CN101610090A - 一种零中频发射机和校准零中频发射信号的方法 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种零中频(ZIF)发射机和校准ZIF发射信号的方法。发射机包括发射模块、反馈模块、逻辑控制模块、测量计算模块和补偿模块。在需要更新补偿模块中的参数时，逻辑控制模块控制测量计算模块处于开启状态，补偿模块利用最新的补偿参数对测量计算模块产生的直流测试信号进行补偿后由发射模块发射，测量计算模块根据反馈模块从测试信号取得的反馈信号计算补偿因子，根据补偿因子对补偿模块中的补偿参数进行更新；在发射业务信号时，补偿模块根据最新的补偿参数对I、Q两路信号进行补偿，以校准发射信号。应用本发明，能使发射机在其所处的环境或温度发生变化的情况下，自适应地校准发射信号。

Description

一种零中频发射机和校准零中频发射信号的方法

技术领域

本发明涉及发射机技术领域，尤其涉及一种零中频(ZIF)发射机和校准ZIF发射信号的方法。

背景技术

发射机将基带信号变换成射频信号后发送，可用于探测目标或通信。

由于早期数模转换/模数转换(DAC/ADC)电路器件只能处理较低频率的信号，因此，早期的发射机在将基带信号变换成射频信号前，需要先将基带信号变换成中频(IF)信号，然后再将IF信号变换成射频信号，这种发射机通常包括两级或一级IF级电路，称为双IF架构发射机和单IF架构发射机。

随着DAC/ADC电路器件性能的提高，DAC/ADC电路器件可以处理较高频率的信号，从而出现了ZIF架构发射机。ZIF架构发射机将基带信号直接变换成射频信号后发送，不需要IF级电路，简化了发射机的结构，节省了成本。因此，ZIF架构发射机在移动通信等领域拥有广泛的应用前景。

ZIF架构发射机的工作原理是：基带模拟信号经I、Q通道输入正交调制器，正交调制器对I、Q两路信号进行正交调制，发射正交调制输出信号。

ZIF架构发射机的I、Q通道采用的均是模拟链路，因此，在传输信号时，I、Q通道对其传输的信号会产生直流偏置作用，而且，I、Q通道对信号产生的幅度增益通常也不等，这种直流偏置问题和I、Q通道幅度增益不平衡问题将导致发射信号的信号质量下降；此外，实际的正交调制器通常做不到将两路输入信号完全正交，引起正交调制误差，这种正交调制器的非理想化问题也会导致信号质量的下降。

为了消除I、Q通道的直流偏置问题、幅度增益不平衡问题、正交调制器的非理想化问题对发射信号质量的影响，目前采用的方法是：手动尝试性地调整I、Q两路信号的幅度和相位，直至正交调制输出信号的信号质量满足要求，将此时的幅度调整值和相位调整值存入ZIF架构发射机，用于日后对输入I、Q通道的信号进行幅度调整和相位调整，提高发射信号质量。

现有这种尝试性的调整方法存在的不足是：

在确定幅度调整值和相位调整值时，手动对I、Q两路信号的幅度和相位进行调整，费时费力。

由于不同发射机的I、Q通道直流偏置作用、幅度增益不平衡作用以及正交调制误差一般不同，因此，采用这种尝试性的调整方法，需要对不同发射机分别确定幅度调整值和相位调整值，工作量庞大。

I、Q通道采用的电子元器件的性能和正交调制器的性能均会随着环境和温度的变化而变化，因此，随着环境和温度的变化，I、Q通道的直流偏置作用、幅度增益以及正交调制器的正交调制误差也会相应变化，现有方法将调整值存入ZIF架构发射机后，无法改变该调整值，固定的调整值不能适应环境和温度的变化对ZIF架构发射机的影响，无法自适应地校准发射信号。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例的目的在于提供一种ZIF发射机和校准ZIF发射信号的方法，以自适应地校准ZIF发射信号。

为达到上述目的，本发明的技术方案具体是这样实现的：

一种零中频发射机，包括1、Q两路模拟通道、正交调制器和发射模块，该发射机还包括：逻辑控制模块、测量计算模块、业务处理模块、补偿模块和反馈模块；其中，

逻辑控制模块，用于控制业务处理模块和测量计算模块，保证二者一方开启时，另一方关闭；

测量计算模块，预先存储有补偿阈值，用于在预定时长内，向补偿模块发送I、Q两路直流测试信号，同时，接收来自反馈模块的直流测试信号的反馈信号，根据连续两次获得的反馈信号计算补偿因子，并在判断出补偿因子不在补偿阈值范围内时，向补偿模块发送计算得到的补偿因子，并继续向补偿模块发送I、Q两路直流测试信号，直至计算出的补偿因子在补偿阈值范围内，向补偿模块发送计算得到的补偿因子，完成更新补偿参数过程；

业务处理模块，用于向补偿模块发送I、Q两路业务信号；

补偿模块，存储有补偿参数，用测量计算模块发来的补偿因子更新补偿参数，根据更新后的补偿参数对来自测量计算模块的I、Q两路测试信号或业务信号进行补偿，并将补偿后的I、Q两路测试信号或业务信号分别经由I、Q两路模拟通道发送；

反馈模块，用于从发射模块发射的正交调制输出信号取得反馈信号，并输出给测量计算模块。

一种校准零中频发射信号的方法，该方法包括：

A、预先设置补偿阈值和补偿参数；

在需要更新补偿参数时，执行步骤B；

B、在预定时长内，利用最新的补偿参数对产生的I路直流测试信号和Q路直流测试信号进行补偿后发送，同时，从正交调制器的输出信号取得反馈信号；根据连续两次获得的反馈信号计算补偿因子，利用计算得到的补偿因子更新补偿参数，并在判断出补偿因子不在补偿阈值范围内时，返回步骤B，直至计算出的补偿因子在补偿阈值范围内，完成更新补偿参数过程；

在发射信号时，执行步骤C；

C、根据更新后的补偿参数对I、Q两路业务信号进行补偿后发射。

可见，本发明实施例中，在需要更新用于校准发射信号的补偿参数时，产生测试信号，并利用最新的补偿参数对测试信信号进行补偿后发射，根据从发射信号取得的反馈信号计算补偿因子，根据补偿因子对补偿参数进行更新，在发射业务信号时，根据最新的补偿参数对I、Q两路业务信号进行补偿，因此，即便发射机所处的环境和温度发生变化，由于可以根据反馈信号更新补偿参数，与现有技术中调整值固定不变相比，本发明实施例提供的技术方案能够自适应地校准发射信号。

附图说明

图1是本发明自适应校准发射信号的ZIF架构发射机结构示意图；

图2是本发明测量计算模块102的结构图；

图3是本发明补偿参数模块104的结构图；

图4是本发明I、Q两路模拟通道106I和106Q以及正交调制器107的射频链路等效图；

图5是本发明更新补偿参数方法的总流程图；

图6是本发明I通道的直流偏置补偿参数更新方法流程图；

图7是本发明Q通道的直流偏置补偿参数更新方法流程图；

图8是本发明I通道的幅度不平衡补偿参数更新方法流程图；

图9是本发明I通道的相位不平衡补偿参数更新方法流程图；

图10是本发明对I、Q两路信号进行补偿的方法流程图；

图11是本发明图1所示发射机中的补偿模块104采用图10的方法对I、Q两路信号进行补偿的信号流图；

图12是本发明硬件ZIF发射校准平台的框图；

图13是本发明中，图12所示平台未校准发射信号时，频谱仪中显示的发射信号频谱图；

图14是本发明中，图12所示平台应用本发明实施例提供的方法校准发射信号后，频谱仪中显示的发射信号频谱图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明进一步详细说明。

图1是本发明自适应校准发射信号的ZIF架构发射机结构示意图。

如图1所示，该发射机主要包括逻辑控制模块101、测量计算模块102、业务处理模块103、补偿模块104、分别对I、Q两路信号进行数模转换的DAC模块105I和105Q、I路模拟通道106I、Q路模拟通道106Q、正交调制器107、发射模块108、反馈模块109和反馈信号检测模块110。

图1所示发射机工作时，包括更新补偿参数和处理正常业务两个过程。下面对这两个过程分别予以介绍。

图1所示发射机更新补偿参数时，逻辑控制模块101控制业务处理模块103处于关闭状态，控制测量计算模块102处于开启状态。测量计算模块102向补偿模块104发送I、Q两路直流测试信号，I、Q两路直流测试信号在补偿模块104根据最新的补偿参数进行补偿后，分别进入I路DAC模块105I和Q路DAC模块105Q，105I和105Q将I、Q两路直流测试信号从数字信号变换为模拟信号。I、Q两路模拟信号经I路模拟通道106I和Q路模拟通道106Q进入正交调制器107，正交调制器107对I、Q两路信号进行正交调制后输出，发射模块108发射正交调制输出信号。反馈模块109从发射信号取得反馈信号，反馈信号检测模块110将检测到的反馈信号从模拟信号变换为数字信号后，发给测量计算模块102，测量计算模块102根据反馈信号幅度计算补偿因子，若补偿因子不满足系统要求，则将补偿因子发给补偿模块104，继续如上所述发送直流测试信号，直至补偿因子满足系统要求为止，补偿模块104根据测量计算模块102发来的补偿因子更新补偿参数。所述系统要求可在设计发射机时进行设置。

图1所示发射机处理业务时，逻辑控制模块101控制业务处理模块103处于开启状态，控制测量计算模块102处于关闭状态。业务处理模块103将I、Q两路业务信号发给补偿模块104，I、Q两路业务信号经补偿模块104根据最新的补偿参数进行补偿后，再经DAC模块105I和105Q、模拟通道106I和106Q传送至正交调制器107进行正交调制，由发射模块108发射正交调制输出信号。

