CN101542833A

CN101542833A - 宽带缝隙天线

Info

Publication number: CN101542833A
Application number: CNA2008800005794A
Authority: CN
Inventors: 菅野浩
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2007-01-11
Filing date: 2008-01-09
Publication date: 2009-09-23
Anticipated expiration: 2028-01-09
Also published as: US7619578B2; CN101542833B; JP4287902B2; US20080272971A1; WO2008084801A1; JPWO2008084801A1

Abstract

本发明提供一种宽带缝隙天线，其是使有限面积的接地导体(103)在低频带下作为偶极子起作用的四分之一有效波长缝隙天线。在与缝隙(111)交叉的区域中的供电线路(113)上设置有感应区域(123)，将与外部不平衡供电电路连接的天线供电点(117)配置在相对于不平衡接地导体电流为高阻抗条件的位置。

Description

宽带缝隙天线

技术领域

本发明涉及发送、接收微波和毫米波段等的模拟高频信号或者数字信号的天线。

背景技术

由于两个理由，需要能够进行比现有技术宽得多的频带的动作的无线器件。第一个理由是为了应对已认可宽频带的使用的面向近距离的无线通信系统，第二个理由是为了以一台终端共用使用不同频率的多个通信系统。

例如，面向近距离高速通信系统的已被官方认可的3.1GHz～10.6GHz的频带，作为以动作频带的中心频率f0标准化后的相对频带相当于109.5％这样的很大的值。另一方面，作为基本的天线已知的贴片天线(patch antenna)、二分之一有效波长缝隙天线的动作频带的相对频带分别只有不足5％、不足10％，不能够实现上述宽频带性。此外，以现在在世界上在无线通信中使用的频带为例，为了以同一天线覆盖1.8GHz频带～2.4GHz频带需要实现30％左右的相对频带，另外，为了同时覆盖800MHz频带、2GHz频带，必须实现90％左右的相对频带。进而，为了同时覆盖800MHz频带～2.4GHz频带，需要100％以上的相对频带。随着由同一终端同时处理的系统数量增加，需要覆盖的频带变宽，更加希望实现宽频的小型天线。

图22中的示意图所示的前端开放四分之一有效波长缝隙天线是最基本的平面天线之一(现有例1)。图22(a)表示从上表面侧观看的透视示意图，图22(b)表示沿直线AB截断的截面示意图，图22(c)表示从上表面侧观看的背面透视示意图。如图22所示，在电介质基板101的上表面具有供电线路113。从位于电介质基板101的背面侧的无限的接地导体103的外部边缘105a向进深方向109a形成有切口，作为由在开放点107处前端被开放的缝隙111构成的谐振器起作用。缝隙111是在接地导体103的一部分的区域中，沿着厚度方向完全除去导体而得到的电路，在缝隙长度Ls相当于四分之一有效波长的频率fs附近谐振。供电线路113与缝隙111在一部分上交叉，对缝隙111进行电磁激振。通过输入端子与外部电路连接。而且，一般而言，为了实现输入匹配，从供电线路113的前端开路终端点119到缝隙111的距离Lm设定为在频率fs下为四分之一有效波长左右。此外，一般地，线路宽度W1与基板厚度H、基板的介电常数相配合地设计，使得供电线路113的特性阻抗被设定为50Ω。

如图23所示，在专利文献1中，公开了用于使现有例1所示的四分之一有效波长缝隙天线在多个谐振频率下动作的结构(现有例2)。如果在多个谐振频率下动作则能够拓宽频带，但在文献内所示的频率特性下，不能够得到现在希望的超宽带特性。

在非专利文献1中，公开了使作为二分之一有效波长缝隙天线的两端短路缝隙谐振器在宽带中动作的方法(现有例3)。作为现有的缝隙天线的输入匹配方法，采用在供电线路113的距离前端开路终端点119频率fs下的四分之一有效波长的位置与缝隙谐振器14交叉并激振的方法。但是，如图24的上表面透视示意图所示，在现有例3中，将从供电线路113的前端开路终端点119开始直至距离Lind的区域置换为特性阻抗比50Ω更高的传送线路，在得到的感应区域121的大致中央与缝隙111耦合。此处，Lind设定为频率f0下的四分之一行效波长，感应区域121作为与缝隙谐振器不同的四分之一波长谐振器起作用。结果，在通常的缝隙天线中是一个的等效电路结构内的谐振器数增加至两个，并且，通过使在接近的频率下谐振的谐振器彼此耦合能够得到复谐振动作。在文献中的图2(b)所示的例子中，能够以相对频带32％(4.1GHz附近～5.7GHz附近)得到-10dB以下的良好的反射阻抗特性。如文献内图4的实测特性中被比较的那样，现有例3的天线的相对频带是相比于在同一基板条件下制造的通常的缝隙天线的相对频带9％宽得多的频带。

