CN110708082A - 一种无线通信发射机及发射方法 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供了一种无线通信发射机及发射方法，发射机包括：数字信号处理电路中设置有预补偿电路，预补偿电路中设置有预补偿模型；数字信号处理电路用于接收基带信号IQ信号，利用预补偿模型对IQ信号进行补偿，输出补偿后的同相I信号及相交Q信号；第一数模转换器将补偿后的I信号转换为第一模拟信号；第一模拟信号处理电路对第一模拟信号进行滤波放大；第二数模转换器用于将补偿后的Q信号转换为第二模拟信号；第二模拟信号处理电路用于对第二模拟信号进行滤波放大；正交本振信号产生电路接收滤波放大后的第一模拟信号及第二模拟信号，并对第一模拟信号及所述第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号；功率放大器放大输出射频信号。

Description

一种无线通信发射机及发射方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种无线通信发射机及发射方法。

背景技术

在设计无线通信发射机时，为降低设备设计成本并减小器件的尺寸，通常是利用零中频方法提高芯片的集成度同时减少片外原件个数。但是零中频方法设计的发射机发射的射频信号中存在本振泄漏及同相正交IQ信号失配，在泄漏及失配严重时将会对整个通信系统性能造成很大影响，比如出现高的误码率、通信中断和干扰等问题。

现有技术中，会另设一些单独的模拟校准电路控制来消除本振泄漏和IQ失配现象，导致电路控制较为复杂，且校准精度往往不高。

发明内容

针对现有技术存在的问题，本发明实施例提供了一种无线通信发射机及发射方法，用于解决现有技术中发射机中利用模拟校准电路来消除本振泄漏和IQ信号失配现象时，电路控制复杂且校准精度不高，进而影响无线通信发射机整体性能的技术问题。

本发明实施例提供一种无线通信发射机，所述发射机包括：

数字信号处理电路，所述数字信号处理电路中设置有预补偿电路，所述预补偿电路中设置有预补偿模型；所述数字信号处理电路用于接收待发射的基带信号IQ信号，利用预补偿模型对所述IQ信号进行补偿，分别输出补偿后的同相I信号及相交Q信号；

第一数模转换器，用于将所述补偿后的I信号转换为第一模拟信号；

第一模拟信号处理电路，用于对所述第一模拟信号进行滤波及放大；

第二数模转换器，用于将所述补偿后的Q信号转换为第二模拟信号；

第二模拟信号处理电路，用于对所述第二模拟信号进行滤波及放大；

正交本振信号产生电路，用于接收滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号，并对滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号；

功率放大器，用于放大所述射频信号并向天线输出所述射频信号。

上述方案中，所述发射机还包括：

耦合器，用于提取所述正交本振信号产生电路输出的射频信号；

功率检测电路，用于将所述射频信号转换为预设的电压信号；

模数转换器，用于将所述电压信号转换为待检测数字信号，并将所述待检测数字信号发送至所述数字信号处理电路；

所述数字信号处理电路，还用于基于所述待检测数字信号确定所述预补偿模型的目标补偿系数，并将所述目标补偿系数反馈至所述预补偿电路中的预补偿模型；其中，所述目标补偿系数包括：信号幅度偏移补偿系数、信号相位偏移补偿系数、所述I信号的直流偏移补偿系数及所述Q信号的直流偏移补偿系数。

上述方案中，所述预补偿电路包括：一级正交补偿电路及二级直流补偿电路；所述一级正交补偿电路包括：第一信号增益器、第二信号增益器、第一加法器、第三信号增益器、第四信号增益器、第二加法器；所述二级直流补偿电路包括：第三加法器及第四加法器；其中，

所述第一信号增益器及第二信号增益器用于接收补偿前的所述I信号，所述第一信号增益器的输出端与所述第一加法器的输入端相连接，所述第二信号增益器的输出端与所述第二加法器的输入端相连接；

所述第三信号增益器及第二信号增益器用于接收补偿前的所述Q信号，所述第三信号增益器的输出端与所述第一加法器的输入端相连接，所述第四信号增益器的输出端与所述第二加法器的输入端相连接；

所述第一加法器的输出端与所述第三加法器的输入端相连，所述第二加法器的输出端与所述第四加法器的输入端相连；

所述第一信号增益器的增益系数为1-α，所述第二信号增益器及所述第三信号增益器的增益系数为β，所述第四信号增益器的增益系数为1+α，所述α为信号幅度偏移补偿系数，所述β为信号相位偏移补偿系数。

上述方案中，所述预补偿模型包括：

其中，所述I_c(n)为所述补偿后的I信号，所述Q_c(n)为所述补偿后的Q信号，所述I(n)为补偿前的I信号，所述Q(n)为补偿前的Q信号，所述α为信号幅度偏移补偿系数，所述β为信号相位偏移补偿系数，所述di为所述I信号的直流偏移补偿系数，所述dq为所述Q信号的直流偏移补偿系数。

上述方案中，所述数字信号处理电路具体用于：

基于预设的所述di的第一取值范围，在所述第一取值范围内均匀选取m个di值；基于预设的所述dq的第二取值范围，在所述第二取值范围内均匀选取m个dq值，得到m²组第一参数组合；

针对基于每组第一参数组合形成的预补偿模型对所述IQ信号进行补偿后输出的对应的待检测数字信号，根据复基带单音信号频率分量统计值计算公式

确定所述待检测数字信号在所述复基带单音信号频率分量处的对应的第一统计值，所述第一统计值包括m²个；

对m²个所述第一统计值进行比较，确定出最小的第一统计值，得到最小第一统计值对应的所述I信号的直流偏移补偿系数di及所述Q信号的直流偏移补偿系数dq；

将所述最小第一统计值对应的所述I信号的直流偏移补偿系数di确定为所述目标补偿系数中所述I信号的直流偏移补偿系数，将所述最小第一统计值对应的所述Q信号的直流偏移补偿系数dq确定为所述目标补偿系数中所述Q信号的直流偏移补偿系数；其中，

