JP2015136196A - インバータ装置及びプラズマ発生装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ装置が出力する交流電圧を、その波高値電圧が一定になるように制御しつつ高電力化する。
【解決手段】制御回路５によってオン・オフ制御されるスイッチング素子４で入力電圧をスイッチングし、そのスイッチング素子がオンの期間にトランス３の励磁巻線Ｎｐに励磁電流を流し、オフの期間に出力巻線Ｎｓから交流電圧を出力する。そのトランス３の二次側に設けられた従属巻線Ｎｆによって、出力巻線Ｎｓから出力される交流電圧と相似波形でそれより遥かに低い交流電圧を発生させ、その発生電圧Ｖｆのゼロクロス点をゼロクロス検出回路６で検出し、そのゼロクロス検出信号Ｓｚをカウンタ回路７によってカウントする。そのカウント値が設定部９による設定値になったときに、比較回路８の出力信号Ｓｃが反転し、制御回路５にスイッチング素子４をオフからオンに切替制御させる。
【選択図】 図１

Description

この発明は、インバータ装置とそれを電源として使用したプラズマ発生装置に関する。

大型プラズマディスプレー用放電管、プラズマ発生装置など、種々の装置に高電圧を供給するためにスイッチングレギュレータやインバータ装置が用いられている。
一般には出力電力値が数Ｗ程度のものが多く使用されているが、プラズマ発生装置などには、出力電圧が十数ＫＶで電力値が数十Ｗ以上の交流の出力を持つインバータ装置が使用される。

一般のスイッチングレギュレータ（ＡＣ又はＤＣ−ＤＣコンバータ）は、電圧変換用のトランスの一次側の励磁巻線に直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的に印加し、二次側の出力巻線に発生する交流電流を整流及び平滑して直流電圧を出力する。
その出力電圧を一定電圧に維持するために、例えば特許文献１に見られるように、出力電圧を検出してフィードバック電圧を生成する。それによって、スイッチング素子のオン時間とオフ時間の比率（デューティ比）を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なっている。

これは、出力電圧が下がったときには、スイッチングパルスのＯＮ幅を広げて出力電力不足を補い、逆に出力電圧が上がった時には、ＯＮ幅を狭くして過剰な出力電力を制限することによって、出力電圧を一定に制御するものである。
また、インバータ装置は、上述と同様に電圧変換用トランスの一次側の励磁巻線に直流電圧をスイッチング素子でスイッチングして断続的に印加し、二次側の出力巻線に発生する交流電圧をそのまま負荷へ出力する。

その場合、例えば特許文献２に見られるように、出力電圧の代わりに出力電流を検出して、それを電圧に置き換えてスイッチング素子に対するＰＷＭ制御を行うようにしたものもある。
出力電圧が直流のスイッチングレギュレータの場合には、特許文献１に記載されているようにその出力電圧を検出して、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御するスイッチングパルスをＰＷＭ制御することが可能である。また、出力の平滑回路の電解コンデンサなどによる保持時間があるため、制御の応答性が問題になることもない。

しかし、インバータ装置の出力は交流であるために、全波であろうが半波であろうが、その波高値（ピーク電圧値）を一定に制御するのは困難であった。
その理由は、波高値の時間が１点であることと、制御の遅延があり、出力電圧波形が繰り返される周波数が高くなればなるほどその遅延の影響が顕著になって、波高値電圧が降下し過ぎたり上昇し過ぎたりするからである。

そのため、出力が交流であって、スイッチング周波数が数十ＫＨｚと高く、出力の波高値電圧も十数ＫＶのように高い場合は、上述した制御の応答性の問題に加えて、出力電圧検出手段や部品の耐圧の問題等も生じる。そのため、このような高電圧を出力するインバータ装置では、入力供給電圧を一定に制御するだけで、出力電圧値は無制御なのが一般であった。
前述した特許文献２に記載されているように、出力電圧値の代わりに出力電流を検出して、それを負帰還してスイッチング素子に対するＰＷＭ制御を行うようにしたものもあるが、出力電圧の波高値は監視していないし、それを制御することはできない。

そこで、特許文献３には、出力が交流でその波高値電圧が十数ＫＶのような高電圧インバータ装置において、その波高値電圧が一定になるように制御する発明が提案されている。
その高電圧インバータ装置は、励磁電流をスイッチングするスイッチング素子の端子間又は励磁巻線の両端間に発生する電圧をモニタ電圧とする。

そして、出力電圧制御回路が、スイッチング素子のオフ期間におけるモニタ電圧の半波の完了時点から、共振電圧の第２高調波が現れる直前までの間で、モニタ電圧の波高値に応じてスイッチング素子をオンにする時期を制御するための制御信号を生成する。ＰＷＭ制御回路がその制御信号を入力して、一定周波数の矩形波パルス信号によるスイッチングパルスを、その制御信号に対応してスイッチング素子をオンにする期間の割合を変化させるようにパルス幅変調して出力する。それによって、スイッチング素子のオン・オフを制御して、交流出力電圧の波高値電圧が一定になるように制御する。

