조합에 대해 도 7의 회로를 사용할 수 있지만, 이 경우에 제1 코일(1) 및 커패시터(2)는 점화모드에도 마찬가지로 실시할 수 있어야 한다면 정상 작동모드를 위해서는 상당히 과대한 치수로 되어야 할 것이다.
도 7의 회로의 다른 단점은, 2개의 하프 브릿지가 분리되어 있지 않고 커를 경유하여 연결되어 있기 때문에, 스위칭 소자들(I1 …I4)의 스위칭 중에 발생하는 강한 고주파수 동기성 간섭 전압들이 고압램프 L의 접속라인(121, 122)으로 체크받지 않고 전달될 수 있다는 것이다. 결국에는, 스위칭 주파수가 더 높은 만큼 비율이 더 높은 트랜지스터들(I1 …I4)의 스위칭 중에 손실이 발생할 것이다. 이러한 손실들을 감소시키기 위해서 도 7의 회로에서는 어떠한 조치도 취하고 있지 않다.
본 발명은 전자회로와, 고압램프를 점화 모드 및 정상작동 모드에서 작동시키는 방법에 관한 것이다.
본 발명의 7개의 도면으로 설명되어 있다.
도 1은 본 발명에 의한 회로의 제1 실시예를 도시한다.
도 2는 점화모드에서 공진 여기 중에 있는 램프 전압을 도시한다.
도 3은 고압램프의 런업 위상에서의 램프 전류를 도시한다.
도 4는 정상 작동모드에서 양의 반파에서의 램프 전류를 도시한다.
도 5는 본 발명에 의한 회로의 제2 실시예를 도시한다.
도 6은 청구항에 기재된 전자회로의 제3 실시예를 도시한다.
도 7은 고압램프를 작동시키기 위한 종래 기술로부터 공지된 회로를 도시한다.
따라서, 인용한 미국특허로부터 시작하여, 본 발명의 목적은 점화모드와 정상 작동모드 양쪽에서 실행할 수 있는, 즉 회로 부품들이 과대한 치수를 갖지 않고 고압램프의 안정된 연속 작동을 실행할 수 있는, 상술한 고압램프에 공급할 수 있는 회로를 더욱 개발시키는 것이다.
상기 목적은 청구항 1의 특징적 구성에 의해 달성된다. 특히, 본 발명의 목적은, 도 7에 도시된 커패시터(2)(이하, '제1 커패시터'라고 함)가 제1 코일과 고압램프 사이의 접합지점으로부터 기준전위 또는 작동전위 중 어느 쪽으로 전환되고, 제2 커패시터가 제공되며, 상기 제2 커패시터가 고압램프와 제2 코일 사이의 접합지점으로부터 기준전위 또는 작동전위 중 어느 쪽으로 전환되거나 또는 고압램프와 병렬로 되어 있는 구성에 의해 달성된다.
본 발명에 의한 커패시터들의 배치는, 2개의 하프 브릿지가 적어도 고압램프가 작동하지 않는 한, 원리상 분리된 방법으로 작동되도록 한다. 또한, 이것은 제2 커패시터가 고압램프와 병렬로 접속되어 있는 경우에도 실제로 동일하게 적용되는데, 왜냐하면 본 발명에 따라 적어도 고주파수 성분들이 공통의 접합지점-즉, 제1 코일과 고압램프 사이-과 이 경우에 역시 제1 커패시터를 경유하여 여과될 수 있기 때문이다.
상술한 2개의 하프 브릿지를 분리하면, 특히 작동모드에서 램프 전류로부터 고주파수 성분들을 여과하기 위한 제1 코일 및 제1 커패시터를 구비하는 제1 공진회로(이하, '필터회로'라고 함)와, 점화모드에서 고압램프를 점화하기 위한 제2 코일 및 제2 커패시터를 구비하는 제2 공진회로 양쪽의 독립적 제작 및 치수화를 실행할 수 있게 된다. 상기 제2 코일은 작동모드에서 추가의 여과기능을 수행하는데, 즉 상기 제2 코일이 램프 전류로부터 고주파수 성분을 여과한다.
따라서 본 발명에 의한 회로는 독립적 회로소자들 즉, 필터회로 및 제2 공진회로에 의하여 정상 작동모드에서의 여과기능 뿐만 아니라 점화모드에서의 점화기능을 실현할 수 있다. 2개의 공진회로는 서로 별개로 치수설정되며 작동된다. 특히 필터회로에서의 제1 코일 및 제1 커패시터의 과대한 치수설정(overdimensioning)은 본 발명에 의해서는 필요하지 않은데, 왜냐하면 필터회로가 점화기능도 역시 실현하지 않기 때문이다.