所述y(n)为所述待检测数字信号，所述N为所述模数转换器的采样频率与所述复基带单音信号频率之间的比值，所述L为所述模数转换器的采样点数，所述n为所述模数转换器的采样时刻。

上述方案中，所述数字信号处理电路具体还用于：

基于预设的所述β的第三取值范围，在所述第三取值范围内均匀选取m个α值；基于预设的所述β的第四取值范围，在所述第四取值范围内均匀选取m个β值，得到m²组第二参数组合；

针对基于每组第二参数组合形成的预补偿模型对所述IQ信号进行补偿后输出的对应的待检测数字信号，根据复基带单音信号频率分量统计值计算公式

确定所述待检测数字信号在所述2倍复基带单音信号频率分量处的对应的第二统计值，所述第二统计值包括m²个；

对m²个所述第二统计值进行比较，确定出最小的第二统计值，得到最小第二统计值对应的信号幅度偏移补偿系数α及所述信号相位偏移补偿系数β；

将所述最小第二统计值对应的信号幅度偏移补偿系数α确定为所述目标补偿系数中的所述信号幅度偏移补偿系数，将所述最小第二统计值对应的信号相位偏移补偿系数β确定为所述目标补偿系数中的信号相位偏移补偿系数；其中，

所述y(n)为所述数字信号，所述N为所述模数转换器的采样频率与所述复基带单音信号频率之间的比值，所述L为所述模数转换器的采样点数，所述n为所述模数转换器的采样时刻。

本发明实施例还提供一种无线通信发射方法，所述方法包括：

接收待发射的基带信号IQ信号，利用预补偿模型对所述IQ信号进行补偿，分别输出补偿后的同相I信号及相交Q信号；

将所述补偿后的I信号转换为第一模拟信号，并对所述第一模拟信号进行滤波及放大；

将所述补偿后的Q信号转换为第二模拟信号，并对所述第二模拟信号进行滤波及放大；

接收滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号，并对滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号；

放大所述射频信号并向天线输出所述射频信号。

上述方案中，所述对所述第一模拟信号及所述第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号后，还包括：

提取所述射频信号；

将所述射频信号转换为预设的电压信号；

将所述电压信号转换为待检测数字信号；

基于所述待检测数字信号确定所述预补偿模型的目标补偿系数，并将所述目标补偿系数反馈至所述预补偿模型；其中，所述目标补偿系数包括：信号幅度偏移补偿系数、信号相位偏移补偿系数、所述I信号的直流偏移补偿系数及所述Q信号的直流偏移补偿系数。

上述方案中，所述预补偿模型包括：

其中，所述I_c(n)为所述补偿后的I信号，所述Q_c(n)为所述补偿后的Q信号，所述I(n)为补偿前的I信号，所述Q(n)为补偿前的Q信号，所述α为信号幅度偏移补偿系数，所述β为信号相位偏移补偿系数，所述di为所述I信号的直流偏移补偿系数，所述dq为所述Q信号的直流偏移补偿系数。

上述方案中，所述基于所述数字信号确定所述预补偿模型的目标补偿系数，包括：

基于预设的所述di的第一取值范围，在所述第一取值范围内均匀选取m个di值；基于预设的所述dq的第二取值范围，在所述第二取值范围内均匀选取m个dq值，得到m²组第一参数组合；

针对基于每组参数组合形成的预补偿模型对所述IQ信号进行补偿后输出的对应的数字信号，根据复基带单音信号频率分量统计值计算公式

确定所述数字信号在所述复基带单音信号频率分量处的对应的第一统计值，所述第一统计值包括m²个；

对m²个所述第一统计值进行比较，确定出最小的第一统计值，得到最小第一统计值对应的所述I信号的直流偏移补偿系数di及所述Q信号的直流偏移补偿系数dq；

将所述最小第一统计值对应的所述I信号的直流偏移补偿系数di确定为所述目标补偿系数中所述I信号的直流偏移补偿系数，将所述最小第一统计值对应的所述Q信号的直流偏移补偿系数dq确定为所述目标补偿系数中所述Q信号的直流偏移补偿系数；

基于预设的所述α的第三取值范围，在所述第三取值范围内均匀选取m个α值；基于预设的所述β的第四取值范围，在所述第四取值范围内均匀选取m个β值，得到m²组第二参数组合；

针对基于每组参数组合形成的预补偿模型对所述IQ信号进行补偿后输出的对应的数字信号，根据复基带单音信号频率分量统计值计算公式

确定所述数字信号在所述2倍复基带单音信号频率分量处的对应的第二统计值，所述第二统计值包括m²个；

对m²个所述第二统计值进行比较，确定出最小的第二统计值，得到最小第二统计值对应的信号幅度偏移补偿系数α及所述信号相位偏移补偿系数β；

将所述最小第二统计值对应的信号幅度偏移补偿系数α确定为所述目标补偿系数中的所述信号幅度偏移补偿系数，将所述最小第二统计值对应的信号相位偏移补偿系数β确定为所述目标补偿系数中的信号相位偏移补偿系数；其中，

所述y(n)为所述数字信号，所述N为所述模数转换器的采样频率与所述复基带单音信号频率之间的比值，所述L为所述模数转换器的采样点数，所述n为所述模数转换器的采样时刻。