このようなインバータ装置において、高電力化の手段として、トランス一次側の励磁巻線に流す電流の励磁時間を長くする必要がある。しかしながら、出力電力をより多く取り出すために、トランス一次側の励磁巻線に電流を流す励磁時間を必要以上に長くすると、出力電圧が規定値以上に上昇してしまうという問題があった。

たとえば、トランス一次側の励磁巻線に電流を流す励磁時間を長くすると、交流出力電圧の出力波形の波高値が予めシステムで規定した波高値よりも上昇してしまう。そのため、負荷に放電部を接続した場合、その放電電極から意図しない箇所へ放電が発生する恐れがある。
したがって、単純にトランス一次側の励磁巻線に電流を流す励磁時間を長くして、出力波形の波高値を高くすることはシステムの制約上出来ない。
また、出力が交流の波高値を一定に制御しつつ高電力化を図ることは実現されていない。

この発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、出力が交流でその波高値電圧が十数ＫＶのような高電圧であるインバータ装置において、その波高値電圧が一定になるように制御しつつ高電力化することを目的とする。

この発明は上記の目的を達成するため、直流もしくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧を、制御回路によってオン・オフ制御されるスイッチング素子によってスイッチングして、そのスイッチング素子がオンの期間にトランスの励磁巻線に励磁電流を流し、そのスイッチング素子がオフの期間に上記トランスの出力巻線から交流電圧を出力するインバータ装置において、上記トランスの出力巻線から出力される交流電圧の出力電圧波形が、連続した１．５周期以上２周期未満になるように、上記制御回路を用いて上記スイッチング素子がオフの出力期間を制御する出力期間制御手段を設けたことを特徴とする。

この発明によるインバータ装置は、交流出力電圧の波高値電圧を一定に制御しつつ高電力（大電力）を出力することができる。

この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第１の実施形態を一部ブロックで示す回路図である。 図１におけるゼロクロス検出回路の一例を示す回路図である。 図２に示したゼロクロス検出回路のゼロクロス点検出動作を説明するための波形図である。 図１におけるカウンタ回路の一例を示すブロック回路図である。 図１に示した高電圧インバータ装置の制御動作を説明するための波形図である。

この発明にインバータ装置及びプラズマ発生装置の第２の実施形態を一部ブロックで示す回路図である。 この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第３の実施形態を一部ブロックで示す回路図である。 図７及び図８におけるフィルタ回路の３種類の具体例を示す回路図である。 この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第４の実施形態を一部ブロックで示す回路図である。

この発明の対象とするインバータ装置を用いた及びプラズマ発生装置の一例を簡略化して示す回路図である。 図１０のインバータ装置における各部の電圧及び電流波形を示す波形図である。 図１０におけるインバータ装置の負荷である放電部の構成例を模式的に示す側面図である。

〔インバータ装置を使用したプラズマ発生装置の一例〕
この発明を実施するための形態を説明するのに先立って、この発明の対象とするインバータ装置を使用したプラズマ発生装置の一例について説明する。
図１０は、そのプラズマ発生装置の一例を簡略化して示す回路図であり、図１１はそのインバータ装置における各部の電圧及び電流波形を示す波形図である。
図１０に示すプラズマ発生装置１００は、インバータ装置１０とその負荷である放電部２０とによって構成されている。

インバータ装置１０は、商用電源１１からの交流電圧を整流及び平滑する整流・平滑回路１２と、その整流・平滑回路１２が出力する直流電圧（脈流成分を含んでもよい）を入力電圧Ｖinとするトランス１３を備えている。さらに、ＦＥＴ等によるスイッチング素子Ｑ及びそれを制御する制御回路１５も備えている。
トランス１３は励磁巻線Ｎｐと出力巻線Ｎｓを有し、その励磁巻線Ｎｐをスイッチング素子Ｑと直列に、整流・平滑回路１２からの給電回路に接続している。そのスイッチング素子Ｑは、制御回路１５がゲート端子に出力するスイッチング信号Ｓｐによって、オン（ＯN）・オフ（ＯＦＦ）制御される。

制御回路１５からスイッチング素子Ｑのゲートに印加されるスイッチング信号Ｓｐは、図１１の（ａ）に示すような周期Ｔの矩形波であり、これはスイッチング素子Ｑのソース・ドレイン間電圧Ｖｇｓ(Ｑ)の波形となる。このスイッチング信号Ｓｐがローレベルの期間がＯＦＦ期間であり、ハイレベルの期間がＯＮ期間である。
インバータ装置１０は、フライバック型電圧共振インバータである。したがって、入力電圧Ｖinをスイッチング素子Ｑによってスイッチングして、トランス１３の励磁巻線Ｎｐに流す励磁電流をオン・オフする。そして、オンの期間に励磁巻線Ｎｐに励磁電流を流して励磁エネルギーをため、オフの期間にトランス１３の出力巻線Ｎｓから図１１の（ｃ）に示すような波形の出力電圧Ｖoutを出力して、負荷である放電部２０の電極間に印加する。