또한, 본 발명에 의한 고압램프의 두 단자들은 -적어도 고주파수 성분들을 위해- 제1 및 제2 커패시터를 경유하여 작동전위 또는 기준전위 중 어느 한쪽에 접속된다. 예를 들어 스위칭 소자들의 스위칭으로 인하여 하프 브릿지들에서 발생하는 고주파수 간섭 피크들은 이러한 방법으로 고압램프에 도달하기 전에 커패시터들을 통해 자동적으로 유리하게 배출된다. 따라서, 고압램프 자체를 통과하는 실제 전류는 유리하게도 적어도 실질적으로 HF 간섭 피크가 없다. 그 때 고압램프에 이어지는 공급도선들도 역시 DC 간섭 전압이 없다.
하프 브릿지들의 트랜지스터들에서 스위칭 손실을 줄이기 위해, 상기 트랜지스터들과 병렬로 접속된 커패시터 배열을 위한 여러 가지 실시예들이 종속 청구항에 제안되어 있다.
유리하게도, 본 발명에 의한 회로는 고압램프를 통과하는 전류의 진폭을 조절하기 위한 전류 제어부(current control)를 구비한다.
또한, 상술한 본 발명의 목적은 청구항 8에 기재된 고압램프 작동방법에 의하여 달성된다. 본 방법의 장점은 실질적으로 회로에 대해 상술한 장점과 일치한다. 이 장점들에 더하여, 청구항 방법은 자연 공진 주파수 뿐만 아니라, 다른 방법으로 공진 주파수의 홀수 분수에서도 제2 공진회로(L2, C2)를 작동할 수 있는 능력을 제공하며, 이는 점화모드에서의 손실이 특히 제2 하프 브릿지의 스위칭 소자들에서 명백히 감소된다는 장점을 가진다.
본 발명에 의한 회로 및 그 회로를 작동하기 위한 본 발명의 방법의 다른 유리한 실시예는 종속항의 주제이다.
청구한 회로의 양호한 실시예의 하드웨어 구조는 도 1을 참고하여 아래에 상세히 설명되며, 다음에 도 2 내지 4를 참고하여 여러 가지 작동모드에서의 하드웨어의 작동에 대해 설명하게 된다.
도 1은 여러 가지 작동모드, 특히 점화모드, 런업모드(run-up mode) 및 정상 작동모드에서 고압램프(120)를 작동시키기 위한 전자회로(100)의 양호한 실시예를 도시한다.
회로(100)는 상기 작동모드들에서 고압램프(120)를 위한 적절한 교류를 공급하는 제1 하프 브릿지(110-1) 및 제2 하프 브릿지(110-2)로서 구성되는 DC-AC 컨버터를 구비한다. 상기 제1 하프 브릿지(110-1)는 직렬로 접속된 2개의 스위칭 소자, 양호하게 전력 트랜지스터(T1, T2)로서 구성되며, 이 직렬 배열에 DC 전압 VDC이 인가된다. 상기 DC 전압은 작동전위(+)와 기준전위(-) 사이의 전위차에 의해 주어진다. 제2 하프 브릿지(110-2)는 제1 하프 브릿지(110-1)와 대칭적으로 구성된다. 제2 하프 브릿지(110-2)는 직렬로 접속된 2개의 스위칭 소자, 양호하게 전력 트랜지스터(T3, T4)를 구비하며, 제2 하프 브릿지(110-2)가 제1 하프 브릿지(110-1)와 병렬로 상기 DC 전압 VDC에 접속된다.
2개의 하프 브릿지(110-1, 110-2)에 추가하여, 본 발명에 의한 회로(100)는 제1 하프 브릿지(110-1)의 출력(112-1)을 제2 하프 브릿지(110-2)의 출력(112-2)과 접속시키는 직렬 배열(series arrangement)을 구비한다. 이 직렬 배열은 제1 코일(L1), 이어서 제1 공급라인을 경유하여 접속된 고압램프(120), 이어서 제2 공급라인(122) 및 제2 코일(L2)을 구비한다. 고압램프(120)에 접속되지 않은 제1 코일(L1)의 접속단자는 제1 하프 브릿지(110-1)의 출력(112-1)에 접속되며, 고압램프(120)에 접속되지 않은 제2 코일(L2)의 접속단자는 제2 하프 브릿지(110-2)의 출력(112-2)에 접속된다.