此外，如现有例4所示，在非专利文献2中，报告了下述问题，在为了实现天线动作而能够确保的接地导体的面积为有限的小型的通信终端中，如果使用不平衡供电电路进行供电，则在接地导体中产生的不平衡接地导体电流逆流向供电电路的接地导体，发射特性、阻抗特性的测定精度自身受到影响。因此，在非专利文献2中使用下述测定法：如图25所示，不利用高频的不平衡供电电路进行供电，而特地使用光纤，使通信终端内的接地导体独立于供电系统地进行供电，从而避免小型天线中的不平衡接地导体电流的不良影响。

如上所述，在现有的缝隙天线中宽带化并不充分，而且即使假设能够以小型的形状实现宽带性，发射特性、反射阻抗特性也由于与外部不平衡供电电路的连接状态而不稳定，难以掌握终端搭载时的特性。

首先，如现有例1所示，在为结构内只具有单一的谐振器结构的通常的前端开放缝隙天线的情况下，由于谐振模式频带中的动作频带的限制，能够得到良好的反射阻抗特性的频带限定于不足10％左右的相对频带。

在现有例2中，通过向缝隙导入电容性电抗元件实现宽带动作，但是需要追加片式(chip)电容器等部件，此外能够容易地想到由于新导入的追加部件的特性偏差会导致天线的特性发生偏差。此外，利用文献内图14和文献内图18所公开的例子进行判断，难以在超宽带中实现低反射的输入匹配特性。

在现有例3中，相对频带特性被限制在35％左右。此外，作为二分之一有效波长谐振器的两端短路缝隙谐振器的使用，与使用作为四分之一有效波长谐振器的前端开放缝隙谐振器的现有例1和现有例2的天线相比较，在小型化方面是不利的。

而且，即使在现有例1、现有例2的四分之一有效波长缝隙天线的设计中导入现有例3的复谐振动作的原理，如现有例4所示，在小型天线动作的情况下，在连接在天线上的不平衡供电电路的接地导体中逆流不平衡接地导体电流。依赖于流过不平衡接地导体的不平衡供电电路的形状，例如由于为了掌握特性而与天线连接的同轴电缆的长度，使得发射特性、反射阻抗特性产生变化。特别是，发射特性根据外部电路的状态而产生急剧的变化。

专利文献1：日本特开2004-336328号公报

非专利文献1：“A Novel Broadband Microstrip-Fed Wide SlotAntenna With Double Rejection Zeros”IEEE Antennas and WirelessPropagation Letters，vol.2，2003年，194～196页”

非专利文献2：“使用光纤的便携式终端用天线的阻抗测定”2003年电子信息通信学会综合大会，B-1-206 2003年，206页。

发明内容

本发明能够解决上述现有的问题，其目的在于使得在以前端开放缝隙天线为基本结构的小型宽带缝隙天线中，能够在比现有技术更宽的频带中动作，并且能够排除由与外部电路的连接引起的发射动作变得不稳定的主要原因，实现稳定动作。

本发明的宽带缝隙天线包括：具有表面和背面的电介质基板；设置在上述电介质基板的上述背面上的有限面积的接地导体；以上述接地导体的外部边缘的一部分为开放点向进深方向切开形成的一端开放的缝隙；和向上述缝隙供给高频信号的供电线路，该供电线路形成在上述电介质基板的上述表面侧，至少一部分与上述缝隙交叉。在上述电介质基板的上述表面侧，在与上述接地导体的外部边缘相对的位置，配置有将外部不平衡供电电路连接至上述供电线路的天线供电点，其中，上述接地导体的外部边缘与上述开放点为相反侧，上述供电线路在与上述电介质基板的上述表面平行的面内至少弯曲90度，并到达上述天线供电点。上述缝隙与上述天线供电点分别在与上述进深方向正交的宽度方向上被配置于上述接地导体的中央位置。上述供电线路的特性阻抗，从前端开路终端点开始，在相当于上述缝隙的谐振频率fs下的四分之一有效波长的长度的感应区域中设定为高于50Ω，在上述感应区域的中央，上述供电线路与上述缝隙交叉。从上述开放点到上述接地导体的位于上述宽度方向上的终端的两外部边缘的距离，在频率fs下分别相当于四分之一有效波长以上的长度，上述接地导体在低于频率fs的频率下具有最低次的谐振频率。