図１１の（ｂ）はスイッチング素子Ｑのソース・ドレイン間電流、すなわちスイッチング素子Ｑに流れる電流Ｉｄ(Ｑ)であり、これはトランス１３の励磁巻線Ｎｐに流れる励磁電流の波形を示す。図１１の（ｄ）は放電部２０へ流れる出力電流Ｉｏの波形を示す。
出力電圧Ｖoutは、出力巻線ＮｓのインダクタンスＬｓと、その出力巻線Ｎｓの分布容量Ｃｓ及び負荷である放電部２０の等価静電容量（「負荷容量」という）Ｃｏの合成容量Ｃとによる並列共振回路によって発生する。

それは、励磁巻線Ｎｐと出力巻線Ｎｓの巻数比に応じた高電圧になる。そのため、出力電圧Ｖoutの波形は、図１１の（ｃ）に示すように略正弦波形の半波状であり、この例では正の半波に相当する正（＋）電圧であるが、負の半波に相当する負（−）電圧にすることもできる。
制御回路１５がスイッチング信号Ｓｐをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御して、１周期ＴにおけるＯＮ期間とＯＦＦ期間の比率（デューティ）を変えることにより、出力電圧Ｖoutを制御することが可能である。そのスイッチング信号Ｓｐの周波数及び周期を変更することもできる。

放電部２０は、例えば図１２に示すように、放電電極２１と、それに対向するカウンタ電極２２と、その放電電極２１とカウンタ電極２２との間に介在する誘電体２３とによって構成されている。
放電電極２１は、この例では銅やアルミニウム等の導電性のよい金属線２１aの周囲に、絶縁体（誘電体）２１ｂを被覆した丸棒状の複数（図示の例では１５本）の放電電極２１によって放電電極列を構成している。すなわち、複数の放電電極２１が、平板状のカウンタ電極２２の対向面２２ａに平行な面内で、図１２で左右方向に互いに隣接する電極同士の外周が接するように並んで、紙面に垂直な方向に延びて配列されている。各放電電極２１の直径（φ）は、例えば８ｍｍ程度である。

カウンタ電極２２は、銅やアルミニウム等の導電性のよい金属による平板状の電極であり、放熱板も兼ねている。そのカウンタ電極２２の放電電極２１との対向面２２ａに、シリコン系シート等の誘電体２３を被着している。図１２においては、分り易くするためにカウンタ電極２２と誘電体２３との間に隙間を設けているが、実際には接着等によって密着している。
放電電極２１と誘電体２３との間も、間隔を拡げて示しているが、実際には、表面改質を施す印刷用紙等のシート状記録材が一点鎖線の矢印Ｆで示すように通過できる程度の隙間があればよい。

このように構成した放電部２０の各放電電極２１とカウンタ電極２２との間に、前述したインバータ装置１０による６ＫＶ以上の高電圧の出力電圧Ｖoutを印加する。それによって、大気圧中で、大気圧プラズマ放電の一種である沿面放電もしくは無声放電、または沿面放電と無声放電の複合放電による誘電体バリア放電を発生させることができる。あるいは、大気中でコロナ放電を発生させるようにしてもよい。
カウンタ電極２２は接地する。放電電極２１に印加する電圧は正負逆転しても、作用効果に差異はない。

この放電部２０内を、シート状の記録材を一点鎖線の矢印Ｆで示すように搬送して通過させることによって、その表面が上述した誘電体バリア放電によって生成されるラジカルやイオンなどの活性種に触れて改質が進行する。それは、プラズマにより、空気中の成分や記録材自体に含まれている成分によって形成される種々の親水性官能基等の基が、記録材の表面に形成されて表面エネルギーが高くなることによって進行する。例えば、記録材の表面に撥水性を有する部分を含んでいる場合に、その部分が親水化されることによって改質が行われる。

このような大気圧プラズマ放電は、一般に常圧で６ＫＶ以上で発生するといわれている。その２電極間の負荷は、放電部２０のパッシブ素子の負荷容量Ｃ０であり、図１０におけるトランス１３の二次側における共振回路の容量Ｃが、その負荷容量Ｃ０と出力巻線Ｎｓの分布容量Ｃｓとの合成容量となる。したがって、上記共振回路の共振定数は前述したＬｓ、Ｃｓ、Ｃ０である。

電気経路上に強磁場がかかり、それらの共振定数が温度や線間長のずれなどから変動するため、インバータ装置１０の出力電圧波形が完全に基本波のみとならず歪のある出力波形となる。そのため、フーリエ展開すると、高次数で交番されて減衰されていく電圧波形に分解される。
出力電圧Ｖoutは、交番された電圧であり、その値は数ＫＶないし数十ＫＶで、平均出力電力は数Ｗないし数十ＫＷの範囲にある。
ここで、交番された出力電圧は、実際には上述したように高次に連続された波形となるが、図１１の（ｃ）では、出力電圧Ｖoutの波形を簡略化して、あえて基本波のみとしている。