제1 커패시터(C1)은 제1 코일(L1)과 고압램프(120)의 접합지점으로부터 작동전위(+)(도 1에 도시안됨) 또는 기준전위(-) 어느 쪽으로 이어지는 경로에 접속된다. 덧붙여, 제2 커패시터(C2)는 고압램프(120)와 제2 코일(L2)의 접합지점으로부터 작동전위(+)(도 1에 도시안됨) 또는 기준전위(-) 어느 쪽으로 이어지는 경로에 또는 고압램프(120)(도 5에 도시)와 병렬로 접속된다.
도 1에 도시된 본 발명에 의한 전자회로의 실시예는 램프 전류 레벨의 제어를 달성하기 위한 여러 개의 부품들을 추가로 구비한다. 이 목적을 위해, 센서디바이스(30)가 제1 코일(L1)과 제1 커패시터(C1)의 접속단자 사이에 설치되어 제1 코일(L1)을 통과하는 전류치를 나타내는 전류센서 신호를 발생시킨다. 상기 전류센서 신호는 비교기 디바이스(140)로 공급되며, 이 비교기 디바이스는 전류센서 신호에 의해 나타난 제1 코일(L1)을 통과한 전류치와 주어진 기준 전류값 IR을 비교하고, 이 비교결과에 따라 제1 하프 브릿지(110-1)의 스위칭 소자들(T1, T2)의 적절한 제어를 달성하기 위한 제어신호들을 발생한다. 더 상세히 설명하면, 상기 제어신호들은 제1 하프 브릿지(110-1)의 개별 스위칭 소자들(T1 및/또는 T2)의 듀티 사이클을 변화시키도록 배열되어 있어서 제1 코일(L1)을 통과한 전류의 평균값이 램프 전류의 필요한 값으로 조정된다. 상기 듀티 사이클은 예를 들어 전류의 사이클 주기에 대한 스위칭 소자의 스위치온(switch-on) 시간의 비를 규정하고 있다. 동시에 제1 코일(L1)을 통과한 전류를 제어하면 본 발명에 의한 회로의 배열 때문에 고압램프(120)를 통과한 램프 전류의 순간값을 제어하게 된다.
상술한 비교기 디바이스(140)에 추가하여, 레벨이 기준 전류값 IR과 비교하여 너무 높거나 너무 낮게 되어 있는 것으로 검출될 때의 그 순간에 대하여 주어진지연 시간만큼 제어신호들을 지연시키기 위해 지연 디바이스(150)를 제공할 수 있다. 상기 지연시간은 제어의 댐핑 영향을 미친다. 지연시간은 양호하게 제2 코일(L2) 및 제1 커패시터(C1)를 구비하는 필터회로에서 적어도 필요한 임계 댐핑이 자체적으로 조정하도록 선택되며, 따라서 검출된 어떤 제어 편차도 오버슈트(overshoot)되지 않고 보정된다. 동시에, 지연시간은 제1 코일(L1)을 통과한 전류가 하나의 스위칭 사이클 중에 적어도 2번 그 부호(sign)를 바꾸도록 조정된다.
도 1에 도시되며 상술한 회로의 작동은 여러 가지 작동모드들에 대해 아래에 설명될 것이다.
1. 점화모드
비점화상태에서, 고압램프(120)는 중단되어 있는 것으로 간주되는데, 즉 제1 코일(L1) 및 제1 커패시터(C1)를 구비하며 필터회로가 접속된 제1 하프 브릿지(110-1)가, 제2 코일(L2) 및 제2 커패시터(C2)를 구비하며 공진회로가 접속된 제2 하프 브릿지(110-2)로부터 분리되어 있다. 이러한 분리(decoupling)는 고압램프(120)를 위해 충분히 높은 점화 전압을 이용할 수 있도록 하기 위해 제2 공진회로를 그 자연 공진 주파수 fR2에서 여기할 수 있다. 제2 공진 주파수에서 이를 위해 필요한 공진 여기(excitation)가 발생되어 제2 하프 브릿지(110-2)의 스위칭 소자들(T1, T2)가 공진 주파수 fR2나 또는 그 홀수 분수에서 교대로 스위치 온 및 스위치 오프된다. 제2 공진회로의 공진 저항은, 고압램프(120)에 필요한 점화 전압예로서 5kV에서 제2 코일(L2)의 전류가 아래에 설명하게 될 정상 작동모드 중에 최대 램프 전류 보다 크지 않도록 적절하게 선택된다. 그와 같이 구성하면 상술한 높은 공진 주파수를 초래할 것이다.
