CN101515785B - 前馈放大器以及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
提供一种前馈放大器以及其控制方法。在由失真检测电路(10)和失真去除电路(20)构成的前馈放大器中，作为失真检测电路的主放大器而使用谐波反馈放大器(130)，控制单元(43)根据前馈放大器输出求出频带外泄漏功率比(ACLR)和功率效率，并控制谐波反馈放大器的两个晶体管(33A、33B)的栅极偏压，使得ACLR在基准值以下的条件下效率成为最大。
Description
技术领域
本发明涉及高效率的前馈(feed forward)放大器以及其控制方法。
背景技术
近年来，为了确保伴随移动通信的迅速普及的服务区域，需要设置多个基站用装置。根据基站装置设置的情况，还需要将多个基站用装置设置在同一个场所。此外，还需要削减基站装置的功率消耗。基于这样的背景，需要基站用装置的小型化和省功率化。基站用装置一般包括调制解调装置、发送放大器、放热器、各种控制装置等。由于基站用装置的消耗功率的大半被发送放大器所占据，所以关注着发送放大器的省功率化。
在通信用基站用装置中使用的发送放大器中，由于(1)需要多载波的同时放大和(2)需要满足在移动通信方式中要求的频带外泄露功率等的标准值，从而使用线性化技术。这样的线性化技术之一是前馈放大器。图1表示前馈放大器的基本结构。前馈放大器100包括失真检测电路10和失真去除电路20(非专利文献1)。
非专利文献1：N.Pothecary，Feedforward linear power amplifiers，ArtechHouse，1999.
失真检测电路10包括：将前馈放大器100的输入信号分配给两个路径的分配器11、矢量调整器12、主放大器13、延迟线路14、以及合成分配器15。包括矢量调整器12和主放大器13的路径是主放大器路径PMA，包括延迟线路14的路径是线性传送路径PLT。合成分配器15一般由方向性耦合器构成，具有相当于主放大器路径PMA的增益的耦合度。
主放大器13放大矢量调整器12的输出信号。合成分配器15对主放大器路径PMA的输出信号(假设在这里是由作为前馈放大器的输入信号的主波分量和在主放大器中产生的失真分量所构成的信号)和线性传送路径PLT的输出信号进行合成。在这里，矢量调整器12调整主放大器13的输入信号的振幅和相位(称为失真检测电路10的环路调整)，使得输出到失真注入路径PDI的失真分量足够大。另外，没有图示在失真检测电路10的环路调整所需的信号提取单元和控制单元。失真分量成为对失真注入路径PDI的输入信号。然后，合成分配器15对失真去除电路20的一个路径(后述的主放大器输出传送路径PMT)输出主波分量和失真分量。
失真去除电路20包括：延迟线路21、矢量调整器22、辅助放大器23以及功率合成器24。包括延迟线路21的路径是主放大器输出传送路径PMT，包括矢量调整器22和辅助放大器23的路径是失真注入路径PDI。矢量调整器22调整输入到失真注入路径PDI的失真分量的振幅和相位(称为失真去除电路20的环路调整)，使得后述的功率合成器24输出的输出信号的相邻频带外泄露功率比(ACLR)足够小。另外，没有图示在失真去除电路20的环路调整所需的信号提取单元和控制单元。辅助放大器23对矢量调整器22的输出信号进行放大。功率合成器24以等振幅/反相位/等延迟对主放大器输出传送路径PMT的输出信号和失真注入路径PDI的输出信号进行功率合成。这样，失真分量被去除，主波分量从前馈放大器100输出。
这样，失真检测电路10检测在主放大器13中产生的失真分量，失真去除电路20以等振幅/反相位/等延迟，将所检测的失真分量注入到主放大器的输出信号。通过这个动作，前馈放大器100补偿在主放大器13中产生的失真分量。
在前馈放大器的其他部分没有有效电路的情况下，前馈放大器100的消耗功率由作为有效电路的主放大器13以及辅助放大器23的消耗功率所决定。前馈放大器的功率效率是前馈放大器的输出功率和其消耗功率之比。
提高前馈放大器100的功率效率的方法是，在维持规定的线性的同时削减前馈放大器内的有效电路的消耗功率。但若削减主放大器13和辅助放大器23的消耗功率，则成为削减对各个放大元件提供的电流，所以在各个放大元件产生的失真分量增加。这样，削减消耗功率和产生失真具有折衷选择的关系。
由于在削减了辅助放大器23的消耗功率的情况下，失真检测电路10所检测的失真分量在辅助放大器23中被进一步失真，所以成为与应除去的失真分量不同的失真分量。其结果，不能充分地除去在主放大器13中产生的失真分量。这样，辅助放大器23需要对失真检测电路10所检测的失真分量进行线性放大。因此，辅助放大器23一般使用A级放大器，不能大幅地削减其消耗功率。
为了提高主放大器的功率效率，提出了适用了高效率放大技术的主放大器。其之一是多赫蒂放大器(专利文献1)。多赫蒂放大器包括载波放大器和峰值放大器(非专利文献2)。若多赫蒂放大器的输入功率超过某个一定值，则峰值放大器动作，峰值放大器输出与载波放大器输出合成。在峰值放大器动作的输入功率的区域中，载波放大器进行饱和动作，所以多赫蒂放大器可达到高的功率效率。通过将多赫蒂放大器作为主放大器使用，报告了可以将W-CDMA方式用2GHz频带前馈放大器的功率效率改善2％的情况(非专利文献3)。
专利文献1：日本特开2000-286645号公报(美国专利号6.320.464)
非专利文献2：S.C.Cripps，Advanced Techniques in RF Power AmplifierDesign，Artech House，2002.
