JP6462637B2 - 沿面放電素子駆動装置および沿面放電素子駆動方法 - Google Patents

沿面放電素子駆動装置および沿面放電素子駆動方法 Download PDF

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Description

本発明の実施形態は、沿面放電素子駆動装置および沿面放電素子駆動方法に関する。
近年、風力発電装置の風車のブレードなどには沿面放電素子が設けられており、ブレードの回転力（揚力）向上が図られている。沿面放電素子を駆動するための電源回路は、スイッチング動作することで直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、共振用リアクトルと、交流電圧昇圧用の高電圧変圧器とを備え、共振リアクトルおよび沿面放電素子の容量成分によって生じる共振現象を利用して高周波高電圧を沿面放電素子に印加しストリーマを発生させることで、ブレードに揚力を与えるようにしている。
風力発電装置は、野外に設置されることから、ブレードの表面に露出して設けられる沿面放電素子の電気的性能は設置環境によって大きく変化する。例えば沿面放電素子の容量成分は、設置環境だけでなく、放電時におけるストリーマの成長状態などによっても大きく変動する。
沿面放電素子は、非線形性が高い放電負荷であり、性能の変化で回路が過負荷状態になると発熱し、この発熱に対する冷却が不足すると、電源回路に過電流が流れたり、沿面放電素子自体が過熱の影響で破損することがある。
このため、従来は、電圧と電流とで決まる電力を電源回路の側で制限し、共振周期を一定の範囲で動作させる必要があった。
ところで、風力発電装置は、野外に設置されることから、始動時や放電中に沿面放電素子が降雨などの影響で濡れた場合などは、沿面放電素子の負荷容量が増大し、共振周期が一定の範囲を外れ、回路が過負荷状態に陥る可能性があり、このような環境条件にも対応する必要がある。
そこで、降雨検出装置などを用いて沿面放電素子の環境状態を検出し、降雨が検出されたときに沿面放電素子への電力供給動作を停止させる制御を行うことが考えられるが、これには降雨検出装置などの機器を別途設置する必要があり、コストがかがる。
特許第４０２９４２２号公報
本発明が解決しようとする課題は、沿面放電素子の劣化や外部環境の変化によって負荷容量が増大しても、外部環境検出用の機器を設置することなく、回路が過負荷状態に陥ることを回避することができる沿面放電素子駆動装置および沿面放電素子駆動方法を提供することにある。
実施形態の沿面放電素子駆動装置は、スイッチング素子を駆動して変圧器を介して接続された沿面放電素子に電圧を印加することでストリーマを発生させる沿面放電素子駆動装置において、電流検出部、ゼロクロス検出部、記憶部、制御部を備える。電流検出部はスイッチング素子に流れる交流電流を検出する。ゼロクロス点検出部は電流検出部により検出された交流電流のゼロクロス点を検出する。記憶部には試動時に前記沿面放電素子の異常を判定するための共振周期の第１閾値が記憶されている。制御部は試動時に通常運転開始時に印加する電圧よりも低いテスト電圧を沿面放電素子に印加してゼロクロス検出部により検出された交流電流のゼロクロス点から交流電流の共振周期を求め、求めた共振周期が第１閾値を超えた場合、スイッチング素子の駆動を抑制または停止する。
第１実施形態の沿面放電素子駆動システムの電気的構成（回路構成）を示す図。 第１実施形態の沿面放電素子駆動システムにおける各信号のタイミングチャート。 負荷容量が小さいときの各信号のタイミングチャート。 負荷容量が大きいときの各信号のタイミングチャート。 ゼロクロス点検出回路の電気的構成を示す図。 オフ割り込みでのスイッチング素子の遅延動作を示すタイミングチャート。 ＭＣＵの制御動作を示すフローチャート。 プラズマ放電中の沿面放電素子においてストリーマの成長の具合で容量成分が変わる様子を示すイメージ図。 印加電圧と共振周期との関係を表すグラフ。 検出した共振周期に応じた放電制御を中心に示すフローチャート。 試動時も通常運転時も沿面放電素子に異常がなく、外部から放電停止指令が入力されたことで放電を停止したケース（正常動作時）の共振周期の推移を示す図。 試動時に沿面放電素子に異常がなく、放電開始以後に沿面放電素子に異常が検出されたケースの共振周期の推移を示す図。 試動時に既に沿面放電素子に異常が生じていたケースにおける共振周期の推移を示す図。 第２実施形態の沿面放電素子駆動システムの電気的構成（回路構成）を示す図。 第２実施形態におけるゼロクロス点検出回路の電気的構成（回路構成）を示す図。 第２実施形態における電流検出素子に流れる電流の波形を示すタイミングチャート。 図１６の電流が入力された場合のゼロクロス点検出回路の出力信号を示すタイミングチャート。 その他の実施形態の電気的構成（回路構成）を示す図。 その他の実施形態におけるゼロクロス点検出回路の電気的構成（回路構成）を示す図。 その他の実施形態における電流検出素子に流れる電流の波形を示すタイミングチャート。
以下、図面を参照して、実施形態を詳細に説明する。
（第１実施形態）
以下、図１乃至図１３を参照して第１実施形態の沿面放電素子駆動システムについて説明する。図１は第１実施形態の沿面放電素子駆動システムの電気的構成（回路構成）を示す図である。