필요한 점화 전압이 공진 주파수의 홀수분수 예로서 1/5 또는 1/3을 갖는 제2 공진회로의 여기에 의해서만 발생된다고 하면, 그 때 제2 공진회로의 최소의 질이 이에 대응하여 더 높게 만들어져야 한다. 도 2는 제2 고조파에 의한 점화 전압의 공진 여기의 경우에 제2 코일(L2)의 전류 및 전압 그래디언트와 그 결과로 인한 고압램프(120)용 점화 전압을 도시한다.
통상적으로, 제1 커패시터(C1)는 제2 커패시터(C2) 보다 상당히 크게 되도록 구성되며, 예를 들어 C1=150 nF, C2=82 pF. 이 구성에서, 예를 들어 제2 코일(L2)은 제2 공진회로를 위해 전체적으로 예를 들어 1 MHz의 공진 주파수가 얻어지도록 구성되어 있다.
본 발명에 따라, 제2 공진회로는 고압램프(120)의 점화를 달성하기 위해서, 비교적 짧은 공진주기 또는 몇 초이하 예로서 1초 또는 2초의 점화 주기 중에 점화모드에서 그 자연 공진 주파수 fR2에서 작동되어야 하도록 구성된다. 본 발명에 의 한 상기 비교적 짧은 점화시간은, 제2 하프 브릿지(110-2)에서의 스위칭 소자들(T3, T4)이 상기 짧은 주기중에서만 상기 공진 주파수 또는 그 홀수 분수에서 전환된다는 장점을 가진다. 스위칭 소자들(T3, T4)의 고주파수 스위칭 작동은 높은 손실을 일으키지만, 점화 작동의 짧은 기간 때문에 허용될 수 있다.
점화 중에, 제1 하프 브릿지(110-1)의 스위칭 소자(T1)는 양호하게 완전히 스위치 온되며, 반면 제2 스위칭 소자(T2)는 스위치 오프되며, 따라서 제1 커패시터(C1)와 고압램프(120) 사이의 접합지점이 영구적으로 고전위에 접속된다. 고압램프(120)가 아직 점화되지 않는 한, 즉 램프 전류가 흐를 수 없는 동안에는, 램프는 제1 하프 브릿지(110-1)에 의해 제어되지 않는다.
고압램프가 마침내 점화될 때에는 고압램프는 먼저 글로우 방전 상태에 있게 될 것이다. 이 글로우 방전 상태에서, 고압램프는 대략 300 V의 작동 전압을 요구하며, 이 전압은 점화 전압 보다 실질적으로 낮지만 정상 작동에 필요한 75 V의 작동 전압에 비하여 여전히 높은데, 이는 후술하기로 한다. 글로우 방전 상태에서, 고압램프(120)를 가로지르는 전압 강하는 역전압(countervoltage)으로서 작용하며, 그 전극의 열을 충분히 높게 달성하기 위해상기 역전압에 대항하여 고압램프(120)를 통과하는 충분히 강한 전류를 구동할 필요가 있으며, 따라서 고압램프(120)가 후속의 발광아크 모드(luminous arcing mode)로 들어갈 것이다. 글로우 방전 작동은, 고압램프(120)를 통과한 필요한 전류를 구동하는데 충분한 제2 코일(L2)을 가로지르며 전압이 자체적으로 조정하는 정도까지 제2 공진회로 C2, L2를 감쇄시킨다. 또한 제2 코일(L2)을 가로지르는 전압의 강하는 그 전류를 동일한 상대값으로 강하시킨다. 제2 코일(L2)을 통과하는 이러한 전류가 고압램프(120)에 충분히 강한 전류를 공급하기에는 너무 약하면, 이러한 강하는 제2 공진회로의 작동 주파수를 감소시킴으로써 억제될 수 있다. 제2 공진회로의 작동 주파수에서의 강하에 대한 다른 방안으로서, 아래에 기재되어 있는 바와 같이 정상작동으로 전환하여 만들 수있는데, 왜냐하면 여기서 고압램프(120)를 위해 최대로 작동상 DC 전압 VDC를 대략 400 V를 발생시킬 수 있다. 그러나, 회로의 작동 전압 VDC가, 전술한 바와 같이 대략 75 V로 놓여 있는, 정상 작동에서의 고압램프(120)의 평균 작동 전압과 동일하지 않다는 것에 주목하기 바란다.