トランス１３に印加する励磁エネルギーが十分でないと、使用目的の出力電力を取り出せなくなる。その印加する磁気エネルギーは、トランス１３の励磁巻線Ｎｐへの印加電圧と励磁する時間の二乗に比例する。
そのため、出力電圧を大きくするには１周期における励磁する時間の比率を大きくする必要がある。しかし、励磁する時間を必要以上に大きくすると、出力電圧として使用目的以上に電圧が出てしまうという問題があった。

出力電圧は、Ｖout（ｔ）＝√２Ｖout・sin（ωt）でなる基本波の場合は、正弦波となる関数上にある。ここでＶoutは、出力電圧値の実効値とする。
交番された電圧の波高値を制御するには、その波高値のピンポイントを時間のずれなく制御するのが望ましい。
しかし、現実的には、出力電圧は数十ＫＶとなる交番された高電圧のため、ピンポイントでの検出は困難であるばかりか、仮に検出した信号が取り出せたとしても、電力変換するスイッチング素子Ｑをドライブするまでには少なくても数ｍsec程度の時間を要する。それがスイッチング周波数ごと繰り返される。そのため、出力が交流の波高値を一定に制御しつつ高電力化を図ることは困難であった。

そこで、この発明による高電圧インバータ装置では、出力電圧波形の１周期の電力に、出力電圧の過渡現象によって生じる次の共振電圧（第２高調波）の半周期分の電力を加算させることによって、出力電圧を一定にして高電力化を実現する。
それによって、交流出力電圧の波高値を規定の波高値より上昇させることなく、電力を取ることができる。

〔第１の実施形態〕
そこで、この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第１の実施形態を図１から図５によって説明する。
図１は、そのインバータ装置を用いたプラズマ発生装置を簡略化して示す回路図である。
この図１に示すインバータ装置１とその負荷である放電部２とによって、プラズマ発生装置を構成している。

インバータ装置１は、入力端子Ｉ１，Ｉ２から直流もしくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧Ｖinを入力し、それをＦＥＴ等のスイッチング素子４によってスイッチングして、トランス３の励磁巻線Ｎｐに励磁電流を流す。そして、そのトランス３の出力巻線Ｎｓから交流電圧を出力し、その出力電圧Ｖout を出力端子Ｏ１，Ｏ２から負荷である放電部２に給電する。

入力電圧Ｖinは、例えば図１０に示した例と同様に、商用電源からの交流電圧を整流及び平滑する整流・平滑回路で整流及び平滑して供給される。
制御回路５も図１０に示した制御回路１５と同様に、入力電圧Ｖinによって動作し、スイッチング信号Ｓｐをスイッチング素子４のゲート端子に出力して、スイッチング素子４をオン・オフ制御する。

このインバータ装置１もフライバック型電圧共振インバータである。したがって、入力電圧Ｖinをスイッチング素子４によってスイッチングして、トランス３の励磁巻線Ｎｐに流す励磁電流をオン・オフする。そして、オンの期間に励磁巻線Ｎｐに励磁電流を流してトランス３に励磁エネルギーをため、オフの期間にその出力巻線Ｎｓから図１１の（ｃ）に示したような波形の出力電圧Ｖoutを出力して、負荷である放電部２の電極間に印加する。

その放電部２は、例えば図１２によって説明した放電部２０と同様に放電電極２１とカウンタ電極２２とが誘電体２３を介して対向している。そして、インバータ装置１によって６ＫＶ以上の交流高電圧が印加されると、大気圧プラズマ放電の一種である誘電体バリア放電を発生する。

この図１に示すインバータ装置１が、図１０に示したインバータ装置１０と相異するのは、出力期間制御手段を設けた点である。その出力期間制御手段は、トランス３の出力巻線Ｎｓから出力される交流電圧の出力電圧波形が連続した１．５周期以上２周期未満になるように、制御回路５を用いてスイッチング素子４がオフの出力期間を制御する。
それによって、出力電圧波形の１周期の電力に、出力電圧の過渡現象によって生じる次の共振電圧（第２高調波）の半周期分の電力を加算させることができ、出力電圧を一定にして高電力化を実現することができる。したがって、交流出力電圧の波高値を規定の波高値より上昇させることなく出力電力を増加させることができる。

そのため、この高電圧インバータ装置１の出力電圧が放電部２の放電電極とカウンタ電極との間に印加される大気圧プラズマ発生装置は、大気圧中で大気圧プラズマ放電の一種である前述した誘電体バリア放電を効率よく発生させることができる。それによって多量のラジカルやイオンなどの活性種が生成される。
その放電部２０内を、印刷用紙等のシート状の記録材を搬送して通過させることによって、その表面が多量の活性種に触れ、撥水性を弱めて親水性を高めるなどの改質を効率よく行うことができる。