図１に示すように、この沿面放電素子駆動システム７０は、沿面放電用の電源装置２、整流回路１、降圧回路６、直列共振回路１１、共振リアクトル１３、１次側巻線１５と２次側巻線１６とを有する高周波高圧変圧器１４、沿面放電素子１７、ゼロクロス点検出回路４０、マイクロコンピューティングユニット１９（以下「ＭＣＵ１９」と称す）、メモリ２０などを有する。
電源装置２は、三相交流の２００Ｖ（Ｖａｃ）を出力する。整流回路１は、電源装置２に接続される三相整流器３と、限流リアクトル４および平滑コンデンサ５とを有しており、三相交流の２００Ｖ（Ｖａｃ）を直流の２８０Ｖ（Ｖｄｃ）に変換する。
整流回路１に接続される降圧回路６は、スイッチング素子７、８の直列回路と、スイッチング素子８に並列に接続されるリアクトル９および平滑コンデンサ１０の直列回路とを有しており、整流回路１の出力電圧（２００Ｖ（Ｖａｃ））を２０Ｖ〜２００Ｖの範囲で降圧する。
スイッチング素子７、８としては、例えばフリーホイールダイオードを備えたＩＧＢＴ（Insulate Gate Bipolar Transistor）などを用いるが、ＭＯＳＦＥＴ（Field Effect Transistor）などのパワーデバイスを用いてもよい。また、スイッチング素子８については、自己消弧素子ではない整流器のような半導体デバイスを用いてもよい。
降圧回路６に接続される直列共振回路１１は、スイッチング素子１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄを有する例えばＨブリッジ回路などのスイッチング回路１２を備える。スイッチング回路１２の出力端子間には、共振リアクトル１３を介して高周波高圧変圧器１４の１次側巻線１５が接続されている。
すなわち、スイッチング回路１２は、正側のスイッチング素子１２ａ、１２ｂおよび負側のスイッチング素子１２ｄ、１２ｃを有し、交流電圧を入力として正側のスイッチング素子１２ａ、１２ｂおよび負側のスイッチング素子１２ｄ、１２ｃがスイッチング動作して生成される交流電圧を高周波高圧変圧器１４の１次側巻線１５に印加する。
高周波高圧変圧器１４の２次側巻線１６には、コンデンサのシンボルで示す沿面放電素子１７（放電素子）が接続されている。
沿面放電素子１７は、図８に示すように、放電電極１７ａと誘導電極１７ｂとの間に誘電体１７ｃを配置して構成されており、放電電極１７ａから発生するストリーマ１７ｄの発生状況に応じて容量成分Ｃｐが変化する。なお図８において符号Ｃｉｎは放電電極１７ａと誘導電極１７ｂとの間の静電容量を示す。
スイッチング回路１２の負側アームであるスイッチング素子１２ｄ、１２ｃと負側電源線との間には、電流検出素子１８ａ、１８ｂ（電流検出部）がそれぞれ挿入されている。電流検出素子１８ａ、１８ｂは、負側のスイッチング素子１２ｄ、１２ｃに流れる共振電流を検出する。
ゼロクロス点検出回路４０ａ、４０ｂは、それぞれに接続された電流検出素子１８ａ、１８ｂにより検出された共振電流（交流電流）からゼロクロス点（立ち下がりエッジ）を検出し、そのタイミングで割り込み信号（ゼロクロス信号）をＭＣＵ１９へ出力する。ゼロクロス点検出回路４０ａ、４０ｂの詳細構成については、図５の説明で後述する。
メモリ２０には、第１閾値２０ａと第２閾値２０ｂが記憶されている。第１閾値２０ａは、沿面放電素子１７の放電部位が降雨などで濡れている状態で、試動時に、通常運転開始時に印加する電圧よりも低いテスト電圧を印加した場合を想定した負荷容量に対応する共振周期の閾値である。つまり第１閾値２０ａは試動時に沿面放電素子１７の異常を判定するための共振周期の閾値である。
換言すると、第１閾値２０ａは、沿面放電素子１７を乾燥空気中においた場合の非放電時の共振周期を超える値に設定されている。例えばテスト電圧（２ｋＶｐｐなど）を印加する非放電時の共振周期が１５μｓｅｃ程度であれば、第１閾値２０ａはその値を超える１７μｓｅｃなどとされる。
第２閾値２０ｂは、放電中に降雨などで沿面放電素子１７の放電部位が濡れたときに高電圧を印加した場合を想定した負荷容量に対応する共振周期であり、放電中（通常運転時）に沿面放電素子１７の異常を判定するための共振周期の閾値である。
換言すると、第２閾値２０ｂは、沿面放電素子１７を乾燥空気中においた場合の通常運転時の電圧を印加した場合の共振周期を超える値に設定されている。例えば通常運転時の電圧（１５〜１８ｋＶｐｐなど）を印加した場合の共振周期が１９μｓｅｃなどであれば、第２閾値２０ｂはその値を超える２０μｓｅｃなどとされる。
ＭＣＵ１９は、ゼロクロス点検出回路４０ａ、４０ｂにより検出されたゼロクロス点を基にスイッチング素子７、８およびスイッチング回路１２に対して駆動信号を出力し、スイッチング動作させて、高周波高圧変圧器１４を介して沿面放電素子１７に放電電圧を印加する。
スイッチング回路１２のスイッチング動作によって沿面放電素子１７と共振リアクトル１３との共振現象が生じる。ＭＣＵ１９は、電流検出素子１８ａ、１８ｂにより検出された共振電流のゼロクロス点に基づいてスイッチング素子１２ａ〜１２ｄを駆動制御する。