非专利文献3：K-J.Cho，J-H.Kim，and S.P.Stapleton，”A highly efficientDoherty feed-forward linear power amplifier for W-CDMA base-stationapplications”，IEEE Transactions on Microwave Theory andTechniques，vol.53，no.1，Jan.2005.
多赫蒂放大器的非线性特性在峰值放大器动作的区域和不动作的区域的产生原理不同。在峰值放大器不动作的区域中，载波放大器的非线性特性成为多赫蒂放大器的非线性特性。此外，在峰值放大器动作的区域中，载波放大器和峰值放大器各自的非线性特性之和成为多赫蒂放大器的非线性特性。虽然多赫蒂放大器可在峰值放大器动作的区域中达到高的功率效率，但多赫蒂放大器的非线性特性与载波放大器单体的非线性特性相比，比较复杂。
将多赫蒂放大器作为主放大器使用的前馈放大器必须是补偿多赫蒂放大器的复杂的非线性特性的器件。若前馈放大器的失真补偿理想地进行，则在多赫蒂放大器的输出信号中包含的失真分量被全部去除。但实际的前馈放大器不能完全去除主放大器所产生的失真分量。这是因为，在失真检测电路和失真去除电路中达到等振幅、反相位、等延迟的调整存在界限，此外，失真检测电路和失真去除电路的各个频率特性不能完全应对在多赫蒂放大器中产生的复杂的非线性特性的频率特性。这样在峰值放大器动作的状况中可达到高的功率效率，但存在由于是复杂的非线性特性所以不能进行充分的失真补偿的问题。由于以无线方式所限定的频带外泄漏功率成为标准值以下，所以即使在主放大器中采用多赫蒂放大器也需要5dB左右的输出补偿(back off)，不能提高功率效率。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种可以不会产生复杂的非线性失真，实现高的功率效率的前馈放大器以及那样控制前馈放大器的方法。
本发明的前馈放大器，包括：
分配器，将输入信号分配给插入了主放大器的主放大器路径和线性传送路径；
合成分配器，合成所述主放大器路径的输出信号和所述线性传送路径的输出信号，生成对主放大器输出传送路径的输入信号和对插入了辅助放大器的失真注入路径的输入信号；以及
功率合成器，合成所述主放大器输出传送路径的输出信号和所述失真注入路径的输出信号并将其输出，
所述主放大器是谐波反馈放大器，
所述前馈放大器还包括：第1方向性耦合器，提取所述功率合成器的输出信号的一部分；以及
控制单元，基于通过所述第1方向性耦合器所提取的信号，控制所述谐波反馈(harmonics reaction)放大器的动作点。
本发明的前馈放大器的控制方法是，所述前馈放大器包括：
分配器，将输入信号分配给插入了谐波反馈放大器作为主放大器的主放大器路径和线性传送路径；
合成分配器，合成所述主放大器路径的输出信号和所述线性传送路径的输出信号，生成对主放大器输出传送路径的输入信号和对插入了辅助放大器的失真注入路径的输入信号；
功率合成器，合成所述主放大器输出传送路径的输出信号和所述失真注入路径的输出信号并将其输出；
第1方向性耦合器，提取所述功率合成器的输出信号的一部分；以及
控制单元，基于通过所述第1方向性耦合器所提取的信号，控制所述谐波反馈放大器的动作点，
所述谐波反馈放大器包括：
第2分配器，将输入到所述谐波反馈放大器的信号分配为两个；
第1晶体管，具有被提供所分配的两个信号中的一个的栅极，并进行功率放大；
第2晶体管，具有被提供所分配的两个信号中的另一个的栅极，并进行功率放大；
二次高次谐波终止电路，将所述第1以及第2晶体管的输出之间的二次高次谐波终止；
第2功率合成器，对所述被二次高次谐波终止的两个信号进行功率合成，并设为所述谐波反馈放大器的输出；以及
两个栅极偏置设定电路，根据所述控制单元的控制，分别设定所述第1以及第2晶体管的栅极偏压，
所述控制方法包括以下步骤：
检测所述前馈放大器的输出信号中的作为前馈放大器的输入信号的主波分量和在主放大器中产生的失真分量的各自的功率，在将与主波分量相邻的频带中的失真分量的功率用主波分量的功率进行规一化后的频带外泄漏功率比为规定的基准值以下的条件下，交替地控制所述谐波反馈放大器的所述第1以及第2晶体管的栅极偏压，使得所述前馈放大器的功率效率成为最大。
根据所述前馈放大器的结构以及控制方法，由于基于前馈放大器的输出来控制作为主放大器所使用的谐波反馈放大器的动作点，所以能够实现高效率的前馈放大器而不会产生复杂的非线性失真。
附图说明
图1是表示以往的前馈放大器的例子的方框图。
图2是表示本发明的前馈放大器的第1实施例的方框图。
图3是表示在本发明的实施例中使用的谐波反馈放大器的结构例子的图。
图4A是表示使用了电流反馈晶体管电路的栅极偏置设定电路的结构例子的图。
图4B是表示使用了DC/DC变换器的栅极偏置设定电路的结构例子的图。
图4C是表示使用了电压分割电阻的栅极偏置设定电路的结构例子的图。