この実施形態では、その出力期間制御手段が、トランス３の二次側に設けられた従属巻線（第３次巻線とも云う）Ｎｆと、ゼロクロス検出回路６、カウンタ回路７、比較回路８及び設定部９を備えている。また、スイッチング素子４にスイッチング信号Ｓｐを出力する制御回路５には、比較回路８の出力信号を入力する端子ＦＢを有する。
従属巻線Ｎｆは、トランス３の出力巻線Ｎｓから出力される交流電圧と相似波形で，その交流電圧より桁違いに低い交流電圧を出力する。

トランス３の二次側の出力電圧を監視してゼロクロス点を検出するのは、二次側の出力電圧が実効値６ＫＶ以上の高電圧であるため、その耐電圧を満たす素子の選定が困難である。
そのため、トランス３の二次側に従属巻線Ｎｆを設けて、その従属巻線Ｎｆに、出力巻線Ｎｓから出力される交流電圧と相似波形で実効値が数十Ｖから数百Ｖ程度の交流電圧を発生させる。

その従属巻線Ｎｆに発生する交流電圧をゼロクロス検出回路６に入力させ、そのゼロクロス点を検出する。そのゼロクロス検出回路６によって検出されたゼロクロス検出信号を、カウンタ回路７によってカウントさせる。
そして、そのカウンタ回路７のカウント値を比較回路８に入力させ、そのカウント値が設定部９に設定された設定値になったとき又はその直後に、比較回路８が出力信号Ｓｃを反転する。それを制御回路５が認識すると、直ちにスイッチング信号Ｓｐをローからハイにして、スイッチング素子４をオフ（ＯＦＦ）からオン（ＯＮ）に切替制御する。

ゼロクロス検出回路６としては公知の回路を使用することができるが、その一例を図２に示す。このゼロクロス検出回路６は、発光ダイオード等の発光素子６１，６２とフォトトランジスタ等の受光素子６３，６４の対を２組備えた２回路のフォトカプラ６０を使用している。その受光素子６３，６４のエミッタを共通接続して接地し、コレクタを共通接続したａ点をプルアップ用の抵抗Ｒ１を介して正電源＋Ｖに接続する。そのａ点からゼロクロス検出信号Ｓｚを出力する。
そして、図１に示したトランス３の従属巻線Ｎｆの発生電圧（交流電圧）Ｖｆを、感度調整用の可変抵抗ＶＲを通してフォトカプラ６０の発光素子６１，６２に印加し、全波整流、絶縁、およびロジックレベルの変換を一度に行う。

図３によって、図２に示したゼロクロス検出回路６のゼロクロス点検出動作を説明する。発光素子６１は発光レベル以上の正電圧が印加されると発光し、発光素子６２は絶対値が発光レベル以上の負電圧が印加されると発光するので、従属巻線Ｎｆの発生電圧Ｖｆの絶対値が発光レベル以上のゼロクロス点Ｐｚ付近以外では発光素子６１，６２のいずれかが発光する。それによって、受光素子６３，６４のいずれかがその光を受光して導通状態になるため、ａ点は接地されてゼロレベルになる。

しかし、従属巻線Ｎｆの発生電圧Ｖｆの絶対値が発光レベル以下のゼロクロス点Ｐｚ付近では、発光素子６１，６２がいずれも発光しなくなるため、受光素子６３，６４がいずれも非導通状態になり、ａ点は正電源＋Ｖの電圧によってハイレベルになる。
したがって、ａ点から図３に示すようにゼロクロス点Ｐｚを中心とするパルス状のゼロクロス検出信号Ｓｚが出力される。その検出感度を可変抵抗ＶＲによって調整することができる。
このゼロクロス検出信号Ｓｚを、そのままカウンタ回路７に入力させてカウントさせることもできるが、シュミットトリガ回路を通して、ゼロクロス点Ｐｚの直前でより急峻なトリガパルスを発生させ、それをカウンタ回路７に入力させるようにするとなおよい。

従属巻線Ｎｆの発生電圧Ｖｆは、トランス３の出力巻線Ｎｓから出力される交流電圧と相似波形であるから、このゼロクロス検出回路６によって検出されるゼロクロス点は、出力巻線Ｎｓから出力される交流電圧のゼロクロス点と一致するはずである。すなわち、このゼロクロス検出回路６によって、インバータ装置１の出力電圧Ｖout のゼロクロス点を検出できることになる。