下面对图1所示发射机的各个模块予以详细说明。

逻辑控制模块101用于，控制测量计算模块102和业务处理模块103，保证二者一方开启时，另一方关闭。例如，需要更新补偿模块104中的补偿参数时，向业务处理模块103发送关闭指示，向测量计算模块102发送开启指示，收到测量计算模块102的测量完毕指示后，向业务处理模块103发送开启指示；需要发送业务信号时，向业务处理模块103发送开启指示，向测量计算模块102发送关闭指示。

测量计算模块102，预先存储有补偿阈值，用于在预定时长内，向补偿模块104发送I、Q两路直流测试信号，同时，接收来自反馈模块109的直流测试信号的反馈信号，根据连续两次获得的反馈信号计算补偿因子，并在判断出补偿因子不在补偿阈值范围内时，向补偿模块104发送计算得到的补偿因子，并继续向补偿模块104发送I、Q两路直流测试信号，直至计算出的补偿因子在补偿阈值范围内，向补偿模块104发送计算得到的补偿因子，完成更新补偿参数过程。

业务处理模块103，用于向补偿模块104发送I、Q两路业务信号。

补偿模块104，存储有补偿参数，用测量计算模块102发来的补偿因子更新补偿参数，根据更新后的补偿参数对来自测量计算模块102的I、Q两路测试信号或业务信号进行补偿，并将补偿后的I、Q两路测试信号或业务信号分别经由I、Q两路模拟通道发送。

反馈模块109，用于从发射模块108发射的正交调制输出信号取得反馈信号，并输出给测量计算模块。

测量计算模块102完成更新补偿参数过程后，还可向逻辑控制模块101发送测量完毕指示。

业务处理模块103用于，收到逻辑控制模块101发来的开启指示后，对业务信号进行物理层处理，向补偿模块104发送I、Q两路业务信号。在时分同步码分多址(TD-SCDMA)系统中，业务处理模块103的处理主要包括扩频加扰、插入训练序列码、内插滤波处理；在长期演进(LTE-TDD)系统中，业务处理模块103的处理主要包括调制映射、快速傅里叶变换的逆运算(IFFT)和内插滤波处理。

补偿模块104，存储有补偿参数，用于根据测量计算模块102发来的补偿因子更新补偿参数；根据更新后的补偿参数对来自测量计算模块102的I、Q两路测试信号进行补偿，或者根据补偿参数对来自业务处理模块103的I、Q两路业务信号进行补偿，并将补偿后的I、Q两路测试信号或I、Q两路业务信号分别发给I路DAC模块105I和Q路DAC模块105Q。

I路DAC模块105I用于，将收到的I路信号从数字信号变换为模拟信号后，发给I路模拟通道106I。

Q路DAC模块105Q用于，将收到的Q路信号从数字信号变换为模拟信号后，发给Q路模拟通道106Q。

I路模拟通道106I用于，将模拟形式的I路信号传送至正交调制器107。

Q路模拟通道106Q用于，将模拟形式的Q路信号传送至正交调制器107。

正交调制器107用于，对输入的I、Q两路模拟信号进行正交调制，将正交调制输出信号发给发射模块108。

发射模块108用于，发射正交调制输出信号。

反馈模块109用于，从发射模块108发射的正交调制输出信号取得反馈信号。

反馈信号检测模块110用于，检测反馈模块109取得的反馈信号，将检测到的反馈信号变换为数字信号后，发给测量计算模块102。

当补偿阈值包括直流偏置阈值、幅度不平衡阈值和相位不平衡阈值，补偿参数包括直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数和相位不平衡补偿参数时，测量计算模块102中：

所述发送I、Q两路直流测试信号为：发送用于测量直流偏置的I、Q两路直流测试信号、用于测量幅度不平衡的I、Q两路直流测试信号、用于测量相位不平衡的I、Q两路直流测试信号；

所述接收反馈信号为：接收用于测量直流偏置的直流测试信号的反馈信号、用于测量幅度不平衡的直流测试信号的反馈信号、用于测量相位不平衡的直流测试信号的反馈信号；

所述计算补偿因子为：根据用于测量直流偏置的直流测试信号的反馈信号计算直流偏置因子、根据用于测量幅度不平衡的直流测试信号的反馈信号计算幅度不平衡因子、根据用于测量相位不平衡的直流测试信号的反馈信号计算相位不平衡因子；

所述判断为：判断直流偏置因子是否在直流偏置阈值范围内、判断幅度不平衡因子是否在幅度不平衡阈值范围内、判断相位不平衡因子是否在相位不平衡阈值范围内。

下面详细介绍测量计算模块102和补偿模块104。

图2是本发明测量计算模块102的结构图，如图2所示，测量计算模块102包括直流测试信号产生模块1021、反馈信号最大幅值检测模块1022、补偿因子计算比较模块1023和阈值存储模块1024。

直流测试信号产生模块1021用于，用于接收来自逻辑控制模块101的开启指示，向补偿模块104发送用于测量直流偏置的I、Q两路直流测试信号，向反馈信号最大幅值检测模块1022发送记录直流偏置反馈信号的最大幅度值的指示；收到来自补偿因子计算比较模块1023的幅度不平衡测量指示后，向补偿模块104发送用于测量幅度不平衡的I、Q两路直流测试信号，向反馈信号最大幅值检测模块1022发送记录幅度不平衡反馈信号的最大幅度值的指示；收到来自补偿因子计算比较模块1023的相位不平衡测量指示后，向补偿模块104发送用于测量相位不平衡的I、Q两路直流测试信号，向反馈信号最大幅值检测模块1022发送记录相位不平衡反馈信号的最大幅度值的指示。

反馈信号最大幅值检测模块1022，用于接收来自直流测试信号产生模块1021记录所述的最大幅度值的指示，检测来自反馈模块的相应反馈信号的幅度值，将最大幅度值发给补偿因子计算比较模块1023。

补偿因子计算比较模块1023，用于接收来自反馈信号最大幅值检测模块1022的幅度值；根据直流偏置测试信号的反馈信号的最大幅度值计算直流偏置因子，将直流偏置因子发给补偿模块104，在直流偏置因子在直流偏置阈值允许范围内时，向直流测试信号产生模块1021发送幅度不平衡测量指示；根据幅度不平衡测试信号的反馈信号的最大幅度值计算幅度不平衡因子，将幅度不平衡因子发给补偿模块104，在幅度不平衡因子在幅度不平衡阈值允许范围内时，向直流测试信号产生模块1021发送相位不平衡测量指示；根据相位不平衡测试信号的反馈信号的最大幅度值计算相位不平衡因子，将相位不平衡因子发给补偿模块104，在相位不平衡因子在相位不平衡阈值允许范围内时，向直流测试信号产生模块1021发送测量完毕指示。

阈值存储模块1024，用于存储直流偏置阈值、幅度不平衡阈值和相位不平衡阈值。

所述直流测试信号产生模块1021发送用于测量直流偏置的I、Q两路直流测试信号为：先发送I路第一直流测试信号和Q路第一直流测试信号，再发送I路第二直流测试信号和Q路第二直流测试信号；

所述直流测试信号产生模块1021发送用于测量幅度不平衡的I、Q两路直流测试信号为：先发送I路第三直流测试信号和Q路第三直流测试信号，再发送I路第四直流测试信号和Q路第四直流测试信号；

所述直流测试信号产生模块1021发送用于测量相位不平衡的I、Q两路直流测试信号为：先发送I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号，再发送I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号；

所述直流测试信号产生模块1021发送记录直流偏置反馈信号的最大幅度值的指示为：向反馈信号最大幅值检测模块发送记录第一直流测试信号的反馈信号最大幅值的指示和记录第二直流测试信号的反馈信号最大幅值的指示；

所述直流测试信号产生模块1021发送记录幅度不平衡反馈信号的最大幅度值的指示为：向反馈信号最大幅值检测模块发送记录第三直流测试信号的反馈信号最大幅值的指示和记录第四直流测试信号的反馈信号最大幅值的指示；

所述直流测试信号产生模块1021发送记录相位不平衡反馈信号的最大幅度值的指示为：向反馈信号最大幅值检测模块发送记录第五直流测试信号的反馈信号最大幅值的指示和记录第六直流测试信号的反馈信号最大幅值的指示；

其中，所述I路第一直流测试信号与I路第二直流测试信号等值反向，所述Q路第一直流测试信号和Q路第二直流测试信号均为0信号，或者，所述Q路第一直流测试信号和Q路第二直流测试信号等值反向，所述I路第一直流测试信号和I路第二直流测试信号均为0信号；

所述I路第三直流测试信号和Q路第三直流测试信号中，一路信号为0信号，另一路信号为非0信号，并且，所述I路第四直流测试信号与Q路第三直流测试信号幅度值相等，所述Q路第四直流测试信号与I路第三直流测试信号幅度值相等；

所述I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号的幅值相等且方向相同，所述I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号等值反向，且幅度值分别与I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号的幅度值相同；或者，所述I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号的幅值相等且方向相同，所述I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号等值反向，且幅度值分别与I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号的幅度值相同。

图3是本发明补偿参数模块104的结构图，如图3所示，补偿模块104包括补偿参数存储模块1041和补偿模块1042。

补偿参数存储模块1041用于，存储补偿参数，根据测量计算模块102发来的补偿因子更新补偿参数。

补偿模块1042用于，根据补偿参数存储模块1041中最新的补偿参数，对收到的I、Q两路信号进行补偿后输出。

当图1所示发射机位于移动通信系统的基站中时，测量计算模块102可以在上行时隙利用下行通道发送测试信号。

图1所示发射机可以在每次发射业务信号前，均进行补偿参数的更新，也可在满足补偿参数更新条件时，例如，存储的补偿参数已过期，才进行补偿参数的更新。图1所示发射机使用最新的补偿参数对业务信号进行补偿，以校准发射信号。

上面给出了能够自适应校准发射信号的ZIF架构发射机的装置实施例，下面给出校准ZIF发射信号的方法实施例。

具体地，校准ZIF发射信号的方法包括：

A、预先设置补偿阈值和补偿参数；

在需要更新补偿参数时，执行步骤B；

B、在预定时长内，利用最新的补偿参数对产生的I路直流测试信号和Q路直流测试信号进行补偿后发送，同时，从正交调制器的输出信号取得反馈信号；根据连续两次获得的反馈信号计算补偿因子，利用计算得到的补偿因子更新补偿参数，并在判断出补偿因子不在补偿阈值范围内时，否则返回步骤B，直至计算出的补偿因子在补偿阈值范围内，完成更新补偿参数过程；