詳述すると、ＭＣＵ１９は、試動時に、通常運転開始時に印加する電圧よりも低いテスト電圧を沿面放電素子１７に印加してゼロクロス点検出回路４０ａ、４０ｂにより検出された電流のゼロクロス点から交流電流の共振周期を求める機能と、求めた共振周期とメモリ２０の第１閾値２０ａとを比較する機能と、比較の結果、共振周期が第１閾値２０ａを超えた場合、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄの駆動を抑制または停止する機能とを有する制御部として機能する。
ＭＣＵ１９は、試動時に、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄの駆動を抑制または停止した後、新たに求めた共振周期が第１閾値２０ａ以下に低下した場合、通常運転のための電圧を沿面放電素子１７に印加するようスイッチング素子１２ａ〜１２ｄを駆動する。
ＭＣＵ１９は、試動後、通常運転で印加する電圧を増加させてゆく中で求めた共振周期が第２閾値２０ｂを超えた場合、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄの駆動を抑制または停止する。
ＭＣＵ１９は、異常検出カウンタ１９ａを有する。異常検出カウンタ１９ａは、共振周期が上記第１閾値２０ａまたは第２閾値２０ｂのいずれかを超えるような異常が発生した回数をカウントする。
ＭＣＵ１９は、異常検出カウンタ１９ａによりカウントされた異常検出回数が所定の回数（例えば４３２回など）に満たない場合、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄの駆動（発振動作）を停止した後、一定の待機期間を挟んで再試動（テスト電圧を印加）する。
なお第２閾値２０ｂを超えるような異常出回数が所定の回数（例えば４３２回など）に満たない場合は、通常運転中の異常検出となるため、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄの駆動（発振動作）を停止した後、一定の待機期間を挟んでテスト電圧ではなく高電圧を印加するものとする。
次に、図２乃至図７を参照して第１実施形態の沿面放電素子駆動システム７０の作用を説明する。
図２に示すように、スイッチング素子１２ａ、１２ｂの駆動信号は、沿面放電周波数に設定されているスイッチング周波数の５０％デューティでオンするように出力される。ＭＣＵ１９は、スイッチング素子１２ａ、１２ｃを同時にオンすると、共振リアクトル１３および高周波高圧変圧器１４を介して流れる共振電流のゼロクロス点（立ち下りエッジ検出点）を、電流検出素子１８ｂを介して検出したタイミングで、スイッチング素子１２ｃをオフ（ターンオフ）する。
また、ＭＣＵ１９は、同様に、スイッチング素子１２ｂ、１２ｄを同時にオンすると、共振電流のゼロクロス点を検出したタイミングで、スイッチング素子１２ｄをオフする。上記共振電流の共振周期は、スイッチング素子１２ａ、１２ｂのスイッチング周波数よりも高速であるため、ＭＣＵ１９の制御周期よりも速い。
ここで、共振周期は、沿面放電素子１７自身の浮遊容量と、放電時に発生するストリーマの成長状態等に応じた容量成分とによって変化する。特に沿面放電素子１７が屋外に設置される場合は、例えば雨などの環境要因や、塵や埃が沿面放電素子１７に衝突することで浮遊容量が変化する。
図３、図４は、負荷変動が発生したときの高周波高圧変圧器１４の２次側電圧および電流波形を示しており、負荷の大小によって電流の共振周期とゼロクロス点が変化することがわかる。このように負荷変動が生じる沿面放電素子１７においては、共振電流のゼロクロス点を検出してスイッチング素子１２ｃ、１２ｄのオフ指令を生成しなければ、正常な共振動作が維持できなくなる。
例えば図４に示すように、負荷容量が大きいときは、共振周期がスイッチング周期の１／２倍になっているが、このように負荷容量が大きい状態では、スイッチング回路１２のスイッチング素子１２ａ−１２ｄ間、スイッチング素子１２ｂ−１２ｃ間の短絡状態を引き起こす可能性がある。
そこで、共振電流のゼロクロス点を検出して共振周期がスイッチング周期の１／２倍に近づいている場合は、スイッチング周期を低下させ、図３のように負荷容量が小さいときと同様に電流ゼロ期間ｔ０を生成することで安全に動作できるようになる。
このように、負荷変動が大きい沿面放電素子１７を駆動する沿面放電素子駆動システム７０では、電流のゼロクロス点に基づいて直列共振回路１１を制御しなければ動作可能な範囲が限られるだけでなく、回路素子の信頼性を低下させる原因となる。
負荷環境に応じて安定して駆動信号を生成するためには、共振電流のゼロクロス点を検出してスイッチング素子１２ｃ（１２ｄ）をオフするための割り込み信号を生成する必要があり、本実施形態では、図５に示すゼロクロス点検出回路４０ａ（４０ｂ）を用いる。
図５の例では、電流検出素子１８ａ（１８ｂ）としてシャント抵抗１８ａ（１８ｂ）を用いた場合のゼロクロス点検出回路４０ａ（４０ｂ）について説明する。ゼロクロス点検出回路４０ａとゼロクロス点検出回路４０ｂは回路構成が同じため、ゼロクロス点検出回路４０ａのみについて説明し、ゼロクロス点検出回路４０ｂはカッコのみで記載する。
図５に示すように、ゼロクロス点検出回路４０ａは、差動増幅回路２１、デジタル変換回路２７、絶縁器（Digital Isolator）３６、ローパスフィルタ３９などを有する。
