CN103840896A - 向量调制器中的iq不平衡的测量 - Google Patents

Abstract

本发明描述了确定IQ调制器中的不平衡的方法。示例方法包括对I信道和Q信道应用一组至少三个测试信号以产生输出，然后从耦合到IQ调制器的频率测量装置接收输出。该组测试信号中的一些可能与该组中的其他测试信号显著不同。在频率特定输出被接收后，该方法测量一个或多个值，并从所测量的值导出IQ调制器中的不平衡。实施例还包括调整测试信号的参数直到测量到最小距离。还描述了装置，其包括测试信号发生器、输出分析器以及最小化器，所述最小化器被构造用于使测试信号发生器产生使得在输出中测量的距离为最小距离的一组测试信号。

Description

向量调制器中的IQ不平衡的测量

技术领域

本公开针对一种用于测量IQ调制器中的幅度和相位不平衡的方法。

背景技术

IQ调制器在RF和微波通信领域是公知的，在模拟和数字调制格式二者中都找到应用。IQ调制是利用两个基带输入信号调制载波的方法，所述载波典型地是、但不总是正弦的。所述两个信号经常被称为I(同信道)和Q(正交相位)分量。

图1是示例传统I-Q调制器5的框图。其包括产生载波频率(此处被表示为ω_c)处的正弦信号的本地振荡器(或“LO”)10。该LO具有两个输出，这两个输出具有相等的量值并且在相位上正好相差90度。来自LO10的信号在混频器12和14中被乘以两个独立的基带输入、即I和Q输入。I和Q输入与载波频率ω_c的这些乘积被求和以产生频率转换结果。基带输入可以包括任何任意波形，尽管这些的带宽通常比载波频率小。

尽管理想的调制器会产生跨越期望的频率正好具有相同的幅度增益并且将在相位上互相相差正好90度的I和Q信道，但是，I和Q信号的现实实施不具有完全相同的量值并且在相位上不是相差正好90度。I-Q调制器的另外的非理想方面(诸如两个混频器之间的不同增益和相位)也可以被模拟为I和Q L0信号之间的幅度和相位不平衡。这些不平衡可以影响来自调制器的所生成的信号的质量。

IQ不平衡降低数字通信信号的质量。诸如边带抑制比和误差向量幅值(EVM)的质量测量结果由于这些误差的存在而变得更糟。IQ不平衡的存在还降低对诸如整个系统中的噪声和失真的其他损害的容忍度。

在现代数字通信系统和测试设备中，如果这些IQ不平衡误差是已知的或者能够被测量，则驱动I和Q信道的信号可以使用用以改善整体输出信号质量的众所周知的技术被校正，通常被称为“预失真”。

存在用于测量IQ不平衡的传统的方法，但是这些测量方法遭受缺点，诸如具有固有大测量误差、测量起来单调乏味、以及测试方法遭受使用在调制器被投入使用时常常未被发现的信号而被测试。因此，传统的IQ不平衡测量方法是不准确的，耗时太长，或者不适用于生产设备。

本发明的实施例解决现有技术的这些和其他局限。

发明内容

本发明的方面包括确定IQ调制器中的不平衡的方法。在这样的方法中，可以包括多个同步频率的一组至少三个测试信号被应用于IQ调制器的I信道和Q信道以产生输出。在一些实施例中，该组测试信号中的至少一个显著不同于该组中的其他测试信号。随后从耦合到IQ调制器的输出的频率测量装置接收频率特定输出。在所述频率特定输出的一个或多个值被测量后，从所测量的值导出IQ调制器中的不平衡。在一些实施例中，所测量的值可以包括边带信号的幅度。并且在一些实施例中，从所测量的值导出IQ调制器的不平衡可以包括：确定I和Q向量的长度以及计算I向量和Q向量之间的角度。

在本发明的一些方面中，调整测试信号，直到所计算出的距离是最小期望距离。在其他方面中，对测试信号的因子的调整继续，直到当该因子被调整低于阈值量时所计算出的距离的改变不超过阈值量。

在一些实施例中，该组测试信号可以包括一组四个测试信号，其将使得理想的IQ监视器产生在幅度上相等并且间隔开90度的针对该组的输出。这组测试信号可以随后被应用于非理想的IQ监视器。