图5是表示检测单元的结构例子的方框图。
图6A是表示前馈放大器的输出频谱的例子的图。
图6B是表示变换为基带的频谱的例子的图。
图7是表示检测单元的其他结构例子的方框图。
图8A是表示栅极偏压设定步骤的概略的流程图。
图8B是表示检索栅极偏压设定值的详细的步骤的例子的流程图。
图9是表示本发明的前馈放大器的第2实施例的方框图。
图10是表示第2实施例的前馈放大器的控制例子的流程图。
图11是表示本发明的第3实施例的流程图。
图12是表示本发明的前馈放大器的功率效率和ACLR的测定结果的曲线图。
图13A是表示对于本发明的前馈放大器的输出功率的ACLR的测定结果的曲线图。
图13B是表示本发明的前馈放大器的功率效率的曲线图。
具体实施方式
[第1实施例]
图2表示本发明的第1实施例的前馈放大器200。对于与如图1所示的以往的前馈放大器100的结构要素对应的前馈放大器200的结构要素，附加了与图1所示的参照标号相同的参照标号。前馈放大器200的特征之一在于，作为主放大器而使用谐波反馈放大器(Harmonic Reaction Amplifier：HRA)130，以及构成为控制该HRA130的动作点以使前馈放大器200的功率效率成为最大。为了这个控制，设置了如下部件：提取前馈放大器200的输出的一部分的方向性耦合器41；检测在该所提取的信号中包含的主波分量和频带外分量的检测单元42；测定前馈放大器200的输出功率和对前馈放大器200的供给功率的功率测定单元44；基于检测单元42的输出和功率测定单元44的测定结果来控制HRA130的动作点以使前馈放大器200的功率效率设为最大的控制单元43。
与如图1所示的以往例子相同地，前馈放大器200包括：将输入信号均等地分配给主放大器路径PMA和线性传送路径PLT的分配器11；将主放大器路径PMA的输出信号和线性传送路径PLT的输出信号进行合成，从而将主波分量和在主放大器130中产生的失真分量输出到主放大器输出传送路径PMT，将失真分量输出到失真注入路径PDI的合成分配器15；以及将主放大器输出传送路径PMT的输出信号和失真注入路径PDI的输出信号进行合成的功率合成器24。在主放大器路径PMA中设置了如下部件：包括可变衰减器12A和可变移相器12B的矢量调整器12；前置放大器13P和HRA130。线性传送路径PLT和主放大器输出传送路径PMT分别是延迟线路14、21。在失真注入路径PDI中设置了如下部件：包括可变衰减器22A和可变移相器22B的矢量调整器22；前置放大器23P和辅助放大器23。
如图3所示，作为主放大器的HRA130由以下部件构成：将输入到HRA130的信号以均等的功率分配给两个路径的分配器31；两个输入匹配电路32A、32B；两个栅极偏置设定电路37A、37B；两个晶体管(在本实施例中例如设为微波晶体管)33A、33B；两个输出匹配电路34A、34B；两个漏极偏置设定电路38A、38B；在两个输出匹配电路34A、34B的输出之间，将二次高次谐波终止的二次高次谐波终止电路35；以及将两个输出匹配电路34A、34B的输出信号进行功率合成的功率合成器36。
输入匹配电路32A、32B和输出匹配电路34A、34B例如分别使用微带线，以设计频率进行阻抗匹配。栅极偏置设定电路37A、37B具有被提供来自控制单元43的控制信号的控制端子TGCA、TGCB，根据来自控制单元43的控制信号对晶体管33A、33B的栅极提供指定的栅极偏压VGB1、VGB2。漏极偏置设定电路38A、38B也具有被提供来自控制单元43的控制信号的控制端子TDCA、TDCB，根据来自控制单元43的控制信号对晶体管33A、33B的漏极提供指定的漏极偏压。除了栅极偏置设定电路37A、37B以及漏极偏置设定电路38A、38B外，HRA的结构例如公开在参考文献(日本特开昭63-153904号公报)中。
通过设置对输出匹配电路34A、34B的输出信号将两倍波终止的二次高次谐波终止电路35，从而HRA130成为所谓的F级动作(F级动作的条件对偶数次高次谐波终止、奇数次高次谐波开放，在第1实施例中实现二次高次谐波终止)或者成为J级动作的并列型放大器。一般将F级动作条件中的终止以及开放的次数设得大，则能够得到更高的功率效率，但从电路结构的容易度和改善效率量的观点出发，只要实现二次高次谐波终止就足够。此外，根据晶体管33A、33B的频率特性，以充分的增益放大高次谐波存在界限。从这样的实用上的观点出发，在第1实施例中包括将二次高次谐波终止的电路。
这样，HRA130对主波分量以同相位进行电压合成，对失真分量进行功率合成而无需考虑其相位关系和振幅关系。通过这个动作，能够对主波分量将失真分量改善3dB。此外，HRA130达到超过80％的最大漏极(drain)效率。这样，HRA130具有最大漏极效率高并且可改善失真分量的特长，所以适用于前馈放大器的主放大器。