シャント抵抗１８ａを介してゼロクロス点検出回路４０ａに入力される電流は、微弱な信号であるため、差動増幅回路２１は、シャント抵抗１８ａを介して入力される信号を増幅してＳＮ比を向上させる。差動増幅回路２１は、オペアンプ２２を備える。
オペアンプ２２の非反転入力端子は、抵抗素子２３を介してシャント抵抗１８ａの一端（スイッチング素子１２ｃのエミッタ）に接続されていると共に、抵抗素子２４を介してプルアップされている。オペアンプ２２の反転入力端子は、抵抗素子２５を介してシャント抵抗１８ａの他端（グランド）に接続されていると共に、抵抗素子２６を介してオペアンプ２２の出力端子に接続されている。
デジタル変換回路２７は、差動増幅回路２１により増幅された信号を、電流のゼロクロス点を基準としたデジタル信号に変換する。このデジタル変換回路２７は、コンパレータ２８を備える。このコンパレータ２８の非反転入力端子は、抵抗素子２９を介して差動増幅回路２１の出力端子に接続されていると共に、コンデンサ３０を介してグランドに接続されている。
コンパレータ２８の反転入力端子は、直流電源電圧を分圧する抵抗素子３１、３２の直列回路の共通接続点に接続されていると共に、コンデンサ３３を介してグランドに接続されている。コンパレータ２８の出力端子は、抵抗素子３４を介してプルアップされていると共に、コンデンサ３５を介してグランドに接続されている。
デジタル変換回路２７には、通常電流が流れていないときにハイレベルの信号を出力できるようヒステリシス特性が付与されており、デジタル変換回路２７は、電流値が負極性になるまでコンパレータ２８の比較信号を変化させる。このようにデジタル変換回路２７を構成することで、共振電流のゼロクロス点で出力信号がハイレベルからローレベルに変化する、つまり立ち下がる。
絶縁器（Digital Isolator）３６は、デジタル変換回路２７の出力信号を伝達する上で主回路と制御回路を絶縁するためのものである。ＭＣＵ１９に入力されるゼロクロス信号は、例えば数１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの信号であるため、この絶縁器３６には高速変換可能なデジタルアイソレータを用いる。
ローパスフィルタ３９は、抵抗素子３７とコンデンサ３８からなる回路であり、絶縁器（Digital Isolator）３６を介して入力されたデジタル変換回路２７の出力信号をＭＣＵ１９に入力する。
すなわち、ゼロクロス点検出回路４０ａ、４０ｂの出力信号の立ち下りエッジが、ＭＣＵ１９に対する割り込み信号（ゼロクロス信号）となる。
ＭＣＵ１９は、ゼロクロス点検出回路４０ａ、４０ｂから入力される割り込み信号の立ち下りエッジ（オフ割り込み）でスイッチング回路１２のスイッチング素子１２ｃ、１２ｄにオフ指令（駆動信号）を出力する。
スイッチング回路１２では、オフ指令（オフ割り込み）が入力されることで、若干遅延した後にスイッチング素子１２ｃ、１２ｄがオフする（図６参照）。このとき、共振電流が負極性となる期間にオフする必要があるため、スイッチング素子１２ｃ、１２ｄのゲート負荷は、最小負荷でオフできる定数に設定する。
ここで、図７のフローチャートを参照してＭＣＵ１９が直列共振回路１１を制御する動作を説明する。図７はＭＣＵ１９が直列共振回路１１を制御する動作を示すフローチャートである。
ＭＣＵ１９は、まず、スイッチング素子１２ａ、１２ｃを同時にオンすると（図７のステップＳ１）、スイッチング素子１２ｃのオフ割り込みが入力されるまで同時オン状態を維持する（ステップＳ２：Ｎｏ）。
そして、スイッチング素子１２ｃのオフ割り込みが入力されると（ステップＳ２：Ｙｅｓ）、ＭＣＵ１９は、スイッチング素子１２ｃをオフする（ステップＳ３）。スイッチング素子１２ａがオンしてから、スイッチング周期の１／２より短絡防止のため設定するデッドタイムを差し引いた期間だけ、そのオン状態を継続する（ステップＳ４、Ｓ５）。
デッドタイムが経過した後（ステップＳ６）、ＭＣＵ１９は、スイッチング素子１２ｂ、１２ｄを同時にオンする（ステップＳ７）。
その後、スイッチング素子１２ａ、１２ｃの場合と同様に、スイッチング素子１２ｄのオフ割り込み信号が入力されると（ステップＳ８：Ｙｅｓ）、ＭＣＵ１９は、スイッチング素子１２ｄをオフし（ステップＳ９）、スイッチング周期の１／２よりデッドタイムを差し引いた期間だけスイッチング素子１２ｂのオン状態を継続する（ステップＳ１０、Ｓ１１）。
デッドタイムが経過した後（ステップＳ１２）、ＭＣＵ１９は、運転停止指令の入力の有無を確認する（ステップＳ１３）。
この確認の結果、運転停止指令の入力がなければ（ステップＳ１３：Ｎｏ）、ＭＣＵ１９は、ステップＳ１の処理に戻り、放電停止指令の入力があれば（ステップＳ１３：Ｙｅｓ）、動作を終了する。
続いて、図８〜図１１を参照して、検出した共振周期による高効率制御動作について説明する。
図８に示すように、沿面放電素子１７は、印加する電圧の上昇に従ってストリーマ１７ｄがストリーマ１７ｅへ成長し、ストリーマの成長に応じて容量成分Ｃｐが小から大へ増加する。