本发明的其他方面包括一种被构造为用以确定IQ调制器的不平衡的装置。该装置包括：被构造为用以为IQ调制器产生一组测试信号的测试信号发生器，被构造为用以接收来自被耦合到IQ调制器的输出的测量装置的测试信号的频率特定输出的输出分析器，以及被构造为用以使得测试信号发生器产生使得从频率特定输出测量的距离为最小距离的一组测试信号的最小化器。

附图说明

图1是示例传统I-Q调制器的框图。

图2是示出传统I-Q调制器的输出的频谱分量的图表。

图3是根据本发明的实施例的确定IQ不平衡的示例方法的流程图。

图4是示出根据本发明的实施例的确定IQ不平衡的其他示例方法的流程图。

图5是示出可以使用本发明的实施例来测量的示例IQ不平衡的相量图。

图6是示出IQ不平衡如何被传统地测量的相量图。

图7是示出来自可以使用本发明的实施例来测量以确定IQ不平衡的一组测试信号的输出的相量图。

图8是示出来自被用于产生图7的相量图的同一组测试信号的输出的相量图。

图9是示出图8的相量图的上三角形的相量图。

图10A-10D是对于一组测试信号的四个不同的理想输出信号的相量图，该组测试信号被用于根据本发明的实施例确定IQ平衡。

图11是对于一组测试信号的四个不同的非理想输出信号的相量图，该组测试信号被用于根据本发明的实施例确定IQ平衡。

图12是示出用于根据本发明的实施例确定IQ不平衡的装置的部件的功能框图。

具体实施方式

本公开一般地考虑IQ调制器在信号生成系统、而非接收设备中的使用，尽管本发明的实施例对于接收器同样适用。这样，假设基带信号是输入信号，而非在接收设备的情形下会是的输出信号。

如图1中所示，基带输入被表示为x(同相)和y(正交)，而来自L010的两个信号被表示为I和Q。当在载波频率ω_c处使用相量表示法来表示时，来自L010的这两个信号被简化为：

$I=e^{j0}=1,Q=e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}=j---\left(1\right)$

调制器5的输出是被乘以两个基带调制输入(在图1中用{x，y}来表示)的这两个正交LO信号的和：

z＝xI+yQ＝x+jy    (2)

以这种方式，I-Q调制器5采用实值基带输入{x，y}来产生与上变换复值输入(x+jy)不能区别的输出。

尽管有用的基带信号通常是任意波形，但为了分析，在本公开中它们被定义为在某调制频率ω_m处的正弦波。每个基带信号x，y将具有独立的幅度和相位，每个均由复数{α，β}来定义。每个正弦波的峰值幅度等于对应复数的量值并且相位也由复数的角度来确定。在数学上，以下公式表示这些信号：

$x=\left|\mathrm{\α}\right|\cos ({\mathrm{\ω}}_{m}t+\∠\mathrm{\α})=\frac{1}{2}[\mathrm{\α}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}+\mathrm{\α}*e^{-j{\mathrm{\ω}}_{m}t}]---\left(3\right)$

$x=\left|\mathrm{\β\α}\right|\cos ({\mathrm{\ω}}_{m}t+\∠\mathrm{\β\α})=\frac{1}{2}[\mathrm{\β\α}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{m}t}+\mathrm{\β\α}*e^{-j{\mathrm{\ω}}_{m}t}]---\left(4\right)$

当在两个混频器12、14中被乘以LO正弦波后，x信号和y信号的正和负频率分量在输出处产生两个频谱分量，一个在频率(ω_c+ω_m)处并且另一个在(ω_c-ω_m)处。这在图2中被示出。

在相量表示法中，上和下边带为：

z_u＝αI+βQ；z_L＝α*I+β*Q    (5)

对于理想I-Q调制器(即，I和Q信号具有相等的量值并且完美正交)来说，这可以进一步被简化为：

z_u＝αI+βQ＝α+jβ；z_L＝α*I+β*Q＝α*+jβ*    (6)

上和下边带分量的量值通常是不相同的。例如，如果选择了下面的值：

$\mathrm{\α}=1,\mathrm{\β}=e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{2}}---\left(7\right)$