此外，该HRA130与多赫蒂放大器的载波放大器，其峰值放大器的偏置设定条件不同，对两个晶体管33A、33B进行大致相同的偏置设定。因此，两个晶体管33A、33B的动作点大致相同，不会产生在多赫蒂放大器的峰值放大器动作的情况下显著产生的复杂的非线性特性。这样，HRA130提高前馈放大器200的功率效率的同时缓和非线性特性。
HRA130的栅极偏压被设定为提高功率效率并且减少频带外失真成分。一般在推挽式放大器或平衡式放大器中，将两个栅极偏置设定为相同的电压。HRA130具有并列结构的两个放大器，在各个放大器中存在晶体管的个体差或调整的不同，这些放大器的特性不严格一致。但通过对栅极偏压进行微调，从而从前馈放大器200看，能够将HRA130的频带外失真分量和功率效率设定为最佳。但并不限定于HRA130单体的频带外失真分量和功率效率被设定为最佳。因此，通过对前馈放大器200的输出的频带外失真分量和前馈放大器200的消耗功率进行观测，从而控制栅极偏压，以使维持以标准规格所规定的频带外失真分量的同时提高功率效率。
此外，通过控制漏极偏压，从而能够进一步对HRA130的动作进行调整。一般若控制漏极偏压，则能够维持线性的同时可进行高效率放大。此外，通过组合栅极偏压控制和漏极偏压控制，从而能够发挥两者的特长的同时改善HRA130的功率效率和线性。
栅极偏置设定电路37A和37B是相同的结构，图4A、4B、4C表示其结构例子。图4A是表示将使用晶体管37T和电阻37R1～37R4而构成的众所周知的电流反馈电路作为栅极偏置设定电路37A、37B使用的例子。控制电压从控制单元43提供给栅极偏置控制端子TGC(TGCA、TGCB)，由此决定的源极电压作为栅极偏压VGB(VGB1、VGB2)而从端子TS提供给晶体管33A、33B的栅极。图4B表示将DC/DC变换器37C作为栅极偏置设定电路37A、37B使用的例子。从控制单元43提供给端子TGC(TGCA、TGCB)的控制电压通过DC/DC变换器37C而变换为对应的栅极偏压VGB(VGB1、VGB2)，并从端子TS输出。图4C所示的结构是，根据提供给栅极偏置控制端子TGC(TGCA、TGCB)的控制电压，由开关37S选择通过多个串联连接的电阻37R1、37R2、37R3所分压的电压，并作为栅极偏压VGB(VGB1、VGB2)而输出到端子TS。这样，栅极偏置设定电路37A、37B仅控制电压，所以能够如图4A至4C那样简单地构成。图4A和4B是可通过来自控制单元43的控制电压对栅极偏压VGB进行连续控制。此外，图4C是可通过来自控制单元43的控制电压对栅极偏压VGB进行离散控制。
漏极偏置设定电路38A和38B可采用与上述的栅极偏置设定电路37A、37B相同的结构。此时，在栅极偏置设定电路37A和37B的说明中，将栅极偏置替换为漏极偏置即可。
再次参照图2。功率合成器24的输出信号经由方向性耦合器41作为前馈放大器的输出而输出。该功率的一部分通过方向性耦合器41而分支，并提供给检测单元42。检测单元42分别检测主波分量和频带外失真分量。
图5表示检测单元42的结构例子。由方向性耦合器41所提取的信号通过频率变换器42A而变换为基带信号。频率变换器42A例如包括混频器42A1和局部振荡器42A2。低通滤波器42B对基带信号去除混淆(aliasing)。模拟/数字变换器42C对低通滤波器42B的输出信号以采样频率fs进行数字化。三分配电路42X将被数字化的信号进行三分配。来自三分配电路42X的主波分量通过数字低通滤波器42D而被提取。来自三分配电路42X的上侧以及下侧频带失真分量ACU、ACL通过数字带通滤波器42E、42F而被分别提取。数字带通滤波器42E、42F的通带宽度BPU、BPL是考虑了滤波器的频带外衰减特性而决定，以使能够充分地检测将+fw、fs-fw(fw是相当于主波分量WT的带宽的频率)分别设为中心的频带外失真分量。
图6A表示在图5所示的频率变换器42A的输入信号的频谱例子。图6B表示AD变换器42C的输出的频谱例子。如图6A所示，上侧以及下侧频带外失真分量ACU、ACL与将载波频率fc设为中心频率的主波分量WT的上侧和下侧相邻。需要上侧以及下侧频带外失真分量ACU、ACL不会受到主波分量WT的抑制地对它们进行检测。但难以实现在微波频带中将如图6A所示的上侧以及下侧频带外失真分量ACU、ACL与主波分量WT分离地提取那样的具有极其陡峻的频率特性的滤波器。因此，在图5所示的例子中，通过频率变换器42A将由方向性耦合器41所提取的信号从微波带变换为基带。
图6B表示被数字化的基带信号的频谱例子。即，该频谱是，通过模拟/数字变换器42C将低通滤波器42B的输出信号以采样频率fs变换为数字基带信号，并将该数字基带信号进行傅立叶变换而得到的频谱的例子。应提取的上侧以及下侧频带外失真分量ACU、ACL是通过具有通带BPU、BPL的数字带通滤波器42E、42F而被分别提取。此外，主波分量WT是通过具有通带LPT的数字低通滤波器42D而被提取。这些数字滤波器42D、42E、42F的输出被提供给控制单元43，计算各自检测的分量的功率。数字滤波器42D、42E、42F分别例如可通过FIR滤波器实现。此外，也可以不使用数字滤波器42D、42E、42F，而对模拟/数字变换器42C的输出信号进行傅立叶变换，从而提取对应于各自的分量的频率分量。