沿面放電素子１７への印加電圧と共振周期は、図９に示すような対応関係があり、印加電圧を増加させてゆき、ある電圧（この例では１１ｋＶｐｐ）でストリーマが発生した以降、印加電圧の増加に伴うストリーマの成長に従って共振周期が増加していくため、印加電圧が決定すると共振周期も一意に決定する。
一方で、沿面放電素子１７に印加する電圧によらず、水滴やほこりの付着等の環境要因によっても沿面放電素子１７の容量成分は増加する。環境要因による容量成分の増加は、ストリーマの成長に起因する容量増加と比較して大きく、共振電流の増加とそれに伴う損失の増加を引き起こすため、回避することが望ましい。
ここで、沿面放電素子１７に印加する電圧が決定すると、共振周期が決定することから、印加電圧に応じた閾値を設定することで環境要因による容量成分増大を検出することが可能である。
具体的には、制御部は、低電圧印加時および高電圧印加時それぞれについて共振電流の共振周期を予め設定しておいた閾値と比較し、共振周期が閾値を超えた場合、放電を停止させる、もしくは放電開始指令をリセットすることで損失の増大を抑制する。
ここで、前述したように沿面放電素子１７に印加する電圧に応じて共振周期が変化するため、共振周期の閾値は少なくともストリーマが発生しない低電圧印加時、ストリーマが発生する高電圧印加時の２種類以上をメモリ２０に設定しておくことが望ましい。
本実施形態では、低電圧印加時に参照する閾値を第１閾値２０ａとし、高電圧印加時に参照する閾値を第２閾値２０ｂとしている。
図１０は、ＭＣＵ１９の制御動作を示すフローチャート、図１１〜図１３は上記フローチャートを実行した際の共振周期の変動推移を示す図である。
図１１はテスト開始時にも通常運転中にも異常がなく、外部から放電停止指令が入力されて停止するケースの共振周期の推移を示す。
図１２はテスト開始時に異常がなく、通常運転中に異常が検出されて放電を停止するケースの共振周期の推移を示す。
図１３はテスト開始時に異常が検出され、一定時間待機後に、再度テスト動作を行い以上が検出されなくなったときに通常運転に移行し、そのまま運転を継続して外部から放電停止指令が入力されて停止するケースの共振周期の推移を示す。
ＭＣＵ１９は、外部より放電開始指令が入力されると（図１０のステップＳ２１）、沿面放電素子１７に対し、例えば数ｋＶ（２ｋＶ程度）のストリーマが発生しない低電圧（以下「テスト電圧」と称す）を印加し（ステップＳ２２）、共振電流の周期を検出した後、第１閾値２０ａと比較する（ステップＳ２３）。
ここで、沿面放電素子１７に異常がなく、かつ水滴の付着による容量成分の増加がない状態では、共振電流の周期は、第１閾値２０ａ以下となるため（ステップＳ２３：Ｙｅｓ）、電極状態が正常と判断でき、この場合、ＭＣＵ１９は、異常検出カウンタ（ｃｎｔ）をリセットして（ステップＳ２４）、通常運転モードに移行して、ストリーマが発生する高電圧を沿面放電素子１７に印加することで、プラズマ放電を開始し（ステップＳ２５）、図７に示したフローチャートに従い沿面放電素子１７への放電点弧電圧の供給動作を行う。
放電中、ＭＣＵ１９は、常に共振電流の共振周期を検出し、第２閾値２０ｂと比較する（ステップＳ２６）。この比較の結果、沿面放電素子１７に異常がなく、かつ水滴の付着等による容量成分の増加がなければ、通常運転を継続する。
そして、上位装置や外部の停止スイッチなどからの放電停止指令を受けたとき（ステップＳ２７：Ｙｅｓ）、ＭＣＵ１９は、システムの動作を停止する停止モードへ移行する（ステップＳ２８）。この一連の共振周期の変動推移を図１１に示す。
また、ステップＳ２６において、共振電流の共振周期と第２閾値２０ｂと比較した結果、共振周期が第２閾値２０ｂを超えた場合（ステップＳ２６：Ｙｅｓ）（図１２の符号５０の箇所）、ＭＣＵ１９は、共振周期の異常と判定し、スイッチング回路１２による発振動作を停止させると共に（ステップＳ２９）、異常検出カウンタ１９ａをインクリメント（ｃｎｔ＝ｃｎｔ＋１）する（ステップＳ３０）。
一方、降雨などの環境要因によって試動時に既に容量成分が増加している、図１３のケースでは、放電開始指令の入力によりテスト電圧を印加し、共振電圧検出期間で検出した共振周期と第１閾値２０ａとを比較すると（ステップＳ２３）、共振周期が第１閾値２０ａを超えてしまうことがある。
この場合（ステップＳ２３：Ｎｏ）、ＭＣＵ１９は、環境要因による共振周期の異常と判定して、スイッチング回路１２による発振動作を停止させると共に（ステップＳ２９）、内部の異常検出カウンタ１９ａをインクリメント（ｃｎｔ＝ｃｎｔ＋１）する（ステップＳ３０）。
そして、異常検出カウンタ１９ａのカウント値（異常検出回数）が予め設定した閾値「４３２」未満であれば（ステップＳ３１：Ｎｏ）、ＭＣＵ１９は、環境要因による一時的な異常と判定し、待機モードに移行し（ステップＳ３２）、予め設定した所定の時間（例えば１０分間）だけ待機する（ステップＳ３３）。
上記所定の時間（１０分間）が経過した後、ＭＵＣ１９は、ステップＳ２２に移行して再度テスト電圧を印加する。ステップＳ２３において、やはり共振周期が第１閾値２０ａ以下であれば、再度、ステップＳ２９〜Ｓ３３の処理を実行する。
この動作を所定回数（例えば４３２カウント、３日間（所定の期間）相当）以上継続した場合（ステップＳ３１：Ｙｅｓ）、ＭＣＵ１９は、環境要因による異常ではなく、放電素子故障（異常）と判定して（ステップＳ３４）、システムの停止モードへ移行し（ステップＳ２８）、システムの動作そのものを停止させる。