在发射信号时，执行步骤C；

C、根据更新后的补偿参数对I、Q两路信号进行补偿后发射。

其中，在步骤A中，所述补偿阈值可以包括直流偏置阈值、幅度不平衡阈值和相位不平衡阈值；所述补偿参数可以包括直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数和相位不平衡补偿参数。这时，步骤B中：

所述I、Q两路直流测试信号的产生方法为：依次产生用于测量直流偏置的I、Q两路直流测试信号、用于测量幅度不平衡的I、Q两路直流测试信号和用于测量相位不平衡的I、Q两路直流测试信号；

所述补偿的方法为：利用最新的直流偏置补偿参数对用于测量直流偏置的直流测试信号进行补偿，利用最新的直流偏置补偿参数和幅度不平衡补偿参数对用于测量幅度不平衡的直流测试信号进行补偿，利用最新的直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数和相位不平衡补偿参数对用于测量相位不平衡的直流测试信号进行补偿；

所述计算补偿因子的方法为：根据发送用于测量直流偏置的直流测试信号期间取得的反馈信号计算直流偏置因子，根据发送用于测量幅度不平衡的直流测试信号期间取得的反馈信号计算幅度不平衡因子，根据发送用于测量相位不平衡的直流测试信号期间取得的反馈信号计算相位不平衡因子；

所述判断的方法为：判断直流偏置因子是否在直流偏置阈值范围内、幅度不平衡因子是否在幅度不平衡阈值范围内、相位不平衡因子是否在相位不平衡阈值范围内；

所述返回的方法为：在直流偏置因子不在直流偏置阈值范围内时，返回产生用于测量直流偏置的直流测试信号的动作，在幅度不平衡因子不在幅度不平衡阈值范围内时，返回产生用于测量幅度不平衡的直流测试信号的动作，在相位不平衡因子不在相位不平衡阈值范围内时，返回产生用于测量相位不平衡的直流测试信号的动作。

所述判断出补偿因子不在补偿阈值范围内的方法为：判断出直流偏置因子、幅度不平衡因子、相位不平衡因子中的任意一项不在相应阈值范围内。

所述用于测量直流偏置的I、Q两路直流测试信号分别为：I路第一直流测试信号和Q路第一直流测试信号；以及I路第二直流测试信号和Q路第二直流测试信号；其中：

I路第一直流测试信号和I路第二直流测试信号等值反向，Q路第一直流测试信号和Q路第二直流测试信号均为0信号；或者，Q路第一直流测试信号和Q路第二直流测试信号等值反向，I路第一直流测试信号和I路第二直流测试信号均为0信号。

所述计算直流偏置因子的方法为：计算Am1与Am2的差占Am1与Am2中较大一方的比例的值，作为直流偏置因子；其中，Am1和Am2分别是两次获得的反馈信号的最大幅度值。

所述用于测量幅度不平衡的I、Q两路直流测试信号分别为：I路第三直流测试信号和Q路第三直流测试信号；以及I路第四直流测试信号和Q路第四直流测试信号；其中：

I路第三直流测试信号和Q路第三直流测试信号中，一为0信号，另一为非0信号，并且，I路第四直流测试信号与Q路第三直流测试信号的幅度值相等，Q路第四直流测试信号与I路第三直流测试信号的幅度值相等。

所述计算幅度不平衡因子的方法为：计算Am3和Am4的比值与1之差的值，作为直流偏置因子；其中，Am3和Am4分别是两次获得的反馈信号的最大幅度值。

所述用于测量相位不平衡的I、Q两路直流测试信号分别为：I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号；以及I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号；其中：

I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号的幅值相等且方向相同，I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号等值反向，且幅度值分别与I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号的幅度值相同；或者，I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号的幅值相等且方向相同，I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号等值反向，且幅度值分别与I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号的幅度值相同。

所述计算相位不平衡因子的方法为：计算Am6与Am5的差占Am5与Am6中较大一方的比例的反正切函数值，作为相位不平衡因子；其中，Am5和Am6分别是两次获得的反馈信号的最大幅度值。

下面以对图1所示发射机的发射信号进行校准为例，说明校准ZIF发射信号的方法。

图4是本发明I、Q两路模拟通道106I和106Q以及正交调制器107的射频链路等效图。

在图4中，I路模拟通道106I对I路输入信号I(t)产生大小为Δd_i的直流偏置和大小为g_i的幅度增益，Q路模拟通道106Q对Q路输入信号Q(t)产生大小为Δd_q的直流偏置和大小为g_q的幅度增益，正交调制器107产生的余弦本振信号和正弦本振信号的相位差是Δφ，因此，正交调制器107的输出信号可表示为：

g_i·(I(t)+Δd_i)·cos(ω_lot+θ₀+φ_i)-g_q(Q(t)+Δd_q)·sin(ω_lot+θ₀+φ_q)。

其中，Δd_i和Δd_q将导致本振泄漏，降低发射信号质量；如果g_i≠g_q，则I、Q两模拟通道的幅度增益不平衡，将导致发射信号的镜像边带过高，降低发射信号质量；φ_i表示余弦本振信号的相位偏移，φ_q表示正弦本振信号的相位偏移，若Δφ＝φ_i-φ_q不为0，将导致发射信号的镜像边带过高，降低发射信号质量；θ₀是I(t)和Q(t)的初始相位，一般情况下为0。

图1中，I、Q两路信号都是差分信号。I、Q两路信号分别经DAC模块105I和105Q变换后，均为电流信号，电流大小一般是20mA。其中，I路信号的正极是Iop，负极是Ion，Iop和Ion之间有电阻R端接，因此，I路信号的输出电压为Uo＝(Iop-Ion)R，同理，Q路信号的输出电压为Uo＝(Qop-Qon)R。

假设DAC模块105I和105Q均为15位的DAC转换芯片，如果将数字信号32767作为DAC模块105I的最大正输入数字信号，则DAC模块105I的输出电流是20mA，其中，Iop＝20mA，Ion＝0mA；如果将数字信号-32767作为DAC模块105I的最大负输入数字信号，则DAC模块105I的输出电流是20mA，其中，Iop＝0mA，Ion＝20mA。

因此，在更新补偿参数过程中，测量计算补偿因子时，可用正负数作为I、Q两路直流测试信号，绝对值相等的正负数对应信号的振幅相等，相位相反。

在图1所示发射机中预先设置直流偏置阈值、幅度不平衡阈值和相位不平衡阈值，以及直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数、相位不平衡补偿参数和最大循环判断次数K。

其中，可将直流偏置阈值、幅度不平衡阈值和相位不平衡阈值分别预设为允许的本振泄漏大小lo_dB、允许的幅度不平衡大小am_dB和允许的相位不平衡大小pm_dB，三者单位均为分贝(dB)；为简化计算，也可将上述阈值分别预设为 $\mathrm{lo}\_\mathrm{thr}={10}^{\frac{\mathrm{lo}\_\mathrm{dB}}{20}},$ $\mathrm{am}\_\mathrm{thr}={10}^{\frac{\mathrm{am}\_\mathrm{dB}}{20}}$ 和 $\mathrm{pm}\_\mathrm{thr}={10}^{\frac{\mathrm{pm}\_\mathrm{dB}}{20}}.$

可将直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数和相位不平衡补偿参数预设为：

g_compensation-＞offset_i(k)＝0，k＝1…K；

g_compensation-＞offset_q(k)＝0，k＝1…K；

g_compensation-＞scale_i(k)＝1，k＝1…K；

g_compensation-＞scale_q(k)＝1，k＝1…K；

g_compensation-＞phase_i(k)＝0，k＝1…K；

g_compensation-＞phase_q(k)＝0，k＝1…K；

其中，K和k均是自然数，k是当前的循环判断次数；

g_compensation-＞offset_i(k)是I通道的直流偏置补偿参数；

g_compensation-＞offset_q(k)是Q通道的直流偏置补偿参数；

g_compensation-＞scale_i(k)是I通道的幅度不平衡补偿参数；

g_compensation-＞scale_q(k)是Q通道的幅度不平衡补偿参数；

g_compensation-＞phase_i(k)是I通道的相位不平衡补偿参数；

g_compensation-＞phase_q(k)是Q通道的相位不平衡补偿参数。

图5是本发明更新补偿参数方法的总流程图，如图5所示，该方法包括：

步骤501，根据直流偏置补偿参数对用于测量直流偏置的直流测试信号进行补偿，根据测得的正交调制输出信号最大幅度值，计算直流偏置因子。

本步骤中，向I通道和Q通道发送用于测量直流偏置、更新直流偏置补偿参数的直流测试信号。

步骤502，判断直流偏置因子是否在直流偏置阈值允许范围内，若是，执行步骤504，否则执行步骤503。

步骤503，判断直流偏置因子的计算次数是否大于K，若是，结束本流程，否则，用直流偏置因子更新直流偏置补偿参数，返回步骤501。

步骤504，根据直流偏置补偿参数和幅度不平衡补偿参数对用于测量幅度不平衡的直流测试信号进行补偿，根据测得的正交调制输出信号最大幅度值，计算幅度不平衡因子。

本步骤中，向I通道和Q通道发送用于测量幅度不平衡、更新幅度不平衡补偿参数的直流测试信号。

步骤505，判断幅度不平衡因子是否在幅度不平衡阈值允许范围内，若是，执行步骤507，否则执行步骤506。

步骤506，判断幅度不平衡因子的计算次数是否大于K，若是，结束本流程，否则，用幅度不平衡因子更新幅度不平衡补偿参数，返回步骤504。

步骤507，根据直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数和相位不平衡补偿参数对用于测量相位不平衡的直流测试信号进行补偿，根据测得的正交调制输出信号最大幅度值，计算相位不平衡因子。