本发明实施例提供了一种无线通信发射机及发射方法，发射机包括：数字信号处理电路，所述数字信号处理电路中设置有预补偿电路，所述预补偿电路中设置有预补偿模型；所述数字信号处理电路用于接收待发射的基带信号IQ信号，利用预补偿模型对所述IQ信号进行补偿，分别输出补偿后的同相I信号及相交Q信号；第一数模转换器，用于将所述补偿后的I信号转换为第一模拟信号；第一模拟信号处理电路，用于对所述第一模拟信号进行滤波及放大；第二数模转换器，用于将所述补偿后的Q信号转换为第二模拟信号；第二模拟信号处理电路，用于对所述第二模拟信号进行滤波及放大；正交本振信号产生电路，用于接收滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号，并对所述第一模拟信号及所述第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号；功率放大器，用于放大射频信号并向天线输出所述射频信号；如此，可以在数字信号处理电路中设置预补偿电路即可实现对基带信号的预补偿，以消除基带信号中的本振泄漏和IQ失配，控制方式简单，并无需另设额外的电路去实现，因此还可确保整个芯片的占用面积；并且因预补偿电路是以数字信号进行补偿的，因此控制精度可以得到保证，相比现有技术中利用模拟校准电路进行校准时，控制精度至少可以提高10～20dB，进而确保了发射机的整体综合性能。

附图说明

图1为本发明实施例一提供的发射机的整体结构示意图；

图2为本发明实施例一提供的本振泄漏及IQ信号失配时的频谱示意图；

图3为本发明实施例一提供的待检测数字信号的频谱示意图；

图4为本发明实施例一提供的预补偿电路结构示意图；

图5为本发明实施例二提供的发射方法流程示意图。

具体实施方式

为了解决现有技术中发射机中利用模拟校准电路来消除本振泄漏和IQ信号失配现象时，电路控制复杂且校准精度不高，进而影响无线通信发射机整体性能的技术问题，本发明提供了一种无线通信发射机及发射方法，发射机包括：数字信号处理电路，所述数字信号处理电路中设置有预补偿电路，所述预补偿电路中设置有预补偿模型；所述数字信号处理电路用于接收待发射的基带信号IQ信号，利用预补偿模型对所述IQ信号进行补偿，分别输出补偿后的同相I信号及相交Q信号；第一数模转换器，用于将所述补偿后的I信号转换为第一模拟信号；第一模拟信号处理电路，用于对所述第一模拟信号进行滤波及放大；第二数模转换器，用于将所述补偿后的Q信号转换为第二模拟信号；第二模拟信号处理电路，用于对所述第二模拟信号进行滤波及放大；正交本振信号产生电路，用于接收滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号，并对所述第一模拟信号及所述第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号；功率放大器，用于向天线输出所述射频信号。

下面通过附图及具体实施例对本发明的技术方案做进一步的详细说明。

实施例一

本实施例提供一种无线通信发射机，如图1所示，发射机包括：数字信号处理电路1、第一数模转换器2、第一模拟信号处理电路3、第二数模转换器4、第二模拟信号处理电路5、正交本振信号产生电路6、功率放大器7；其中，

数字信号处理电路1中设置有预补偿电路，所述预补偿电路中设置有预补偿模型；所述数字信号处理电路1用于接收待发射的基带信号IQ信号，利用预补偿模型对所述IQ信号进行补偿，分别输出补偿后的同相I信号及相交Q信号；

第一数模转换器2用于将补偿后的I信号转换为第一模拟信号；第一模拟信号处理电路3用于对第一模拟信号进行滤波及放大。

第二数模转换器4用于将补偿后的Q信号转换为第二模拟信号；第二模拟信号处理电路5用于对所述第二模拟信号进行滤波及放大。

正交本振信号产生电路6用于接收滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号，并对滤波放大后的第一模拟信号及第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号；功率放大器7用于放大射频信号并向天线输出射频信号。

本实施例中，数字信号处理电路1输出的是发射频率f_BB＝2.5MHz的复基带单音信号，波形表达式为s(n)＝exp(j·2π·f_BB/f_s·n)，该复基带单音信号最终转换为射频信号通过天线发射出去。其中，所述j为复数单位，所述n为模数转换器以频率fs的进行信号采样的采样时刻。

这里，为了能够确定出预补偿模型中最优的补偿系数，发射机还包括反馈回路，具体包括：耦合器8、功率检测电路9、放大器10、模数转换器11及同步时钟；其中，

耦合器8用于提取所述正交本振信号产生电路6输出的射频信号；

功率检测电路9用于将射频信号转换为预设的电压信号，具体是将射频信号整形成一个具有标识信号幅度的电压信号；放大器10用于放大电压信号；

模数转换器11用于将放大后的电压信号转换为待检测数字信号，并将待检测数字信号发送至数字信号处理电路1。

同步时钟用于同步控制数字信号处理电路1、第一数模转换器2、第一模拟信号处理电路3、第二数模转换器4及模数转换器11的时钟频率。

本实施例中，数字信号处理电路1、第一数模转换器2、第一模拟信号处理电路3、第二数模转换器4及模数转换器11使用的时钟频率f_s为80MHz。

需要说明的是，由于发射机的模拟射频电路存在非理想特性，会在射频信号中引入本振泄漏和IQ失配，其频谱如图2所示。假设射频载波频率为f_c，则有效复基带单音信号频率分量值为f_c+f_BB；那么本振泄漏频率分量值则为f_c；IQ失配造成的镜像频率分量值则为f_c-f_BB。而本文最终目的是通过预补偿电路消除掉射频信号中的本振泄漏频率分量和镜像频率分量。

具体地，本文是将射频信号通过反馈回路中的耦合器8、功率检测电路9、模数转换器11进行处理后得到的待检测数字信号y(n)，y(n)的频谱如图3所示。那么在频率f_BB处对应的就是射频信号中的本振泄漏频率分量，在频率2f_BB处对应的就是射频信号中的因IQ失配造成的镜像频率分量。本文通过消除待检测数字信号y(n)当中频率f_BB和2f_BB处的频谱分量，来等效消除发射机中的本振泄漏和IQ失配。