上記の制御で用いる共振周期は、電流検出部１８ａ、１８ｂのどちらか一方で検出された共振周期、または所定の時間における電流検出部１８ａ、１８ｂで検出された共振周期の平均値のどちらを使用してもよい。
以上のように第１実施形態によれば、初動動作でテスト電圧を印加したときに、負側スイッチング素子１２ｄ、１２ｃのエミッタと負側電源線との間に配置した電流検出素子１８ａ、１８ｂに流れる共振電流のゼロクロス点を検出し、このゼロクロス点に基づいて共振周期を求め、求めた共振周期が、予め設定した第１閾値２０ａを超えた場合は電力供給を停止させることにより、予め沿面放電素子１７に水滴がついていたような環境要因による沿面放電素子１７の容量成分増加で回路が過負荷になることを回避できる。
その後、共振周期が第１閾値２０ａ以下に低下すると、ＭＣＵ１９は、環境要因による沿面放電素子１７への影響がなくなったものとして、一時的に停止させた沿面放電素子１７への電力供給を再開させるので、停止したままになることがなくなり、運転効率を向上することができる。
また、ＭＣＵ１９は、容量成分増加が所定の期間継続すると、沿面放電素子１７自体の異常と判定して、沿面放電素子１７への電力供給の待機ではなくこのシステム自体の動作を停止するので、沿面放電素子１７の修理や交換が可能になる。
加えて、ＭＣＵ１９は、放電開始前のテスト電圧の印加によって、容量成分の異常状態を検出し、スイッチング回路１２の発振動作を中止するので、容量成分が増加し過大な電流が沿面放電素子１７に流れるのを未然に防止できる。
（第２実施形態）
図１４乃至図１７は第２実施形態であり、第１実施形態と同じ構成要素には同一の符号を付しその説明を省略し、異なる部分について説明する。
図１４に示すように、第２実施形態の沿面放電素子駆動システム７１は、共振リアクトル１３の一端と高周波高圧変圧器１４の一次側巻線１５に電流検出素子１８を一つ接続・配置すると共に、この電流検出素子１８に２つのゼロクロス点検出回路４０ｃ、４０ｄを接続した回路構成である。
次に、図２、図１４〜図１７を参照して第２実施形態の構成、作用を説明する。なおＭＣＵ１９による制御内容は図７に示したものと同様である。
第２実施形態では、図２に示した第１実施形態のタイミングチャートの例と同様に、スイッチング素子１２ｃ、１２ｄは、直列共振回路１１に流れる共振電流のゼロクロス点に基づいてスイッチング制御される。ただし、この第２実施形態の場合、１つの電流検出素子１８により、スイッチング素子１２ａ、１２ｃがオンしているときに生じる共振電流のゼロクロス点と、スイッチング素子１２ｂ、１２ｄがオンしているときに生じる共振電流のゼロクロス点が混在することになるため、それぞれのゼロクロス点を別個の回路で検出する。
図１５はスイッチング素子１２ｃ、１２ｄがスイッチング駆動することで電流検出素子１８に流れる電流の方向に対応して設けた２つのゼロクロス点検出回路４０ｃ、４０ｄの内部構成を示す図である。
図１５に示すように、ゼロクロス点検出回路４０ｃ、４０ｄは、基本的に第１実施形態のゼロクロス点検出回路４０ａと同じ回路構成であるが、この第２実施形態では、電流検出素子１８とゼロクロス点検出回路４０ｃ側の差動増幅回路２１ｃとの接続は第１実施形態と同様であるのに対し、電流検出素子１８とゼロクロス点検出回路４０ｄ側の差動増幅回路２１ｄとの接続は、反転入力端子、非反転入力端子が逆になる。
このように、それぞれの増幅回路２１ｃ、２１ｄの入力信号を入れ替えることで、スイッチング素子１２ｃ、１２ｄそれぞれに流れている共振電流のゼロクロス点で、同じ波形（立ち下がりエッジ）のオフ割り込み信号を生成できる。
図１６は第２実施形態における各信号のタイミングチャート、図１７はゼロクロス点検出回路４０ｃ、４０ｄから出力される信号のタイミングチャートである。
この第２実施形態では、電流検出素子１８には、図１６に示すように、１周期毎にゼロボルト期間が生じ、次の１周期は電流波形が正負反転するような電流が流れる。
このように電流検出素子１８に流れる電流がゼロクロス点検出回路４０ｃに入力されると、図１７に示すように、ゼロクロス点検出回路４０ｃの出力信号は、電流検出素子１８に負極性の電流が流れたときにハイレベルからローレベルに変化し、電流値がゼロになるとローレベルからハイレベルに復帰する。
一方で、ゼロクロス点検出回路４０ｄの出力信号は、電流検出素子１８に正極性の電流が流れたときにハイレベルからローレベルに変化し、電流値がゼロになるとローレベルからハイレベルに復帰する。
ゼロクロス点検出回路４０ｃの出力信号によるオフ割り込みは、スイッチング素子１２ｄ側のゼロクロス検出によるオフ割り込み時においても、デッドタイム分の遅延後に発生する。
しかし、このとき、スイッチング素子１２ａおよびスイッチング素子１２ｃは、共にオフしているので、ゼロクロス点検出回路４０ｃによるオフ割り込みが発生しても問題はない。ゼロクロス点検出回路４０ｄ側についても同様である。
ここで、沿面放電素子１７により放電を行う期間では、沿面放電素子１７に印加する電圧の極性が異なることで容量が変化している場合がある。