カウンタ回路７も公知の回路を使用すればよいが、例えば図４に示すような２個のトグル形フリップ・フロップ回路（Ｔ−ＦＦ）７１，７２を直列に接続した２進２桁のカウンタ回路を使用することができる。Ｔ−ＦＦ７１，７２はトグル端子Ｔの入力信号が立ち下った時に反転する。
このカウンタ回路７では、カウント値の出力Ｑ１，Ｑ０が００にリセットされた状態から、入力端子にパルス状のゼロクロス検出信号Ｓｚが入力するごとに、０１→１０→１１とカウントして、３個のゼロクロス点をカウントすることができる。Ｔ−ＦＦを３個直列に接続すれば２進３桁のカウンタ回路を構成して、７個のゼロクロス点までカウントできるようにすることもできる。

このカウンタ回路７の出力Ｑ１，Ｑによるカウント値を比較回路８に入力させ、そのカウント値が設定部９に設定された設定値、この例では３（２進数で１１）になったとき又はその直後に、比較回路８が出力信号を反転する。制御回路５がその反転を認識すると、直ちにスイッチング信号Ｓｐをローからハイにして、スイッチング素子４をオフからオンに切替制御する。

このインバータ装置１の制御動作を図５によって説明する。この図５に示す出力電圧Ｖout と従属巻線Ｎｆの発生電圧Ｖｆは相似波形である。
この実施形態では、ゼロクロス検出回路６及びカウンタ回路７は、制御回路５がスイッチング信号ＳｐをＯＮからＯＦＦにし、スイッチング素子４をオンからオフに切替制御したタイミング（時点Ｐ０）で動作を開始する。

すなわち、時点Ｐ０でスイッチング素子４がオンからオフになると、トランス３の出力巻線Ｎｓに出力電圧Ｖout が発生すると同時に従属巻線Ｎｆの発生電圧Ｖｆも発生する。それによって、ゼロクロス検出回路６が動作を開始し、図２に示したフォトカプラの発光素子６１，６２のいずれかが発光し、受光素子６３，６４のいずれかが導通状態になる。そのため、ゼロクロス検出信号Ｓｚがハイレベルからローレベルに立ち下がる。
それによって、図４に示したカウンタ回路７がフルカウント１１の状態から００にリセットされ、新たなカウント動作を開始する。

その後、ゼロクロス検出回路６が、従属巻線Ｎｆの発生電圧Ｖｆのゼロクロス点、すなわち出力巻線Ｎｓの出力電圧Ｖoutのゼロクロス点Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を検出する毎に、パルス状のゼロクロス検出信号Ｓｚを出力し、それをカウンタ回路７がカウントする。
そして、３つ目のゼロクロス点Ｐ３でのゼロクロス検出信号Ｓｚをカウンタ回路７がカウントすると、カウント値が３（２進数で１１）になり、設定部９の設定値と一致する。
それによって、比較回路８が出力信号Ｓｃを反転し、その出力信号Ｓｃを入力する制御回路５がその反転を認識すると、直ちにスイッチング信号Ｓｐをローからハイにして、スイッチング素子４をオフからオンに切替制御する。

これによって、トランス３は出力電圧発生期間を終了し、励磁巻線Ｎｐに励磁電流が流れ、エネルギーの蓄積を開始する。
なお、図５から分かるように、カウンタ回路７は出力電圧波形の０．５周期ごとにゼロクロス点をカウントすることになる。
したがって、この実施形態では、トランス３の出力巻線Ｎｓから出力される交流電圧の出力電圧波形が、連続した略１．５周期になるようにスイッチング素子４がオフの出力期間が制御されることになる。制御回路５がスイッチング素子４をオフからオンに切替制御するタイミングが多少遅れても、出力電圧波形が連続した２周期になるゼロクロス点が検出されるより前にスイッチング素子４をオンに切り替えられればよい。

〔第２、第３の実施形態〕
次に、この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第２、第３の実施形態を図６及び図７によって説明する。
図６及び図７は、それぞれ第２、第３の実施形態のインバータ装置を用いたプラズマ発生装置を簡略化して示す図１と同様な回路図であり、図１と同じ部分には同一の符号を付し、それらの説明は省略する。
この第２、第３の実施形態において、前述した第１の実施形態と異なるのは、トランス３の従属巻線Ｎｆの発生電圧Ｖｆを、フィルタ回路１６を通してゼロクロス検出回路６に入力させるようにした点である。
図７に示す第３の実施形態においてはさらに、制御ＩＣからなる制御回路５をマイクロコンピュータ（ＣＰＵと略称する）１７によって制御するようにしている。

フィルタ回路１６は、トランス３の従属巻線Ｎｆの発生電圧Ｖｆに含まれるノーマルモードノイズを除去して、その除去した電圧信号Ｖｆ′をゼロクロス検出回路６に入力させる。
ノーマルモードノイズは、ノイズ源が信号源に対して直列に加わり、信号ラインを通して負荷に伝達されるノイズを云う。これらの実施形態では、トランス３の従属巻線Ｎｆの発生電圧Ｖｆにノーマルモードノイズが乗って、スパイク状のノイズがゼロレベルを跨いで、ゼロクロス検出回路６がゼロクロス点を誤検出するのを防止する。それによって、ゼロクロスの検出を高精度化することができる。