고압램프(120)의 점화 전압이 자연 공진 주파수 fR2에서 그러나 대신에 그 홀수 분수에서 작동되는 제2 공진회로(C2,L2)에 의해 발생되지 않는다면, 더 낮은 스위칭 주파수가 fR2의 순수 공진 작동과 비교할 때 제2 하프 브릿지(110-2)의 스위칭 소자(T3, T4)에서 스위칭 손실들을 감소시키며, 동시에 고압램프(120)를 통과하는 글로우 방전 전류가 공진작동과 비교하여 분수의 인수 만큼 증가되며; 즉 실제 공진 주파수에서의 작동과 비교하여 글로우 방전 전류가 공진 주파수의 1/3 만큼 여기되는 경우 인수 3 만큼 더 커지게 된다는 장점이 발휘될 것이다.
2. 런업 모드
글로우 방전 이후에, 고압램프(120)는 초기에 대략 15V의 매우 낮은 발화 전압(burning voltage)을 가지는 발광아크 모드로 들어간다. 전류가 이미 글로우 방전 및 발광아크 모드 양쪽에서 고압램프(120)를 통해 흐르고 있으므로, 도 1을 참고하여 위에서 설명된 전류제어가 이미 원리상 작동하고 있다. 그러나, 발광아크 모드에서 자체적으로 확립하는 매우 낮은 작동 전압은 제1 하프 브릿지(110-1)에서의 스위칭 소자(T1,T2)의 스위칭 주파수에서 강하를 유도한다. 이것은 램프 작동의 개시에서 즉, 발광아크 모드에서, 스위칭 주파수가 제1 코일(L1) 및 제1커패시터(C1)를 구비하는 제1 공진회로의 공진 주파수 아래로 강하할 수 있는 지점까지 진행될 수 있다. 다음에 이것은 안정된 전류 제어가 더이상 실행될 수 없는 결과를 가질 것이다. 그러나, 그럼에도 불구하고, 스위칭 소자들(T1,T2)의 최소의 스위치온 주기가 아래 방향에서 제한된다면, 전류 제어의 유용한 작동이 실행될 수 있다는 것을 알게 되었다. 이것은 램프 전류에서 강한 노이즈 성분을 가지면서 도 3에 도시된 바와 같이, 스위칭 소자(T1,T2)를 위한 불규칙한 스위칭 패턴을 발생시키지만, 평균 램프 전류가 연속적으로 제어 가능한 상태로 유지되어 있다. 상기 불규칙한 스위칭 패턴은 제1 코일(L1)을 통과한 전류에서 상승 및 하강 에지들의 불규칙한 시간 주기에서 자체적으로 입증하고 있는데, 왜냐하면 각각의 상승 에지(rising edge) 중에 제1 스위칭 소자(T1)가 스위치 온되고 제2 스위칭 소자(T2)는 스위치 오프되며, 반면에 반대의 경우 즉 하강 에지(falling edge) 중에 제1 스위칭 소자(T1)가 스위치 오프되고 제2 스위칭 소자(T2)는 스위치 온된다.
3. 정상작동 모드
런업 위상 후에, 고압램프(120)는 정상작동 모드로 들어간다. 상기 정상작동 모드에서, 고압램프에는 저주파수 교류가 공급되며, 이 교류의 기본 주파수는 제2 하프 브릿지(110-2)의 스위칭 소자들(T3, T4)의 스위칭 주파수에 의해 주어진다.
도 4는 고압램프(120)를 통과하는 펄스형 교류의 양의 반파(positive half wave)의 예를 도시한다. 이 양의 반파 중에 스위칭 소자(T4)는 스위치 온되고, 스위칭 소자(T3)는 스위치 오프된다. 제2 하프 브릿지(110-2)의 스위칭 소자들(T3, T4)이 램프 전류의 필요한 기본 주파수에 따라 교대로 스위치 온 및 스위치 오프되는 동안, 제1 하프 브릿지(110-1)의 스위칭 소자들(T1, T2)의 듀티 사이클들은 도 1을 참고하여 상기에 설명된 전류 제어부에 의해 제어되므로, 고압램프(120)를 통과한 필요 전류에 해당하는 평균 DC 전류 레벨이 제1 코일(L1)에서 자체적으로 조정된다.
도 4로부터 스위칭 소자들(T1, T2)의 스위칭 주파수들이 스위칭 소자들(T3, T4)의 스위칭 주파수들 보다 실질적으로 크다는 것이 명백히 나타나 있다. 더 상세히 설명하면, 스위칭 소자(T4)는 도 4에서 커버하고 있는 시간 주기 전체에 걸쳐 스위치 온으로 유지되며, 스위칭 소자(T3)는 제1 코일(L1)을 통과하는 전류의 각 상승 에지 중에 스위치 온되고, 강하 에지의 기간에는 스위치 오프된다. 대조적으로, 스위칭 소자(T2)는 제1 코일(L1)을 통과하는 전류의 상승 에지 중에 스위치 오프되고, 강하 에지의 기간에 스위치 온된다.