图7表示检测单元42的其他的结构例子。基于这个例子的检测单元42使用以下部件而构成：由混频器42A1a和局部振荡器42A2a构成的IF带频率变换器42Aa；窄带滤波器42Da、42Ea、42Fa；以及功率检测单元42G、42H、42I。IF带频率变换器42Aa将由方向性耦合器41所提取的信号从微波带变换为中心频率fi的IF带(例如150MHz)。三分配电路42X对变换为IF带的信号进行三分配。三分配电路42X的输出信号被分别输入到具有可检测应检测的主波分量WT和上侧以及下侧频带外失真分量ACU、ACL的频率特性的窄带滤波器42Da、42Ea、42Fa。例如，将相当于主波分量WT的带宽的频率设为fw，则窄带滤波器42Ea提取将频率fi+fw设为中心的上侧频带外比失真分量，窄带滤波器42Fa提取将频率fi-fw设为中心的下侧频带外比失真分量。窄带滤波器42Da提取将频率fi设为中心频率的主波分量。这些窄带滤波器42Da、42Ea、42Fa例如可通过SAW滤波器或陶瓷滤波器实现。窄带滤波器42Da、42Ea、42Fa的输出被提供给功率检测单元42G、42H、42I，功率检测单元42G、42H、42I测定主波分量的功率和上侧以及下侧频带外失真分量的功率。功率检测单元42G、42H、42I例如可由对数放大器等的IC构成。
前馈放大器整体(包括控制单元43、前置放大器13P、前置放大器23P、HRA130、辅助放大器23等)的消耗功率可通过功率测定单元44测定提供给前置放大器的各个电路的电流来取得。例如若是交流供电，则功率测定单元44可通过箝位计(clamp meter)测定电流。此外，若是直流供电，则功率测定单元44可通过在各个电路的供电单元使用分流(shunt)电阻(1mOhm左右)测定电流值。这样，功率测定单元44通过对测定的电流值乘以已知的电压值，取得前馈放大器整体的供电功率即消耗功率。此外，功率测定单元44还测定前馈放大器的输出功率。功率测定单元44的测定结果被送到控制单元43。
控制单元43基于检测单元42检测的主波分量的功率和上下频带外失真分量的功率、功率测定单元44测定的前馈放大器整体的输出功率和消耗功率，进行规定的控制。即，控制单元43进行HRA130的栅极偏压控制，使得将上下频带外失真分量的功率和主波分量的功率之比即邻接频带外泄漏功率比(ACLR)维持在规定值以下的同时将前馈放大器的功率效率成为最大。控制单元43例如可使用微处理器实现。
图8A表示在失真检测电路10和失真去除电路20的各个环路(loop)调整完成之后的基于控制单元43的HRA130的栅极偏压控制的概略流程图。在第1实施例中，进行失真检测电路10的环路调整(步骤S1)以及失真去除电路20的环路调整(步骤S2)。即，矢量调整器12、22分别进行环路调整，直至在HRA130的栅极偏压以及漏极偏压被设定为标准值的状态下，检测单元42检测的频带外失真分量的功率成为(1)最少，或者(2)标准规格的规定值以下，或者(3)考虑了动作容限(margin)等的设计值以下为止。由于该调整方法与以往技术相同，所以省略说明。控制单元43通过改变提供给HRA130的栅极偏置设定电路37A的控制端子TGCA的控制电压(晶体管33A的栅极偏压VGB1变化)，从而决定在前馈放大器200的输出的ACLR为基准值以下的条件下前馈放大器200的功率效率成为最大的栅极偏压VGB1(步骤S31)。接着，通过改变提供给栅极偏置设定电路37B的控制端子TGC的控制电压(晶体管33B的栅极偏压VGB2变化)，从而决定在前馈放大器200的输出的ACLR为基准值以下的条件下前馈放大器200的功率效率成为最大的栅极偏压VGB2(步骤S32)。由于通过步骤S32的偏置控制的影响而通过步骤S31所得到的条件并不一定被维持，所以进行重复步骤S31、S32的各个处理的控制，直到在ACLR为基准值以下的条件下前馈放大器200的功率效率成为最大为止(步骤S33)。
图8B表示在图8A所示的步骤S31的详细的控制步骤的例子。首先，通过步骤S311设定晶体管33A的栅极偏压VGB1。在步骤S312，检测单元42分别测定前馈放大器200的输出的主波分量的功率和上侧以及下侧频带外失真分量的功率，检测单元42分别计算这些上侧以及下侧频带外失真分量的功率和主波分量的功率之比(ACLR)。在步骤S313，控制单元43判定这些ACLR是否两个都是基准值以下，若至少一个不是基准值以下，则返回到步骤S311，改变栅极偏压的设定值后重复步骤S311、S312。此时，栅极偏压VGB2设为一定。