本步骤中，向I通道和Q通道发送用于测量相位不平衡、更新相位不平衡补偿参数的直流测试信号。

步骤508，判断相位不平衡因子是否在相位不平衡阈值允许范围内，若是，结束本流程，否则执行步骤509。

步骤509，判断相位不平衡因子的计算次数是否大于K，若是，结束本流程，否则，用相位不平衡因子更新相位不平衡补偿参数，返回步骤507。

由图5可见，补偿参数更新包括直流偏置补偿参数更新、幅度不平衡补偿参数更新和相位不平衡补偿参数更新，下面对这三种类型补偿参数的更新方法分别予以详细说明。

1、直流偏置补偿参数更新。

直流偏置补偿参数更新包括更新I通道的直流偏置补偿参数和更新Q通道的直流偏置补偿参数，二者的更新顺序无限制。在后更新直流偏置补偿参数时，应用在先更新的直流偏置补偿参数，以消除在先更新直流偏置补偿参数的通道的直流偏置作用对发射信号幅度的影响，从而提高在后更新的精度。

下面以先更新I通道的直流偏置补偿参数为例，对I、Q通道的直流偏置补偿参数更新方法分别予以说明。

图6是本发明I通道的直流偏置补偿参数更新方法流程图，如图6所示，该方法具体包括如下步骤：

步骤601，发送用于测量I路直流偏置的I路第一直流测试信号和Q路第一直流测试信号，记录直流偏置测试信号的反馈信号的最大幅度值Am1。

本步骤中，向I通道发送幅度为A(A为非0实数，通常取正数)的直流测试信号，向Q通道发送幅度为0的直流测试信号，根据直流偏置补偿参数对直流测试信号进行补偿，记录正交调制输出信号的最大幅度值Am1。

下文将幅度为A的直流测试信号记为测试信号A，将幅度为0的直流测试信号记为0信号。

本步骤中，经补偿后，I路信号In_I和Q路信号In_Q分别为：

In_I＝A·(1+tmpoffset_i)；In_Q＝A·tmpoffset_q；

其中， $\mathrm{tmpoffset}\_i=[-\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{offset}\_i\left(k\right)];$

$\mathrm{tmpoffset}\_q=[-\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{offset}\_q\left(k\right)].$

A的具体数值取决于I通道电子元件的特性，例如取决于对I路信号进行数模转换的DAC芯片的位数。比如：M位的DAC芯片的满量程数字直流信号为2^M-1，且，为避免饱和溢出，DAC芯片实际允许接收的直流信号应降低XdB(X可为经验值)，则以该DAC芯片的输入信号作为测试信号时，A＝2^M-BT-1，其中，

步骤602，发送用于测量I路直流偏置的I路第二直流测试信号和Q路第二直流测试信号，记录直流偏置测试信号的反馈信号的最大幅度值Am2。

本步骤中，向I通道发送幅度为负A的直流测试信号，向Q通道发送幅度为0的直流测试信号，根据直流偏置补偿参数对直流测试信号进行补偿，记录正交调制输出信号的最大幅度值Am2。

下文将幅度为负A直流测试信号记为测试信号-A。

本步骤中，经补偿后，I路信号In_I和Q路信号In_Q分别为：

In_I＝A·(-1+tmpoffset_i)；In_Q＝A·tmpoffset_q。

步骤603，根据Am1和Am2计算I通道的直流偏置因子moffset_i。

本步骤中， $\mathrm{moffset}\_i=\frac{\mathrm{Am}1-\mathrm{Am}2}{\max (\mathrm{Am}1,\mathrm{Am}2)}\·\frac{1}{2}.$

除了乘以

外，moffset_i也可以为Am1与Am2的差值占其中较大一方的其他比例。

步骤604，判断moffset_i是否在lo_thr允许范围内，若是，则结束本流程，若否，则执行步骤605。

本步骤中，若|moffset_i|≤lo_thr，则moffset_i在lo_thr允许范围内；若|moffset_i|＞lo_thr，则moffset_i不在lo_thr允许范围内。

步骤605，判断moffset_i的计算次数是否小于K，若是，执行步骤606，否则结束本流程。

步骤606，更新I通道的直流偏置补偿参数，返回步骤601。

本步骤中，用moffset_i更新I路直流偏置补偿参数的方法为：令g_compensation-＞offset_i(k)＝moffset_i，其中k为计算I通道直流偏置因子的当前次数，例如，如果步骤603已执行3次，则k＝3。

通过图6的方法对I通道的直流偏置补偿参数更新后，可将I通道最新的直流偏置补偿参数用于Q通道直流偏置补偿参数的更新过程，具体方法请参见图7。

图7是本发明Q通道的直流偏置补偿参数更新方法流程图，如图7所示，该方法具体包括如下步骤：

步骤701，发送用于测量Q路直流偏置的I路第一直流测试信号和Q路第一直流测试信号，记录直流偏置测试信号的反馈信号的最大幅度值Am1。

本步骤中，向I通道发送0信号，向Q通道发送测试信号A，经补偿后，I路信号In_I和Q路信号In_Q分别为：

In_I＝A·tmpoffset_i；In_Q＝A·(1+tmpoffset_q)。

步骤702，发送用于测量Q路直流偏置的I路第二直流测试信号和Q路第二直流测试信号，记录直流偏置测试信号的反馈信号的最大幅度值Am2。

本步骤中，向I通道发送0信号，向Q通道发送测试信号-A，经补偿后，I路信号In_I和Q路信号In_Q分别为：

In_I＝A·tmpoffset_i；In_Q＝A(-1+tmpoffset_q)。

步骤703，根据Am1和Am2计算Q通道的直流偏置因子moffset_q。

本步骤中，moffset_q的具体计算方法同步骤603。

步骤704，判断moffset_q是否在lo_thr允许范围内，若是，则结束本流程，若否，则执行步骤705。

本步骤中，判断moffset_q是否在lo_thr允许范围内的方法同步骤604。

步骤705，判断moffset_q的计算次数是否小于K，若是，执行步骤706，否则结束本流程。

步骤706，更新Q通道的直流偏置补偿参数，返回步骤701。

本步骤中，用moffset_q更新Q路直流偏置补偿参数的方法为：令g_compensation-＞offset_q(k)＝moffset_q，其中k为计算Q通道直流偏置因子的当前次数。

在直流偏置补偿参数更新过程中，也可以交替更新I、Q通道的直流偏置补偿参数，且，每一次更新均使用最新的补偿参数。

2、幅度不平衡补偿参数更新。

更新幅度不平衡补偿参数时，使用最新的直流偏置补偿参数和幅度不平衡补偿参数对I、Q两路信号进行补偿。由于幅度不平衡是由于I、Q通道的幅度增益不同引起的，因此，可以保持一通道输入信号的幅度不变，而只调节另一通道输入信号的幅度，这样，在更新幅度不平衡补偿参数时，可保持一通道的幅度不平衡补偿参数不变，而只更新另一通道的幅度不平衡参数，当然，也可以两个通道的幅度不平衡补偿参数均予以更新。

下面对更新I、Q通道的幅度不平衡补偿参数的方法分别予以说明。

图8是本发明I通道的幅度不平衡补偿参数的更新方法流程图，如图8所示，该方法具体包括如下步骤：

步骤801，发送用于测量幅度不平衡的I路第三直流测试信号和Q路第三直流测试信号，记录幅度不平衡测试信号的反馈信号的最大幅度值Am3。

本步骤中，向I通道发送幅度为B的直流测试信号(B为非0实数，通常为正数，B的取值原则与A的取值原则相同)，向Q通道发送0信号，根据直流偏置补偿参数和幅度不平衡补偿参数对直流测试信号进行补偿，记录正交调制输出信号的最大幅度值Am3。

本步骤中，经补偿后，I路信号In_I和Q路信号In_Q分别为：

In_I＝B·(1+tmpoffset_i)·tmpscale_i；In_Q＝(B·tmpoffset_q)·tmpscale_q。

其中， $\mathrm{tmpscale}\_i=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Π}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{scale}\_i\left(k\right);$

$\mathrm{tmpscale}\_q=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Π}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{scale}\_q\left(k\right).$

步骤802，发送用于测量幅度不平衡的I路第四直流测试信号和Q路第四直流测试信号，记录幅度不平衡测试信号的反馈信号的最大幅度值Am4。

本步骤中，向I通道发送0信号，向Q通道发送幅度为B的直流测试信号，根据直流偏置补偿参数和幅度不平衡补偿参数对直流测试信号进行补偿，记录正交调制输出信号的最大幅度值Am4。

本步骤中，经补偿后，I路信号In_I和Q路信号In_Q分别为：

In_I＝B·tmpoffset_i·tmpscale_i；In_Q＝B·(1+tmpoffset_q)·tmpscale_q。

步骤803，根据Am3和Am4得到幅度不平衡因子am_inbalance。

本步骤中， $\mathrm{am}\_\mathrm{inbalance}=\frac{\mathrm{Am}3}{\mathrm{Am}4}.$

步骤804，判断am_inbalance是否在am_thr允许范围内，若是，结束本流程，若否，则执行步骤805。

若|am_inbalance-1|≤am_thr，则am_inbalance在am_thr允许范围内，否则，不在am_thr允许范围内。

步骤805，判断本流程中am_inbalance的计算次数是否小于K，若是，执行步骤806，否则结束本流程。

步骤806更新I通道的幅度不平衡补偿参数，返回步骤801。

本步骤的更新方法为： $g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{scale}\_i\left(k\right)=\mathrm{am}\_\mathrm{inbalance}=\frac{\mathrm{Am}3}{\mathrm{Am}4}.$

更新Q通道的幅度不平衡补偿参数的方法与图8方法的步骤相同，区别仅在于：

步骤803中， $\mathrm{am}\_\mathrm{inbalance}=\frac{\mathrm{Am}4}{\mathrm{Am}3};$

步骤806的更新方法为： $g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{scale}\_q\left(k\right)=\mathrm{am}\_\mathrm{inbalance}=\frac{\mathrm{Am}4}{\mathrm{Am}3}.$