基于上述的描述，那么数字信号处理电路1在接收到模数转换器11发送的检测数字信号后，还用于基于待检测数字信号确定预补偿电路中预补偿模型的目标补偿系数，并将目标补偿系数反馈至预补偿模型，以消除射频信号中的本振泄漏及IQ失配；其中，目标补偿系数包括：信号幅度偏移补偿系数、信号相位偏移补偿系数、所述I信号的直流偏移补偿系数及所述Q信号的直流偏移补偿系数。

作为一种可选的实施例，参考图4，预补偿电路包括：一级正交补偿电路41及二级直流补偿电路42；一级正交补偿电路41包括：第一信号增益器411、第二信号增益器412、第一加法器413、第三信号增益器414、第四信号增益器415、第二加法器416；二级直流补偿电路42包括：第三加法器421及第四加法器422；其中，

第一信号增益器411及第二信号增益器412用于接收补偿前的I信号，所第一信号增益器411的输出端与第一加法器413的输入端相连接，第二信号增益器412的输出端与第二加法器416的输入端相连接；

第三信号增益器414及第二信号增益器412用于接收补偿前的Q信号，第三信号增益器414的输出端与所述第一加法器413的输入端相连接，第四信号增益器415的输出端与第二加法器416的输入端相连接；

第一加法器413的输出端与第三加法器421的输入端相连，第二加法器416的输出端与第四加法器422的输入端相连；其中，

第一信号增益器411的增益系数为1-α，所述第二信号增益器412及所述第三信号增益器414的增益系数为β，所述第四信号增益器415的增益系数为1+α，第三加法器421的控制参数为di，第四加法器422的控制参数为dq；α为信号幅度偏移补偿系数，β为信号相位偏移补偿系数，di为I信号的直流偏移补偿系数，dq为Q信号的直流偏移补偿系数。

可以看出，预补偿电路是通过两级补偿来抵消掉射频信号中引入的本振泄漏频率分量及镜像频率分量；一级正交补偿电路41通过α参数控制信号幅度偏移量，通过β参数控制信号相位偏移量；二级直流补偿电路42通过di参数控制I信号的直流偏移补偿，通过dq参数控制Q信号的直流偏移补偿。

具体地，预补偿电路的预补偿模型由公式(1)所示：

公式(1)中，I_c(n)为补偿后的I信号，Q_c(n)为补偿后的Q信号，I(n)为补偿前的I信号，Q(n)为补偿前的Q信号，α为信号幅度偏移补偿系数，β为信号相位偏移补偿系数，di为所述I信号的直流偏移补偿系数，dq为所述Q信号的直流偏移补偿系数。这样通过预补偿电路及预补偿模型来消除待检测数字信号y(n)当中频率f_BB和2f_BB处的频谱分量，进而消除射频信号中的本振泄漏和IQ失配。

为了可以将IQ信号的幅度值归一化到[-1,1]范围内，本实施例中的α、β、di和dq的取值范围为-0.125～0.125，也即第一取值范围、第二取值范围、第三取值范围及第四取值范围均为-0.125～0.125。

而为了提高预补偿模型的补偿精度，进而提高发射机的整体性能，需要确定出α、β、di和dq这些补偿系数的最优取值。

那么，数字信号处理电路1基于待检测数字信号确定预补偿电路中预补偿模型的目标补偿系数，可以包括：

接收预设的复基带单音信号频率和发送链路增益值，复基带单音信号频率为2.5MHz，发送链路增益值为最大，一般为30dB；

初始化预补偿模型的补偿系数，令α、β、di和dq这些补偿系数的值为0，即初始化时不做任何补偿；

基于预设的所述di的第一取值范围，在所述第一取值范围内均匀选取m个di值；基于预设的所述dq的第二取值范围，在所述第二取值范围内均匀选取m个dq值，得到m²组第一参数组合；本实施例中m值为32，也即第一参数组合有1024组；

针对基于每组第一参数组合形成的预补偿模型对所述IQ信号进行补偿后输出的对应的待检测数字信号，按照预先设定的顺便遍历所有的待检测信号并计算相应功率值，即根据复基带单音信号频率分量统计值计算公式(2)确定待检测数字信号在所述复基带单音信号频率分量处的对应的第一统计值P_BB，所述第一统计值包括m²个；其中，第一统计值为待检测数字信号在所述复基带单音信号频率分量处的功率值。

在公式(2)中，所述y(n)为所述待检测数字信号，所述N为所述模数转换器的采样频率f_s与所述复基带单音信号频率f_BB之间的比值，所述L为所述模数转换器的采样点数，所述n为模数转换器的采样时刻。

然后对m²个第一统计值进行比较，确定出最小的第一统计值，得到最小第一统计值对应的I信号的直流偏移补偿系数di及Q信号的直流偏移补偿系数dq；并将所述最小第一统计值对应的所述I信号的直流偏移补偿系数di确定为所述目标补偿系数中所述I信号的直流偏移补偿系数，将所述最小第一统计值对应的所述Q信号的直流偏移补偿系数dq确定为所述目标补偿系数中所述Q信号的直流偏移补偿系数。这样di和dq的最优取值就确定出来了。

需要说明的是，在计算第一统计值时，α和β保持默认值0不变。

同样的道理，基于预设的所述α的第三取值范围，在所述第三取值范围内均匀选取m个α值；基于预设的所述β的第四取值范围，在所述第四取值范围内均匀选取m个β值，得到m²组第二参数组合；

针对基于每组第二参数组合形成的预补偿模型对所述IQ信号进行补偿后输出的对应的待检测数字信号，根据复基带单音信号频率分量统计值计算公式(3)确定所述待检测数字信号在所述2倍复基带单音信号频率分量处的对应的第二统计值，所述第二统计值包括m²个，其中，第二统计值为待检测数字信号在所述复基带单音信号2倍频率分量处的功率值。

公式(3)中，所述y(n)为所述待检测数字信号，所述N为所述模数转换器的采样频率f_s与所述复基带单音信号频率f_BB之间的比值，所述L为所述模数转换器的采样点数，所述n为模数转换器的采样时刻。