在优选的实施方式中，上述电介质基板还具有覆盖上述供电线路的电介质层。

本发明的宽带缝隙天线包括：具有表面和背面的电介质基板；设置在上述电介质基板的上述背面上的有限面积的接地导体；以上述接地导体的外部边缘为开放点向进深方向切开形成的一端开放的缝隙；和向上述缝隙供给高频信号的供电线路，该供电线路形成在上述电介质基板的上述表面侧，至少一部分与上述缝隙交叉。在上述电介质基板的上述表面侧，在与上述接地导体的外部边缘相对的位置，配置有将外部不平衡供电电路连接至上述供电线路的天线供电点，其中，上述接地导体的外部边缘与上述开放点为相反侧。上述供电线路在上述电介质基板面内至少弯曲90度，并被引导至上述天线供电点，上述缝隙与上述天线供电点分别在与上述进深方向正交的宽度方向上配置于上述接地导体的中央位置。上述供电线路的特性阻抗，从前端开路终端点开始，在相当于上述缝隙的谐振频率fs下的四分之一有效波长的长度的感应区域中设定为高于50Ω。在上述感应区域的中央，上述供电线路与上述缝隙交叉，在上述缝隙附近的第一地点，上述供电线路分支为包括至少两个分支线路的分支线路组，将上述分支线路组内的至少一组分支线路对连接在上述缝隙附近的第二地点上，在供电线路内形成至少一个环路配线。上述环路配线与上述缝隙和上述接地导体之间的边界线在至少一部分上交叉，在从上述开放点起的在进深方向上不同距离的两点以上的供电点处，上述缝隙被激振。全部的上述环路配线的环路长度的最大值设定为在动作频带的上限频率下不足一个有效波长的长度，上述分支线路组内，不形成上述环路配线而成为前端开路终端的全部上述分支线路组的分支长度在动作频带的上限频率下不足四分之一有效波长。从上述开放点到上述接地导体的位于上述宽度方向上的终端的两外部边缘的距离，分别设定为频率fs下的四分之一有效波长以上的长度，由此，上述接地导体在低于fs的频率下具有最低次的谐振频率。

发明的效果

根据本发明的宽带缝隙天线，能够得到在现有的缝隙天线中难以实现的宽带动作。此外，能够排除因与不平衡供电电路的连接产生的发射特性的不稳定，能够稳定地进行动作，其中，该不平衡供电电路是与天线连接的外部的不平衡供电电路。

附图说明

图1是本发明的第一实施方式的宽带缝隙天线的上表面透视示意图。

图2(a)是图1的本发明的宽带缝隙天线的截面示意图，(b)是本发明的宽带缝隙天线的另一实施方式的截面示意图，(c)是本发明的宽带缝隙天线的又一实施方式的截面示意图。

图3是表示在本发明的宽带缝隙天线的接地导体中流过的高频电流的示意图。

图4(a)是表示平衡模式下的接地导体103中的高频电流的流动方式的示意图，(b)是表示不平衡模式下的接地导体103中的高频电流的流动方式的示意图。

图5是本发明的第二实施方式的宽带缝隙天线的上表面透视示意图。

图6是在背面具有无限接地导体结构的一般的高频电路结构中，在信号配线中具有分支部的双电路的示意图，(a)是环路配线的情况下的示意图，(b)是前端开路短截线的情况下的示意图，(c)是环路配线的情况下，特别是第二路径设定得极短的情况下的示意图。

图7是用于说明传送线路的接地导体中的高频电流的集中位置的截面结构图，(a)是一般的传送线路的情况下的截面结构图，(b)是被分支的传送线路的情况下的截面结构图。

图8是本发明的另一实施方式的宽带缝隙天线的上表面透视示意图。

图9是本发明的又一实施方式的宽带缝隙天线的上表面透视示意图。

图10是本发明的又一实施方式的宽带缝隙天线的上表面透视示意图。

图11是本发明的又一实施方式的宽带缝隙天线的上表面透视示意图。

图12是本发明的实施例1的上表面透视示意图。

图13是本发明的实施例2的上表面透视示意图。

图14是本发明的比较实施例1、2的上表面透视示意图。

图15是比较实施例1、2的Lc＝50mm时的反射损失的频率依赖特性图。

图16是实施例1、2的Lc＝50mm时的反射损失的频率依赖特性图。

图17是比较实施例1的3GHz下的发射特性图，(a)是Lc＝50mm的情况下的发射特性图，(b)是Lc＝150mm的情况下的发射特性图。

图18是比较实施例1的6GHz下的发射特性图，(a)是Lc＝50mm的情况下的发射特性图，(b)是Lc＝150mm的情况下的发射特性图。

图19是实施例2的3GHz下的发射特性图，(a)是Lc＝50mm的情况下的发射特性图，(b)是Lc＝150mm的情况下的发射特性图。

图20是实施例2的6GHz下的发射特性图，(a)是Lc＝50mm的情况下的发射特性图，(b)是Lc＝150mm的情况下的发射特性图。

图21是实施例2的9GHz下的发射特性图，(a)是Lc＝50mm的情况下的发射特性图，(b)是Lc＝150mm的情况下的发射特性图。

图22是一般的四分之一有效波长缝隙天线(现有例1)的示意图，(a)是上表面透视示意图，(b)是截面侧面示意图，(c)是从上表面透视的背面示意图。

图23(a)是专利文献1的四分之一有效波长缝隙天线的结构示意图，(b)是在低频带下动作时的缝隙天线的结构示意图，(c)是在高频带下动作时的缝隙天线的结构示意图。

图24是记载在非专利文献1中的缝隙天线结构(现有例3)的上表面透视示意图。

图25是记载在非专利文献2中记载的小型天线的测定概念图。

符号的说明

101电介质基板

109a进深方向

109b宽度方向

103接地导体

105a、105b、105c、105d接地导体的外部边缘

12a具有有限面积的接地导体的外部边缘

111、231缝隙

107缝隙开放端

Ls缝隙长度

Ls2从电容性电抗元件连接点到缝隙开放端的距离

113供电线路

117天线供电点

119开路终端点

121(电)感应区域

123环路配线

具体实施方式

以下参照附图说明本发明的实施方式。

(实施方式)