在ACLR成为基准值以下的情况下，接着在步骤S314，功率测定单元44测定前馈放大器200的输出功率和供给功率。进一步在步骤S315，控制单元43基于前馈放大器200的输出功率和供给功率，计算前馈放大器200的功率效率。在步骤S316，控制单元43判定功率效率是否比至此计算的功率效率还低。在新得到的功率效率比之前的功率效率还低的情况下，控制单元43返回到步骤S311而再次设定栅极偏压VGB1。在步骤S316中的最大值的设定使用在步骤S315计算的前馈放大器的功率效率而如以下那样进行。在前馈放大器200的输出功率没有进行发送输出控制的情况下，将其设为在1个小时左右的范围中的最大值，在进行发送输出控制的情况下，将其设为在发送输出被变更为止的时间的范围中的最大值。这样，在前馈放大器200的功率效率成为最大为止重复步骤S311～S316的各个处理，从而进行栅极偏压VGB1的控制。
栅极偏压VGB1的控制算法在将改变的电压幅度设为一定的条件下可使用最急下降法或者LMS(least-mean-square)算法。此外，也可以进行适当变更改变的电压幅度的控制。在通过栅极偏压VGB1的控制而将前馈放大器200的功率效率设为最大之后，固定栅极偏压VGB1的情况下在图8A所示的步骤S32控制栅极偏压VGB2。栅极偏压VGB2的控制与在图8B所示的栅极偏压VGB1的控制同样地进行。然后，在图8A所示的步骤S33中被判定为前馈放大器200的功率效率在上述的时间范围内最大为止，重复基于步骤S31和S32的栅极偏压VGB1和VGB2的控制。
漏极偏压控制通过与在图8A、8B所示的控制步骤相同的步骤进行。在图8A、8B所示的控制步骤中，将栅极偏压改读为漏极偏压即可。通过改变提供给漏极偏置设定电路38A、38B的控制端子TDCA、TDCB的控制电压，从而与上述的栅极偏压流程图相同地，检索设定将前馈放大器200的功率效率设为最大的漏极偏压。也可以交替地重复进行栅极偏压和漏极偏压的控制。此外，也可以只控制栅极偏压和漏极偏压中的任一个。在栅极偏压和漏极偏压的设定完成之后改变前馈放大器的输出功率的情况下，维持所设定的偏压的情况下进行矢量调整器12、22的环路调整。在矢量调整器12、22的设定完成之后，控制器43进行栅极偏压和漏极偏压的再次设定。
[第2实施例]
表示在第1实施例中，HRA130的栅极偏压和漏极偏压控制完成之后，进一步改善前馈放大器的功率效率的实施例。图9表示作为第2实施例的前馈放大器300。前馈放大器300与上述的前馈放大器200不同，为了进行对于失真检测电路10和失真去除电路20的矢量调整器12、22的调整，具有如下结构：在失真注入路径PDI的矢量调整器22的输入侧设置了方向性耦合器45，开关46选择来自方向性耦合器41和45的信号而提供给检测单元42。
控制单元43分别控制失真检测电路10的可变衰减器12A和可变移相器12B以及失真去除电路20的可变衰减器22A和可变移相器22B。在第2实施例中，控制单元43在与第1实施例相同的栅极偏压控制完成之后，进一步适应控制失真检测电路10和失真去除电路20的可变衰减器和可变移相器。以下，参照图10的流程图，说明其控制。
首先，与第1实施例同样地进行失真检测电路10的矢量调整(步骤S1)和失真去除电路20的矢量调整(步骤S2)以及栅极偏压设定控制(步骤S3)。在第2实施例中，在接着步骤S3的步骤S4，从通过开关46的选择而方向性耦合器45所提取的信号，检测单元42检测失真检测电路输出中的主波分量和在HRA130中产生的频带外失真分量。然后，控制单元43控制在失真检测电路10中的矢量调整器12的可变衰减器12A和可变移相器12B，使得将主波分量均匀并且设为最小。这里，抑制为均匀的理由是，在失真去除电路20中频带外失真分量被抑制，且主波分量求和。若主波分量的抑制具有频率特性(主波分量没有均匀地抑制)，则功率合成器24不能将主波分量均匀地进行相加。
接着，在步骤S5，通过开关46的选择检测单元42从方向性耦合器41所提取的信号检测频带外失真分量。然后，控制单元43控制失真检测电路10的可变移相器12B，以使将频带外失真分量的功率设为最小。进一步在步骤S6，通过开关46的选择检测单元42从方向性耦合器41所提取的信号检测频带外失真分量。然后，控制单元43控制失真去除电路20的可变衰减器22A，以使频带外失真分量的功率成为最小。然后，在步骤S7，通过开关46的选择检测单元42从方向性耦合器41所提取的信号检测频带外失真分量。然后，控制单元43控制失真去除电路20的可变移相器22B，以使频带外失真分量的功率成为最小。
通过步骤S5、S6、S7的控制，失真去除电路20的可变衰减器22A和可变移相器22B被调整为在失真去除电路20中的失真注入路径PDI的频带外失真分量与主放大器输出传送路径PMT的频带外失真分量成为反相位，此外，失真检测电路10的可变移相器12B和失真去除电路20的可变衰减器22A以及可变移相器22B被调整为失真注入路径PDI的主波分量与主放大器输出传送路径PMT的主波分量成为同相位。由此，抑制频带外失真分量的同时主波分量增加。