然后对m²个所述第二统计值进行比较，确定出最小的第二统计值，得到最小第二统计值对应的信号幅度偏移补偿系数α及所述信号相位偏移补偿系数β；

并将所述最小第二统计值对应的信号幅度偏移补偿系数α确定为所述目标补偿系数中的所述信号幅度偏移补偿系数，将所述最小第二统计值对应的信号相位偏移补偿系数β确定为目标补偿系数中的信号相位偏移补偿系数；这样α和β的最优取值就确定出来了。需要说明的是，在对第二统计值进行确定时，保持di和dq值为上述确定的最优值。

将α、β、di和dq的最优取值作为发射机正常工作时预补偿模型中的目标补偿系数，以确保补偿精度。

需要说明的是，上述第一统计值及第二统计值的计算过程可以由数字信号处理电路1中的相关的计算模块计算得出的，可以降低预补偿电路的设计难度及实现难度。计算模块可以包括：输出测试复基带单音信号计算模块以及输入信号频谱检测计算模块，输入信号频谱检测计算模块具体用于对第一统计值及第二统计值的计算，输出测试复基带单音信号计算模块用于根据复基带单音信号的频率值及相应的补偿系数计算出复基带单音信号在每个采样点处的频率值，每个采样点处的频率值可以理解为数字信号处理电路在各采样点最终输出的复基带单音信号。

基于同样的发明构思，本文还提供一种无线通信发射方法，详见实施例二。

实施例二

本实施例提供一种无线通信发射方法，如图5所示，方法包括：

S510，接收待发射的基带信号IQ信号，利用预补偿模型对所述IQ信号进行补偿，分别输出补偿后的同相I信号及相交Q信号；

本步骤中，利用数字信号处理电路接收待发射的基带信号IQ信号，数字信号处理电路中设置有预补偿电路，所述预补偿电路中设置有预补偿模型；利用预补偿模型对IQ信号进行补偿，分别输出补偿后的同相I信号及相交Q信号。

数字信号处理电路输出的是发射频率f_BB＝2.5MHz的复基带单音信号，波形表达式为s(n)＝exp(j·2π·f_BB/f_s·n)，该复基带单音信号最终转换为射频信号通过天线发射出去。其中，所述j为复数单位，所述n为模数转换器以频率f_s的进行信号采样的采样时刻。

S511，将所述补偿后的I信号转换为第一模拟信号，并对所述第一模拟信号进行滤波及放大；

利用第一数模转换器将补偿后的I信号转换为第一模拟信号；利用第一模拟信号处理电路对第一模拟信号进行滤波及放大。

S512，将所述补偿后的Q信号转换为第二模拟信号，并对所述第二模拟信号进行滤波及放大；

利用第二数模转换器将补偿后的Q信号转换为第二模拟信号；利用第二模拟信号处理电路对所述第二模拟信号进行滤波及放大。

S513，接收滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号，并对滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号；

利用正交本振信号产生电路接收滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号，并对滤波放大后的第一模拟信号及第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号。

S514，放大所述射频信号并向天线输出所述射频信号。

利用功率放大器用于放大射频信号并向天线输出射频信号。

本实施例中，利用同步时钟同步控制数字信号处理电路、第一数模转换器、第一模拟信号处理电路、第二数模转换器及模数转换器的时钟频率。数字信号处理电路、第一数模转换器、第一模拟信号处理电路、第二数模转换器及模数转换器使用的时钟频率f_s为80MHz。

需要说明的是，由于发射机的模拟射频电路存在非理想特性，会在射频信号中引入本振泄漏和IQ失配，其频谱如图2所示。假设射频载波频率为f_c，则有效单音频率值为f_c+f_BB；那么本振泄漏频率值则为f_c；IQ失配造成的镜像频率值则为f_c-f_BB。而本文最终目的是通过预补偿电路消除掉射频信号中的本振泄漏频率分量和镜像频率分量。

具体地，本文是将射频信号通过耦合器、功率检测电路、模数转换器进行处理后得到的待检测数字信号y(n)，y(n)的频谱如图3所示。那么在频率f_BB处对应的就是射频信号中的本振泄漏频率分量，在频率2f_BB处对应的就是射频信号中的因IQ失配造成的镜像频率分量。本文通过消除待检测数字信号y(n)当中频率f_BB和2f_BB处的频谱分量，来等效消除发射机中的本振泄漏和IQ失配。

基于上述的描述，所述对所述第一模拟信号及所述第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号后，还包括：

利用耦合器提取正交本振信号产生电路输出的射频信号；

利用功率检测电路将所述射频信号转换为预设的电压信号；具体是将射频信号整形成一个具有标识信号幅度的电压信号，然后利用放大器放大电压信号；将放大后的电压信号转换为待检测数字信号，并将待检测数字信号发送至数字信号处理电路。

数字信号处理电路在接收到模数转换器发送的检测数字信号后，还用于基于待检测数字信号确定预补偿电路中预补偿模型的目标补偿系数，并将目标补偿系数反馈至预补偿模型，以消除射频信号中的本振泄漏及IQ失配；其中，目标补偿系数包括：信号幅度偏移补偿系数、信号相位偏移补偿系数、所述I信号的直流偏移补偿系数及所述Q信号的直流偏移补偿系数。

作为一种可选的实施例，参考图4，预补偿电路包括：一级正交补偿电路41及二级直流补偿电路42；一级正交补偿电路41包括：第一信号增益器411、第二信号增益器412、第一加法器413、第三信号增益器414、第四信号增益器415、第二加法器416；二级直流补偿电路42包括：第三加法器421及第四加法器422；其中，

第一信号增益器411及第二信号增益器412用于接收补偿前的I信号，所第一信号增益器411的输出端与第一加法器413的输入端相连接，第二信号增益器412的输出端与第二加法器416的输入端相连接；