图1是说明本发明的第一实施方式的宽带缝隙天线的结构的上表面透视示意图。

具有有限面积的接地导体103形成在电介质基板101的背面上。从设置在沿接地导体103的宽度方向109b的外部边缘105a上的开放点107向进深方向109a切开，形成有一端开放的缝隙111。缝隙111作为四分之一有效波长的前端开放缝隙谐振器起作用。在假设缝隙宽度Ws相比于缝隙长度Ls能够忽略的情况下，缝隙111的谐振频率fs是缝隙长度Ls相当于四分之一有效波长的频率。

此外，在上述假设不成立的情况下，是考虑了缝隙宽度的缝隙长度(Ls×2+Ws)÷2相当于四分之一有效波长的频率。

本发明中的谐振频率fs优选设定为动作频带的中心频率f0左右。至少一部分与缝隙111交叉的供电线路113形成在电介质基板101的表面上。

图2(a)表示在图1的虚线AB处截断宽带缝隙天线后的截面示意图。在本说明书中，对在电介质基板101的表面上配置有供电线路113，且在电介质基板101的背面上配置有接地导体103的结构进行说明。但是，也可以是以下结构，如图2(b)所示，通过使用叠层有多个电介质层和导体层的多层基板等的方法，供电线路113、接地导体103中的任一个或者这两者被配置在电介质基板101的内层面上。此外，如图2(c)所示，相对于供电线路113作为接地导体103发挥作用的导体配线面不需要限定为一个，也可以是配置有一种接地导体103的结构，该接地导体103夹着形成有供电线路113的层相对。即，本发明的宽带缝隙天线不仅能够在微带(micro strip)线路结构中得到同样的效果，在至少一部分采用带线路结构的电路结构的电路结构中也能够得到同样的效果。此外，在共面线路、接地共面线路结构中也分别是同样的。

在本说明书中使用的“电介质基板”的用语，广泛地包括在一个面(背面)上形成有接地导体、在另一个面(表面)上形成有供电线路的电介质层或者电介质多层基板。此外，在表面上形成有供电线路的“电介质基板”上，也可以添加覆盖上述供电线路的另一电介质层。即，本发明的宽带缝隙天线包括全部的图2(a)～(c)的结构。

而且，在本说明书中，将在构成有接地导体103的导体层中，在其厚度方向上被完全除去的部分定义为“缝隙”。即，接地导体103的表面的一部分区域被除去，只是减少厚度的部分并不是“缝隙”。

接地导体103是从开放点107开始，在宽度方向109b上沿外部边缘105a在两侧分别延长Wg1、Wg2的长度的有限区域的导体结构。此处，Wg1、Wg2采用相当于频率fs下的四分之一有效波长的长度Lsw以上的值。这是为了使缝隙模式的天线发射特性稳定而必需的条件。

另一方面，本发明的接地导体，通过将电路面积限定于有限的区域中，还作为使用接地导体结构整体的接地导体偶极天线进行动作。接地导体偶极天线和前端开放缝隙天线的共通点在于在缝隙的短路点处高频电流集中流过，因此两天线能够使用共同的电路基板，并提供共同的偏振波特性的发射特性。

如果能够设定接地导体偶极天线的谐振频率fd，使其与前端开放缝隙模式的谐振频率fs不一致，而比谐振频率fs稍低，则能够将宽带缝隙天线的动作频带扩大至低频带侧。

因为接地导体103在大致中央部具有缝隙部分，所以接地导体偶极天线的谐振器长度被有效地延长。因此，在Wg1、Wg2被设定为Lsw以上的值的本发明的宽带缝隙天线中，频率fd必然比谐振频率fs低，能够保证宽带动作。将频率fd设定为相比于缝隙模式的动作频带频率显著低的值，从小型化的方面考虑是不现实的。即，如果将Wg1、Wg2均设定为必要的最低限的值，则能够在小型天线的方式下使频率fd接近缝隙模式的动作频带。

从前端开路终端点119经过距离Lind的区域的供电线路113的特性阻抗设定为比50Ω高。因此，供电线路113的上述区域构成感应区域121，距离Lind在频率fs下为四分之一有效波长左右。即，感应区域121形成四分之一波长谐振器，与缝隙111形成的四分之一有效波长谐振器耦合。这样，导入复谐振化，结果能够有效地增大缝隙111的缝隙模式的天线动作频带。

在感应(inductive)区域121的长边方向的大致中央，供电线路113与缝隙111交叉。在现有例1中即使将接地导体限定为有限的面积，如果缝隙模式自身的频带被限定，则也难以确保与接地导体偶极模式的频带的连续性，得不到与本发明同样的效果。如上所述，通过缝隙模式动作频带扩大到低频带侧，能够在与接地导体偶极的动作频带连续的宽广的动作频带中实现天线动作。