특히 제1 하프 브릿지(110-1)에서 스위칭 소자들의 높은 스위치 주파수는 내부에서 높은 손실을 발생시킬 수 있다. 상기 손실들은 스위칭 소자들(T1,T2)의 소위 무전압 스위칭(voltageless switching)에 의해 실질적으로 감소될 수 있다. 상기 무전압 스위칭은, 각각의 스위칭 소자들(T1, T2)이 각각의 병렬 커패시터(C4), C3에 주어지고, 제1 코일(L1)을 통과한 고주파수 교류가 각각의 스위칭 사이클에서 위 방향 및 아래 방향 양쪽에서 제로라인(zero line)을 통과한다는 점에서, 달성될 수 있다. 후자를 실현하기 위해서, 제1 스위칭 소자(T1)가 먼저 스위치 온되고, 제1 하프 브릿지(110-1)의 제2 스위칭 소자(T2)가 스위치 오프된다. 이러한 스위칭 구성은, 제1 코일(L1)을 통과한 전류가 높은 양(positive)의 값까지 상승되도록 만든다. 상기 전류가 필요한 임계값에 도달하면, 스위칭 소자들(T1, T2)의 스위칭 상태들는 지연회로(150)에 의해 실행되는 주어진 지연시간 후에 전환되므로, 스위칭 소자(T1)가 스위치 오프된다. 처음에 제1 스위칭 구성에서와 같이 제1 하프 브릿지(110-1)로부터 흐르는 전류는 다음에 커패시터(C3), C4를 재충전하기 시작한다. 보다 정확하게는, 재충전(re-charging)이 발생하여, 커패시터(C3)를 가로지르며 제1 하프 브릿지(110-1)의 출력(112-1)에서의 전압이 강하하고, 반면에 커패시터(C4)를 가로지르는 전압이 상승한다. 출력(112-1)에서의 전압이 값 "0"에 도달하였을 때, 스위칭 소자(T2)가 MOSFET 트랜지스터로 구성된 경우 스위칭 소자(T2)에 제공된 다이오드는 전도성을 띠며, 제1 코일(L1)의 전류가 감소되기 시작한다. 이제 제2 스위칭 소자(T2)가 손실없이 스위치 온될 수 있다.
대략 75 V의 정상작동 모드에서 고압램프(120)의 통상적인 작동 전압이 이제 커패시터(C1)를 가로질러 나타난다. 상기 전압은 제1 코일(L1)의 전류가 도 4에 도시된 바와 같이, 결국에는 제로라인 이하로 강하할 때까지 더욱 감소되는 원인이 된다. 이제 제1 하프 브릿지(110-1)의 제2 스위칭 소자(T2)가 손실 없이 스위치 오프될 수 있다. 고압램프(120)와 제1 코일(L1)을 통과하는 전류는 다시 이 순간에서부터 시작하여 제1 하프 브릿지(110-1)로 흐르며, 다시 커패시터(C3, C4)를 충전하기 시작하며, 따라서 제1 하프 브릿지의 출력(112-1)에서의 전압이 다시 상승한다. 결국 이 전압이 다시 공급 전압의 레벨에 도달할 때, 제1 스위칭 소자(T1)가 MOSFET 트랜지스터로 구성된 경우 제1 스위칭 소자(T1)에 제공된 다이오드는 전도성을 띤다. 다음에 제1 코일(L1)을 통과한 전류 상승을 갖는 상술한 사이클이 다시출발선(scratch)에서 시작한다. 스위칭 소자들(T1, T2)의 손실없는 스위치 온 및 스위치 오프는 이러한 방법으로 연속적으로 유지될 수 있다.
전류 방향이 역전된 후에 즉, 음의 반파에서, 스위칭 소자(T4)는 스위치 오프되고, 제2 하프 브릿지(110-2)의 스위칭 소자(T3)는 스위치 온된다. 제1 하프 브릿지(110-1)는 이제 평균 전류가 제1 하프 브릿지내로 흐르도록 전류 제어부에 의해 제어된다.
커패시터(C1)는 제1 코일(L1)을 통해 기준전위(-)로 흐르는 전류의 고주파수 성분을 추출한다. 동시에, 제2 코일(L2)은 램프 전류에서 고주파수 성분의 어떤 나머지 부분을 위한 배리어(barrier)를 제공한다.