3、相位不平衡补偿参数更新。

更新相位不平衡补偿参数时，使用最新的直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数和相位不平衡补偿参数对I、Q两路测试信号进行补偿。

根据直流偏置补偿参数和幅度不平衡补偿参数对I路信号和Q路信号进行补偿后，其正交调制输出信号为：I·cos(ω_lot+φ_i)-Q·sin(ω_lot+φ_q)，其中φ_i余弦本振信号相位相对于I路信号初始相位(假设为0)的偏移，φ_q是正弦本振信号相位相对于Q路信号初始相位(假设为0)的偏移。进行相位不平衡补偿的目标是使φ_i与φ_q的差值在pm_thr允许范围内，即Δφ＝|φ_i-φ_q|＜pm_thr，因此，可以只更新I通道的相位不平衡补偿参数，也可只更新Q通道的相位不平衡补偿参数，当然，也可对I、Q通道的相位不平衡补偿参数均予以更新。

为便于叙述，下面预先介绍根据直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数和相位不平衡补偿参数对用于测量相位不平衡的直流测试信号进行补偿的公式：

Ipos＝C·(1+tmpoffset_i)·tmpscale_i；Qpos＝C·(1+tmpoffset_q)·tmpscale_q；

Qneg＝C·(-1+tmpoffset_q)·tmpscale_q；

如需更新I通道的相位不平衡补偿参数，则还将用到如下补偿公式：

I′pos＝Qpos·sin(Δφ_i)+Ipos·cos(Δφ_i)；I′posn＝Qneg·sin(Δφ_i)+Ipos·cos(Δφ_i)；

如需更新Q通道的相位不平衡补偿参数，则还将用到如下补偿公式：

Q′pos＝Qpos·cos(Δφ_q)-Ipos·sin(Δφ_q)；Q′neg＝Qneg·cos(Δφ_q)-Ipos·sin(Δφ_q)。

其中：C是用于测量相位不平衡的直流测试信号的幅度值，通常为正数，也可为负数，C的取值原则与A的取值原则相同；

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{phase}\_i\left(k\right));$

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{phase}\_q\left(k\right)).$

下面对I、Q通道的相位不平衡补偿参数更新方法分别予以说明。

图9是本发明I通道的相位不平衡补偿参数的更新方法流程图，如图9所示，该方法具体包括如下步骤：

步骤901，发送用于测量相位不平衡的I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号，记录正交调制输出信号的最大幅度值Am5。

本步骤中，向I、Q通道发送的直流测试信号的幅度值分别为C和-C，根据直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数和相位不平衡补偿参数对直流测试信号进行补偿，记录正交调制输出信号的最大幅度值Am5。

本步骤中，经补偿后，I路信号In_I和Q路信号In_Q分别为：

In_I(t)＝I′pos；In_Q(t)＝Qpos。

步骤902，发送用于测量相位不平衡的I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号，记录正交调制输出信号的最大幅度值Am6。

本步骤中，向I、Q通道发送的直流测试信号的幅度值分别为C和-C，根据直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数和相位不平衡补偿参数对直流测试信号进行补偿，记录正交调制输出信号的最大幅度值Am6。

本步骤中，经补偿后，I路信号In_I和Q路信号In_Q分别为：

In_I(t)＝I′posn；In_Q(t)＝Qneg。

步骤903，根据Am5和Am6得到相位不平衡因子pm_inbalance。

本步骤中， $\mathrm{pm}\_\mathrm{inbalance}=\frac{\mathrm{Am}6-\mathrm{Am}5}{\max (\mathrm{Am}5,\mathrm{Am}6)}.$

步骤904，判断pm_inbalance是否在ph_thr允许范围内，若是，结束本流程，若否，则执行步骤905。

若|pm_inbalance|≤pm_thr，则pm_inbalance在ph_thr允许范围内，否则，pm_inbalance不在ph_thr允许范围内。

步骤905，判断pm_inbalance的计算次数是否小于K，若是，执行步骤906，否则结束本流程。

步骤906，更新I通道的相位不平衡补偿参数，返回步骤901。

本步骤中的更新方法为：g_compensation-＞phase_i(k)＝tg^-1(pm_inbalance)，其中，tg^-1(pm_inbalance)是pm_inbalance的反正切值。

更新Q通道的相位不平衡补偿参数的方法与图9方法的步骤相同，区别仅在于：

步骤901中，经补偿后，I路信号In_I和Q路信号In_Q分别为：

In_I(t)＝Ipos，In_Q(t)＝Q′pos。

步骤902中，经补偿后，I路信号In_I和Q路信号In_Q分别为：

In_I(t)＝Ipos，In_Q(t)＝Q′neg。

步骤903中， $\mathrm{pm}\_\mathrm{inbalance}=\frac{\mathrm{Am}5-\mathrm{Am}6}{\max (\mathrm{Am}5,\mathrm{Am}6)};$

步骤906的更新方法为：g_compensation-＞phase_q(k)＝tg^-1(pm_inbalance)。

本实施例中，也可不设置最大循环判断次数K，这样，在每次更新补偿参数时，不进行计算次数是否超过K的判断，而直接更新相应补偿参数，直至满足该更新所在循环的其他退出条件，例如：因子在补偿阈值允许范围内，或者，该类型补偿参数的更新时间超过预设时间。

在更新补偿参数时，直流测试信号的幅度值A、B、C一般相同，也可以不同。

发射信号时，根据最新的补偿参数对I、Q两路业务信号进行补偿。

图10是本发明对I、Q两路业务信号进行补偿的方法流程图，如图10所示，该方法包括：

步骤1001，对I、Q两路业务信号进行直流偏置补偿。

根据最新的直流偏置补偿参数g_compensation-＞offset_i(k)计算I路直流偏置补偿量i_offset： $i\_\mathrm{offset}=[-\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{offset}\_i\left(k\right)]\·\max \_\mathrm{data}\_\mathrm{iq}.$

根据最新的直流偏置补偿参数g_compensation-＞offset_q(k)计算Q路直流偏置补偿量q_offset： $q\_\mathrm{offset}=[-\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{offset}\_q\left(k\right)]\·\max \_\mathrm{data}\_\mathrm{iq}.$

其中，max_data_iq是经验数值，或一定概率下的I、Q两路业务信号的最大幅度值。

得到i_offset和q_offset后，按照下式对I、Q两路业务信号进行直流不平衡补偿： $\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′}\left(t\right)=I\left(t\right)+i\_\mathrm{offset}\\ Q^{\′}\left(t\right)=Q\left(t\right)+q\_\mathrm{offset}\end{array}\right.,$ 其中，I(t)是I路业务信号，Q(t)是Q路业务信号。

步骤1002，对直流偏置补偿后的I、Q两路业务信号进行幅度不平衡补偿。

根据最新的幅度不平衡补偿参数g_compensation-＞scale_i(k)计算I路幅度不平衡补偿量scale_i， $\mathrm{scale}\_i=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Π}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{scale}\_i\left(k\right).$

根据最新的幅度不平衡补偿参数g_compensation-＞scale_q(k)计算Q路幅度不平衡补偿量scale_q， $\mathrm{scale}\_q=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Π}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{scale}\_q\left(k\right).$

得到scale_i和scale_q后，按照下式对I、Q两路业务信号进行幅度不平衡补偿： $\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′\′}\left(t\right)=I^{\′}\left(t\right)\·\mathrm{scale}\_i\\ Q^{\′\′}\left(t\right)=Q^{\′}\left(t\right)\·\mathrm{scale}\_q\end{array}\right..$

若更新幅度不平衡补偿参数时，I通道的幅度不平衡补偿参数保持为预设值，则scale_i＝1，只需对Q路业务信号进行幅度不平衡补偿，这时， $\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′\′}\left(t\right)=I^{\′}\left(t\right)\\ Q^{\′\′}\left(t\right)=Q^{\′}\left(t\right)\·\mathrm{scale}\_q\end{array}\right.;$ 若更新幅度不平衡补偿参数时，Q通道的幅度不平衡补偿参数保持为预设值，则scale_q＝1，只需对I路业务信号进行幅度不平衡补偿，这时， $\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′\′}\left(t\right)=I^{\′}\left(t\right)\·\mathrm{scale}\_i\\ Q^{\′\′}\left(t\right)=Q^{\′}\left(t\right)\end{array}\right..$

步骤1003，对幅度不平衡补偿后的I、Q两路业务信号进行相位不平衡补偿。

本步骤中，按照下式对I、Q两路业务信号进行相位不平衡补偿：

$\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\·\sin \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)+I^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)\\ Q^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)-I^{\′\′}\left(t\right)\sin \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)\end{array}\right..$

若更新相位不平衡补偿参数时，I通道的相位不平衡补偿参数保持为初始值，则只需对Q业务路信号进行相位不平衡补偿，这时， $\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′\′\′}\left(t\right)=I^{\′\′}\left(t\right)\\ Q^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{pm\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)-I^{\′\′}\left(t\right)\sin \left(\mathrm{pm\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)\end{array}\right.;$ 若更新相位不平衡补偿参数时，Q通道的相位不平衡补偿参数保持为初始值，则只需对I路业务信号进行幅度不平衡补偿，这时， $\left\{\begin{array}{c}{Q}^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\\ I^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\·\sin \left(\mathrm{pm\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)+I^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{pm\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)\end{array}\right..$

为便于理解，下面对相位不平衡补偿方法的原理予以说明：

假设经过相位补偿的I、Q两路业务信号为I″′(t)和Q(t)，I″′(t)和Q″′(t)输入到非理想的正交调制器中，以Δφ_i＝φ_i-φ_q表示该正交调制器将I路业务信号与Q路业务信号进行正交时的相位误差，则正交调制输出信号qam_out(t)为：

qam_out(t)

＝I″′(t)·cos(ω_lot+Δφ_i)-Q″′(t)·sin(ω_lot)