感应区域121与供电线路113中特性阻抗为50Ω的通常的区域连接。该供电线路113在与电介质基板101的表面平行的面内至少弯曲90度，到达设置在与接地导体103的外部边缘105b相对的位置的天线供电点117。

设定天线供电点117的位置在与外部边缘105a相对的方向的外部边缘105b的附近，其中，该外部边缘105a沿着设置有开放点107的接地导体的宽度方向。开放点107与天线供电点117均在宽度方向109b上设置在上述接地导体103的中央位置附近。

在供电线路113使上述缝隙111激振而产生的天线模式中，在缝隙短路点125处生成高频电流。

图3以箭头示意性地表示在接地导体103中流动的高频电流131。通过缝隙111的激振而生成的高频电流131，在沿着缝隙111与接地导体103的边界线流过之后，当到达开放点107时，沿着接地导体103的外部边缘流动。如果在接地导体103的外部边缘上连接其它导体，则因为导体的阻抗极低，非常难以防止高频电流流入连接着的其它导体。但是，通过在上述对称性高的位置设置天线供电点，能够相对于该不平衡地流过接地导体103的高频电流实现极高的输入阻抗。

本实施方式中的宽带缝隙天线内的接地导体103，如图4所示，能够看作是在缝隙短路点处组合对称性高的有限接地导体对103a、103b而形成的导体结构。将接地导体103中的高频电流的流动方式作为其与各模式的供电结构的关系在图4中进行表示，其中，在图4(a)中示意性地表示平衡模式下的情况，在图4(b)中示意性地表示不平衡模式下的情况。

在图4(a)所示的平衡模式中，相当于反相的高频电流131a、131b由供电点15向成对的接地导体对103a、103b反相地供电。结果，相当于在接地导体对的连接点处、即在缝隙短路点处流过最强的同相的高频电流。另一方面，在图4(b)所示的不平衡模式中，相当于从中央开始反向地向成对的接地导体对103a、103b供给同相的高频电流131a，结果，接地导体对103a、103b的连接点处的高频电流被抵消。这意味着，接地导体对103a、103b的对称性越高，此外，天线供电点越接近接地导体的对称点，则从本发明的天线供电点开始，不平衡接地导体模式的输入输出阻抗越高。由此，即使在接地导体103上连接外部不平衡供电电路，本发明中采用的天线供电条件也能够避免外部不平衡供电电路的流向接地导体103的不平衡接地导体电流的逆流。

而且，在现有例3的二分之一有效波长的缝隙天线中，在缝隙谐振器的两端的短路点产生的高频电流仅沿着缝隙的外部边缘流动，不产生沿着接地导体103的外部边缘流动的电流。因此，产生沿着接地导体103的外部边缘流动的不平衡接地导体电流的问题，是采用有利于小型化、宽带化的前端开放缝隙谐振器进行不平衡供电的情况下所特有的问题。

在本发明的宽带缝隙天线中，缝隙的形状并非必须为矩形，能够置换为任意的形状。特别是，通过在主缝隙上并列连接多个细短的缝隙，能够在电路中在主缝隙上添加串联的电感，能够缩短主缝隙的缝隙长度，在实用上优选。此外，在使主缝隙的缝隙宽度变窄，使得弯曲小型化成为曲折(meander)形状等的条件下，也能够同样得到本发明的宽带缝隙天线的宽带化的效果。

接着，说明本发明的宽带缝隙天线的第二实施方式。在图5所示的第二实施方式中，在第一实施方式中设置为感应区域121的位置，至少一部分区域的供电线路113被置换为环路配线123。在本实施方式中，通过采用环路配线123，能够实现比第一实施方式更宽的宽带特性。

环路配线123的环路长度Lp设定为不足动作频带的上限频率fH下的有效波长的一倍。即，环路配线123的谐振频率flo设定得比频率fH高。此外，在环路配线123以外，供电线路113的一部分也可以被分支并形成开路短截线，但该短截线长设定为不足动作频带的上限频率fH下的四分之一有效波长。即，开路短截线的谐振频率fst设定得比频率fH高。这样，在第二实施方式中，在感应区域123中从供电线路113分支配线，由此能够改善宽带缝隙天线的频带特性。该特性改善不是积极利用分支的配线单独的谐振现象而得到的，而是利用通过缝隙天线和环路配线的组合初次发现的现象而得到。

本发明实施方式的宽带缝隙天线中的环路配线123，通过将缝隙谐振器的激振位置的数量增大为多个，并调整输入匹配电路的电长度，能够实现天线动作的超宽带化。

以下，详细说明环路配线123发挥的作用。

首先，对在假设背面配置有无限接地导体的一般的高频电路中，使用有环路配线结构的情况下的高频特性进行说明。

图6(a)表示由路径长度L1的第一路径205、和路径长度L2的第二路径207构成的环路配线123连接在输入端子201与输出端子203之间的电路的示意图。在路径长度Lp1、Lp2的和对传输信号而言相当于有效波长的一倍的条件下，环路配线谐振，作为环谐振器使用。但是，在Lp1、Lp2比传输信号的有效波长短的情况下，不能够显示很陡峭的频率响应，因此在通常的高频电路中并没有必要积极地使用环路配线123。这是因为，在具有均匀的接地导体的一般的高频电路中，在非谐振的频带中，伴随环路配线导入的局部的高频电流分布的变动，作为宏观高频特性被平均化。