可以简单地证实

z_u＝2，z_L＝0    (8)

诸如标量频谱分析仪的频率选择测量装置允许上和下边带量值被分别地测量。边带的独立测量对于本文中描述的测量方法来说很重要。

虽然本公开给出了参考上边带分量的示例和讨论，但这些概念和方法对于下边带也等同地适用。

通过对{α，β}的合适选择，可以在调制器5的输出处产生I和Q向量的任何线性组合。由于比例因子{α，β}为复数，因此除了作为线性组合的一部分将I和Q向量进行缩放，还可以对它们进行旋转。

如上所述，在现实实施中，I和Q信号不具有相同的量值并且在相位上不是正好相差90度。I-Q调制器的另外的非理想方面，诸如两个混频器之间的不同增益和相位，也可以被模拟为I和Q LO信号之间的幅度和相位不平衡。

在不失一般性的情况下，I向量可以被任意地定义为1，但是Q向量现在为

$Q=(1+e)e^{j[\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\γ}]}---\left(9\right)$

其中ε和γ分别代表量值和相位方面的误差。这样的误差通常被称为“IQ不平衡”。这些误差常常随着调制和载波频率二者的变化而变化。

典型地，为了测量IQ不平衡，可以使用诸如频谱分析仪的频率选择测量装置来独立地测量上边带或者下边带的幅度。目标是为了测量I和QLO信号之间的相对幅度和相位差异——理想地，幅度应该是相同的并且相位差正好是90度。另外，根据本发明的实施例的测量将还包括基带信号路径中的任何相位和幅度偏差，尽管为了本公开的目的这些不平衡可以被视为I和Q信号中的不平衡的一部分。

以上，在公式9中定义Q之前，任意地对I向量分配量值1是可能的。在现实测量方案中，这是不可能的，因为I向量的量值不是先验已知的并且必须通过测量来确定。然而，由于只关注I和Q向量之间的相对角度，因此I向量仍然可以被任意地分配角度0：

I＝a    (10)

Q向量具有未知的角度和长度二者：

Q＝a(b+jc)    (11)

如果没有不平衡，则{a＝1，b＝0，c＝1}。为了确定这些未知量的值，在调制频率处产生I和Q向量的实验性线性组合。对于(5)中的上边带，具有：

E＝αI+βQ＝a(α+β(b+jc))    (12)

其中E是实验性测试信号并且I和Q如(10)和(11)中定义是非理想的。对于下边带容易获得相似的结果，尽管如上所述本公开仅针对上边带。

接下来，测量频率(ω_c+ω_m)处的上边带的量值。{α，β}的实部和虚部通过下标r和i来表示。则测试信号E为：

E＝a[(α_r+β_rb-β_ic)+j(α_i+β_ib+β_rc)]    (¹³)

则其平方量值(用U来表示)为：

U_α，β(a，b_rc，α，β)≡|E|²＝|αI+βQ|²    (14)＝a²[(α_r+β_rb-β_ic)²+(α_i+β_ib+β_rc)²]    (15)＝α²[|α|²+|β|²b²+|β|²c²+2(α_rβ_r+α_iβ_i)b+2(α_iβ_i-a_rβ_r)c]    (¹⁶)

完全展开(15)使得相当混乱并且中间步骤已被省略。(bc)向量积以被抵消结束并且没有被错误地省略。在被视为I和Q向量的函数(用{a，b，c}来定义)的情况下，该函数在那些变量中是二次方程式。

由于此处具有3个未知量(a，b，c)，将需要对I和Q向量的三个不同的(独立的)线性组合的测量，来解出所有三个变量。可以对{α，β}加上下标来表示不同的实验，并且下标字母m代表测量出的上(或者下)边带量值(平方的)。一组实验性线性组合可以被定义为

$L=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\α}}_1& {\mathrm{\β}}_1\\ {\mathrm{\α}}_2& {\mathrm{\β}}_2\\ {\mathrm{\α}}_3& {\mathrm{\β}}_3\end{array}\right]---\left(17\right)$

方程(17)包括在集合L中的3个实验，但是L可以具有大于三个的行。则来自IQ调制器S的输出信号的向量为

$S=L\left[\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right]---\left(18\right)$