＝I″′(t)·cos(ω_lot)·cos(Δφ_i)-I″′(t)·sin(ω_lot)·sin(Δφ_i)-Q″′(t)·sin(ω_lot)

＝[I″′(t)·cos(Δφ_i)]·cos(ω_lot)-[I″′(t)sin(Δφ_i)+Q″′(t)]·sin(ω_lot)

令 $\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′\′\′}\left(t\right)=I^{\′\′}\left(t\right)\\ I^{\′\′}\left(t\right)\sin \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)+Q^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)\end{array}\right.,$ 则可得到：

qam_out(t)＝I″(t)·cos(Δφ_i)·cos(ω_lot)-Q″(t)·cos(Δφ_i)·sin(ω_lot)，可见I″(t)·cos(Δφ_i)和Q″(t)·cos(Δφ_i)完全正交。

由 $\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′\′\′}\left(t\right)=I^{\′\′}\left(t\right)\\ I^{\′\′}\left(t\right)\sin \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)+Q^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)\end{array}\right.$

得到 $\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′\′\′}\left(t\right)=I^{\′\′}\left(t\right)\\ Q^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)-I^{\′\′}\left(t\right)\sin \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)\end{array}\right.$

当用Δφ_q＝φ_q-φ_i表示正交调制器将I路业务信号与Q路业务信号进行正交时的相位误差时，正交调制输出信号qam_out(t)为：

qam_out(t)

＝I″′(t)·cos(ω_lot)-Q″′(t)·sin(ω_lot+Δφ_q)

＝I″′(t)·cos(ω_lot)-Q″′(t)·sin(ω_lot)·cos(Δφ_q)-Q″′(t)·cos(ω_lot)·sin(Δφ_q)

＝cos(ω_lot)·[I″′(t)-Q″′(t)·sin(Δφ_q)]_sin(ω_lot)·Q″′(t)·cos(Δφ_q)

令 $\left\{\begin{array}{c}{Q}^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\\ I^{\′\′\′}\left(t\right)-Q^{\′\′}\left(t\right)\·\sin \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)=I^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)\end{array}\right.,$ 则可得到：

qam_out(t)＝I″(t)·cos(Δφ_q)·cos(ω_lot)-Q″(t)·cos(Δφ_q)·sin(ω_lot)，可见qam_out(t)的两路信号I″(t)·cos(Δφ_q)和Q″(t)·cos(Δφ_q)是完全正交的。

由 $\left\{\begin{array}{c}{Q}^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\\ I^{\′\′\′}\left(t\right)-Q^{\′\′}\left(t\right)\·\sin \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)=I^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)\end{array}\right.$

得到 $\left\{\begin{array}{c}{Q}^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\\ I^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\·\sin \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)+I^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)\end{array}\right..$

图11是本发明图1所示发射机中的补偿模块104采用图10的方法对I、Q两路信号进行补偿的信号流图。

在图11中， $\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′}\left(t\right)=I\left(t\right)+i\_\mathrm{offset}\\ Q^{\′}\left(t\right)=Q\left(t\right)+q\_\mathrm{offset}\end{array}\right.,$ $\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′\′}\left(t\right)=I^{\′}\left(t\right)\·\mathrm{scale}\_i\\ Q^{\′\′}\left(t\right)=Q^{\′}\left(t\right)\·\mathrm{scale}\_q\end{array}\right.,$

$\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\·\sin \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)+I^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)\\ Q^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)-I^{\′\′}\left(t\right)\sin \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)\end{array}\right..$

为了在现场可编程门阵列(FPGA)等器件上进行补偿参数更新和对I、Q两路信号进行补偿，需减小反正切函数值、正弦函数值和余弦函数值的计算复杂度，本实施例采用下述公式对其进行计算：

${\mathrm{tg}}^{-1}(\mathrm{pm}\_\mathrm{inbalance})=\mathrm{pm}\_\mathrm{inbalance}-\frac{1}{3}{(\mathrm{pm}\_\mathrm{inbalance})}^3;$

$\sin \left(x\right)=x(1-\frac{1}{6}{x}^2);$ $\cos \left(x\right)=1-\frac{1}{2}{x}^2(1-\frac{1}{12}{x}^2),$ 其中x为自变量。

本方法实施例中，将每一类型的补偿参数均设置为含有K个元素的一维数组，在每次更新补偿参数时，用该更新流程中算得的当前因子更新该数组中的对应元素，在对I、Q两路信号进行补偿时，对这些数组元素进行累加或连乘操作，用于补偿I、Q两路信号，以校准发射信号。实际应用中，每一类型的补偿参数也可只设置一个，将直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数和相位不平衡补偿参数分别初始化为0、1、0，在更新直流偏置补偿参数时，用当前的直流偏置因子加上当前直流偏置补偿参数，作为更新后的直流偏置补偿参数；在更新幅度不平衡补偿参数时，用当前的幅度不平衡因子乘以当前直流偏置补偿参数，作为更新后的幅度不平衡补偿参数；在更新相位不平衡补偿参数时，用当前的相位不平衡因子加上当前相位不平衡补偿参数，作为更新后的相位不平衡补偿参数，用最新的补偿参数对I、Q两路信号进行补偿，以校准发射信号。

采用前一补偿参数设置和更新方法时，可以记录每一次算得的因子，如果更新出错，便于查找原因，适用于样机调试阶段；采用后一补偿参数设置和更新方法时，可减少补偿参数的存储空间，适用于存储资源紧张的应用环境。

为了验证本发明实施例中ZIF发射信号校准方法的有效性，发明人还搭建硬件ZIF发射校准平台对所述ZIF发射信号校准方法进行了实际测试，具体请参见图12、13和14。

图12是本发明硬件ZIF发射校准平台的框图，如图12所示，该校准平台包括发射(Tx)链路和反馈(Feedback)链路。

在Tx链路中，DAC芯片将FPGA芯片发来的I、Q两路数字信号变换为模拟信号后，输出给中频低通滤波器，I、Q两路模拟信号和2016MHz的本振信号在I/Q调制器中进行正交调制，正交调制输出信号途经通频带为2010MHz-2025MHz射频带通滤波器、射频放大器、增益调节器(PGC)和射频功率放大器这些射频链路处理后，进入功分器，功分器将收到的信号分成两路，一路输入频谱仪，另一路作为反馈信号输入Feedback链路。

在Feedback链路中，反馈信号经通频带为2010MHz-2025MHz射频带通滤波器处理后，进入混频器，与频率为1920MHz的本振信号进行混频，混频输出信号经过中频放大器和PGC后，再经通频带为86MHz-106MHz的中频带通滤波器和中频放大器后，进入ADC芯片，ADC芯片将反馈信号从模拟信号变换为数字信号后，输出给FPGA芯片。

图12所示平台中，ADC芯片和DAC芯片的时钟频率均是76.8MHz，由30.72MHz的参考时钟源经锁相环(PLL)处理得到，Feedback链路中的1920MHz本振信号也由该参考时钟源经PLL处理得到。在平台运行过程中，需保持30.72MHz的参考时钟源和2016MHz的参考时钟源同步。

图12所示平台中，FPGA芯片中设置有控制逻辑模块、测量计算模块、业务处理模块和补偿模块，可根据本发明实施例提供的方法校准发射信号。

当FPGA芯片以频率为5MHz的单音信号作为业务信号时，由于图12所示平台中的I/Q调制器本振信号频率是2016MHz，因此，有用信号的频率是2021MHz，镜像信号的频率是2011MHz。

下面给出在图12所示平台中，以频率为5MHz的单音信号作为业务信号时，应用本发明实施例提供的方法校准发射信号前后的发射信号频谱图。

图13是本发明中，图12所示平台未校准发射信号时，频谱仪中显示的发射信号频谱图。

图13中，横坐标是频率，每一单元格的横坐标边界值之差是20MHz；纵坐标是功率，每一单元格的纵坐标边界值之差是10dB。

图13中，本振信号的频谱标号为3，有用信号的频谱标号为1，镜像信号的频谱标号为2，频谱仪显示有用信号频谱高出镜像信号频谱41.242dB。

图14是本发明中，图12所示平台应用本发明实施例提供的方法校准发射信号后，频谱仪中显示的发射信号频谱图。

图14中，有用信号的频谱标号为2，镜像信号的频谱标号为1，频谱仪显示镜像信号频谱低于有用信号频谱71.865dB。

图13和图14中ΔMkr右侧的频率是频谱1的频率减去频谱2的频率的差，ΔMkr右侧的dB值是频谱1的dB值减去频谱2的dB值的差。

对比图13和图14可见，应用本发明实施例提供的方法校准发射信号后，对镜像信号的抑制与校准前相比，提高了71.865dB-41.242dB＝30.623dB。

由上述技术方案可见，本发明实施例在发射机中设置反馈模块、逻辑控制模块、测量计算模块和补偿模块。补偿模块根据最新的补偿参数对I、Q两路业务信号进行补偿，从而校准发射信号。当需要更新补偿模块中的参数时，逻辑控制模块控制测量计算模块处于开启状态，补偿模块利用最新的补偿参数对测量计算模块产生的直流测试信号进行补偿后由发射模块发射，测量计算模块根据反馈模块从发射的测试信号取得的反馈信号计算补偿因子，根据补偿因子对补偿模块中的参数进行更新，因此，即便发射机所处的环境和温度发生变化，本发明实施例提供的零中频发射机也实现了对发射信号的自适应校准。

由于在更新补偿参数过程中，在后更新补偿参数时，应用在先更新的补偿参数，例如，更新幅度不平衡补偿参数时，应用更新的直流偏置补偿参数，更新相位不平衡补偿参数时，应用更新的直流偏置补偿参数和幅度不平衡补偿参数，因此，提高了对发射信号的校准精度，降低了发射信号的误差矢量幅度(EVM)，提高了发射信号的信号质量。