另一方面，如图5的上表面透视示意图所示，本发明的缝隙天线中的环路配线123的导入，能够提供在上述的一般的高频电路未能得到的特有的效果。接地导体上的高频电流能够沿着第一路径205被导向131c的方向，还能够沿着第二路径207导向131d侧。结果，能够使接地导体侧的高频电流的流动产生131c和131d这样的不同的路径，能够在多个位置激振缝隙111。接地导体中的高频电流分布的在缝隙附近的局部变化，调制缝隙模式谐振特性，显著地扩大该模式下的天线动作频带。

在图7中示意性地表示传送线路截面结构并进行说明，在图7(a)这样一般的传送线路中，高频电流集中分布的是，在信号导体侧401是配线的端部403、405，在接地导体103侧是与信号导体401相对的区域407。由此，在缝隙天线中仅使供电线路113的宽度变粗，在接地导体侧并不能够使高频电流的分布产生很大的变化。如图7(b)所示，通过使信号导体分叉为两个路径205、207，首次使高频电流分离并分布在与各路径205、207分别相对的不同的接地导体区域413、415中。

此外，在本发明的宽带缝隙天线中新导入的环路配线，不仅能够达到使缝隙天线的激振位置为多个的功能，还具有调整供电线路113的电长度的功能。由环路配线导入带来的供电线路的电长度的变动，使供电线路113的谐振条件进一步转变为复谐振条件，能够进一步提高本发明的动作频带的扩大效果。即，通过将环路配线导入至缝隙附近，构成环路配线的两个路径中的电长度较短的路径的情况下与电长度较长的路径的情况下的电长度不同，使得在2以上的数量的多个频率下引起由缝隙谐振器和感应区域耦合而得到的谐振现象，能够使已得到的宽带的匹配条件进一步宽带化。

总结以上所述，通过组合使缝隙本身具有的谐振现象复谐振化的第一功能、和使与缝隙耦合的供电线路的谐振现象复谐振化的第二功能，本发明的第二实施方式的宽带缝隙天线能够在比现有的缝隙天线更宽的频带中动作。并且，天线供电点的配置与本发明的第一实施方式的宽带缝隙天线中的天线供电点的配置相同。

但是，为了维持宽带的匹配特性，对于环路配线要求其不在环路配线单独谐振的条件下使用。以图6(a)所示的环路配线123为例，作为路径长度Lp1和路径Lp2的和的环路长度Lp被设定为不足频率fH下的有效波长的一倍。在一个宽带缝隙天线内存在多个环路配线的情况下，该天线中最大的环路配线必须满足上述条件。

另一方面，作为比环路配线更一般的高频电路，存在图6(b)所示的开放短截线。如图8中的上表面透视示意图所示，在从本实施方式中的宽带缝隙天线的供电线路分叉的配线中，几个配线也可以具有开路短截线结构213。但是，为了达到本发明的目的，从宽带特性的观点出发，环路配线的使用相比于开路短截线的使用更为有利。因为开路短截线213是四分之一有效波长谐振器，所以短截线长Lp在最长的情况下也必须设定为不足频率fH下的四分之一有效波长。

在图6(c)中表示Lp2极小的环路配线的例子，对与开路短截线相比的环路配线的优点进行说明。当在环路配线123中令Lp2极小时，环路配线123在外观上接近开路短截线。但是，Lp2接近0的情况下的环路配线的谐振频率是Lp1相当于有效波长的频率，开路短截线的谐振频率是Lp3相当于四分之一有效波长的频率。在假设Lp1的一半与Lp3相等的条件下，比较这两个结构，环路配线的最低次的谐振频率相当于短截线配线的最低次的谐振频率的2倍。

根据以上的说明，作为在宽动作频带内避免谐振现象的供电线路结构，环路配线相比于开路短截线在换算为频带时是2倍有效。此外，因为图6(b)的开路短截线的开路终端点119在电路上是开路，所以在开路终端点119不流动高频电流。因此，即使假设在缝隙附近配置开路终端点119，也难以得到与缝隙的电磁耦合。另一方面，如图6(c)所示，因为环路配线123的一点213c在电路上不是开路，必然流过高频电流，所以通过配置在缝隙附近，能够容易地得到与缝隙的电磁耦合。根据这点，为了达到本发明的目的，环路配线的采用相比于开路短截线的采用更为有利。