对于这些实验，产生以下(非线性)方程组：

$F(a,b,c)\≡\left[\begin{array}{c}\sqrt{U(a,b,c,{\mathrm{\α}}_1,{\mathrm{\β}}_1)}\\ \sqrt{U(a,b,c,{\mathrm{\α}}_2,{\mathrm{\β}}_2)}\\ \sqrt{U(a,b,c,{\mathrm{\α}}_3,{\mathrm{\β}}_3)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{m}_1\\ m_2\\ m_2\end{array}\right]=m---\left(19\right)$

在实践中，在测量的结果(m)中将会存在误差和噪声这两者。因此，该问题更适当地像以下这样被描述：

$F(a,b,c)=m+e\≡\hat{m}---\left(20\right)$

对误差向量(e)不进行估计的情况下，仅可能寻求(20)而非(19)的解。该摄动方程可能不具有实值解，并且即使存在实值解其也不会给出x的真实值。

该问题随后被更好地处理为最小化问题：寻找{a，b，c}以使得m(如(19)中定义的)和实际测量的值((20)中的

)之间的距离的某个量度最小化的问题。为了减小噪声的影响，可能希望通过进行多于三次的测量来过度约束该问题。

$F(a,b,c)=\left[\begin{array}{c}{m}_1\\ m_2\\ .\\ .\\ .\\ m_n\end{array}\right]n>3---\left(21\right)$

有关m和

之间的距离的度量有很多可能性。一个明显的选择是：

$D={|m-\hat{m}|}^2---\left(22\right)$

实际上这证明是特别有用的选择。注意，在(12)中该结果的量值随着a线性地变化。则应该明显的是，(19)中的m也随着a线性地缩放。

F(a，b，c)＝aF(1，b，c)    (23)

假设在优化算法中的一个点处，{b，c}是固定的且目标是为a寻找使得一组理论实验量值((19)中的m)和测量的值((20)中的

)之间的(欧几里德)距离最小化的值。a的不同值定义穿过原点的线，其中对于该n维空间m作为基础向量。

当

$F(1,b,c).(\mathrm{aF}(1,b,c)-\hat{m})=0---\left(24\right)$

时，或者当

$a=\frac{F(1,b,c).\hat{m}}{F(1,b,c).F(1,b,c)}---\left(25\right)$ 时，出现那条线上最接近

的点。

在图3中示出了根据本发明的实施例的最小化该函数的示例方法。整个策略的一部分是线性地缩放测量的值以使得a＝1，而不是寻找对应I向量的量值的值。计算“a”并且携带其通过该过程也是可能的。

在示例流程100的第一操作110中，变量b和c被设置为b＝0且c＝1。随后，在操作120中，方程(25)被用于为a寻找使得所测量的量值和理论实验量值之间的差距最小化的值。接下来，在操作130中，将所测量的值除以用于α的计算的值。接下来，在覆盖了至少与期望的误差一样广泛的区域的b的值上执行粗略搜索的操作140。对于该搜索，设置c＝1。此外，对于每一个搜索点，确定来自方程(22)的距离并记录最小发现点。

在过程150中，点b被设置为上面发现的最小的点并且随后在c的值上执行相似的搜索，同样保存发现的最小的点。

图3的过程110-150被用来定位更精确的搜索的开始点。过程110-150确保该开始点不会与任何本地最小值混淆，所述本地最小值不是所关注的全局最小值。随后，执行过程160直到满足退出条件。

在图4中示出的示例过程200中，过程210-250交替地调整a，随后是{b，c}，直到a在步骤间停止改变显著的量。该显著的量可以是可编程的设置。由于问题结构，a的不正确的值将会导致c迭代为错误的值。在流程200的剩下的操作中，a被永久地设置为一，而相反测量值

被缩放。

在操作210中，方程(25)被用来为α找到使得测量的量值和理论实验量值之间的差异最小的值。随后，在操作220中，将测量的值除以这样计算出的a值。随后，操作220首先在数值上估计第一和第二导数，并且随后采用辛普森规则来在某期望的公差内迭代寻找第一导数的零点。该公差可以被设置为预定的值。在操作230中，用这样获得的值来替代搜索点。