전술한 바와 같이, 제2 코일(L2)을 갖는 제2 커패시터(C2)는 제2 공진회로를 형성하며, 이 제2 공진회로의 공진 주파수는 통상적으로 제1 하프 브릿지의 다수의 스위칭 주파수이다. 따라서, 정상작동 모드에서, 제2 공진회로는 그 공진 주파수 보다 매우 낮은 주파수에서 정상 작동되며, 이것이 커패시터(C2)의 어떤 나머지 고주파수 전류가 매우 작은 이유이다. 예를 들어, 제1 커패시터(C1)가 150 nF가 되도록 선택되며 제2 커패시터가 82 pF이 되도록 선택되었으면, 제2 커패시터(C2)에서의 나머지 교류는 제1 커패시터(C1)를 통과한 교류의 대략 0.1% 이하가 된다.
도 5는 본 발명에 의한 회로의 다른 실시예를 도시한다. 이 회로의 작동은 도 1에 도시된 실시예의 작동과 동일하다. 도 1에 도시된 실시예와의 가장 중요한 차이는, 제2 커패시터(C2)가 기준전위(-)에 접속되지 않고 고압램프(120)와 병렬로 놓인다는 것이다. 이러한 회로 배열은 적어도 점화 모드에서 또는 대체로 고주파수전류가 커패시터(C2)를 통해 흐르는 경우에 도 1에 도시된 회로 구성과 동일한 효과를 가지는데, 왜냐하면 제1 커패시터(C1)이 고주파수 전류에 대해 기준전위(-)와 단락되기 때문이다. 다음에 제2 커패시터(C2)도 역시 고압램프(120)의 접합지점과 한편으로는 제2 코일(L2)와의 사이, 다른 한편으로는 기준전위(-)와의 사이에서 -도 1에서와 같이- 접속되었다.
또한, 스위칭 소자들(T1, T2)의 손실없는 스위칭이 단하나의 커패시터에 의해, 특히 제3 커패시터(C3)에 의해, 특히 고주파수 전류에서 실현될 수 있다는 것을 알게 되었다. 그 때 제4 커패시터(C4)가 필요하지 않았다.
도 6은 본 발명에 의한 회로의 제3 실시예를 도시한다. 이 실시예는 도 1에 도시된 제1 실시예와는 유일하게, 커패시터들도 역시 제2 하프 브릿지(110-2)의 스위칭 소자들과 병렬로 제공된다는 점에서 다르다. 특히, 제5 커패시터(C5)가 제3 스위칭 소자(T3)에 병렬로 접속되고, 제6 커패시터(C6)는 제4 스위칭 소자(T4)에 병렬로 접속된다. 상기 커패시터들은 커패시터(C3 및 C4)의 작용과 유사하게, 스위칭 소자들(T3 및 T4)의 스위칭 손실의 감소를 실행할 수 있게 한다. 이들은 특히 점화 모드에서 유익한데, 왜냐하면 스위칭 소자들에서의 손실이 특별히 높은 스위칭 주파수로 인하여 특히 높기 때문이다. 덧붙여, 커패시터들(C5 및 C6)은 하프 브릿지(110-2)의 출력에서 전압의 에지 경사(edge steepness)의 유리한 감소를 제공한다. 다시 이것은 HF 간섭의 억제를 위해 유리하다.
도 5 및 6의 실시예에서의 전류 제어부는 상기 도 1을 참고하여 설명한 것과 동일한 방법으로 작동한다.

Claims (11)

  1. 고압램프(120)를 점화모드 및 정상 작동모드에서 작동시키기 위한 전자회로(100)에서, 상기 2개의 작동모드에서 적절한 교류를 고압램프(120)에 공급하기 위해 작동전위(+)와 기준전위(-) 사이에서 병렬로 접속되어 있는 제1 및 제2 하프 브릿지(110-1, 110-2)를 구비하는 DC-AC 컨버터와;
    고압램프(120)를 동반하며 다시 제2 코일(L2)을 동반하는 제1 코일(L1)을 구비하며, 고압램프(120)에 접속되지 않은 제1 코일(L1)의 접속단자가 제1 하프 브릿지(110-1)의 출력(112-1)에 접속되며, 고압램프(120)에 접속되지 않은 제2 코일(L2)의 접속단자가 제2 하프 브릿지(110-2)의 출력(112-2)에 접속되고, 상기 출력들이 하프 브릿지의 중앙 탭에 의해 각각 형성되어 있는 직렬 배열을 구비하는, 전자회로(100)에 있어서,
    제1 코일(L1)과 고압램프(120)의 접속지점에서부터 기준전위(-) 또는 작동전위(+)에 이르는 경로상에 접속되는 제1 커패시터(C1)와;
    고압램프(120)와 제2 코일(L2)의 접속지점에서부터 기준전위(-) 또는 작동전위(+)에 이르는 경로상에 또는 고압램프(120)에 병렬로 접속되는 제2 커패시터(C2)를 구비하는 것을 특징으로 하는 전자회로.