フィルタ回路１６としても、公知の種々のフィルタ回路を使用することができる。
例えば、図８の（ａ）に示すように、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間にチョークコイルＬａとコンデンサＣａを直列に接続し、そのコンデンサＣａの出力側を抵抗Ｒａを介して接地した、ＬＣＲバンドパスフィルタを使用することができる。
この場合、トランス３の従属巻線Ｎｆのインダクタンス及び浮遊容量とゼロクロス検出回路６における負荷容量で共振周波数帯域が決定されるので、その共振周波数帯域の電圧信号のみを通過させる通過周波数特性を持つようにするとよい。

また、図８の（ｂ）に示すように、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間にチョークコイルＬａとＬｂを直列に接続し、その中間の接続点をコンデンサＣｂを介して接地した、Ｔ型ローパスフィルタを使用してもよい。
さらに、図８の（ｃ）に示すように、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間にチョークコイルＬｃを接続し、その両端をそれぞれコンデンサＣｃを介して接地したπ型ローパスフィルタを使用してもよい。
これらの場合は、上述した共振周波数帯域以下の低周波の電圧信号のみを通過させる通過周波数特性を持つようにするとよい。

図７に示した第３の実施形態は、制御ＩＣからなる制御回路５をマイクロコンピュータ（ＣＰＵ）１７によって制御するので、比較回路８の出力信号Ｓｃの反転を正確に認識できる。さらに、その認識後に、制御回路５が発生するスイッチング信号Ｓｐをローからハイにして、スイッチング素子４をオフからオンに切替制御する処理を、迅速且つ確実に実行することができる。

あるいはまた、そのマイクロコンピュータ１７に、ソフトウエアによってカウンタ機能と比較機能及び設定機能を持たせることもできる。その場合は、ゼロクロス検出回路６から出力されるゼロクロス検出信号Ｓｚを、直接マイクロコンピュータ１７に入力させて、前述した各実施形態のインバータ装置１と同様に動作させることが可能である。
すなわち、出力期間制御手段を、トランス３の従属巻線Ｎｆとゼロクロス検出回路６及びマイクロコンピュータ１７によって構成することになる。それによって、より高精度な出力期間制御が可能になる。

〔第４の実施形態〕
次に、この発明によるインバータ装置及びプラズマ発生装置の第４の実施形態を図９によって説明する。
図９は、その第４の実施形態のインバータ装置を用いたプラズマ発生装置を簡略化して示す図１及び図６と同様な回路図であり、その各図と同じ部分には同一の符号を付し、それらの説明は省略する。

この第４の実施形態において、図６に示した第２の実施形態と異なるのは、インバータ装置１の共振トランスとして、トランス３に代えて、個別の磁路を有する独立した複数のトランスＴ１，Ｔ２によって構成したトランス３０を用いた点である。
このトランス３０を構成するトランスＴ１，Ｔ２の各励磁巻線Ｎｐ１とＮｐ２を並列に接続して、スイッチング素子４がオンの期間に同時に励磁電流を流し、各出力巻線Ｎｓ１とＮｓ２を互いに直列に接続して、その両端を出力端子Ｏ１，Ｏ２に接続している。

さらに、一方のトランスＴ１の二次側に従属巻線（第３次巻線）Ｎｆを設け、その派生電圧Ｖｆをフィルタ回路１６を介して、ゼロクロス検出回路６に入力させる。
トランスＴ１とＴ２は、なるべく特性が同じものを使用し、各出力巻線Ｎｓ１とＮｓ２の出力電圧波形の時間軸が同期しているのが望ましい。
この第４の実施形態によれば、トランスＴ１の出力電圧とトランスＴ２の出力電圧とが積み上げ方式で加算され、容易に高い出力電圧を得ることができる。また、出力電圧が前述の各実施形態と同じでよければ、入力電圧を低くすることができる。

なお、トランスＴ１，Ｔ２の各励磁巻線Ｎｐ１とＮｐ２を直列に接続して、スイッチング素子４がオンの期間に同時に励磁電流を流すようにしてもよい。また、各出力巻線Ｎｓ１とＮｓ２を互いに並列に接続してしもよい。その場合は出力電圧は高くできないが、出力電流を約２倍に増加することができる。

使用するトランスの数は２個に限らず３個以上でもよい。その場合も、従属巻線Ｎｆはを、その共振トランスを構成する複数のトランスのうちのいずれか１個のトランスの二次側に設ければよい。また、その複数のトランスの各励磁巻線を並列又は直列に接続して、スイッチング素子４がオンの期間に同時に励磁電流を流し、その複数のトランスの各出力巻線を互いに直列又は並列に接続すればよい。