操作250使流程200重复操作210-240，以计算对a的新的调整。当这个调整足够接近1(例如，1±10^-6)时，该方法已确定了正确的结果量值以及{b，c}的值。操作260输出存在的IQ不平衡的量。

总结上述方法步骤，

1.定义如(12)中所定义的未知的I和Q向量的(n≥3)不同的线性组合(实验)。

2.对于每个实验，测量结果得到的上(或者下)边带的量值(平方的)。

3.采用优化算法来寻找{a，b，c}以使得(22)被最小化。此处，根据(19)计算m且

包括如在实验中测量的上(或者下)边带量值(平方的)。

m值的计算可以如在()中那样进行，或者可以更方便地采用复数软件库并且计算如在(14)中定义的这些值。

理想的IQ调制器具有如下{α，b，c}值：

$\left[\begin{array}{c}a\\ b\\ c\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}1\\ 0\\ 1\end{array}\right]---\left(26\right)$

并且对于实际IQ调制器而言，这些值产生确定IQ不平衡的问题的迭代解决方案的良好开始点。例如，如果正使用相等量值的测试向量，则对于开始点可以使用三个实际量值的平均值

$\left[\begin{array}{c}a\\ b\\ c\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{m}}^2\\ 0\\ {\stackrel{\‾}{m}}^2\end{array}\right]---\left(27\right)$

可选地，如果正在被测试的IQ调制器先前已经被校准，则可以使用a，b，c的先前估计的值作为开始点。

剩下的是选择使得测量误差和噪声的影响最小化的实验(I和Q向量的线性组合)。回想到(12)中的{α，β}可以为复值；这意味着I和Q的长度在线性组合中可以被缩放，并且它们还可以相对于彼此被旋转。由于I和Q之间的相对角度是重要的，旋转I和Q这两者是没有意义的，并且因此强制α为实值不失一般性。

在相量图中示出各种实验是有用的。图5将理想的I向量示出为310，并将理想的Q向量示出为320。非理想的Q向量被标为330。错误的Q向量330在量值和角度(相位)两者方面展示出相对I向量的误差。

Matreci等人的美国专利7，180,937(被称为‘937)也针对使用如下所示的一组非常特定的实验来寻找IQ不平衡：

$L=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ 1& 1\end{array}\right]---\left(28\right)$

换句话说，第一个实验仅激发I信道，而第二个实验仅激发Q信道。随后，第三个实验同时激发I和0信道这两者。在‘937专利中很重要的是，用于激发I和Q信道的所有实验或者信号单独地或者同时地是实质上相同的。这与本发明实施例是十分不同的。在‘937专利中，前两个实验允许单独地对I和Q向量量值直接测量。‘937专利的第三个实验在图4中被描述。此处理想的I向量被示出为410并且理想的Q向量被示出为420。I和Q的向量和被示出为440和450以将它们与它们的I和Q组成相区别。

该选择有一些优势：

应用到调制器的I和Q输入的信号在量值和相位上是相同的；这使得更易于保证幅度和相位精确度，特别是在仅调制器在被测量的情况下。

Q向量(相对于I)的量值和相位可以采用如在‘937专利中描述的三角法来容易地计算。在这种情况下，求解联立非线性方程组不是必要的。

该测量方法在I和Q向量之间存在大的幅度和/或相位误差时很有效。这些实验还具有固有的缺陷——也就是，在这些实验中测量的幅度值对少量的IQ不平衡是相当不敏感的。在数学上，该敏感性可以通过获得(15)中的U_α，β(a，b，c)的三个偏倒数来找到：

$\frac{\∂U(a,b,c)}{\∂a}=2{\left|a\right|}^2+2({\mathrm{\α}}_r{\mathrm{\β}}_r+{\mathrm{\α}}_i{\mathrm{\β}}_i)b+2({\mathrm{\α}}_i{\mathrm{\β}}_r-{\mathrm{\α}}_r{\mathrm{\β}}_i)c---\left(29\right)$

$\frac{\∂U(a,b,c)}{\∂b}=2{\left|\mathrm{\β}\right|}^{2}b+2({\mathrm{\α}}_r{\mathrm{\β}}_r+{\mathrm{\α}}_i{\mathrm{\β}}_i)\mathrm{\α}---\left(30\right)$