このため、図１７に示すように、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄのオンタイミングからゼロクロス点検出回路４０ｃ、４０ｄの出力信号（スイッチング素子１２ｃ、１２ｄのオフ割り込み信号）の立ち上がりエッジまでの期間にタイマを動作させ、時間ｔ１、ｔ２を検出して共振周期とする。
具体的には、ＭＣＵ１９は、スイッチング素子１２ａの立ち上がりエッジを検出して内部のタイマを動作させ、その後、ゼロクロス検出回路４０ｃの出力信号の立ち上がりエッジを検出してタイマを停止させ、その間の時間を共振周期とする。
なお、ゼロクロス検出回路信号４０ｃの出力信号の立ち下りエッジは、スイッチング素子１２ｃのオフ信号を生成するために用いる。高効率制御に用いる共振周期は、時間ｔ１、ｔ２のうち、より時間の長い方を用いるのが望ましく、この例では、共振周期として例えば時間ｔ１を用いる。
以上のように第２実施形態によれば、高周波高圧変圧器１４の一次側巻線に電流検出素子１８を１つ接続し、この電流検出素子１８に２つのゼロクロス点検出回路４０ｃ、４０ｄを接続し、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄに流れる共振電流が混在する状態でゼロクロス点検出を行う回路構成とした場合にも、電流検出素子１８に流れる共振電流から検出したゼロクロス点から共振周期を求め、その共振周期を２つの閾値（第１閾値２０ａと第２閾値２０ｂ）により比較判定してスイッチング回路１２を制御することで、降雨などの外部環境の変化によって負荷容量が増大しても、回路が過負荷状態に陥ることを回避できる。また、第１実施形態と同様にスイッチング回路１２を高効率に制御することができる。
（その他の実施形態）
なお、図１０に示した制御フローチャートにおいて、ステップＳ３３では待ち時間を１０分に設定したが、待ち時間は１０分に限ることなく、システムの設置環境などに応じて適宜変更してよい。また、ステップＳ３１におけるカウント数の閾値「４３２」についても、３日間相当のカウント値である「４３２」という値に設定したが、これに限ることなく適宜変更してもよい。
電流検出素子１８の接続位置については、上記第１実施形態や第２実施形態の位置に限ることなく、さまざまに変形が可能である。
例えば図１８に示すように、スイッチング素子１２ｃ、１２ｄの共通接続点である両者のエミッタと、平滑コンデンサ１０の負側端子との間に電流検出素子１８を接続し、この電流検出素子１８にゼロクロス点検出回路４０ｅを接続してもよい。
この場合のゼロクロス点検出回路４０ｅの回路構成は、図１９に示すように、ゼロクロス点検出回路４０ａ（図５参照）と同じ回路構成となるため、回路の説明は省略する。
この場合、電流検出素子１８で検出される信号は、図２０に示すように、１周期毎にゼロボルト期間が生じるだけの波形となるため、一つのゼロクロス点検出回路４０ｅとＭＣＵ１９でスイッチング素子１２ｃ、１２ｄを駆動する信号が生成可能である。また、制御動作は第１実施形態と同様となる。
以上説明した少なくとも一つの実施形態によれば、沿面放電素子１７の劣化や外部環境の変化によって負荷容量が増大しても、外部環境検出用の機器（例えば降雨検出装置など）を設置することなく、回路が過負荷状態に陥ることを回避することができる。
上記実施形態では、試動時（テスト通電時）に、通常運転時よりも低い電圧を印加するようにしたが、試動から通常運転の手順を一連の流れとしてもよく、この場合、試動というよりも始動となる。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
また上記実施形態に示したＭＣＵ１９の機能要素や回路の各構成要素を、汎用のコンピュータのハードディスク装置などのストレージにインストールしたプログラムで実現してもよく、また上記プログラムを、コンピュータ読取可能な電子媒体：electronic mediaに記憶しておき、プログラムを電子媒体からコンピュータに読み取らせることで本発明の機能をコンピュータが実現するようにしてもよい。電子媒体としては、例えばＣＤ−ＲＯＭ等の記録媒体やフラッシュメモリ、リムーバブルメディア：Removable media等が含まれる。さらに、ネットワークを介して接続した異なるコンピュータに構成要素を分散して記憶し、各構成要素を機能させたコンピュータ間で通信することで本発明を実現してもよい。
１…整流回路、２…電源装置、３…三相整流器、４…限流リアクトル、５…平滑コンデンサ、６…降圧回路、７…スイッチング素子、８…スイッチング素子、９…リアクトル、１０…平滑コンデンサ、１１…直列共振回路、１２…スイッチング回路、１２ａ〜１２ｄ…スイッチング素子、１３…共振リアクトル、１４…高周波高圧変圧器、１５…１次側巻線、１６…２次側巻線、１７…沿面放電素子、１７ａ…放電電極、１７ｂ…誘導電極、１７ｃ…誘電体、１７ｄ…ストリーマ（小）、１７ｅ…ストリーマ（大）、１８，１８ａ，１８ｂ…電流検出素子、１９…マイクロコンピューティングユニット（ＭＣＵ）、１９ａ…異常検出カウンタ、２０…メモリ、２１，２１ｃ，２１ｄ…差動増幅回路、２２…オペアンプ、２３，２４，２５，２６，２９，３４，３７…抵抗素子、２７…デジタル変換回路、２８…コンパレータ、３０，３３，３５，３８…コンデンサ、３６…絶縁器（Digital Isolator）、３９…ローパスフィルタ、４０ａ〜４０ｅ…ゼロクロス点検出回路、７０、７１，７２…沿面放電素子駆動システム。