这样，通过控制失真检测电路10和失真去除电路20的可变衰减器和可变移相器，从而能够将ACLR设为基准值以下的情况下将前馈放大器300的功率效率设为最大。控制单元43将失真检测电路10的可变移相器12B的调整(步骤S5)、和失真去除电路20的可变衰减器22A的调整(步骤S6)、以及可变移相器22B的调整(步骤S7)按照这个顺序重复执行规定次数。通过这个重复调整，能够提高前馈放大器300的输出功率的同时进行失真补偿。此外，由于通过功率合成器24而主波分量的功率被加算，所以能够提高前馈放大器300的功率效率。不重复控制失真检测电路10的可变衰减器12A的理由是因为前馈放大器300的增益变化。
这一系列的控制还跟随温度变化、经时变化。此外，在作为主放大器的HRA在低补偿区域动作的情况下，这一系列的控制能够控制频带外失真分量的功率维持一定值以下的同时前馈放大器的功率效率成为最大。
[第3实施例]
在图11所示的前馈放大器400具有使用导频(pilot)信号在图9所示的前馈放大器300中进行失真检测电路10和失真去除电路20的矢量调整器12、22的调整控制的结构。前馈放大器400将前馈放大器300的结构为基础，进一步包括：在分配器11的输入侧设置的方向性耦合器8、在前置放大器13P和HRA130之间设置的方向性耦合器17、第1导频信号产生器9以及第2导频信号产生器18。第1导频信号产生器在离主波分量充分远的中心频率产生频率间隔为1kHz左右的CW2波的第1导频信号SP1。其中，将第1导频信号SP1的中心频率设为与主波分量相同的频带。第2导频信号产生器在与第1导频信号的中心频率不同的中心频率产生频率间隔为1kHz左右的CW2波的第2导频信号SP2。其中，将第2导频信号SP2的中心频率设为与主波分量相同的频带。第1导频信号产生器9产生的第1导频信号SP1经由方向性耦合器8而注入到分配器11。此外，第2导频信号产生器18产生的第2导频信号SP2经由方向性耦合器17而注入到主放大器路径PMA。这些导频信号SP1、SP2用于进行失真检测电路10和失真去除电路20的环路调整。
具体地说，通过方向性耦合器45提取第1导频信号SP1，通过检测单元42检测第1导频信号SP1。控制单元43调整矢量调整器12的可变衰减器12A和可变移相器12B，以使该检测的第1导频信号SP1成为最小。同样地，经由方向性耦合器17对主放大器路径PMA注入第2导频信号SP2而HRA130所产生的失真分量，从通过方向性耦合器41所提取的信号中由检测单元42所检测。控制单元43调整矢量调整器22的可变衰减器22A和可变移相器22B，以使该检测的失真分量成为最小。
[试验结果]
图12表示使用了图9所示的前馈放大器300的试验结果。测定条件是，作为输入信号使用中心频率2.14GHz的W-CDMA1波。作为初始状态，设定栅极偏压VGB1、VGB2以使HRA130的两个晶体管33A、33B的漏极电流一致，从这个状态改变栅极偏压，从而改变两个漏极电流之差，测定对于电流差的在5MHz偏置以及10MHz偏置下的ACLR、以及前馈放大器300的功率效率。控制步骤是进行失真检测电路10和失真去除电路20的矢量调整器12、22的调整，通过图8所示的步骤进行栅极偏压控制。
如图12所示，在调整了栅极偏压以使从基准值(漏极电流之差0mA)成为-50mA的情况下，功率效率改善0.7％。随着功率效率的改善，在5MHz偏置ACLR恶化5dB，在10MHz偏置ACLR恶化6dB。通过进行失真检测电路10和失真去除电路20的环路调整，该恶化被补偿。此外，在不进行再次的失真检测电路10和失真去除电路20的环路调整的情况下，通过设定为漏极电流差30mA，从而可以将5MHz偏置ACLR改善-45dBc、将功率效率改善0.3％。这样，通过变更HRA130的栅极偏压设定，可以将功率效率改善0.3％到0.7％。
图13A表示基于前馈放大器300的ACLR特性。图13A表示在进行了将图12所示的两个漏极电流之差设为0的栅极偏压调整的状态下的测定结果。图13A表示作为HRA130的主放大器的输出和前馈放大器的输出中的5MHz偏置ACLR以及10MHz偏置ACLR。在5MHz偏置ACLR-45dB中，失真补偿量为13dB。此外，前馈放大器的输出功率为38.4dBm。
图13B表示对应于图13A的功率效率特性。表示作为主放大器的HRA130的功率效率和前馈放大器的功率效率。在前馈放大器的输出功率38.4dBm，达到前馈放大器的功率效率19.8％。由于以往的前馈放大器的功率效率为15％以下，所以可知本发明的前馈放大器是高效率的放大器。
如以上说明那样，根据本发明，可改善前馈放大器的功率效率，可实现低消耗功率化。其结果，发热量减少，所以可实现前馈放大器的小型化和轻量化。
Claims (6)
1.一种前馈放大器，包括：
分配器，将输入信号分配给插入了主放大器的主放大器路径和线性传送路径；
合成分配器，合成所述主放大器路径的输出信号和所述线性传送路径的输出信号，生成对主放大器输出传送路径的输入信号和对插入了辅助放大器的失真注入路径的输入信号；以及
功率合成器，合成所述主放大器输出传送路径的输出信号和所述失真注入路径的输出信号并将其输出，