由于更新补偿参数时，发射的测试信号均为直流信号，而且，在计算补偿因子时，对反正切函数值、正弦函数值和余弦函数值的计算方法均予以简化，使补偿参数更新方法和对I、Q两路信号进行补偿的方法可在FPGA系统中实现，提高了系统运算速度。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (20)

1、一种零中频发射机，包括1、Q两路模拟通道、正交调制器和发射模块，其特征在于，该发射机还包括：逻辑控制模块、测量计算模块、业务处理模块、补偿模块和反馈模块；其中，

逻辑控制模块，用于控制业务处理模块和测量计算模块，保证二者一方开启时，另一方关闭；

测量计算模块，预先存储有补偿阈值，用于在预定时长内，向补偿模块发送I、Q两路直流测试信号，同时，接收来自反馈模块的直流测试信号的反馈信号，根据连续两次获得的反馈信号计算补偿因子，并在判断出补偿因子不在补偿阈值范围内时，向补偿模块发送计算得到的补偿因子，并继续向补偿模块发送I、Q两路直流测试信号，直至计算出的补偿因子在补偿阈值范围内，向补偿模块发送计算得到的补偿因子，完成更新补偿参数过程；

业务处理模块，用于向补偿模块发送I、Q两路业务信号；

补偿模块，存储有补偿参数，用测量计算模块发来的补偿因子更新补偿参数，根据更新后的补偿参数对来自测量计算模块的I、Q两路测试信号或业务信号进行补偿，并将补偿后的I、Q两路测试信号或业务信号分别经由I、Q两路模拟通道发送；

反馈模块，用于从发射模块发射的正交调制输出信号取得反馈信号，并输出给测量计算模块。

2、如权利要求1所述的零中频发射机，其特征在于，所述补偿阈值包括直流偏置阈值、幅度不平衡阈值和相位不平衡阈值；所述补偿参数包括直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数和相位不平衡补偿参数；

所述发送I、Q两路直流测试信号为：发送用于测量直流偏置的I、Q两路直流测试信号、用于测量幅度不平衡的I、Q两路直流测试信号、用于测量相位不平衡的I、Q两路直流测试信号；

所述接收反馈信号为：接收用于测量直流偏置的直流测试信号的反馈信号、用于测量幅度不平衡的直流测试信号的反馈信号、用于测量相位不平衡的直流测试信号的反馈信号；

所述计算补偿因子为：根据用于测量直流偏置的直流测试信号的反馈信号计算直流偏置因子、根据用于测量幅度不平衡的直流测试信号的反馈信号计算幅度不平衡因子、根据用于测量相位不平衡的直流测试信号的反馈信号计算相位不平衡因子；

所述判断为：判断直流偏置因子是否在直流偏置阈值范围内、判断幅度不平衡因子是否在幅度不平衡阈值范围内、判断相位不平衡因子是否在相位不平衡阈值范围内。

3、如权利要求1所述的零中频发射机，其特征在于，所述测量计算模块包括直流测试信号产生模块、反馈信号最大幅值检测模块、补偿因子计算比较模块和阈值存储模块；

直流测试信号产生模块，用于接收来自逻辑控制模块的开启指示，向所述补偿模块发送用于测量直流偏置的I、Q两路直流测试信号，向反馈信号最大幅值检测模块发送记录直流偏置反馈信号的最大幅度值的指示；收到来自补偿因子计算比较模块的幅度不平衡测量指示后，向所述补偿模块发送用于测量幅度不平衡的I、Q两路直流测试信号，向反馈信号最大幅值检测模块发送记录幅度不平衡反馈信号的最大幅度值的指示；收到来自补偿因子计算比较模块的相位不平衡测量指示后，向所述补偿模块发送用于测量相位不平衡的I、Q两路直流测试信号，向反馈信号最大幅值检测模块发送记录相位不平衡反馈信号的最大幅度值的指示；

反馈信号最大幅值检测模块，用于接收来自直流测试信号产生模块记录所述的最大幅度值的指示，检测来自反馈模块的相应反馈信号的幅度值，将最大幅度值发给补偿因子计算比较模块；

补偿因子计算比较模块，用于接收来自反馈信号最大幅值检测模块的幅度值；根据直流偏置测试信号的反馈信号的最大幅度值计算直流偏置因子，将直流偏置因子发给补偿模块，在直流偏置因子在直流偏置阈值允许范围内时，向直流测试信号产生模块发送幅度不平衡测量指示；根据幅度不平衡测试信号的反馈信号的最大幅度值计算幅度不平衡因子，将幅度不平衡因子发给补偿模块，在幅度不平衡因子在幅度不平衡阈值允许范围内时，向直流测试信号产生模块发送相位不平衡测量指示；根据相位不平衡测试信号的反馈信号的最大幅度值计算相位不平衡因子，将相位不平衡因子发给补偿模块，在相位不平衡因子在相位不平衡阈值允许范围内时，向直流测试信号产生模块发送测量完毕指示；

阈值存储模块，用于存储直流偏置阈值、幅度不平衡阈值和相位不平衡阈值。

4、如权利要求3所述的零中频发射机，其特征在于，

所述直流测试信号产生模块发送用于测量直流偏置的I、Q两路直流测试信号为：先发送I路第一直流测试信号和Q路第一直流测试信号，再发送I路第二直流测试信号和Q路第二直流测试信号；

所述直流测试信号产生模块发送用于测量幅度不平衡的I、Q两路直流测试信号为：先发送I路第三直流测试信号和Q路第三直流测试信号，再发送I路第四直流测试信号和Q路第四直流测试信号；

所述直流测试信号产生模块发送用于测量相位不平衡的I、Q两路直流测试信号为：先发送I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号，再发送I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号；

所述直流测试信号产生模块发送记录直流偏置反馈信号的最大幅度值的指示为：向反馈信号最大幅值检测模块发送记录第一直流测试信号的反馈信号最大幅值的指示和记录第二直流测试信号的反馈信号最大幅值的指示；

所述直流测试信号产生模块发送记录幅度不平衡反馈信号的最大幅度值的指示为：向反馈信号最大幅值检测模块发送记录第三直流测试信号的反馈信号最大幅值的指示和记录第四直流测试信号的反馈信号最大幅值的指示；

所述直流测试信号产生模块发送记录相位不平衡反馈信号的最大幅度值的指示为：向反馈信号最大幅值检测模块发送记录第五直流测试信号的反馈信号最大幅值的指示和记录第六直流测试信号的反馈信号最大幅值的指示。

5、如权利要求4所述的零中频发射机，其特征在于，

所述I路第一直流测试信号与I路第二直流测试信号等值反向，所述Q路第一直流测试信号和Q路第二直流测试信号均为0信号；或者，所述Q路第一直流测试信号和Q路第二直流测试信号等值反向，所述I路第一直流测试信号和I路第二直流测试信号均为0信号；

所述I路第三直流测试信号和Q路第三直流测试信号中，一为0信号，另一为非0信号，并且，所述I路第四直流测试信号与Q路第三直流测试信号幅度值相等，所述Q路第四直流测试信号与I路第三直流测试信号幅度值相等；

所述I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号的幅值相等且方向相同，所述I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号等值反向，且幅度值分别与I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号的幅度值相同；或者，所述I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号的幅值相等且方向相同，所述I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号等值反向，且幅度值分别与I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号的幅度值相同。

6、如权利要求1至5任一权项所述的零中频发射机，其特征在于，所述零中频发射机应用在移动通信系统的基站中。

7、一种校准零中频发射信号的方法，其特征在于，该方法包括：

A、预先设置补偿阈值和补偿参数；

在需要更新补偿参数时，执行步骤B；

B、在预定时长内，利用最新的补偿参数对产生的I路直流测试信号和Q路直流测试信号进行补偿后发送，同时，从正交调制器的输出信号取得反馈信号；根据连续两次获得的反馈信号计算补偿因子，利用计算得到的补偿因子更新补偿参数，并在判断出补偿因子不在补偿阈值范围内时，返回步骤B，直至计算出的补偿因子在补偿阈值范围内，完成更新补偿参数过程；

在发射信号时，执行步骤C；

C、根据更新后的补偿参数对I、Q两路业务信号进行补偿后发射。

8、如权利要求7所述的方法，其特征在于，步骤B中，所述发送测试信号的方法为：在移动通信系统的上行时隙利用下行通道发送测试信号。

9、如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述补偿阈值包括直流偏置阈值、幅度不平衡阈值和相位不平衡阈值；所述补偿参数包括直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数和相位不平衡补偿参数；

步骤B中：

所述I、Q两路直流测试信号的产生方法为：依次产生用于测量直流偏置的I、Q两路直流测试信号、用于测量幅度不平衡的I、Q两路直流测试信号和用于测量相位不平衡的I、Q两路直流测试信号；

所述补偿的方法为：利用最新的直流偏置补偿参数对用于测量直流偏置的直流测试信号进行补偿，利用最新的直流偏置补偿参数和幅度不平衡补偿参数对用于测量幅度不平衡的直流测试信号进行补偿，利用最新的直流偏置补偿参数、幅度不平衡补偿参数和相位不平衡补偿参数对用于测量相位不平衡的直流测试信号进行补偿；

所述计算补偿因子的方法为：根据发送用于测量直流偏置的直流测试信号期间取得的反馈信号计算直流偏置因子，根据发送用于测量幅度不平衡的直流测试信号期间取得的反馈信号计算幅度不平衡因子，根据发送用于测量相位不平衡的直流测试信号期间取得的反馈信号计算相位不平衡因子；

所述判断的方法为：判断直流偏置因子是否在直流偏置阈值范围内、幅度不平衡因子是否在幅度不平衡阈值范围内、相位不平衡因子是否在相位不平衡阈值范围内；

所述返回的方法为：在直流偏置因子不在直流偏置阈值范围内时，返回产生用于测量直流偏置的直流测试信号的动作，在幅度不平衡因子不在幅度不平衡阈值范围内时，返回产生用于测量幅度不平衡的直流测试信号的动作，在相位不平衡因子不在相位不平衡阈值范围内时，返回产生用于测量相位不平衡的直流测试信号的动作。