$\frac{\∂U(a,b,c)}{\∂c}=2{\left|\mathrm{\β}\right|}^{2}c+2({\mathrm{\α}}_i{\mathrm{\β}}_r+{\mathrm{\α}}_r{\mathrm{\β}}_i)\mathrm{\α}---\left(31\right)$

用于每个实验的{α，β}的选择确定这些偏倒数的值并且代表改进整个方法的精确度的自由度。

‘937专利中选择的实验遗感地导致了这些偏倒数的相对较低的值。例如，如果期望60-70dB的边带抑制比，则必须将幅度测量误差保持为分别低于0.009dB和0.0026dB。这也等同于在诸如正交相移键控(QPSK)的数字调制格式中获得在0.1％和0.03％之间的EVM值。

代替‘937专利中描述的有限实验测试信号，存在不受‘937专利的限制的许多实验测试信号。例如，一组粗略实验信号输入包括：

$L=\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ 1& 1\\ 1& -1\end{array}\right]---\left(32\right)$

图7中的图将这些实验示出为相量图。该组实验包括三个测试信号：

1.单独的Q向量。虽然未在图7中示出，但Q向量测量结果显示了Q向量的长度；

2.I和Q的和，其被示出为540并且被标注为“I+Q”；以及

3.I和Q的差，其被示出为550并且被标注为“I-Q”。

采用这些测试信号，I和Q向量之间的量值和相位不平衡可以采用三角法来解出。图8示出了该实验，其中大外三角形的边以及角标记有a，b，c；小写字母用于边且大写字母用于角。根据实验，三条边的长度是已知的：

α是当I和Q被求和时测量的量值。

b由I和Q之间的差产生。

c等于Q向量的测量的量值的两倍。

余弦定律可以被用来解出任意的角度，并且此处特别关注B：

b²＝a²+c²-2ac cosB    (33)

$B={\cos }^{-1}\left(\frac{a^2+c^2-b^2}{2\mathrm{ac}}\right)---\left(34\right)$

现在可以通过检查较小的上三角形来获得期望的信息，在图9中被示出。一些边和角已被标记有下标字母以避免与图8中的标记混淆。这里，两条边以及夹角是已知的：

a是当I和Q被求和时测量的量值。

B在上面的(34)中被计算。

c₂等于Q向量的测量的量值。

I向量的长度(又称为c₂)可以利用余弦定律来找到。从那里可以使用正弦定律来找到I和Q之间的角(A₂)。

$b_2=\sqrt{a^2+c_2^2-2a{c}_2\cos B}---\left(35\right)$

$\frac{\sin A_2}{a}=\frac{\sin B}{b_2}---\left(36\right)$

$A_2={\sin }^{-2}\left(\frac{a\sin B}{b_2}\right)---\left(37\right)$

总之，方程(34)、(35)、(36)以及(37)被用来找到I和Q向量的长度以及它们之间的角度。

虽然上面的示例组(32)功能是测量IQ不平衡，但其仍然遭受对IQ误差的低敏感性。实验的不同选择可以显著地改善这种情况。例如，考虑(38)中的该组四个实验，其也在图10A-10D中被示出。

$L=\left[\begin{array}{cc}1& j0.9\\ 1& j1.1\\ 1& +0.1+j1\\ 1& -0.1+j1\end{array}\right]---\left(38\right)$

为了清楚起见，仅绘出了理想的Q向量，并且为了更好的可见性，一些重叠的向量被轻微地偏移。如果I和Q向量是完美的，诸如图10-10D中所示的，则每个测试将产生其量值正好是基带调制信号的量值的十分之一的信号。图10A-10D中的四个结果得到的输出信号670将(理想地)分别在幅度上相等并且在相位上分隔开90度。本质上，这已经围绕以原点为圆心的圆周690(在图10A-10D中被示出为点线)采样了四个等间隔的点。

在图10A-10D中的每一个中，信号610代表被乘以α的I向量，对于(38)中的全部四个测试情形来说α是一个。信号620代表被乘以β的Q向量，在(38)中指定的四个测试情形的每一个中β是不同的。例如，在10A中，β＝j0.9。这使Q向量精确地逆时针旋转90度并且产生与I向量相差180度并且在长度上等于I向量的90％的结果620。当这两个信号(610和620)在调制器中被求和时，结果得到的输出信号670具有与I向量的量值的十分之一相等的量值并且与I向量同相。