  2. 제1항에 있어서, 제3 커패시터(C3)가 제1 하프 브릿지(110-1)의 출력(112-1)과 작동전위(+) 또는 기준전위(-)중 어느 하나와의 사이에 접속되는 것을 특징으로하는 전자회로.
  3. 제1항에 있어서, 제3 커패시터(C3)가 제1 하프 브릿지(110-1)의 출력(112-1)과 기준전위(-) 사이에 접속되고, 제4 커패시터(C4)가 작동전위(+)와 제1 하프 브릿지(110-1)의 출력(112-1) 사이에 접속되는 것을 특징으로 하는 전자회로.
  4. 제1항에 있어서, 제5 커패시터(C5)가 제2 하프 브릿지(110-2)의 출력과 작동전위(+) 사이에 접속되고, 및/또는 제6 커패시터(C6)가 기준전위(-)와 제2 하프 브릿지(110-2)의 출력(112-2) 사이에 접속되는 것을 특징으로 하는 전자회로.
  5. 제1항에 있어서, 제1 코일(L1)을 통과하는 전류값을 나타내는 전류센서 신호를 발생하는 센서 디바이스(130)와;
    상기 전류센서 신호에 의해 나타난 값을 주어진 기준 전류값 IR과 비교하며, 제1 코일(L1)과 고압램프(120)를 통과하는 전류의 레벨을 제1 하프 브릿지(110-1)의 스위칭 소자들(T1, T2)의 듀티사이클들의 적절한 변화를 통해 주어진 기준 전류값 IR로 제어하기 위해 적어도 하나의 제어신호를 발생하는 비교기 디바이스(140)를 특징으로 하는 전자회로.
  6. 제5항에 있어서, 상기 센서 디바이스(130)는 자기저항 센서로서 제조되는것을 특징으로 하는 전자회로.
  7. 제5항에 있어서, 제1 하프 브릿지(110-1)의 스위칭 소자들(T1, T2)을 제어하기 위한 제어신호를 레벨이 기준값 IR을 상방향 또는 하방향으로 초과하였다는 것이 검출될 때의 순간에 대하여 주어진 지연 시간만큼 지연시키는 지연 디바이스(150)를 구비하며, 상기 지연 시간은 적어도 필요한 임계 댐핑이 제2 코일(L2) 및 제1 커패시터(C1)를 구비하는 필터에서 자체적으로 설정되도록 만들어지고, 제1 코일(L1)을 통과하는 전류가 제1 하프 브릿지의 스위칭 소자들(T1, T2)의 스위칭 사이클중에 적어도 2번 그 부호가 변하는 것을 특징으로 하는 전자회로.
  8. 청구항 제1항에 의한 회로에 의하여 고압램프(120)를 작동시키는 작동방법에 있어서,
    제1 코일(L1) 및 제1 커패시터(C1)는 함께 고압램프(120)를 통해 흐르는 전류로부터 AC 성분을 적어도 실질적으로 여과하기 위한 필터를 형성하고, 상기 필터에는 제1 하프 브릿지(110-1)에 의해 제공된 전압이 공급되며, 이 필터의 주파수는 필터(L1, C1)의 공진 주파수 fR1보다 높으며,
    제2 코일(L2) 및 제2 커패시터(C2)는 함께 점화모드에서 제2 하프 브릿지(110-2)에 의해 제공된 전압이 공급되는 공진회로를 형성하며, 이 공진회로의 주파수는 고압램프(120)를 점화하는데 필요한 점화 전압을 발생시키기 위해, 공진회로(L2, C2)의 공진 주파수 fR2또는 그 홀수 분수와 일치하는 것을 특징으로 하는 작동방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 점화모드는 적어도 1초동안 유지되고, 그후에 바로 스위치가 정상 작동모드로 되는 것을 특징으로 하는 작동방법.
  10. 제9항에 있어서, 고압램프(120)의 점화후에 제2 하프 브릿지(110-2)의 스위칭 주파수와, 이에 따라 고압램프(120)를 통과하는 전류의 주파수가 감소되는 것을 특징으로 하는 작동방법.
  11. 제8항에 있어서, 제1 하프 브릿지(110-1) 및/또는 제2 하프 브릿지(110-2)의 스위칭 소자들(T1,T2, T3, T4)은 무전압 스위칭(voltageless switching)의 원리에 의해 작동되는 것을 특징으로 하는 작동방법.
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