第三信号增益器414及第二信号增益器412用于接收补偿前的Q信号，第三信号增益器414的输出端与所述第一加法器413的输入端相连接，第四信号增益器415的输出端与第二加法器416的输入端相连接；

第一加法器413的输出端与第三加法器421的输入端相连，第二加法器416的输出端与第四加法器422的输入端相连；其中，

第一信号增益器411的增益系数为1-α，所述第二信号增益器412及所述第三信号增益器414的增益系数为β，所述第四信号增益器415的增益系数为1+α，第三加法器421的控制参数为di，第四加法器422的控制参数为dq；α为信号幅度偏移补偿系数，β为信号相位偏移补偿系数，di为I信号的直流偏移补偿系数，dq为Q信号的直流偏移补偿系数。

可以看出，预补偿电路是通过两级补偿来抵消掉射频信号中引入的本振泄漏频率分量及镜像频率分量；一级正交补偿电路41通过α参数控制信号幅度偏移量，通过β参数控制信号相位偏移量；二级直流补偿电路42通过di参数控制I信号的直流偏移补偿，通过dq参数控制Q信号的直流偏移补偿。

具体地，预补偿电路的预补偿模型由公式(1)所示：

公式(1)中，I_c(n)为补偿后的I信号，Q_c(n)为补偿后的Q信号，I(n)为补偿前的I信号，Q(n)为补偿前的Q信号,α为信号幅度偏移补偿系数，β为信号相位偏移补偿系数，di为所述I信号的直流偏移补偿系数，dq为所述Q信号的直流偏移补偿系数。这样通过预补偿电路及预补偿模型来消除待检测数字信号y(n)当中频率f_BB和2f_BB处的频谱分量，进而消除射频信号中的本振泄漏和IQ失配。

为了可以将IQ信号的幅度值归一化到[-1,1]范围内，本实施例中的α、β、di和dq的取值范围为-0.125～0.125，也即第一取值范围、第二取值范围、第三取值范围及第四取值范围均为-0.125～0.125。

而为了提高预补偿模型的补偿精度，进而提高发射机的整体性能，需要确定出α、β、di和dq这些补偿系数的最优取值。

那么，数字信号处理电路1基于待检测数字信号确定预补偿电路中预补偿模型的目标补偿系数，可以包括：

接收预设的复基带单音信号频率和发送链路增益值，复基带单音信号频率为2.5MHz，发送链路增益值为最大，一般为30dB；

初始化预补偿模型的补偿系数，令α、β、di和dq这些补偿系数的值为0，即初始化时不做任何补偿；

基于预设的所述di的第一取值范围，在所述第一取值范围内均匀选取m个di值；基于预设的所述dq的第二取值范围，在所述第二取值范围内均匀选取m个dq值，得到m²组第一参数组合；本实施例中m值为32，也即第一参数组合有1024组；

针对基于每组第一参数组合形成的预补偿模型对所述IQ信号进行补偿后输出的对应的待检测数字信号，按照预先设定的顺便遍历所有的待检测信号并计算相应功率值，即根据复基带单音信号频率分量统计值计算公式(2)确定待检测数字信号在所述复基带单音信号频率分量处的对应的第一统计值P_BB，所述第一统计值包括m²个；其中，第一统计值为待检测数字信号在所述复基带单音信号频率分量处的功率值。

在公式(2)中，所述y(n)为所述待检测数字信号，所述N为所述模数转换器的采样频率f_s与所述复基带单音信号频率f_BB之间的比值，所述L为所述模数转换器的采样点数，所述n为模数转换器的采样时刻。

然后对m²个第一统计值进行比较，确定出最小的第一统计值，得到最小第一统计值对应的I信号的直流偏移补偿系数di及Q信号的直流偏移补偿系数dq；并将所述最小第一统计值对应的所述I信号的直流偏移补偿系数di确定为所述目标补偿系数中所述I信号的直流偏移补偿系数，将所述最小第一统计值对应的所述Q信号的直流偏移补偿系数dq确定为所述目标补偿系数中所述Q信号的直流偏移补偿系数。这样di和dq的最优取值就确定出来了。

需要说明的是，在计算第一统计值时，α和β保持默认值0不变。

同样的道理，基于预设的所述α的第三取值范围，在所述第三取值范围内均匀选取m个α值；基于预设的所述β的第四取值范围，在所述第四取值范围内均匀选取m个β值，得到m²组第二参数组合；

针对基于每组第二参数组合形成的预补偿模型对所述IQ信号进行补偿后输出的对应的待检测数字信号，根据复基带单音信号频率分量统计值计算公式(3)确定所述待检测数字信号在所述2倍复基带单音信号频率分量处的对应的第二统计值，所述第二统计值包括m²个，其中，第二统计值为待检测数字信号在所述复基带单音信号2倍频率分量处的功率值。

公式(3)中，所述y(n)为所述待检测数字信号，所述N为所述模数转换器的采样频率f_s与所述复基带单音信号频率f_BB之间的比值，所述L为所述模数转换器的采样点数，所述n为模数转换器的采样时刻。

然后对m²个所述第二统计值进行比较，确定出最小的第二统计值，得到最小第二统计值对应的信号幅度偏移补偿系数α及所述信号相位偏移补偿系数β；

并将所述最小第二统计值对应的信号幅度偏移补偿系数α确定为所述目标补偿系数中的所述信号幅度偏移补偿系数，将所述最小第二统计值对应的信号相位偏移补偿系数β确定为目标补偿系数中的信号相位偏移补偿系数；这样α和β的最优取值就确定出来了。需要说明的是，在对第二统计值进行确定时，保持di和dq值为上述确定的最优值。