对于另一个示例，考虑10C。此处测试信号β＝0.1+j1。这产生如10C所示与测试信号610求和以产生来自IQ调制器的输出670的结果620，输出670也具有I向量的长度的十分之一的量值，但是在相位上与10A的670相差90度。

结果得到的经调制边带幅度对I和Q之间相对量值和相位误差的灵敏度提高了大约9倍。结果，0.09和0.026dB的测量准确度足够获得60到70dB的边带抑制。

图11A-11D示出了I-Q不平衡对该实验的影响，特别是当与图10A-10D中它们的类似物对比时。测试信号的实验被设计为对圆790上的点进行采样，该圆790的半径等于I向量的长度的10％。实际的圆图示具有等于错误Q向量的长度的10％的半径。该圆的圆心将位于以下点处

f-jQ=(a-c)+jb    (37)

如果不平衡误差足够大，则原点可能位于该圆之外。当这发生时，经验表明，最小化问题可能不会返回有效的结果；噪声和测量误差的存在将恶化该问题。该青形常常可以在所计算出的误差在量值上相似于或者大于所期望的测试向量时被检测到。当所计算的校正的应用不产生信号质量方面的期望的改进时，这是该问题的另一个指示。当这发生时，增大结果得到的测试向量的量值直到原点位于测试向量所定义的边界内可能是必要的。在该示例中，如果所计算的误差在长度上大于10％或者在相位上大于大约0.1弧度，则将需要使用更大的测试圆。

存在对本发明的系统和方法的各种修改。例如，通过同时在多个频率处产生测试信号，以准确性为代价来提高校准过程的速度是可能的。这需要下载以及测量更少的整体波形，这与下载及测量来自各个频率处的多个测试信号相比可以导致显著的时间节省。

尽管由于可用的信号功率被划分在更大数量的信号中，因此整个系统的信噪比下降。但是，取决于诸如测试信号保真度、信号幅度、频谱分析性能等的许多参数，这可以是可接受的。因此采用本发明的实施例的测量结果是否是可接受的必须基于逐个情形来确定。

进一步地，存在这样的机会：非线性三阶互调制结果可以最终与预期测试信号的一些相结合并且进一步污染测量结果。当然，这取决于测试频率的选择。

其次，取决于对测试频率的选择，非线性三阶互调制结果可以最终与预期测试信号的一些相结合并且进一步污染测量结果。这可以通过对测试频率的明智选择来避免。在一些情形中，这样的选择限制了可被产生且需要不均匀分布的测试频率的数量。

这些方法的准确性的良好量度是结果得到的边带抑制的量，所述边带抑制是通过对估计的幅度和相位误差应用校正来获得的。在采用Tektronix AWG7102(10比特模式)驱动Hittite HMC5xx系列IQ混频器的测试中，至少60dB的边带抑制比被一贯地获得。

图12是示出根据本发明的实施例的用于确定IQ不平衡的测量装置900的部件的功能框图。在图12中，用于测试的IQ调制器被示为820，其具有两个基带输入x和y。基带输入也可以通过预失真器810被更改，如下面所述的那样。如果预失真器810更改了基带输入x和y，则是更改后的基带输入x’和y’被输入到IQ调制器820。

由IQ不平衡测量装置900的测试信号发生器930提供测试信号。测试信号在上面被详细地描述。当被应用到基带输入x和y(或者x’和y’)时，IQ调制器820产生由测试信号特别地激励的输出，其可以由诸如频率分析仪或者频谱分析仪的频率可选测量装置830来测量。

来自频谱分析仪830的输出被馈送到不平衡测量装置900中并且根据上述方法分析910该输出。最小化过程920指示该测试信号发生器930更改该组测试信号，以使得可以测量来自新的测试信号的新输出。重复其直到最小测试信号集合或者测试信号的因子被最小化。最后，当确定了期望的测试信号时，IQ调制器820的不平衡的测量结果可以从测量器900分别地被输出。另外，纠正器处理器940可以产生代码，诸如过滤参数或者要被发送到预失真器810以使得可以使所测量的IQ不平衡的任何影响最小化的其他数据。如上所述，可以在预失真器810中更改基带输入x和y，并且这样的更改的原因之一可以是为了减下正被测试的调制器820的IQ不平衡的影响。