从以上的说明可知，为了使本发明的宽带缝隙天线宽带化，最为有效的不是使用线路宽度粗的线路或者开路短截线，而是导入环路配线。

图9表示供电线路113的分支线路部的分支个数为3的情况下的实施方式的上表面透视示意图。虽然也可以令分支供电线路113的分支线路的个数设定为三个以上的值，但相比于分支为两个的情况下的特性，并不能够期待动作频带的飞跃性的扩大。这是因为在分支为多个的分支线路组中高频电流的分布强度较高的仅是两端的路径205、207，流过配置在两者之间的路径209的高频电流的强度并不强。但是，通过在路径205、207的中间插入路径209，能够提高由路径205、207构成的环路配线的谐振频率，因此从扩大动作频带这点而言是有效的。

如果环路配线123被配置在缝隙附近，则能够得到本发明的效果。如图5所示，构成环路配线123的第一路径205和第二路径207优选与缝隙111和接地导体103的边界线237、239中的至少任一个交叉。

此外，如图10、图11所示，即使是环路配线123与缝隙111和接地导体103的进深方向109a的边界线237、239的任一个均不交叉的结构，也并非不可能得到本发明的效果。这是因为，在激振缝隙的高频电流中，与第一路径205和第二路径207的路径差相应地产生相位差，产生使输入匹配条件转变为更宽带的效果。严格而言，只要是环路配线123的最外侧的点141与边界线237(或者239)间的间隔不足供电线路113的配线宽度的一倍的状态即可。这是因为，如果将上述间隔设定得比供电线路113的配线宽度短，则与流过信号导体的两端的高频电流的相位差相对应，在流过接地导体侧的局部的高频电流间产生的相位差不消失。

环路配线123形成在感应区域121中。配线宽度优选设定得与感应区域121中的供电线路的配线宽度等同，或者设定得较细。也可以形成多个环路配线。设置有多个的环路配线彼此可以串联地连接，也可以并联地连接。两个环路配线既可以直接连接，也可以经由任意形状的传送线路间接地连接。

在本发明的宽带缝隙天线中，从天线供电点117至感应区域121之间，能够插入作为不平衡输入输出电路的带通滤波器、带阻滤波器、开关IC、放大IC、它们的集成模块。

此外，在本发明的宽带缝隙天线中，在天线供电点117处的接地导体103与外部不平衡供电电路的连接，并不限定于仅在电介质基板101的背面进行。即，也可以在连接点附近通过贯通导体将接地导体引导至电介质基板表面之后，在电介质基板表面以共面线路结构的方式连接。在上述结构中本发明的有利的效果也不会消失。甚至可以说，因为在电介质基板表面上能够进行信号导体、接地导体的两者的连接，所以也能够将本发明的宽带缝隙天线安装在外部安装基板的表面。

(实施例)

为了使本发明的效果变得更明显，利用市售的电磁场分析模拟设备，分析在图12、图13、图14中分别表示的上表面透视示意图所示那样的实施例1、2、比较实施例1、2这四个缝隙天线的输入阻抗特性、发射特性。电路基板的设定参数总结于表1。

[表1]

在所有的天线中，以在同尺寸的电路基板上制作为前提设定条件。导体图案假定为厚度40微米的铜配线，这考虑了能够通过湿蚀刻形成的精度范围。进行如下的供电设定的假设，在作为图中天线供电点117而表示的位置，天线与同轴电缆135之间通过同轴连接器(未图示)连接。作为同轴电缆长度Lc，假定50mm和150mm这两种长度，在同轴电缆的端部进行理想的供电。即，包括作为不平衡供电电路被连接的长度Lc的同轴电缆对特性施加的影响，分析天线的动作稳定性、宽带性。

此外，也进行了在假定Lc为0的情况下、即在天线供电点117处进行理想的高频供电的情况下的分析。在比较实施例中，因为没有假定供电线路弯曲，所以同轴电缆的取向方向在图中坐标轴中为Y轴方向，另一方面，在实施例中，因为使供电线路在面内弯曲并引导至天线供电点117，所以同轴电缆的取向方向为图中X轴方向。

在图15中表示Lc为150mm的情况下的比较实施例1和比较实施例2的反射损失的频率依赖性。在比较实施例1中，在3.04GHz～3.73GHz的20％的相对频带范围中反射损失低于-10dB，在2.9GHz～4.3GHz中反射损失低于-7.5dB。在6.3GHz反射损失达到-4.9dB，未能够得到宽带特性。在比较实施例2中，在2.5GHz～8GHz中反射损失为-3dB～-4dB左右，未能够得到低反射特性。

另一方面，在图16中表示在Lc为150mm的情况下，实施例1和实施例2的反射损失的频率依赖性。实施例1在从3.2GHz至11GHz以上的范围中维持-7.5dB以下的低反射特性。进一步，实施例2在从3.1GHz至11GHz以上的整个频带中显现-10dB以下的宽带的低反射特性。与图15所示的比较实施例相比可知，两实施例均实现了动作频带的宽带化。而且，在实施例和比较实施例中，均基本上不存在Lc的变更对输入阻抗造成的影响。