将α、β、di和dq的最优取值作为发射机正常工作时预补偿模型中的目标补偿系数，以确保补偿精度。

需要说明的是，上述第一统计值及第二统计值的计算过程可以由数字信号处理电路中的相关的计算模块计算得出的，可以降低预补偿电路的设计难度及实现难度。计算模块可以包括：输出测试复基带单音信号计算模块以及输入信号频谱检测计算模块，输入信号频谱检测计算模块具体用于对第一统计值及第二统计值的计算，输出测试复基带单音信号计算模块用于根据复基带单音信号的频率值及相应的补偿系数计算出复基带单音信号在每个采样点处的频率值，每个采样点处的频率值可以理解为数字信号处理电路在各采样点最终输出的复基带单音信号。

本发明实施例提供的无线通信发射机及发射方法能带来的有益效果至少是：

本发明实施例提供了一种无线通信发射机及发射方法，发射机包括：数字信号处理电路，所述数字信号处理电路中设置有预补偿电路，所述预补偿电路中设置有预补偿模型；所述数字信号处理电路用于接收待发射的基带信号IQ信号，利用预补偿模型对所述IQ信号进行补偿，分别输出补偿后的同相I信号及相交Q信号；第一数模转换器，用于将所述补偿后的I信号转换为第一模拟信号；第一模拟信号处理电路，用于对所述第一模拟信号进行滤波及放大；第二数模转换器，用于将所述补偿后的Q信号转换为第二模拟信号；第二模拟信号处理电路，用于对所述第二模拟信号进行滤波及放大；正交本振信号产生电路，用于接收滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号，并对所述滤波放大后的第一模拟信号及所述第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号；功率放大器，用于放大所述射频信号并向天线输出所述射频信号；如此，可以在数字信号处理电路中设置预补偿电路即可实现对基带信号的预补偿，以消除基带信号中的本振泄漏和IQ失配，控制方式简单，并无需另设额外的电路去实现，因此还可确保整个芯片的占用面积；并且因预补偿电路是以数字信号进行补偿的，因此控制精度可以得到保证，相比现有技术中利用模拟校准电路进行校准时，控制精度至少可以提高10～20dB，进而确保了发射机的整体综合性能。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种无线通信发射机，其特征在于，所述发射机包括：

数字信号处理电路，所述数字信号处理电路中设置有预补偿电路，所述预补偿电路中设置有预补偿模型；所述数字信号处理电路用于接收待发射的基带信号IQ信号，利用预补偿模型对所述IQ信号进行补偿，分别输出补偿后的同相I信号及相交Q信号；

第一数模转换器，用于将所述补偿后的I信号转换为第一模拟信号；

第一模拟信号处理电路，用于对所述第一模拟信号进行滤波及放大；

第二数模转换器，用于将所述补偿后的Q信号转换为第二模拟信号；

第二模拟信号处理电路，用于对所述第二模拟信号进行滤波及放大；

正交本振信号产生电路，用于接收滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号，并对滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号；

功率放大器，用于放大所述射频信号并向天线输出所述射频信号。

2.如权利要求1所述发射机，其特征在于，所述发射机还包括：

耦合器，用于提取所述正交本振信号产生电路输出的射频信号；

功率检测电路，用于将所述射频信号转换为预设的电压信号；

模数转换器，用于将所述电压信号转换为待检测数字信号，并将所述待检测数字信号发送至所述数字信号处理电路；

所述数字信号处理电路，还用于基于所述待检测数字信号确定所述预补偿模型的目标补偿系数，并将所述目标补偿系数反馈至所述预补偿电路中的预补偿模型；其中，所述目标补偿系数包括：信号幅度偏移补偿系数、信号相位偏移补偿系数、所述I信号的直流偏移补偿系数及所述Q信号的直流偏移补偿系数。

3.如权利要求1或2所述的发射机，其特征在于，所述预补偿电路包括：一级正交补偿电路及二级直流补偿电路；所述一级正交补偿电路包括：第一信号增益器、第二信号增益器、第一加法器、第三信号增益器、第四信号增益器、第二加法器；所述二级直流补偿电路包括：第三加法器及第四加法器；其中，

所述第一信号增益器及第二信号增益器用于接收补偿前的所述I信号，所述第一信号增益器的输出端与所述第一加法器的输入端相连接，所述第二信号增益器的输出端与所述第二加法器的输入端相连接；

所述第三信号增益器及第二信号增益器用于接收补偿前的所述Q信号，所述第三信号增益器的输出端与所述第一加法器的输入端相连接，所述第四信号增益器的输出端与所述第二加法器的输入端相连接；

所述第一加法器的输出端与所述第三加法器的输入端相连，所述第二加法器的输出端与所述第四加法器的输入端相连；

所述第一信号增益器的增益系数为1-α，所述第二信号增益器及所述第三信号增益器的增益系数为β，所述第四信号增益器的增益系数为1+α，所述α为信号幅度偏移补偿系数，所述β为信号相位偏移补偿系数。

4.如权利要求1或2所述的发射机，其特征在于，所述预补偿模型包括：

其中，所述I_c(n)为所述补偿后的I信号，所述Q_c(n)为所述补偿后的Q信号，所述I(n)为补偿前的I信号，所述Q(n)为补偿前的Q信号，所述α为信号幅度偏移补偿系数，所述β为信号相位偏移补偿系数，所述di为所述I信号的直流偏移补偿系数，所述dq为所述Q信号的直流偏移补偿系数。

5.如权利要求4所述的发射机，其特征在于，所述数字信号处理电路具体用于：

基于预设的所述di的第一取值范围，在所述第一取值范围内均匀选取m个di值；基于预设的所述dq的第二取值范围，在所述第二取值范围内均匀选取m个dq值，得到m²组第一参数组合；