所述主放大器是谐波反馈放大器，
所述前馈放大器还包括：
第1方向性耦合器，提取所述功率合成器的输出信号的一部分；
控制单元，基于通过所述第1方向性耦合器所提取的信号，控制所述谐波反馈放大器的动作点；
检测单元，从通过所述第1方向性耦合器所提取的信号，检测作为所述前馈放大器的输入信号的主波分量和在所述谐波反馈放大器中产生的频带外失真分量；以及
功率测定单元，测定所述前馈放大器的输出功率和对于所述前馈放大器的供给功率，其中
所述谐波反馈放大器包括：
第2分配器，将输入到所述谐波反馈放大器的信号分配为两个；
第1晶体管，具有被提供所分配的两个信号中的一个的栅极，并进行功率放大；
第2晶体管，具有被提供所分配的两个信号中的另一个的栅极，并进行功率放大；
二次高次谐波终止电路，将所述第1以及第2晶体管的输出之间的二次高次谐波终止；
第2功率合成器，对所述被二次高次谐波终止的两个信号进行功率合成，并设为所述谐波反馈放大器的输出；以及
两个栅极偏置设定电路，根据所述控制单元的控制，分别设定所述第1以及第2晶体管的栅极偏压，
在通过所检测的所述主波分量和所述频带外失真分量所计算的频带外泄漏功率比为规定的基准值以下的条件下，所述控制单元控制所述谐波反馈放大器的所述第1以及第2栅极偏置设定电路，使得通过所述输出功率和所述供给功率所计算的功率效率成为最大。
2.如权利要求1所述的前馈放大器，其中
所述谐波反馈放大器还包括：第1以及第2漏极偏置设定电路，根据所述控制单元的控制，设定所述第1以及第2晶体管的漏极偏压，
在通过所检测的所述主波分量和所述频带外失真分量所计算的频带外泄漏功率比为所述基准值以下的条件下，所述控制单元控制所述谐波反馈放大器的所述第1以及第2漏极偏置设定电路，使得通过所述输出功率和所述供给功率所计算的功率效率成为最大。
3.如权利要求1或2所述的前馈放大器，还包括：
第1矢量调整器，在所述谐波反馈放大器的输入侧，插入到所述主放大器路径；
第2矢量调整器，在所述辅助放大器的输入侧，插入到所述失真注入路径；以及
第2方向性耦合器，在所述第2矢量调整器的输入侧，提取所述失真注入路径的信号的一部分，
所述控制单元基于通过所述第2方向性耦合器所提取的信号来调整所述第1矢量调整器的衰减量和移相量，基于通过所述第1方向性耦合器所提取的信号来调整所述第2矢量调整器的衰减量和移相量。
4.一种前馈放大器的控制方法，其中
所述前馈放大器包括：
分配器，将输入信号分配给插入了谐波反馈放大器作为主放大器的主放大器路径和线性传送路径；
合成分配器，合成所述主放大器路径的输出信号和所述线性传送路径的输出信号，生成对主放大器输出传送路径的输入信号和对插入了辅助放大器的失真注入路径的输入信号；
功率合成器，合成所述主放大器输出传送路径的输出信号和所述失真注入路径的输出信号并将其输出；
第1方向性耦合器，提取所述功率合成器的输出信号的一部分；以及
控制单元，基于通过所述第1方向性耦合器所提取的信号，控制所述谐波反馈放大器的动作点，
所述谐波反馈放大器包括：
第2分配器，将输入到所述谐波反馈放大器的信号分配为两个；
第1晶体管，具有被提供所分配的两个信号中的一个的栅极，并进行功率放大；
第2晶体管，具有被提供所分配的两个信号中的另一个的栅极，并进行功率放大；
二次高次谐波终止电路，将所述第1以及第2晶体管的输出之间的二次高次谐波终止；
第2功率合成器，对所述被二次高次谐波终止的两个信号进行功率合成，并设为所述谐波反馈放大器的输出；以及
两个栅极偏置设定电路，根据所述控制单元的控制，分别设定所述第1以及第2晶体管的栅极偏压，
所述控制方法包括以下步骤：
(a)从所述前馈放大器的输出信号检测作为所述前馈放大器的输入信号的主波分量和在所述主放大器中产生的频带外失真分量，在根据它们所计算的频带外泄漏功率比为规定的基准值以下的条件下，交替地控制所述谐波反馈放大器的所述第1以及第2晶体管的栅极偏压，使得所述前馈放大器的功率效率成为最大。
5.如权利要求4所述的方法，其中
所述谐波反馈放大器还包括：第1以及第2漏极偏置设定电路，根据所述控制单元的控制，设定所述第1以及第2晶体管的漏极偏压，
所述控制方法还包括以下步骤：
(b)检测所述主波分量和所述频带外失真分量，在根据它们所计算的频带外泄漏功率比为规定的基准值以下的条件下，交替地控制所述谐波反馈放大器的所述第1以及第2晶体管的漏极偏压，使得所述前馈放大器的功率效率成为最大。
6.如权利要求4或5所述的方法，还包括如下步骤：
(c)所述合成分配器调整所述主放大器路径的信号的移相量，使得输出到所述失真注入路径的信号中的主波分量均一并且成为最小的步骤；
(d)调整所述失真注入路径的信号的移相量，使得将所述频带外失真分量的功率设为最小的步骤；
(e)调整所述失真注入路径的信号的衰减量和移相量，使得将所述频带外失真分量的功率设为最小的步骤；
(f)交替地多次重复所述步骤(c)至(e)的步骤。
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