已经参考示出的实施例描述并且示出了本发明的原理，将会认识到的是，所示出的实施例在布置上和细节上可被更改，而不背离这样的原理，并且可以以任何期望的方式组合所示出的实施例。并且，尽管前述讨论聚焦于特定的实施例，但是可预期其他配置。

特别地，即使在本文中使用诸如“根据本发明的实施例”等的表达，但这些短语意思是一般地指代实施例可能性，并且其并不意图将本发明限制到特定实施例配置。如本文中所使用的，这些术语可以指代可组合到其他实施例中的相同的或者不同的实施例。

因此，鉴于本文中所述的实施例的多种多样的排列，该具体描述和所伴随的资料仅仅是说明性的，并且不应当理解为限制本发明的范围。因此作为发明所要求保护的是可以落入随后的权利要求及其等同体的范围和精神内的所有这样的更改。

Claims (12)

1.一种确定IQ调制器中的不平衡的方法，该IQ调制器具有I信道和Q信道，该方法包括：

对IQ调制器的I信道和Q信道应用一组至少三个测试信号，以产生IQ调制器的输出，其中该组测试信号中的至少一个显著不同于该组中的其他测试信号；

从耦合到IQ调制器的输出的频率测量装置接收频率特定输出；

测量所述频率特定输出的一个或多个值；以及

从所测量的值导出IQ调制器中的不平衡。

2.如权利要求1的确定IQ调制器中的不平衡的方法，其中测量所述频率特定输出的一个或多个值包括计算距离，该方法还包括：

调整该组测试信号中的所述至少三个测试信号直到所计算的距离是最小期望距离。

3.如权利要求2的确定IQ调制器中的不平衡的方法，其中调整该组测试信号中的所述至少三个测试信号直到所计算的距离是最小期望距离包括：

调整该组中的所述至少三个测试信号中的至少一个的因子，直到所述因子被调整小于阈值量时所计算的距离的改变不超过阈值量。

4.如权利要求1的确定IQ调制器中的不平衡的方法，其中测量所述频率特定输出的一个或多个值包括：

测量边带信号的幅度。

5.如权利要求1的确定IQ调制器中的不平衡的方法，其中从所测量的值导出IQ调制器中的不平衡包括：

确定I向量的长度；

确定Q向量的长度；以及

计算I向量和Q向量之间的角度。

6.如权利要求1的确定IQ调制器中的不平衡的方法，其中该组至少三个测试信号包括一组四个测试信号，并且其中，如果该IQ调制器为理想调制器，则该组四个测试信号中的每一个的输出将会在幅度上相等并且在相位上间隔开90度。

7.如权利要求6的确定IQ调制器中的不平衡的方法，还包括将该组至少四个测试信号应用于非理想的IQ调制器。

8.如权利要求1的确定IQ调制器中的不平衡的方法，其中该组测试信号包含包括多个同步频率的至少一个测试信号。

9.一种被构造用于确定IQ调制器中的不平衡的装置，该IQ调制器具有I信道和Q信道，该装置包括：

测试信号发生器，其被构造用于为IQ调制器产生一组测试信号；

输出分析器，其被构造用于从耦合到IQ调制器的输出的测量装置接收所述测试信号的频率特定输出；以及

最小化器，其被构造用于使测试信号发生器产生使得根据所述频率特定输出所测量的距离为最小距离的一组测试信号。

10.如权利要求9的被构造用于确定IQ调制器中的不平衡的装置，其中测试信号发生器调整测试信号的因子。

11.如权利要求10的被构造用于确定IQ调制器中的不平衡的装置，其中调整所述因子使得根据所述频率特定输出测量的距离被更改。

12.如权利要求9的被构造用于确定IQ调制器中的不平衡的装置，还包括耦合到最小化器的校正器，并且其中校正器被构造用于产生使得至少一个输入信号在被应用到I信道和Q信道之前被更改的信号。

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