10、如权利要求9所述的方法，其特征在于，步骤B中，

所述判断出补偿因子不在补偿阈值范围内的方法为：判断出直流偏置因子、幅度不平衡因子、相位不平衡因子中的任意一项不在相应阈值范围内。

11、如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述步骤B中，

所述用于测量直流偏置的I、Q两路直流测试信号分别为：I路第一直流测试信号和Q路第一直流测试信号；以及I路第二直流测试信号和Q路第二直流测试信号；其中，

I路第一直流测试信号和I路第二直流测试信号等值反向，Q路第一直流测试信号和Q路第二直流测试信号均为0信号；或者，Q路第一直流测试信号和Q路第二直流测试信号等值反向，I路第一直流测试信号和I路第二直流测试信号均为0信号；

所述计算直流偏置因子的方法为：计算Am1与Am2的差占Am1与Am2中较大一方的比例的值，作为直流偏置因子；其中，Am1和Am2分别是两次获得的反馈信号的最大幅度值。

12、如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述步骤B中：

所述用于测量幅度不平衡的I、Q两路直流测试信号分别为：I路第三直流测试信号和Q路第三直流测试信号；以及I路第四直流测试信号和Q路第四直流测试信号；其中，

I路第三直流测试信号和Q路第三直流测试信号中，一为0信号，另一为非0信号，并且，I路第四直流测试信号与Q路第三直流测试信号的幅度值相等，Q路第四直流测试信号与I路第三直流测试信号的幅度值相等；

所述计算幅度不平衡因子的方法为：计算Am3和Am4的比值与1之差的值，作为直流偏置因子；其中，Am3和Am4分别是两次获得的反馈信号的最大幅度值。

13、如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述步骤B中：

所述用于测量相位不平衡的I、Q两路直流测试信号分别为：I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号；以及I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号；其中，

I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号的幅值相等且方向相同，I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号等值反向，且幅度值分别与I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号的幅度值相同；或者，I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号的幅值相等且方向相同，I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号等值反向，且幅度值分别与I路第六直流测试信号和Q路第六直流测试信号的幅度值相同；

所述计算相位不平衡因子的方法为：计算Am6与Am5的差占Am5与Am6中较大一方的比例的反正切函数值，作为相位不平衡因子；其中，Am5和Am6分别是两次获得的反馈信号的最大幅度值。

14、如权利要求11、12或13所述的方法，其特征在于，

所述步骤A进一步包括：预先设置最大循环次数K；

在所述步骤B中，每次执行返回动作之前，进一步包括：

记录返回产生当前类型直流测试信号的次数k；

判断当前返回次数是否不大于最大循环次数K，若是，则执行当前返回操作，否则，退出更新补偿参数流程。

15、如权利要求14所述的方法，其特征在于，步骤A中预先设置补偿参数的方法为：

将I路直流偏置补偿参数g_compensation-＞offset_i(k)、Q路直流偏置补偿参数g_compensation-＞offset_q(k)、I路幅度不平衡补偿参数g_compensation-＞scale_i(k)和Q路幅度不平衡补偿参数g_compensation-＞scale_q(k)均预设为0；

将I路相位不平衡补偿参数g_compensation-＞phase_i(k)和Q路相位不平衡补偿参数g_compensation-＞phase_q(k)均预设为1；

其中，k＝1、2......K。

16、如权利要求15所述的方法，其特征在于，在步骤B中，

当I路第一直流测试信号和I路第二直流测试信号的幅度值均为非0实数A时，所述补偿的方法为：

将A·(1+tmpoffset_i)作为补偿后I路第一直流测试信号的幅度值，将A·(-1+tmpoffset_i)作为补偿后I路第二直流测试信号的幅度值，将A·tmpoffset_q作为补偿后Q路第一直流测试信号和Q路第二直流测试信号的幅度值；

所述更新的方法为：

将g_compensation-＞offset_i(k)的值更新为直流偏置因子的值；

当Q路第一直流测试信号和Q路第二直流测试信号的幅度值均为A时，所述补偿的方法为：

将A·tmpoffset_i作为补偿后I路第一直流测试信号和I路第二直流测试信号的幅度值，将A·(1+tmpoffset_q)作为补偿后Q路第一直流测试信号的幅度值，将A(-1+tmpoffset_q)作为补偿后Q路第二直流测试信号的幅度值；

所述更新的方法为：

将g_compensation-＞offset_q(k)的值更新为直流偏置因子的值。

17、如权利要求15所述的方法，其特征在于，在步骤B中，

当I路第三直流测试信号的幅度值为非0实数B时，所述补偿的方法为：

将B·(1+tmpoffset_i)·tmpscale_i作为补偿后I路第三直流测试信号的幅度值，将(B·tmpoffset_q)·tmpscale_q作为补偿后Q路第三直流测试信号的幅度值，将B·tmpoffset_i·tmpscale_i作为补偿后I路第四直流测试信号的幅度值，将B·(1+tmpoffset_q)·tmpscale_q作为补偿后Q路第四直流测试信号的幅度值，

所述更新的方法为：

将g_compensation-＞scale_i(k)的值更新为幅度不平衡因子的值；

当Q路第三直流测试信号的幅度值为B时，所述补偿的方法为：

将B·tmpoffset_i·tmpscale_i作为补偿后I路第三直流测试信号的幅度值，将B·(1+tmpoffset_q)·tmpscale_q作为补偿后Q路第三直流测试信号的幅度值，将B·(1+tmpoffset_i)·tmpscale_i作为补偿后I路第四直流测试信号的幅度值，将(B·tmpoffset_q)·tmpscale_q作为补偿后Q路第四直流测试信号的幅度值，

所述更新的方法为：

将g_compensation-＞scale_q(k)的值更新为幅度不平衡因子的值。

18、如权利要求15所述的方法，其特征在于，在步骤B中，

当I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号幅度值相同，均为非0实数C，且方向也相同时，所述补偿的方法为：

将I′pos＝Qpos·sin(Δφ_i)+Ipos·cos(Δφ_i)作为补偿后I路第五直流测试信号的幅度值，将Qpos＝C·(1+tmpoffset_q)·tmpscale_q作为补偿后Q路第五直流测试信号的幅度值，将I′posn＝Qneg·sin(Δφ_i)+Ipos·cos(Δφ_i)作为补偿后I路第六直流测试信号的幅度值，将Qneg＝C·(-1+tmpoffset_q)·tmpscale_q作为补偿后Q路第六直流测试信号的幅度值，

所述更新的方法为：

将g_compensation-＞phase_i(k)的值更新为相位不平衡因子的值；

19、如权利要求15所述的方法，其特征在于，在步骤B中，

当I路第五直流测试信号和Q路第五直流测试信号幅度值相同，均为非0实数C，且方向也相同时，所述补偿的方法为：

将Ipos＝C·(1+tmpoffset_i)·tmpscale_i作为补偿后I路第五直流测试信号的幅度值，将Q′pos＝Qpos·cos(Δφ_q)-Ipos·sin(Δφ_q)作为补偿后Q路第五直流测试信号的幅度值，将Ipos＝C·(1+tmpoffset_i)·tmpscale_i作为补偿后I路第六直流测试信号的幅度值，将Q′neg＝Qneg·cos(Δφ_q)-Ipos·sin(Δφ_q)作为补偿后Q路第六直流测试信号的幅度值，

所述更新的方法为：

将g_compensation-＞phase_q(k)的值更新为相位不平衡因子的值；

其中， $\mathrm{tmpoffset}\_i=[-\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{offset}\_i\left(k\right)];$

$\mathrm{tmpoffset}\_q=[-\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{offset}\_q\left(k\right)];$

$\mathrm{tmpscale}\_i=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Π}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{scale}\_i\left(k\right);$

$\mathrm{tmpscale}\_q=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Π}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{scale}\_q\left(k\right);$

${\mathrm{\Δ\φ}}_i=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{phase}\_i\left(k\right));$

${\mathrm{\Δ\φ}}_q=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{phase}\_q\left(k\right)).$

20、如权利要求16、17、18或19所述的方法，其特征在于，所述步骤C具体包括：

按照 $\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′}\left(t\right)=I\left(t\right)+i\_\mathrm{offset}\\ Q^{\′}\left(t\right)=Q\left(t\right)+q\_\mathrm{offset}\end{array}\right.$ 对I、Q两路业务信号I(t)和Q(t)进行直流偏置补偿，再按照 $\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′\′}\left(t\right)=I^{\′}\left(t\right)\·\mathrm{scale}\_i\\ Q^{\′\′}\left(t\right)=Q^{\′}\left(t\right)\·\mathrm{scale}\_q\end{array}\right.$ 对直流偏置补偿后的I、Q两路业务信号I′(t)和Q′(t)进行幅度不平衡补偿，最后按照 $\left\{\begin{array}{c}{I}^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\·\sin \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)+I^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i\right)\\ Q^{\′\′\′}\left(t\right)=Q^{\′\′}\left(t\right)\·\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)-I^{\′\′}\left(t\right)\sin \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q\right)\end{array}\right.$ 对直流偏置补偿和幅度不平衡补偿后的I、Q两路业务信号I″(t)和Q″(t)进行相位不平衡补偿；

其中， $i\_\mathrm{offset}=[-\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{offset}\_i\left(k\right)]\·\max \_\mathrm{data}\_\mathrm{iq};$

$q\_\mathrm{offset}=[-\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{offset}\_q\left(k\right)]\·\max \_\mathrm{data}\_\mathrm{iq};$

$\mathrm{scale}\_i=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Π}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{scale}\_i\left(k\right);$

$\mathrm{scale}\_q=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Π}}}g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{scale}\_q\left(k\right);$

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_i=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{phase}\_i\left(k\right));$

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_q=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(g\_\mathrm{compensation}->\mathrm{phase}\_q\left(k\right));$

其中，max_data_iq为经验值或预设概率下I、Q两路业务信号的最大幅度值，I″′(t)和Q″′(t)分别为相位不平衡补偿后的I、Q两路业务信号。

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