いずれの場合も、トランスにおける共振の鋭さを示すＱ値が大きい程出力電圧を高めることができる。
また、この第４の実施形態を一部変更して、第３の実施形態のように制御回路５の動作を制御するマイクロコンピュータを設けてもよい。さらに、そのマイクロコンピュータに、カウンタ機能と比較機能及び設定機能を持たせるようにしてもよい。
あるいは、第１の実施形態のようにフィルタ回路１６を省略してもよい。

この発明によるプラズマ発生装置は、コロナ放電によってプラズマを発生する装置や、多少ガスが入った低圧雰囲気でプラズマ放電を発生する装置にも適用可能である。
以上、この発明の各実施形態について説明してきたが、その各実施形態の各部の具体的な構成や処理の内容等は、そこに記載したものに限るものではない。
また、この発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に記載された技術的特徴を有する以外は、何ら限定されるものではないことは言うまでもない。
さらに、以上説明してきた各実施形態の構成例、動作例及び変形例等は、適宜変更又は追加したり一部を削除してもよく、相互に矛盾しない限り任意に組み合わせて実施することも可能であることは勿論である。

１，１０：インバータ装置 ２，２０：放電部（負荷装置）
３，１３，３０：トランス ４：スイッチング素子 ５，１５：制御回路
６：ゼロクロス検出回路 ７：カウンタ回路 ８：比較回路 ９：設定部
１１：商用電源 １２：整流・平滑回路 １６：フィルタ回路
１７：マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）
２１：放電電極 ２１ａ：金属線 ２１ｂ：絶縁体 ２２：カウンタ電極
２２ａ：対向面 ２３：誘電体 ６０：フォトカプラ ６１：発光素子
６２：受光素子 ７１，７２：トグル形フリップ・フロップ回路（Ｔ−ＦＦ）
１００：プラズマ発生装置 Ｑ：スイッチング素子

特開２００９−１１１４４号公報 国際公開第２００７／０６０９４１号パンフレット 特開２０１３−３１３３８号公報

Claims (10)

1. 直流もしくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧を、制御回路によってオン・オフ制御されるスイッチング素子によってスイッチングして、該スイッチング素子がオンの期間にトランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該スイッチング素子がオフの期間に前記トランスの出力巻線から交流電圧を出力するインバータ装置において、
   前記トランスの出力巻線から出力される交流電圧の出力電圧波形が、連続した１．５周期以上２周期未満になるように、前記制御回路を用いて前記スイッチング素子がオフの出力期間を制御させる出力期間制御手段を設けたことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記出力期間制御手段は、前記トランスの二次側に設けられ、前記出力巻線から出力される交流電圧と相似波形で該交流電圧より桁違いに低い交流電圧を出力する従属巻線と、該従属巻線から出力される前記交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路と、該ゼロクロス検出回路によって検出されたゼロクロス検出信号をカウントするカウンタ回路とを備え、該カウンタ回路のカウント値が設定値になったとき又はその直後に、前記制御回路に前記スイッチング素子をオフからオンに切替制御させることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記ゼロクロス検出回路及び前記カウンタ回路は、前記制御回路が前記スイッチング素子をオンからオフに切替制御したタイミングで動作を開始することを特徴とする請求項２に記載のインバータ装置。
4. 請求項２又は３に記載のインバータ装置において、前記従属巻線から出力される前記交流低電圧からノーマルモードノイズを除去して前記ゼロクロス検出回路に入力させるフィルタ回路を設けたことを特徴とするインバータ装置。
5. 前記トランスを、個別の磁路を持つ複数のトランスによって構成し、該複数のトランスの各励磁巻線を並列又は直列に接続して、前記スイッチング素子がオンの期間に同時に励磁電流を流し、該複数のトランスの各出力巻線を互いに直列又は並列に接続したことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
6. 前記トランスを、個別の磁路を持つ複数のトランスによって構成し、該複数のトランスの各励磁巻線を並列又は直列に接続して、前記スイッチング素子がオンの期間に同時に励磁電流を流し、該複数のトランスの各出力巻線を互いに直列又は並列に接続したことを特徴とする請求項２から４のいずれか一項に記載のインバータ装置。
7. 前記従属巻線を、前記複数のトランスのうちのいずれか１個のトランスの二次側に設けたことを特徴とする請求項６に記載のインバータ装置。
8. 請求項１から７のいずれか一項に記載のインバータ装置において、前記制御回路を制御するマイクロコンピュータを備えたことを特徴とするインバータ装置。
9. 請求項１から８のいずれか一項に記載のインバータ装置と、放電電極とカウンタ電極を有する放電部とを備え、前記インバータ装置から出力される交流電圧が前記放電部の前記放電電極とカウンタ電極との間に印加されることによってプラズマ放電を発生することを特徴とするプラズマ発生装置。
10. 前記放電部が、前記放電電極とカウンタ電極との間に介在する誘電体を有し、前記放電電極とカウンタ電極との間で誘電体バリア放電を発生させる放電部であることを特徴とする請求項９に記載のプラズマ発生装置。

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