关于比较实施例1、2的发射特性，得到特性依赖于Lc发生很大变化的倾向。关于比较实施例1，图17(a)、(b)分别表示Lc为50mm、150mm的情况下的3GHz下的YZ面的发射特性。图中以细线表示的数据是为了进行比较而表示的Lc为0的情况下的特性。如果能够如本发明的目的那样避免不平衡接地导体电的不良影响，则三个特性本应该是一致的，但依赖于Lc得到了完全不同的特性。同样地，图18中表示6GHz下的发射特性。通过图17和图18明显能够确认到，在比较实施例中，具有在所有的频率下发射特性均非常依赖于电缆长度的倾向。

接着，关于实施例2，图19(a)、(b)分别表示Lc为50mm、150mm的情况下的3GHz下的YZ面的发射特性。同样地，在图20、图21中分别表示6GHz、9GHz下的发射特性。图中细线表示的数据是为了进行比较而表示的Lc为0的情况下的特性。在实施例2中，实现了几乎不依赖于Lc的稳定的发射特性，能够确认已达到本发明的目的。在实施例1中，也得到了不依赖于Lc的稳定的发射特性。此外，在实施例1、2中，在整个动作频带中，关于包括XZ面中的发射特性的全部的发射特性，能够得到同样的效果。

产业上的可利用性

本发明的宽带缝隙天线，不会增加电路占有面积、制造成本，能够扩大匹配区域，因此能够以简单的结构实现在现有技术中不搭载多个天线就不能够实现的高功能终端。此外，也能够对实现使用相比于现有技术宽很多的频带的近距离无线用的通信系统做出贡献。此外，因为能够不使用芯片部件地扩大动作频带，所以作为相对于制造时的偏差耐性很强的天线是有用的。此外，在比缝隙天线的频带低的低频带中，因为与缝隙天线为同一偏振特性的接地导体偶极天线动作，所以能够用作小型的宽带缝隙天线。此外，在以无线发送接收数字信号这样的需要超宽带的频率特性的系统中也能够用作小型天线。在任一情况下，在安装在终端上的情况下，均能够提供排除因与不平衡供电电路的连接而引起发射动作的不稳定的特性，其中，该不平衡供电电路是与本天线连接的不平衡供电电路。

Claims

1.一种宽带缝隙天线，其特征在于，包括：

具有表面和背面的电介质基板；

设置在所述电介质基板的所述背面上的有限面积的接地导体；

以所述接地导体的外部边缘的一部分为开放点在进深方向上切开形成的一端开放的缝隙；和

向所述缝隙供给高频信号的供电线路，该供电线路形成在所述电介质基板的所述表面侧，至少一部分与所述缝隙交叉，

在所述电介质基板的所述表面侧，在与所述接地导体的外部边缘相对的位置，配置有将外部不平衡供电电路连接在所述供电线路上的天线供电点，其中，所述接地导体的外部边缘与所述开放点为相反侧，

所述供电线路在与所述电介质基板的所述表面平行的面内至少弯曲90度，并到达所述天线供电点，

所述缝隙与所述天线供电点分别在与所述进深方向正交的宽度方向上被配置于所述接地导体的中央位置，

所述供电线路的特性阻抗，从前端开路终端点开始，在相当于所述缝隙的谐振频率fs下的四分之一有效波长的长度的感应区域中设定为高于50Ω，

在所述感应区域的中央，所述供电线路与所述缝隙交叉，

从所述开放点到所述接地导体的位于所述宽度方向上的终端的两外部边缘的距离，在频率fs下分别相当于四分之一有效波长以上的长度，所述接地导体在低于频率fs的频率下具有最低次的谐振频率。

2.如权利要求1所述的宽带缝隙天线，其特征在于：

所述电介质基板还具有覆盖所述供电线路的电介质层。

3.一种宽带缝隙天线，其特征在于，包括：

具有表面和背面的电介质基板；

以所述接地导体的外部边缘为开放点在进深方向上切开形成的一端开放的缝隙；和

所述供电线路在所述电介质基板面内被至少弯曲90度后被引导至所述天线供电点，

所述缝隙与所述天线供电点分别在与所述进深方向正交的宽度方向上配置于所述接地导体的中央位置，

在所述感应区域的中央，所述供电线路与所述缝隙交叉，

在所述缝隙附近的第一地点，所述供电线路分支为包括至少两个分支线路的分支线路组，将所述分支线路组内的至少一组分支线路对连接在所述缝隙附近的第二地点处，在供电线路内形成至少一个环路配线，

所述环路配线与所述缝隙和所述接地导体之间的边界线至少在一部分上交叉，在从所述开放点起的在进深方向上不同距离的两点以上的供电点处，所述缝隙被激振，

所有所述环路配线的环路长度的最大值设定为在动作频带的上限频率下不足一个有效波长的长度，

所述分支线路组内，不形成所述环路配线而成为前端开路终端的所有所述分支线路组的分支长度在动作频带的上限频率下不足四分之一有效波长，

从所述开放点到所述接地导体的位于所述宽度方向上的终端的两外部边缘的距离，分别设定为频率fs下的四分之一有效波长以上的长度，由此，所述接地导体在低于fs的频率下具有最低次的谐振频率。

4.如权利要求2所述的宽带缝隙天线，其特征在于：所述电介质基板还具有覆盖所述供电线路的电介质层。