Claims (5)

  1. スイッチング素子を駆動して変圧器を介して接続された沿面放電素子に電圧を印加することでストリーマを発生させる沿面放電素子駆動装置において、
    前記スイッチング素子に流れる交流電流を検出する電流検出部と、
    前記電流検出部により検出された交流電流のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、
    試動時に前記沿面放電素子の異常を判定するための共振周期の第１閾値が記憶された記憶部と、
    試動時に、通常運転開始時に印加する電圧よりも低いテスト電圧を前記沿面放電素子に印加して前記ゼロクロス検出部により検出された前記交流電流のゼロクロス点から前記交流電流の共振周期を求め、求めた前記共振周期が前記第１閾値を超えた場合、前記スイッチング素子の駆動を抑制または停止する制御部と
    を具備する沿面放電素子駆動装置。
  2. 前記制御部は、
    試動時に、前記スイッチング素子の駆動を抑制または停止した後、新たに求めた前記共振周期が前記第１閾値以下に低下した場合、通常運転のための電圧を前記沿面放電素子に印加するよう前記スイッチング素子を駆動する請求項１記載の沿面放電素子駆動装置。
  3. 前記記憶部には、放電中に前記沿面放電素子の異常を判定するための共振周期の第２閾値が記憶され、
    前記制御部は、
    放電中に、求めた前記共振周期が前記第２閾値を超えた場合、前記スイッチング素子の駆動を抑制または停止する請求項１記載の沿面放電素子駆動装置。
  4. 前記制御部は、
    前記共振周期が前記第１閾値を超えた回数を計数し、前記回数が所定の回数に満たない場合、前記スイッチング素子の駆動を停止した後、一定の待機期間を挟んで再試動する請求項１記載の沿面放電素子駆動装置。
  5. スイッチング素子を駆動して変圧器を介して接続された沿面放電素子に電圧を印加することでストリーマを発生させる沿面放電素子駆動装置における沿面放電素子駆動方法において、
    試動時に前記沿面放電素子の異常を判定するための共振周期の第１閾値を記憶しておき、
    前記スイッチング素子に流れる交流電流を検出し、
    検出した交流電流のゼロクロス点を検出し、
    試動時に、通常運転開始時に印加する電圧よりも低いテスト電圧を前記沿面放電素子に印加して検出した前記交流電流のゼロクロス点から前記交流電流の共振周期を求め、
    求めた前記共振周期が前記第１閾値を超えた場合、前記スイッチング素子の駆動を抑制または停止する沿面放電素子駆動方法。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7238677B2 (ja) * 2019-08-02 2023-03-14 株式会社デンソー 共振インバータ装置

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1995024817A1 (en) * 1994-03-09 1995-09-14 Aktiebolaget Electrolux A circuit for the control of energy supply in a resonance converter
JPH09241007A (ja) * 1996-03-08 1997-09-16 Ebara Corp オゾン発生方法及び装置
JP4029422B2 (ja) * 2001-12-19 2008-01-09 俊介 細川 沿面放電素子駆動用電源
US7420829B2 (en) * 2005-08-25 2008-09-02 Monolithic Power Systems, Inc. Hybrid control for discharge lamps
JP2008166064A (ja) * 2006-12-27 2008-07-17 Koito Mfg Co Ltd 放電灯点灯回路
US8102683B2 (en) * 2010-02-09 2012-01-24 Power Integrations, Inc. Phase angle measurement of a dimming circuit for a switching power supply
JP2015136196A (ja) * 2014-01-16 2015-07-27 株式会社リコー インバータ装置及びプラズマ発生装置
JP6330402B2 (ja) * 2014-03-18 2018-05-30 株式会社リコー インバータ装置及びプラズマ発生装置
GB2530716A (en) * 2014-09-09 2016-04-06 Robert William Moore Cascade circuit tester
JP6184436B2 (ja) 2015-03-30 2017-08-23 株式会社東芝 沿面放電素子駆動用電源回路
JP6230561B2 (ja) 2015-03-30 2017-11-15 株式会社東芝 沿面放電素子駆動用電源回路

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