针对基于每组第一参数组合形成的预补偿模型对所述IQ信号进行补偿后输出的对应的待检测数字信号，根据复基带单音信号频率分量统计值计算公式

确定所述待检测数字信号在所述复基带单音信号频率分量处的对应的第一统计值，所述第一统计值包括m²个；

对m²个所述第一统计值进行比较，确定出最小的第一统计值，得到最小第一统计值对应的所述I信号的直流偏移补偿系数di及所述Q信号的直流偏移补偿系数dq；

将所述最小第一统计值对应的所述I信号的直流偏移补偿系数di确定为所述目标补偿系数中所述I信号的直流偏移补偿系数，将所述最小第一统计值对应的所述Q信号的直流偏移补偿系数dq确定为所述目标补偿系数中所述Q信号的直流偏移补偿系数；其中，

所述y(n)为所述待检测数字信号，所述N为所述模数转换器的采样频率与所述复基带单音信号频率之间的比值，所述L为所述模数转换器的采样点数，所述n为所述模数转换器的采样时刻。

6.如权利要求5所述的发射机，其特征在于，所述数字信号处理电路具体还用于：

基于预设的所述α的第三取值范围，在所述第三取值范围内均匀选取m个α值；基于预设的所述β的第四取值范围，在所述第四取值范围内均匀选取m个β值，得到m²组第二参数组合；

针对基于每组第二参数组合形成的预补偿模型对所述IQ信号进行补偿后输出的对应的待检测数字信号，根据复基带单音信号频率分量统计值计算公式

确定所述待检测数字信号在所述2倍复基带单音信号频率分量处的对应的第二统计值，所述第二统计值包括m²个；

对m²个所述第二统计值进行比较，确定出最小的第二统计值，得到最小第二统计值对应的信号幅度偏移补偿系数α及所述信号相位偏移补偿系数β；

将所述最小第二统计值对应的信号幅度偏移补偿系数α确定为所述目标补偿系数中的所述信号幅度偏移补偿系数，将所述最小第二统计值对应的信号相位偏移补偿系数β确定为所述目标补偿系数中的信号相位偏移补偿系数；其中，

所述y(n)为所述数字信号，所述N为所述模数转换器的采样频率与所述复基带单音信号频率之间的比值，所述L为所述模数转换器的采样点数，所述n为所述模数转换器的采样时刻。

7.一种无线通信发射方法，其特征在于，所述方法包括：

接收待发射的基带信号IQ信号，利用预补偿模型对所述IQ信号进行补偿，分别输出补偿后的同相I信号及相交Q信号；

将所述补偿后的I信号转换为第一模拟信号，并对所述第一模拟信号进行滤波及放大；

将所述补偿后的Q信号转换为第二模拟信号，并对所述第二模拟信号进行滤波及放大；

接收滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号，并对滤波放大后的所述第一模拟信号及所述第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号；

放大所述射频信号并向天线输出所述射频信号。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述对所述第一模拟信号及所述第二模拟信号进行正交调制，得到射频信号后，还包括：

提取所述射频信号；

将所述射频信号转换为预设的电压信号；

将所述电压信号转换为待检测数字信号；

基于所述待检测数字信号确定所述预补偿模型的目标补偿系数，并将所述目标补偿系数反馈至所述预补偿模型；其中，所述目标补偿系数包括：信号幅度偏移补偿系数、信号相位偏移补偿系数、所述I信号的直流偏移补偿系数及所述Q信号的直流偏移补偿系数。

9.如权利要求7或8所述的方法，其特征在于，所述预补偿模型包括：

其中，所述I_c(n)为所述补偿后的I信号，所述Q_c(n)为所述补偿后的Q信号，所述I(n)为补偿前的I信号，所述Q(n)为补偿前的Q信号，所述α为信号幅度偏移补偿系数，所述β为信号相位偏移补偿系数，所述di为所述I信号的直流偏移补偿系数，所述dq为所述Q信号的直流偏移补偿系数。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述基于所述数字信号确定所述预补偿模型的目标补偿系数，包括：

基于预设的所述di的第一取值范围，在所述第一取值范围内均匀选取m个di值；基于预设的所述dq的第二取值范围，在所述第二取值范围内均匀选取m个dq值，得到m²组第一参数组合；

针对基于每组参数组合形成的预补偿模型对所述IQ信号进行补偿后输出的对应的数字信号，根据复基带单音信号频率分量统计值计算公式

确定所述数字信号在所述复基带单音信号频率分量处的对应的第一统计值，所述第一统计值包括m²个；

对m²个所述第一统计值进行比较，确定出最小的第一统计值，得到最小第一统计值对应的所述I信号的直流偏移补偿系数di及所述Q信号的直流偏移补偿系数dq；

将所述最小第一统计值对应的所述I信号的直流偏移补偿系数di确定为所述目标补偿系数中所述I信号的直流偏移补偿系数，将所述最小第一统计值对应的所述Q信号的直流偏移补偿系数dq确定为所述目标补偿系数中所述Q信号的直流偏移补偿系数；

基于预设的所述α的第三取值范围，在所述第三取值范围内均匀选取m个α值；基于预设的所述β的第四取值范围，在所述第四取值范围内均匀选取m个β值，得到m²组第二参数组合；

针对基于每组参数组合形成的预补偿模型对所述IQ信号进行补偿后输出的对应的数字信号，根据复基带单音信号频率分量统计值计算公式

确定所述数字信号在所述2倍复基带单音信号频率分量处的对应的第二统计值，所述第二统计值包括m²个；

对m²个所述第二统计值进行比较，确定出最小的第二统计值，得到最小第二统计值对应的信号幅度偏移补偿系数α及所述信号相位偏移补偿系数β；

将所述最小第二统计值对应的信号幅度偏移补偿系数α确定为所述目标补偿系数中的所述信号幅度偏移补偿系数，将所述最小第二统计值对应的信号相位偏移补偿系数β确定为所述目标补偿系数中的信号相位偏移补偿系数；其中，

所述y(n)为所述数字信号，所述N为所述模数转换器的采样频率与所述复基带单音信号频率之间的比值，所述L为所述模数转换器的采样点数，所述n为所述模数转换器的采样时刻。

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